JP2013078171A - 受電装置及び非接触給電システム - Google Patents

Abstract

【課題】共鳴方式の非接触給電システムにおいて、効率よく安定的な給電を行う。
【解決手段】共鳴コイルと、電磁結合コイルと、整流回路と、平滑化回路と、直流電力の電圧値を別の電圧値に変換する電圧変換回路と、当該電圧変換回路に入力される直流電力の電圧値及び電流値を取得し、当該取得された電圧値及び電流値からインピーダンスを計算し、かつ、当該電圧変換回路の出力電圧及び出力電流を制御するパルス幅変調信号を生成する制御回路と、当該電圧変換回路の出力電圧及び出力電流が入力される負荷とを有し、当該制御回路により計算されたインピーダンスが、伝送される交流電力の伝送効率が最大となるインピーダンスに近づくように、当該パルス幅変調信号のデューティ比が決定される受電装置、及び当該受電装置を有する非接触給電システムに関する。
【選択図】図１

Description

開示される発明の一態様は、受電装置及び非接触給電システムに関する。

様々な電子機器の普及が進み、多種多様な製品が市場に出荷されている。近年では、携帯電話及びデジタルビデオカメラ等の携帯型の電子機器の普及が顕著である。また電力を基に動力を得る電気自動車等の電気推進移動体も製品として市場に登場しつつある。

携帯電話、デジタルビデオカメラまたは電気推進移動体には、蓄電手段であるバッテリ（蓄電池ともいう）が内蔵されている。当該バッテリの充電は、殆どが給電手段である家庭用交流電源より直接的に接触させて行われているのが現状である。またバッテリを具備しない構成またはバッテリに充電された電力を用いない構成では、家庭用交流電源より配線等を介して直接給電し動作させているのが現状である。

一方で非接触によりバッテリの充電または負荷への給電を行う方式についての研究開発も進んでおり、代表的な方式として、電磁結合方式（電磁誘導方式ともいう）（特許文献１参照）、電波方式（マイクロ波方式ともいう）、共鳴方式（共振方式ともいう）（特許文献２乃至特許文献４参照）が挙げられる。

特許文献２乃至特許文献４に示されるように、共鳴方式の非接触給電技術においては、電力を受ける側の装置（以下、受電装置という）及び電力を供給する側の装置（以下、送電装置という）それぞれが、共鳴コイルを有している。また受電装置及び送電装置には、それぞれ電磁結合コイルが設けられている。送電装置における電源から共鳴コイルへの給電、並びに、受電装置における共鳴コイルから負荷への給電は、電磁結合コイルを介して行われる。

送電装置の共鳴コイル及び受電装置の共鳴コイルは、同一の周波数ｆ０で共鳴（ＬＣ共振）現象が発現するよう調整されている。

これら送電装置の共鳴コイル及び受電装置の共鳴コイルが対向し、共鳴（共振）現象を起こすことにより、当該共鳴コイル間距離が離れている状態でも、効率の良い電力伝送が実現できる（非特許文献１参照）。

特開２００２−１０１５７８号公報 特開２０１０−１９３５９８号公報 特開２０１０−２３９６９０号公報 特開２０１０−２５２４６８号公報

「ワイヤレス給電２０１０ 非接触充電と無線電力電送のすべて」日経エレクトロニクス、２０１０年３月、ｐｐ．６６−８１

しかしながら共鳴方式の非接触給電システムでは、当該送電装置の共鳴コイル及び受電装置の共鳴コイルが適切な位置関係を維持していない場合には、電力伝送の効率が低減してしまう。

つまり送電装置の共鳴コイル及び受電装置の共鳴コイルが遠すぎる場合には、電力伝送の効率が低減してしまう。また、送電装置の共鳴コイル及び受電装置の共鳴コイルが近すぎる場合にも、電力伝送の効率が低減する現象が生じる。

共鳴方式の非接触給電システムの模式図及び斜視図を図３（Ａ）及び図３（Ｂ）、並びに、送電装置の共鳴コイル及び受電装置の共鳴コイルの距離Ｄを変化させたときの周波数と電力の伝送効率との関係を、図４（Ａ）乃至図４（Ｃ）に示す。

図３（Ａ）及び図３（Ｂ）に示す共鳴方式の非接触給電システムは、送電装置１１００及び受電装置１１１０を有している。送電装置１１００は、交流電源１１０１、電磁結合コイル１１０３、共鳴コイル１１０４を有している。また受電装置１１１０は、負荷１１１１、電磁結合コイル１１１２、共鳴コイル１１１３を有している。なお図３（Ａ）及び図３（Ｂ）において、送電装置１１００の共鳴コイル１１０４及び受電装置１１１０の共鳴コイル１１１３の距離Ｄを、送電装置１１００及び受電装置１１１０の距離とする。

なお図３（Ａ）及び図３（Ｂ）において、送電装置１１００は、電磁結合コイル１１０３、共鳴コイル１１０４、及びコンデンサ１１０５（送電素子１１５１とする）、並びに、受電装置１１１０は、電磁結合コイル１１１２、共鳴コイル１１１３、及びコンデンサ１１１５（受電素子１１５２とする）を有しているが、送電素子１１５１及び受電素子１１５２として、それぞれ、ヘリカルアンテナを用いた磁界型の素子や、メアンダラインアンテナを用いた電界型の素子を用いてもよい。

送電装置１１００の交流電源１１０１から共鳴コイル１１０４への給電は、電磁結合コイル１１０３を介して電磁結合方式にて行われる。送電装置１１００から受電装置１１１０への給電は、共鳴コイル１１０４及び共鳴コイル１１１３が電磁共鳴をすることにより行われる。また共鳴コイル１１１３から負荷１１１１への給電は、電磁結合コイル１１１２を介して電磁結合方式にて行われる。

図４（Ａ）乃至図４（Ｃ）では、共鳴方式の非接触給電システムにおいて、送電装置１１００の共鳴コイル１１０４及び受電装置１１１０の共鳴コイル１１１３の距離Ｄを変化させたときの伝送効率の変化を示す。

まず、図４（Ｂ）は、当該非接触給電システムが周波数ｆ０で最大の伝送効率となる、送電装置１１００の共鳴コイル１１０４及び受電装置１１１０の共鳴コイル１１１３の距離Ｄ１の場合を示している。

図４（Ａ）は、送電装置１１００の共鳴コイル１１０４及び受電装置１１１０の共鳴コイル１１１３の距離Ｄが、距離Ｄ１より短い（距離Ｄ２）場合を示している。このとき、送電装置１１００の共鳴コイル１１０４及び受電装置１１１０の共鳴コイル１１１３は、周波数ｆ０で共鳴するが、伝送効率は図４（Ｂ）に比べて低減してしまう。

図４（Ｃ）は、送電装置１１００の共鳴コイル１１０４及び受電装置１１１０の共鳴コイル１１１３の距離Ｄが、距離Ｄ１より長い（距離Ｄ３）場合を示している。このとき、送電装置１１００の共鳴コイル１１０４及び受電装置１１１０の共鳴コイル１１１３の伝送効率の曲線は２つに分かれており、伝送効率は周波数ｆ０ではなく異なる周波数ｆ０’で最大となる。よって、周波数ｆ０での伝送効率は、図４（Ｂ）の場合に比べて低減してしまう。

つまり共鳴方式の非接触給電技術における伝送効率は、送電装置１１００の共鳴コイル１１０４及び受電装置１１１０の共鳴コイル１１１３の距離が、距離Ｄ１より小さい場合においても大きい場合においても低減してしまう。

また当該共鳴方式の非接触給電システムでは、共鳴コイル間の距離だけでなく、給電の対象となる負荷（図３においては負荷１１１１）が有するインピーダンスによって、電力効率が変化してしまう。

図５に、送電装置１１００の共鳴コイル１１０４及び受電装置１１１０の共鳴コイル１１１３の距離Ｄを変えた場合（図５（Ａ）は距離Ｄが短い（例えば、距離Ｄ２）の場合、図５（Ｂ）は距離Ｄが長い（例えば、距離Ｄ３）場合）の周波数と電力伝送効率の変化を示す。さらに、図５（Ａ）及び図５（Ｂ）それぞれにおいて、負荷１１１１のインピーダンス（図５においては負荷抵抗にあたる）に依存して、電力伝送効率が大きく変化している様子を示す。なお、図５において、負荷１１１１の負荷抵抗（インピーダンス）は、２０Ω、３５Ω、５０Ω、１００Ωとした。

図５（Ａ）は、距離Ｄが短い（例えば、距離Ｄ２）、すなわち送電装置１１００の共鳴コイル１１０４及び受電装置１１１０の共鳴コイル１１１３が近接している場合の、周波数及び伝送効率との関係を示している。

図５（Ａ）に示すように、距離Ｄが短い場合では、負荷１１１１のインピーダンスが、例えば３５Ωの時に伝送効率が最大となる。

また図５（Ｂ）は、距離Ｄが長い（例えば、距離Ｄ３）、すなわち送電装置１１００の共鳴コイル１１０４及び受電装置１１１０の共鳴コイル１１１３が遠くに離れている場合の、周波数及び伝送効率との関係を示している。

図５（Ｂ）に示すように、距離Ｄが長い場合では、負荷１１１１のインピーダンスが、例えば２０Ωの時に伝送効率が最大となる。

すなわち、送電装置１１００及び受電装置１１１０の距離Ｄに依存して、最大の伝送効率を与えるインピーダンスは変化する。

図５（Ａ）及び図５（Ｂ）に示されるように、最大伝送効率は、距離Ｄ及び負荷１１１１のインピーダンスに依存して変化してしまう。

以上により、当該共鳴方式の非接触給電システムでは、送電装置１１００の共鳴コイル１１０４及び受電装置１１１０の共鳴コイル１１１３の距離Ｄ、及び、負荷１１１１のインピーダンスに依存して、伝送効率が変化する。給電の対象である負荷１１１１は、例えば、バッテリ、照明、ディスプレイ、電子回路等であり、そのインピーダンスは、それぞれ固有の値を示す。負荷１１１１として何が用いられるか分からない場合、あるいは、負荷１１１１のインピーダンスが可変な場合において、当該共鳴方式の非接触給電システムでは、負荷１１１１のインピーダンスを制御することは難しい。

以上のように、当該共鳴方式の非接触給電システムでは、固有の値を示す負荷１１１１のインピーダンスを制御することが難しいため、効率よく安定的な給電ができないという恐れがある。

以上を鑑みて、開示される発明の一様態では、共鳴方式の非接触給電システムにおいて、効率よく安定的な給電を行うことを課題の一とする。

開示される発明の一様態は、受電装置、並びに、送電装置及び当該受電装置を有する共鳴方式の非接触給電システムに関する。

開示される発明の一様態において、送電装置は、交流電源、電磁結合コイル、共鳴コイル、コンデンサを有している。

開示される発明の一様態において、受電装置は、共鳴コイル、コンデンサ、電磁結合コイル、整流回路、平滑化回路、電圧変換回路、制御回路、負荷を有している。

開示される発明の一様態の非接触給電システムでは、電圧変換回路に入力される直流電力の電圧値及び電流値を制御回路が取得する。制御回路は、当該取得された電圧値及び電流値からインピーダンスを計算する。

上述のように、非接触給電システムの送電装置から受電装置への電力伝送において、最大伝送効率は、送電装置から受電装置との距離及び負荷のインピーダンスに依存して変化してしまう。

そこで開示される発明の一様態の非接触給電システムでは、当該制御回路により計算されたインピーダンスを、当該最大伝送効率を与えるインピーダンスに近づけるように、当該電圧変換回路に入力される直流電力の電圧値及び電流値を制御する。また、当該電圧変換回路に入力される直流電力の電圧値及び電流値を制御すると同時に、当該電圧変換回路から出力される直流電力の電圧値及び電流値を制御する。

当該制御回路が計算して得たインピーダンスに基づいて、制御回路は電圧変換回路を制御するパルス幅変調信号を生成する。当該パルス幅変調信号のデューティ比により、当該電圧変換回路に入力される直流電力の電圧値及び電流値が制御される。当該電圧変換回路に入力される直流電力の電圧値及び電流値を制御することにより、インピーダンスも制御できる。

以上から、制御回路が生成するパルス幅変調信号のデューティ比を制御することにより、負荷のインピーダンスに関係なく、当該電圧変換回路に入力される部分のインピーダンスを、電力伝送において最大伝送効率を与えるインピーダンスにすることができる。

以上により、開示される発明の一様態では、共鳴方式の非接触給電システムにおいて、効率よく安定的な給電を行うことができる。

開示される発明の一様態は、交流電力を受け取る受電素子と、前記受電素子が受け取った交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路で変換された直流電力の電流を平滑化する平滑化回路と、前記平滑化された直流電力の電圧値を別の電圧値に変換する電圧変換回路と、前記電圧変換回路に入力される直流電力の電圧値及び電流値を取得し、前記取得された電圧値及び電流値からインピーダンスを計算し、かつ、前記電圧変換回路の出力電圧及び出力電流を制御するパルス幅変調信号を生成する制御回路と、前記電圧変換回路の出力電圧及び出力電流が入力される負荷とを有し、前記制御回路により計算されたインピーダンスが、前記伝送される交流電力の伝送効率が最大となるインピーダンスに近づくように、前記パルス幅変調信号のデューティ比が決定されることを特徴とする受電装置に関する。

開示される発明の一様態は、電磁共鳴により交流電力が伝送される共鳴コイルと、電磁結合により当該共鳴コイルから当該交流電力が伝送される電磁結合コイルと、当該電磁結合コイルに伝送された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、当該整流回路で変換された直流電力の電流を平滑化する平滑化回路と、当該平滑化された直流電力の電圧値を別の電圧値に変換する電圧変換回路と、当該電圧変換回路に入力される直流電力の電圧値及び電流値を取得し、当該取得された電圧値及び電流値からインピーダンスを計算し、かつ、当該電圧変換回路の出力電圧及び出力電流を制御するパルス幅変調信号を生成する制御回路と、当該電圧変換回路の出力電圧及び出力電流が入力される負荷とを有し、当該制御回路により計算されたインピーダンスが、当該伝送される交流電力の伝送効率が最大となるインピーダンスに近づくように、当該パルス幅変調信号のデューティ比が決定されることを特徴とする受電装置に関する。

開示される発明の一様態は、交流電力を生成する交流電源と、前記交流電力を送電する送電素子と、を有する送電装置と、前記送電された交流電力を受け取る受電素子と、前記受電素子が受け取った交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路で変換された直流電力の電流を平滑化する平滑化回路と、前記平滑化された直流電力の電圧値を別の電圧値に変換する電圧変換回路と、前記電圧変換回路に入力される直流電力の電圧値及び電流値を取得し、前記取得された電圧値及び電流値からインピーダンスを計算し、かつ、前記電圧変換回路の出力電圧及び出力電流を制御するパルス幅変調信号を生成する制御回路と、前記電圧変換回路の出力電圧及び出力電流が入力される負荷と、を有する受電装置とを有し、前記制御回路により計算されたインピーダンスが、前記伝送される交流電力の伝送効率が最大となるインピーダンスに近づくように、前記パルス幅変調信号のデューティ比が決定されることを特徴とする非接触給電システムに関する。

開示される発明の一様態は、交流電力を生成する交流電源と、電磁結合により当該交流電力を伝送する第１の電磁結合コイルと、電磁共鳴により当該第１の電磁結合コイルから伝送された交流電力を伝送する第１の共鳴コイルとを有する送電装置と、電磁共鳴により当該第１の共鳴コイルから当該交流電力が伝送される第２の共鳴コイルと、電磁結合により当該第２の共鳴コイルから当該交流電力が伝送される第２の電磁結合コイルと、当該第２の電磁結合コイルに伝送された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、当該整流回路で変換された直流電力の電流を平滑化する平滑化回路と、当該平滑化された直流電力の電圧値を別の電圧値に変換する電圧変換回路と、当該電圧変換回路に入力される直流電力の電圧値及び電流値を取得し、当該取得された電圧値及び電流値からインピーダンスを計算し、かつ、当該電圧変換回路の出力電圧及び出力電流を制御するパルス幅変調信号を生成する制御回路と、当該電圧変換回路の出力電圧及び出力電流が入力される負荷とを有する受電装置と、を有し、当該制御回路により計算されたインピーダンスが、当該伝送される交流電力の伝送効率が最大となるインピーダンスに近づくように、当該パルス幅変調信号のデューティ比が決定されることを特徴とする非接触給電システムに関する。

開示される発明の一様態において、当該負荷はバッテリであり、当該バッテリへの充電を制御する充電制御回路を有することを特徴とする。

開示される発明の一様態により、共鳴方式の非接触給電システムにおいて、効率よく安定的な給電を行うことができる。

共鳴方式の非接触給電システムの回路図。 ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図。 共鳴方式の非接触給電システムの回路図及び斜視図。 伝送効率の変化を示す図。 伝送効率の変化を示す図。 共鳴方式の非接触給電システムの回路図。 制御回路の動作を示すフローチャート。 図１の回路図を一部拡大した図。

以下、本明細書に開示された発明の実施の態様について、図面を参照して説明する。但し、本明細書に開示された発明は多くの異なる態様で実施することが可能であり、本明細書に開示された発明の趣旨及びその範囲から逸脱することなくその形態及び詳細を様々に変更し得ることは当業者であれば容易に理解される。従って、本実施の形態の記載内容に限定して解釈されるものではない。なお、以下に示す図面において、同一部分又は同様な機能を有する部分には同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

なお本明細書に開示された発明において、半導体装置とは、半導体を利用することで機能する素子及び装置全般を指し、電子回路、表示装置、発光装置等を含む電気装置およびその電気装置を搭載した電子機器をその範疇とする。

なお、図面等において示す各構成の、位置、大きさ、範囲などは、説明を分かりやすくするために、実際の位置、大きさ、範囲などを表していない場合がある。このため、開示する発明は、必ずしも、図面等に開示された位置、大きさ、範囲などに限定されない。

なお、本明細書等における「第１」、「第２」、「第３」などの序数は、構成要素の混同を避けるために付すものであり、数的に限定するものではないことを付記する。

本実施の形態の共鳴方式の非接触給電システムを図１に示す。図１の非接触給電システムは、送電装置１００及び受電装置１１０を有する。

送電装置１００は、交流電源１０７、電磁結合コイル１０６、共鳴コイル１０８、コンデンサ１０９を有している。また受電装置１１０は、コンデンサ１１１、共鳴コイル１１２、電磁結合コイル１１３、整流回路１１５、コンデンサ１１６、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８、制御回路１１９、負荷１２５を有している。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８及び制御回路１１９の接続部をノード１２０とする。

交流電源１０７は高周波の交流電力を出力する電源である。交流電源１０７の一方の端子は、電磁結合コイル１０６の一方の端子に電気的に接続されている。交流電源１０７の他方の端子は、接地されている。

電磁結合コイル１０６の一方の端子は、交流電源１０７の一方の端子に電気的に接続されている。電磁結合コイル１０６の他方の端子は、接地されている。

共鳴コイル１０８の一方の端子は、コンデンサ１０９の一方の端子に電気的に接続されている。共鳴コイル１０８の他方の端子は、コンデンサ１０９の他方の端子に電気的に接続されている。

交流電源１０７から共鳴コイル１０８への給電は、電磁結合コイル１０６を介して電磁結合方式を用いて行われる。

送電装置１００の電磁結合コイル１０６、及び後述する受電装置１１０の電磁結合コイル１１３は、例えば１ループ程度に巻かれたコイルであり、送電装置１００の共鳴コイル１０８、及び後述する受電装置１１０の共鳴コイル１１２は、例えば数ループ程度に巻かれたコイルである。

送電装置１００の共鳴コイル１０８、及び後述する受電装置１１０の共鳴コイル１１２は、両端が開放されたコイルである。当該共鳴コイル１０８及び共鳴コイル１１２は、浮遊容量によるコンデンサ（図１のコンデンサ１０９及びコンデンサ１１１に相当）を有する。これによって、当該共鳴コイル１０８及び共鳴コイル１１２は、ＬＣ共振回路となる。なお、コンデンサは浮遊容量方式に限らず、コイルの両端にコンデンサを接続してＬＣ共振回路を実現してもよい。

なおコイルを用いた電力伝送技術において、高い伝送効率を示す指標となるパラメータとしてｋ×Ｑがある（ｋは結合係数、Ｑは共鳴コイルのＱ値）。結合係数ｋは、給電側の共鳴コイルと受電側の共鳴コイルとの結合の度合いを示す係数である。またＱ値は、共振回路の共振のピークの鋭さを表す値である。共鳴方式の非接触給電技術では、高い伝送効率を実現するため、当該共鳴コイル１０８及び共鳴コイル１１２として、Ｑ値が非常に高く設定された共鳴コイル（例えば、Ｑは１００より大きい（ｋ×Ｑが１より大きい））を用いることが好ましい。

なお図１において、送電装置１００は、電磁結合コイル１０６、共鳴コイル１０８、及びコンデンサ１０９（送電素子１５１とする）、並びに、受電装置１１０は、電磁結合コイル１１３、共鳴コイル１１２、及びコンデンサ１１１（受電素子１５２とする）を有しているが、これに限定されない。送電素子１５１及び受電素子１５２は、それぞれ、ヘリカルアンテナを用いた磁界型の素子や、メアンダラインアンテナを用いた電界型の素子を用いてもよい。

送電素子１５１は、交流電源１０７に電気的に接続されており、交流電源１０７で生成された交流電力を送電する機能を有する。また、受電素子１５２は、整流回路１１５に電気的に接続されており、当該送電された交流電力を受け取る機能を有する。

受電装置１１０において、共鳴コイル１１２の一方の端子は、コンデンサ１１１の一方の端子に電気的に接続されている。共鳴コイル１１２の他方の端子は、コンデンサ１１１の他方の端子に電気的に接続されている。

電磁結合コイル１１３の一方の端子は、整流回路１１５の第１の端子に電気的に接続されている。電磁結合コイル１１３の他方の端子は、整流回路１１５の第２の端子に電気的に接続されている。

整流回路１１５は、４つのダイオードから構成される整流ブリッジである。整流回路１１５は、交流電力を直流電力に変換する交流−直流変換器（ＡＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣアダプタともいう）として機能する。整流回路１１５の第１の端子は、電磁結合コイル１１３の一方の端子に電気的に接続されている。整流回路１１５の第２の端子は、電磁結合コイル１１３の他方の端子に電気的に接続されている。整流回路１１５の第３の端子は、コンデンサ１１６の一方の端子、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第１の端子、制御回路１１９の第１の端子に電気的に接続されている。整流回路１１５の第４の端子は、接地されている。

コンデンサ１１６は、整流回路１１５から出力された直流電力を蓄え、かつ放出することにより、当該直流電力を平滑化する機能を有する。すなわち、コンデンサ１１６は、直流電力を平滑化する平滑化回路とも言える。コンデンサ１１６の一方の端子は、整流回路１１５の第３の端子、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第１の端子、制御回路１１９の第１の端子に電気的に接続されている。コンデンサ１１６の他方の端子は、接地されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８は、直流電圧の電圧値を別の電圧値に変換する電圧変換回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８は、交流電力を直流電力に変換する整流回路１１５及び当該直流電力を平滑化する機能を有するコンデンサ１１６、並びに、負荷１２５との間に設置されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第１の端子は、コンデンサ１１６の一方の端子、整流回路１１５の第３の端子、制御回路１１９の第１の端子に電気的に接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第２の端子は、制御回路１１９の第２の端子に電気的に接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第３の端子は、負荷１２５の一方の端子と電気的に接続されている。

なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第１の端子及び制御回路１１９の第１の端子に印加される電圧を入力電圧Ｖｉｎ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第１の端子に入力される電流を入力電流Ｉｉｎとする。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第３の端子から出力される電圧を出力電圧Ｖｏｕｔ、出力される電流を出力電流Ｉｏｕｔとする。

なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第１の端子及び制御回路１１９の第１の端子に印加される電圧を入力電圧Ｖｉｎ、入力される電流を入力電流Ｉｉｎとするということは、ノード１２０に印加される電圧が入力電圧Ｖｉｎ、ノード１２０を流れる電流が入力電流Ｉｉｎということである。なお本実施の形態では、制御回路１１９の抵抗が高く、制御回路１１９に流れる電流はほぼないものとする。入力電流Ｉｉｎの電流値を取得する方法については後述する。

また、制御回路１１９の第２の端子からＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第２の端子に入力される信号を、パルス幅変調信号ＰＷＭ（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）とする。パルス幅変調信号ＰＷＭについては後述する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の具体的な回路構成を図２に示す。図２（Ａ）は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの例であり、図２（Ｂ）は降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの例である。

図２（Ａ）に示す昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、コイル１３２、ダイオード１３３、トランジスタ１３５を有している。

コイル１３２の一方の端子は、入力電圧Ｖｉｎが印加される端子１３１と電気的に接続されている。コイル１３２の他方の端子は、ダイオード１３３の入力端子及びトランジスタ１３５のソース又はドレインの一方と電気的に接続されている。

ダイオード１３３の入力端子は、コイル１３２の他方の端子及びトランジスタ１３５のソース又はドレインの一方と電気的に接続されている。ダイオード１３３の出力端子は、出力電圧Ｖｏｕｔを出力する端子１３４に電気的に接続されている。

トランジスタ１３５のゲートには、制御回路１１９で生成されたパルス幅変調信号ＰＷＭが入力される。トランジスタ１３５のゲートに入力されるパルス幅変調信号ＰＷＭのデューティ比に基づいて、トランジスタ１３５がオンになる時間を制御できる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。

トランジスタ１３５のソース又はドレインの一方は、ダイオード１３３の入力端子及びコイル１３２の他方の端子と電気的に接続されている。トランジスタ１３５のソース又はドレインの他方は、接地電圧ＧＮＤが入力される端子１３６及び端子１３７と電気的に接続されている。すなわち、トランジスタ１３５のソース又はドレインの他方は接地されている。

なお図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１１８として、図２（Ａ）に示す昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第１の端子は、端子１３１、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第２の端子は、トランジスタ１３５のゲート、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第３の端子は、端子１３４に相当する。

図２（Ｂ）に示す昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、コイル１４２、ダイオード１４３、トランジスタ１４５を有している。

トランジスタ１４５のゲートには、制御回路１１９で生成されたパルス幅変調信号ＰＷＭが入力される。トランジスタ１４５のゲートに入力されるパルス幅変調信号ＰＷＭのデューティ比に基づいて、トランジスタ１４５のオンになる時間を制御できる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。

トランジスタ１４５のソース又はドレインの一方は、入力電圧Ｖｉｎが入力される端子１４１と電気的に接続されている。トランジスタ１４５のソース又はドレインの他方は、ダイオード１４３の出力端子及びコイル１４２の一方の端子と電気的に接続されている。

ダイオード１４３の入力端子は、接地電圧ＧＮＤが印加される端子１４６及び端子１４７に電気的に接続されている。すなわち、ダイオード１４３の入力端子は接地されている。ダイオード１４３の出力端子は、トランジスタ１４５のソース又はドレインの他方及びコイル１４２の一方の端子と電気的に接続されている。

コイル１４２の一方の端子は、ダイオード１４３の出力端子及びトランジスタ１４５のソース又はドレインの他方と電気的に接続されている。コイル１４２の他方の端子は、出力電圧Ｖｏｕｔを出力する端子１４４と電気的に接続されている。

なお図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１１８として、図２（Ｂ）に示す降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第１の端子は、端子１４１、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第２の端子は、トランジスタ１４５のゲート、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第３の端子は、端子１４４に相当する。

負荷１２５の一方の端子は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第３の端子と電気的に接続されている。負荷１２５の他方の端子は、接地されている。負荷１２５の一方の端子には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第３の端子から、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔが入力される。

図７に、制御回路１１９の動作を示す。制御回路１１９は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８に入力される入力電圧Ｖｉｎの電圧値、及び、入力電流Ｉｉｎの電流値を取得する（Ｓ１０１）。取得した電流Ｉｉｎの電流値及び入力電圧Ｖｉｎの電圧値よりノード１２０のインピーダンス（電圧値／電流値）を計算する（Ｓ１０２）。このような制御回路１１９として、例えばマイクロプロセッサが用いられる。

電流Ｉｉｎの電流値を取得する方法の一例について、図８を用いて説明する。図８は、図１に示す回路図の拡大図である。図８において、ノード１２０及びＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第１の端子の間には、既知の抵抗値Ｒを有する抵抗１２６が設けられている。なお抵抗値Ｒは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８に入力される電圧を低下させないために、可能な限り小さいことが好ましい。また、抵抗１２６の一方の端子はノード１２０と電気的に接続されており、抵抗１２６の他方の端子は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８の第１の端子及び制御回路１１９に電気的に接続されている。ここで、抵抗１２６の他方の端子と制御回路１１９の接続部を、ノード１２７とし、ノード１２７の電圧を電圧Ｖ２とする。

上述のように既知の抵抗値Ｒを有する抵抗１２６を設けると、Ｉｉｎ＝（Ｖｉｎ−Ｖ２）／Ｒであるため、電流Ｉｉｎの電流値を取得することができる。

制御回路１１９では、計算して得られたノード１２０のインピーダンスと最大伝送効率となるインピーダンスを比較し（Ｓ１０３）、計算して得られたノード１２０のインピーダンスが、最大伝送効率となるインピーダンスに近づくように、パルス幅変調信号ＰＷＭのデューティ比を決定する（Ｓ１０４）。当該デューティ比が決定されたパルス幅変調信号ＰＷＭが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８のトランジスタ１３５又はトランジスタ１４５に入力される（Ｓ１０５）。

当該デューティ比が決定されたパルス幅変調信号ＰＷＭが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８に入力される入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎを制御する。つまり、パルス幅変調信号ＰＷＭのデューティ比に基づいて、入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎが決定される。パルス幅変調信号ＰＷＭのデューティ比が変化すると、入力電圧Ｖｉｎの電圧値及び入力電流Ｉｉｎの電流値も変化する（Ｓ１０６）。

また、当該デューティ比が決定されたパルス幅変調信号ＰＷＭが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８で生成される出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔを制御する。つまり、パルス幅変調信号ＰＷＭのデューティ比に基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔが決定される。パルス幅変調信号ＰＷＭのデューティ比が変化すると、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値及び出力電流Ｉｏｕｔの電流値も変化する。

上述のように、ノード１２０のインピーダンスは入力電圧Ｖｉｎの電圧値と入力電流Ｉｉｎの電流値の商であるので、入力電圧Ｖｉｎの電圧値と入力電流Ｉｉｎの電流値が変化することにより、ノード１２０のインピーダンスも変化する（Ｓ１０７）。以上のように、パルス幅変調信号ＰＷＭのデューティ比により、ノード１２０のインピーダンスを制御することが可能である。

これにより、負荷１２５のインピーダンスに依存することなく、ノード１２０のインピーダンスを一定の値に保つことができる。

上述のように、受電装置１１０の負荷１２５のインピーダンスに依存することなく、ノード１２０のインピーダンスを一定の値に保つことができるので、最大の伝送効率で電力伝送を行うことが可能である。

また、上述のように、送電装置１００及び受電装置１１０の距離Ｄに依存して、最大の伝送効率を与えるインピーダンスは変化する。しかしながら、本実施の形態の非接触給電システムではノード１２０のインピーダンスを一定の値に保つことができるので、送電装置１００及び受電装置１１０の距離Ｄによらず、最大の伝送効率で電力伝送を行うことが可能である。

以上説明したように、本実施の形態の非接触給電システムは、効率よく安定的な給電を行うことができる。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８として、例えばバッテリへの充電等、給電の対象により降圧型のみに対応するＤＣ−ＤＣコンバータでも構わない。本実施の形態の非接触給電システムにおいて、給電の対象がバッテリであった場合、給電（充電）が進むにつれて、バッテリのインピーダンスは変化する。しかし、バッテリのインピーダンスが変化したとしても、ノード１２０のインピーダンスを一定の値に保つことができるため、給電中に給電効率が低下する恐れが生じない。

図６に、図１の負荷１２５としてバッテリを用いた非接触給電システムを示す。図６に示す非接触給電システムは、送電装置１００及び受電装置１３０を有している。

受電装置１３０は、コンデンサ１１１、共鳴コイル１１２、電磁結合コイル１１３、整流回路１１５、コンデンサ１１６、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８、制御回路１１９、充電制御回路１２１、バッテリ１２２を有している。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８及び制御回路１１９の接続部をノード１２０とする。

受電装置１３０は、受電装置１１０の負荷１２５をバッテリ１２２に差し換え、さらにバッテリ１２２への充電を制御する充電制御回路１２１を追加したものである。

上述のように、給電（充電）が進むにつれて、バッテリ１２２のインピーダンスは変化する。しかし、図６に示す非接触給電システムでは、バッテリ１２２のインピーダンスが変化したとしても、ノード１２０のインピーダンスを一定の値に保つことができるため、給電中に給電効率が低下する恐れが生じない。

以上説明したように、本実施の形態の非接触給電システムは、効率よく安定的な給電を行うことができる。

１００ 送電装置
１０６ 電磁結合コイル
１０７ 交流電源
１０８ 共鳴コイル
１０９ コンデンサ
１１０ 受電装置
１１１ コンデンサ
１１２ 共鳴コイル
１１３ 電磁結合コイル
１１５ 整流回路
１１６ コンデンサ
１１８ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１１９ 制御回路
１２０ ノード
１２１ 充電制御回路
１２２ バッテリ
１２５ 負荷
１２６ 抵抗
１２７ ノード
１３０ 受電装置
１３１ 端子
１３２ コイル
１３３ ダイオード
１３４ 端子
１３５ トランジスタ
１３６ 端子
１３７ 端子
１４１ 端子
１４２ コイル
１４３ ダイオード
１４４ 端子
１４５ トランジスタ
１４６ 端子
１４７ 端子
１５１ 送電素子
１５２ 受電素子
１１００ 送電装置
１１０１ 交流電源
１１０３ 電磁結合コイル
１１０４ 共鳴コイル
１１０５ コンデンサ
１１１０ 受電装置
１１１１ 負荷
１１１２ 電磁結合コイル
１１１３ 共鳴コイル
１１１５ コンデンサ
１１５１ 送電素子
１１５２ 受電素子

Claims (6)

1. 交流電力を受け取る受電素子と、
   前記受電素子が受け取った交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
   前記整流回路で変換された直流電力の電流を平滑化する平滑化回路と、
   前記平滑化された直流電力の電圧値を別の電圧値に変換する電圧変換回路と、
   前記電圧変換回路に入力される直流電力の電圧値及び電流値を取得し、前記取得された電圧値及び電流値からインピーダンスを計算し、かつ、前記電圧変換回路の出力電圧及び出力電流を制御するパルス幅変調信号を生成する制御回路と、
   前記電圧変換回路の出力電圧及び出力電流が入力される負荷と、
   を有し、
   前記制御回路により計算されたインピーダンスが、前記伝送される交流電力の伝送効率が最大となるインピーダンスに近づくように、前記パルス幅変調信号のデューティ比が決定されることを特徴とする受電装置。
2. 電磁共鳴により交流電力が伝送される共鳴コイルと、
   電磁結合により前記共鳴コイルから前記交流電力が伝送される電磁結合コイルと、
   前記電磁結合コイルに伝送された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
   前記整流回路で変換された直流電力の電流を平滑化する平滑化回路と、
   前記平滑化された直流電力の電圧値を別の電圧値に変換する電圧変換回路と、
   前記電圧変換回路に入力される直流電力の電圧値及び電流値を取得し、前記取得された電圧値及び電流値からインピーダンスを計算し、かつ、前記電圧変換回路の出力電圧及び出力電流を制御するパルス幅変調信号を生成する制御回路と、
   前記電圧変換回路の出力電圧及び出力電流が入力される負荷と、
   を有し、
   前記制御回路により計算されたインピーダンスが、前記伝送される交流電力の伝送効率が最大となるインピーダンスに近づくように、前記パルス幅変調信号のデューティ比が決定されることを特徴とする受電装置。
3. 請求項１又は請求項２において、
   前記負荷はバッテリであり、
   前記バッテリへの充電を制御する充電制御回路を有することを特徴とする受電装置。
4. 交流電力を生成する交流電源と、
   前記交流電力を送電する送電素子と、
   を有する送電装置と、
   前記送電された交流電力を受け取る受電素子と、
   前記受電素子が受け取った交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
   前記整流回路で変換された直流電力の電流を平滑化する平滑化回路と、
   前記平滑化された直流電力の電圧値を別の電圧値に変換する電圧変換回路と、
   前記電圧変換回路に入力される直流電力の電圧値及び電流値を取得し、前記取得された電圧値及び電流値からインピーダンスを計算し、かつ、前記電圧変換回路の出力電圧及び出力電流を制御するパルス幅変調信号を生成する制御回路と、
   前記電圧変換回路の出力電圧及び出力電流が入力される負荷と、
   を有する受電装置と、
   を有し、
   前記制御回路により計算されたインピーダンスが、前記伝送される交流電力の伝送効率が最大となるインピーダンスに近づくように、前記パルス幅変調信号のデューティ比が決定されることを特徴とする非接触給電システム。
5. 交流電力を生成する交流電源と、
   電磁結合により前記交流電力を伝送する第１の電磁結合コイルと、
   電磁共鳴により前記第１の電磁結合コイルから伝送された交流電力を伝送する第１の共鳴コイルと、
   を有する送電装置と、
   電磁共鳴により前記第１の共鳴コイルから前記交流電力が伝送される第２の共鳴コイルと、
   電磁結合により前記第２の共鳴コイルから前記交流電力が伝送される第２の電磁結合コイルと、
   前記第２の電磁結合コイルに伝送された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
   前記整流回路で変換された直流電力の電流を平滑化する平滑化回路と、
   前記平滑化された直流電力の電圧値を別の電圧値に変換する電圧変換回路と、
   前記電圧変換回路に入力される直流電力の電圧値及び電流値を取得し、前記取得された電圧値及び電流値からインピーダンスを計算し、かつ、前記電圧変換回路の出力電圧及び出力電流を制御するパルス幅変調信号を生成する制御回路と、
   前記電圧変換回路の出力電圧及び出力電流が入力される負荷と、
   を有する受電装置と、
   を有し、
   前記制御回路により計算されたインピーダンスが、前記伝送される交流電力の伝送効率が最大となるインピーダンスに近づくように、前記パルス幅変調信号のデューティ比が決定されることを特徴とする非接触給電システム。
6. 請求項４又は請求項５において、
   前記負荷はバッテリであり、
   前記バッテリへの充電を制御する充電制御回路を有することを特徴とする非接触給電システム。

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