JP2011120450A - ワイヤレス給電装置、ワイヤレス電力伝送システムおよびそれらを利用したテーブルと卓上ランプ - Google Patents

Abstract

【課題】磁場共振型のワイヤレス給電において、送電電力を効率的に制御する。
【解決手段】給電コイルＬ_２から受電コイルＬ_３には磁気共振により電力が伝送される。ＶＣＯ２０２は、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２を駆動周波数ｆｏにて交互にオン・オフさせ、給電コイルＬ_２に交流電力を供給し、給電コイルＬ_２から受電コイルＬ_３に交流電力を供給する。位相検出回路１１４は電流位相と電圧位相の位相差を検出し、ＶＣＯ２０２はこの位相差がゼロとなるように駆動周波数ｆｏを調整する。また、電流位相検出回路１４４や電圧位相検出回路１４６においては、電流位相や電圧位相の検出値を意図的に変更できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電力のワイヤレス給電に関し、特に、そのパワー制御に関する。

電源コードなしで電力を供給するワイヤレス給電技術が注目されつつある。現在のワイヤレス給電技術は、（Ａ）電磁誘導を利用するタイプ（近距離用）、（Ｂ）電波を利用するタイプ（遠距離用）、（Ｃ）磁場の共振現象を利用するタイプ（中距離用）の３種類に大別できる。

電磁誘導を利用するタイプ（Ａ）は、電動シェーバーなどの身近な家電製品において一般的に利用されているが、距離を大きくすると電力伝送効率が急激に低下してしまうため数ｃｍ程度の近距離でしか使えないという課題がある。電波を利用するタイプ（Ｂ）は、遠距離で使えるが電力が小さいという課題がある。磁場共振現象を利用するタイプ（Ｃ）は、比較的新しい技術であり、数ｍ程度の中距離でも高い電力伝送効率を実現できることから特に期待されている。たとえば、ＥＶ（Electric Vehicle）の車両下部に受電コイルを埋め込み、地中の給電コイルから非接触にて電力を送り込むという案も検討されている。ワイヤレスであるため完全に絶縁されたシステム構成が可能であり、特に、雨天時の給電に効果的であると考えられる。以下、タイプ（Ｃ）を「磁場共振型」とよぶ。

磁場共振型は、マサチューセッツ工科大学が２００６年に発表した理論をベースとしている（特許文献１参照）。特許文献１では、４つのコイルを用意している。これらのコイルを給電側から順に「エキサイトコイル」、「給電コイル」、「受電コイル」、「ロードコイル」とよぶことにする。エキサイトコイルと給電コイルは近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。同様に、受電コイルとロードコイルも近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。これらの距離に比べると、給電コイルから受電コイルまでの距離は「中距離」であり、比較的大きい。このシステムの目的は、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電することである。

エキサイトコイルに交流電力を供給すると、電磁誘導の原理により給電コイルにも電流が流れる。給電コイルが磁場を発生させ、給電コイルと受電コイルが磁気的に共振すると、受電コイルには大きな電流が流れる。電磁誘導の原理によりロードコイルにも電流が流れ、ロードコイルと直列接続される負荷から交流電力が取り出される。磁場共振現象を利用することにより、給電コイルから受電コイルまでの距離が大きくても高い電力伝送効率を実現できる。

米国公開２００８／０２７８２６４号公報 特開２００６−２３００３２号公報 国際公開２００６／０２２３６５号公報 米国公開２００９／００７２６２９号公報 米国公開２００９／００１５０７５号公報 特開２００８−１７２８７２号公報

本発明者は、ワイヤレス給電の利用可能性を拡げる上では、送電電力の大きさを制御する仕組みが必要であると考える。しかし、現在のところそのための提案はあまりなされていないのが現状である。

特許文献２では、直流電源Ｖ１を入力電圧源として送電電力を生成している。特許文献２には記載されていないが、たとえば、入力電圧をＤＣ／ＤＣコンバータにより制御すれば、送電電力の大きさを制御できると考えられる。しかし、ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、通常、１０〜２０％程度の電力損失が発生する。また、コストの観点からも、ＤＣ／ＤＣコンバータの利用は好ましくない。

本発明は、磁場共振型のワイヤレス給電において、送電電力を効率的に制御することを主たる目的とする。

本発明に係るワイヤレス給電装置は、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電するための装置である。この装置は、給電コイルに交流電力を供給する送電制御回路と、給電コイルおよびキャパシタを含み、受電コイルの共振周波数にて共振する給電コイル回路と、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路を備える。送電制御回路は、位相差が減少するように交流電力の駆動周波数を調整することにより駆動周波数を共振周波数に追随させる。位相検出回路においては、電圧位相および電流位相の双方または一方について検出された位相値を意図的に変更できる。

送電制御回路の駆動周波数を共振周波数と一致させれば、システム全体としての電力伝送効率が高くなる。交流電力の電流位相と電圧位相を比較することにより位相差を検出し、その位相差が減少するように駆動周波数を調整すれば、共振周波数に駆動周波数を追随させることができる。この結果、電力伝送効率を最大値に維持しやすくなる。

更に、電圧位相や電流位相の検出値を意図的に変更すれば、実際には共振状態が保たれていても送電制御回路は位相差が発生していると判断する。送電制御回路はこの位相差に基づいて駆動周波数を自動調整するため、駆動周波数と共振周波数が不一致となり、電力伝送効率が低下する。この結果、電力伝送効率の最大化を自動的に追求しつつも、電力伝送効率を手動制御しやすいワイヤレス給電が可能となる。

位相検出回路は、交流電力の電圧レベルが第１の基準値となるタイミングである第１の位相値と交流電力の電流レベルが第２の基準値となるタイミングである第２の位相値を比較することにより位相差を検出し、第１および第２の基準値の双方または一方が変更されることにより第１および第２の位相値の双方または一方が変更されてもよい。

位相検出回路は、交流電力の電圧成分および電流成分の双方または一方をノコギリ波状の信号に変換した上で、位相差を検出してもよい。また、この装置は、給電コイルと磁気結合し送電制御回路から供給される交流電力を給電コイルに供給するエキサイトコイルを備えてもよい。送電制御回路は、第１および第２の電流経路を含み、第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチを交互に導通させることにより、エキサイトコイルに交流電力を供給してもよい。

交流電力が発生させる磁界により誘導電流を発生させる検出コイルを更に備えてもよい。位相検出回路は、検出コイルに流れる誘導電流の位相から、交流電力の電流位相を計測してもよい。検出コイルの誘導電流から電流位相を計測するため、給電コイルに直接的な計測負荷がかかりにくくなる。検出コイルは、給電コイルを流れる交流電流が発生させる磁界により誘導電流を発生させてもよい。

本発明に係るワイヤレス電力伝送システムは、上述したワイヤレス給電装置と、受電コイルと、受電コイルと磁気結合して、受電コイルが給電コイルから受電した電力を供給されるロードコイルを備える。

本発明に係るワイヤレス給電機能付きのテーブルは、上述したワイヤレス給電装置を備える。そして、テーブルの裏面または内部に給電コイルが備え付けられる。このような態様によれば、通常のテーブルと同様の外観を維持しつつ、テーブルにワイヤレス給電機能を持たせることができる。

本発明に係るワイヤレス受電機能付きの卓上ランプは、上述したテーブルからワイヤレスにて送電される交流電力を受電コイルにて受電する。この卓上ランプは、受電コイルとキャパシタを含み、給電コイルの共振周波数にて共振する受電コイル回路と、受電コイルと磁気結合することにより受電コイルから交流電力を受電するロードコイルと、ロードコイルから電力供給されるランプとを含むロード回路を備える。この卓上ランプは、テーブルに載置されるときに、テーブルの給電コイルから送電される交流電力を受電コイルにて受電し、ランプを発光させる。電源コードを不要化できるため、美観および安全面において優れる。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、磁場共振型のワイヤレス給電において、送電電力を効率的に制御しやすくなる。

ワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。 給電コイル回路のインピーダンスと駆動周波数の関係を示すグラフである。 出力電力効率と駆動周波数の関係を示すグラフである。 駆動周波数と共振周波数が一致するときの電圧位相と電流位相の関係を示すタイムチャートである。 駆動周波数が共振周波数よりも小さい場合の電圧位相と電流位相の関係を示すタイムチャートである。 位相差指示電圧と駆動周波数の関係を示すグラフである。 電流位相検出回路の回路図である。 電圧位相検出回路の回路図である。 駆動周波数と共振周波数が一致するときのＳ２信号とＳ３信号の関係を示すタイムチャートである。 図９に示す状態においてＴ２信号のレベルを上昇させたときのタイムチャートである。 図１０に示す状態から所定時間経過した後のタイムチャートである。 出力電力と位相差の関係を示すグラフである。 駆動周波数と出力電力の関係を示すグラフである。 共振周波数が変化するときの出力電力効率と駆動周波数ｆｏの関係を示すグラフである。 ワイヤレス電力伝送システムを応用したテーブルと卓上ランプの側面図である。 テーブルと卓上ランプの外観図である。 ワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図の変形例である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態を説明する。

図１は、ワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図である。ワイヤレス電力伝送システム１００は、ワイヤレス給電装置１１６とワイヤレス受電装置１１８を含む。ワイヤレス給電装置１１６は、基本構成として、送電制御回路２００、エキサイト回路１１０、給電コイル回路１２０および位相検出回路１１４を含む。ワイヤレス受電装置１１８は、受電コイル回路１３０とロード回路１４０を含む。

給電コイル回路１２０が有する給電コイルＬ２と、受電コイル回路１３０が有する受電コイルＬ３の間には０．２〜１．０ｍ程度の距離がある。ワイヤレス電力伝送システム１００の主目的は、給電コイルＬ２から受電コイルＬ３にワイヤレスにて交流電力を送ることである。本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムは、１００ｋＨｚ以下の共振周波数ｆｒにて動作させることを想定したシステムである。本実施形態においては共振周波数ｆｒ＝４０ｋＨｚであるとして説明する。なお、本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムは、たとえば、ＩＳＭ（Industry-Science-Medical）周波数帯のような高周波数帯にて動作させることも可能である。

エキサイト回路１１０は、エキサイトコイルＬ１とトランスＴ２二次コイルＬｉが直列接続された回路である。トランスＴ２二次コイルＬｉは、トランスＴ２一次コイルＬｂと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により送電制御回路２００から交流電力を供給される。エキサイトコイルＬ１の巻き数は１回、導線直径は５ｍｍ、エキサイトコイルＬ１自体の形状は２１０ｍｍ×２１０ｍｍの正方形である。図１では、わかりやすさのため、エキサイトコイルＬ１を円形に描いている。他のコイルについても同様である。図１に示す各コイルの材質はいずれも銅である。エキサイト回路１１０には交流電流Ｉ１が流れる。

給電コイル回路１２０は、給電コイルＬ２とキャパシタＣ２が直列接続された回路である。エキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２は互いに向かい合っている。エキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２の距離は１０ｍｍ以下と比較的近い。このため、エキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２は電磁気的に強く結合している。給電コイルＬ２の巻き数は７回、導体直径は５ｍｍ、給電コイルＬ２自体の形状は２８０ｍｍ×２８０ｍｍの正方形である。エキサイトコイルＬ１に交流電流Ｉ１を流すと、電磁誘導の原理により給電コイルＬ２に起電力が発生し、給電コイル回路１２０には交流電流Ｉ２が流れる。交流電流Ｉ２は交流電流Ｉ１よりも格段に大きい。給電コイルＬ２とキャパシタＣ２それぞれの値は、給電コイル回路１２０の共振周波数ｆｒが４０ｋＨｚとなるように設定される。

受電コイル回路１３０は、受電コイルＬ３とキャパシタＣ３が直列接続された回路である。給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は互いに向かい合っている。受電コイルＬ３の巻き数は７回、導体直径は５ｍｍ、受電コイルＬ３自体の形状は２８０ｍｍ×２８０ｍｍの正方形である。受電コイル回路１３０の共振周波数ｆｒも４０ｋＨｚとなるように、受電コイルＬ３とキャパシタＣ３それぞれの値が設定されている。給電コイルＬ２受電コイルＬ３は同一形状である必要はない。給電コイルＬ２が共振周波数ｆｒ＝４０ｋＨｚにて磁界を発生させると、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は磁気的に共振し、受電コイル回路１３０にも大きな電流Ｉ３が流れる。

ロード回路１４０は、ロードコイルＬ４と負荷ＬＤが直列接続された回路である。受電コイルＬ３とロードコイルＬ４は互いに向かい合っている。受電コイルＬ３とロードコイルＬ４の距離は１０ｍｍ以下と比較的近い。このため、受電コイルＬ３とロードコイルＬ４は電磁的に強く結合している。ロードコイルＬ４の巻き数は１回、導体直径は５ｍｍ、ロードコイルＬ４自体の形状は３００ｍｍ×３００ｍｍである。受電コイルＬ３に電流Ｉ３が流れることにより、ロード回路１４０に起電力が発生し、ロード回路１４０に電流Ｉ４が流れる。こうして、ワイヤレス給電装置１１６の給電コイルＬ２から送電された交流電力は、ワイヤレス受電装置１１８の受電コイルＬ３により受電され、負荷ＬＤから取り出される。

負荷ＬＤを受電コイル回路１３０に直列接続すると、受電コイル回路１３０のＱ値が悪くなる。このため、受電用の受電コイル回路１３０と電力取り出し用のロード回路１４０を分離している。電力伝送効率を高めるためには、給電コイルＬ２、受電コイルＬ３およびロードコイルＬ４の中心線を揃えることが好ましい。

次に、送電制御回路２００の構成を説明する。まず、ゲート駆動用トランスＴ１の一次側にＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）２０２が接続される。ＶＣＯ２０２は、駆動周波数ｆｏの交流電圧Ｖｏを発生させる「オシレータ」として機能する。交流電圧Ｖｏの波形は正弦波でもよいが、ここでは矩形波（デジタル波形）であるとして説明する。交流電圧Ｖｏにより、トランスＴ１一次コイルＬｈには正負両方向に交互に電流が流れる。トランスＴ１一次コイルＬｈとトランスＴ１二次コイルＬｆ、トランスＴ１二次コイルＬｇはゲート駆動用の結合トランスＴ１を形成する。電磁誘導により、トランスＴ１二次コイルＬｆとトランスＴ１二次コイルＬｇにも正負の両方向に交互に電流が流れる。

本実施形態におけるＶＣＯ２０２は、モトローラ社：製品番号ＭＣ１４０４６Ｂの内蔵ユニットを利用している。ＶＣＯ２０２は、位相比較回路１５０から出力される位相差指示電圧ＳＣ（後述）に基づいて駆動周波数ｆｏを動的に変化させる機能も備える。ＶＣＯ２０２は、いわば「駆動周波数追随回路」としても機能する。

ＶＣＯ２０２の第１１ピンと第１２ピンはそれぞれ抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６を介してグランド設置される。また、第６ピンと第７ピンはキャパシタＣ５を介して接続される。抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ６、キャパシタＣ５の設定値により、駆動周波数ｆｏの変更可能範囲を調整できる。本実施形態における駆動周波数ｆｏは、３０〜５５ｋＨｚの範囲で調整されるものとして説明する。位相差指示電圧ＳＣの適正範囲は、１．０〜４．０（Ｖ）である。位相差指示電圧ＳＣが大きいほど駆動周波数ｆｏは高くなる。位相差指示電圧ＳＣと駆動周波数ｆｏの関係については図６に関連して後述する。

送電制御回路２００の電源となるのは、直流電源Ｖｄｄにより充電されるキャパシタＣＡ、ＣＢである。キャパシタＣＡは図１に示す点Ｃと点Ｅの間、キャパシタＣＢは点Ｅと点Ｃの間に設けられる。キャパシタＣＡの電圧（ＣＥ間の電圧）をＶＡ、キャパシタＣＢの電圧（ＥＤ間の電圧）をＶＢとすると、ＶＡ＋ＶＢ（ＣＤ間の電圧）が入力電圧となる。キャパシタＣＡおよびＣＢは直流電圧源として機能する。

トランスＴ１二次コイルＬｆの一端は、スイッチングトランジスタＱ１のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタＱ１のソースと接続される。トランスＴ１二次コイルＬｇの一端は、別のスイッチングトランジスタＱ２のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタＱ２のソースと接続される。ＶＣＯ２０２が駆動周波数ｆｏにて交流電圧Ｖｏを発生させると、スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２の各ゲートには、電圧Ｖｘ（Ｖｘ＞０）が駆動周波数ｆｏにて交互に印加される。このため、スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２は駆動周波数ｆｏにて交互にオン・オフする。スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２は同一特性のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であるが、バイポーラトランジスタなど他のトランジスタでもよい。トランジスタの代わりにリレースイッチ等、他のスイッチを用いてもよい。

スイッチングトランジスタＱ１のドレインは、キャパシタＣＡの正極に接続される。キャパシタＣＡの負極は、トランスＴ２一次コイルＬｂを介してスイッチングトランジスタＱ１のソースに接続される。スイッチングトランジスタＱ２のソースは、キャパシタＣＢの負極に接続される。キャパシタＣＢの正極は、トランスＴ２一次コイルＬｂを介して、スイッチングトランジスタＱ２のドレインに接続される。

スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧ＶＤＳ２とよぶ。また、スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流ＩＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流ＩＤＳ２とする。ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１、ＩＤＳ２については、同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。

スイッチングトランジスタＱ１が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ２は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第１電流経路」とよぶ）は、キャパシタＣＡの正極から点Ｃ、スイッチングトランジスタＱ１、トランスＴ２一次コイルＬｂ、点Ｅを経由して負極に帰還する経路となる。スイッチングトランジスタＱ１は、第１電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

スイッチングトランジスタＱ２が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ１は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第２電流経路」とよぶ）は、キャパシタＣＢの正極から点Ｅ、トランスＴ２一次コイルＬｂ、スイッチングトランジスタＱ２、点Ｄを経由して負極に帰還する経路となる。スイッチングトランジスタＱ２は、第２電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

送電制御回路２００においてトランスＴ２一次コイルＬｂを流れる電流を「電流Ｉｓ」とよぶ。電流Ｉｓは交流電流であり、第１電流経路を流れるときを正方向、第２電流経路を流れるときを負方向とよぶ。

ＶＣＯ２０２が共振周波数ｆｒと等しい駆動周波数ｆｏにて交流電圧Ｖｏを供給すると、第１電流経路と第２電流経路が共振周波数ｆｒにて交互に切り替わる。共振周波数ｆｒの交流電流ＩｓがトランスＴ２一次コイルＬｂを流れるため、エキサイト回路１１０にも共振周波数ｆｒにて交流電流Ｉ１が流れ、更に、給電コイル回路１２０にも共振周波数ｆｒの交流電流Ｉ２が流れる。給電コイル回路１２０の給電コイルＬ２とキャパシタＣ２は共振状態となる。受電コイル回路１３０も共振周波数ｆｒの共振回路であるから、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は磁気的に共振する。このとき、電力伝送効率は最大となる。

共振周波数ｆｒは、給電コイル回路１２０や受電コイル回路１３０の使用状態や使用環境によって微妙に変化する。また、給電コイル回路１２０や受電コイル回路１３０を交換した場合にも共振周波数ｆｒは変化する。あるいは、キャパシタＣ２やキャパシタＣ３の静電容量を可変とすることにより共振周波数ｆｒを積極的に変化させたい場合もあるかもしれない。また、本発明者の実験により、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３の距離をある程度近づけると共振周波数ｆｒが低下し始めることがわかっている。

本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００は、駆動周波数ｆｏを共振周波数ｆｒに自動的に追随させることができる。このために、位相差指示電圧ＳＣを発生させる位相検出回路１１４を設けている。位相検出回路１１４は、電流位相検出回路１４４、電圧位相検出回路１４６、位相比較回路１５０およびローパスフィルタ１５２を含む。本実施形態における位相比較回路１５０は、ＶＣＯ２０２と同じくモトローラ社：製品番号ＭＣ１４０４６Ｂの内蔵ユニット（Phase Comparator）を利用している。したがって、位相比較回路１５０とＶＣＯ２０２は、ワンチップにて実現可能である。

電流位相検出回路１４４は、検出コイルＬＳＳ（後述）から電流位相を計測し、その位相値を示すＳ２信号を発生させる。電圧位相検出回路１４６は、交流電圧Ｖｏから電圧位相を計測し、その位相値を示すＳ３信号を発生させる。位相比較回路１５０は、Ｓ２、Ｓ３信号から電流位相と電圧位相のずれ（位相差）を検出し、その大きさを示す位相差指示電圧ＳＣを生成する。共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏが一致しているときには位相差はゼロとなる。したがって、位相差を検出することにより共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏのずれの大きさを検出できる。電流位相検出回路１４４、電圧位相検出回路１４６の回路構成については図７、図８、Ｓ２信号とＳ３信号の関係については図９〜図１１に関連して後に詳述する。

なお、トランスＴ１一次コイルＬｈの両端に抵抗を並列接続し、交流電圧Ｖｏを分圧して電圧位相検出回路１４６の入力としてもよい。分圧により、ＶＣＯ２０２の発生させる交流電圧Ｖｏが大きい場合でも、扱いやすい電圧に降圧できる。ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１、ＶＤＳ２や、ソース・ゲート電圧ＶＧＳ１、ＶＧＳ２などから電圧位相を計測してもよい。

給電コイルＬ２の側には、検出コイルＬＳＳが設置される。検出コイルＬＳＳは、貫通孔を有するコア１５４（トロイダルコア）にＮＳ回巻き付けられたコイルである。コア１５４の材質はフェライト、珪素鋼板、パーマロイ（permalloy）等の既知材料である。本実施形態における検出コイルＬＳＳの巻き数ＮＳは１００回である。

給電コイル回路１２０の電流経路の一部もコア１５４の貫通孔を貫通している。これは、コア１５４に対する給電コイル回路１２０の巻き数ＮＰが１回であることを意味する。このような構成により、検出コイルＬＳＳと給電コイルＬ２は結合トランスを形成する。給電コイルＬ２の交流電流Ｉ２が発生させる交流磁界により、検出コイルＬＳＳには同相の誘導電流ＩＳＳが流れる。等アンペア・ターンの法則により、誘導電流ＩＳＳの大きさは、Ｉ２・（ＮＰ／ＮＳ）となる。

検出コイルＬＳＳの両端には抵抗Ｒ４が接続される。抵抗Ｒ４の一端Ｂは接地され、他端Ａの電位ＶＳＳはコンパレータ１４２を介して電流位相検出回路１４４に接続される。

電位ＶＳＳは、コンパレータ１４２によって２値化され、Ｓ１信号となる。詳細については図４に関連して後述するが、コンパレータ１４２は電位ＶＳＳが所定の閾値、たとえば、０．１（Ｖ）より大きくなると飽和電圧３．０（Ｖ）を出力する増幅器である。このため、電位ＶＳＳは、コンパレータ１４２によってデジタル波形のＳ１信号に変換される。

電流位相検出回路１４４は、Ｓ１信号の波形（デジタル波形）を後述の方法にて調整し、デジタル波形のＳ２信号を出力する。Ｓ２信号により交流電力の電流位相が計測される。電流Ｉ２と誘導電流ＩＳＳは同相であり、誘導電流ＩＳＳと電位ＶＳＳ（Ｓ１、Ｓ２信号）は同相である。また、送電制御回路２００を流れる交流電流ＩＳは電流Ｉ２と同相である。したがって、Ｓ２信号の波形を観察することにより交流電流ＩＳの電流位相を計測できる。

ＶＣＯ２０２が発生させる交流電圧Ｖｏは、Ｓ０信号として電圧位相検出回路１４６にも入力される。電圧位相検出回路１４６は、Ｓ０信号の波形を後述の方法にて調整し、デジタル波形のＳ３信号を出力する。Ｓ３信号により交流電力の電圧位相が計測される。

位相比較回路１５０は、Ｓ３信号から電圧位相、Ｓ２信号から電流位相を取得することにより、電圧位相と電流位相の位相差ｔｄを検出する。駆動周波数ｆｏ＝共振周波数ｆｒであれば、位相差ｔｄ＝０となる。位相検出回路１５０は、位相差ｔｄに応じて位相差指示電圧ＳＣを出力する。

位相比較回路１５０の出力端には、ローパスフィルタ１５２が接続される。ローパスフィルタ１５２は、抵抗Ｒ７とキャパシタＣ６が直列接続された回路であり、位相差指示電圧ＳＣの高周波数成分をカットする。

位相差指示電圧ＳＣはＶＣＯ２０２の入力となる。ＶＣＯ２０２は、位相差指示電圧ＳＣに応じて駆動周波数ｆｏを変化させることにより、共振周波数ｆｒに駆動周波数ｆｏを追随させる。より具体的には、ＶＣＯ２０２は交流電圧Ｖｏのパルス幅を変化させることにより、駆動周波数ｆｏを変化させる。

図２は、給電コイル回路１２０のインピーダンスＺと駆動周波数ｆｏの関係を示すグラフである。縦軸は、給電コイル回路１２０（キャパシタＣ２と給電コイルＬ２の直列回路）のインピーダンスＺを示す。横軸は駆動周波数ｆｏを示す。インピーダンスＺは、共振時において最低値Ｚ_ｍｉｎとなる。共振時にＺ_ｍｉｎ＝０となるのが理想であるが、給電コイル回路１２０には若干の抵抗成分が含まれるため、Ｚ_ｍｉｎは通常ゼロとはならない。

図２においては、駆動周波数ｆｏ＝４０ｋＨｚ、すなわち、駆動周波数ｆｏ＝共振周波数ｆｒとなるとき、インピーダンスＺは最低となり、キャパシタＣ２と給電コイルＬ２は共振状態となる。駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒがずれると、インピーダンスＺにおける容量性リアクタンスまたは誘導性リアクタンスが優勢となるためインピーダンスＺも大きくなる。

ＶＣＯ２０２が発生させる駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒと一致するとき、給電コイルＬ２には共振周波数ｆｒにて交流電流Ｉ２が流れ、受電コイル回路１３０にも共振周波数ｆｒにて交流電流Ｉ３が流れる。給電コイルＬ２およびキャパシタＣ２と、受電コイルＬ３およびキャパシタＣ３は、同一の共振周波数ｆｒにて共振するため、給電コイルＬ２から受電コイルＬ３への電力伝送効率は最大となる。

駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒがずれると、給電コイルＬ２には非・共振周波数の交流電流Ｉ２が流れる。このため、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は磁気的に共振できなくなるため、電力伝送効率は低下する。このときには、電流位相と電圧位相が一致しなくなる。

図３は、出力電力効率と駆動周波数ｆｏの関係を示すグラフである。出力電力効率とは、給電コイルＬ２から実際に給電される電力の最大出力値に対する割合を示す。駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒと一致するときには、電流位相と電圧位相の差がゼロとなり、電力伝送効率が最大となるので、出力電力効率＝１００（％）となる。出力電力効率は、負荷ＬＤから取り出される電力の大きさによって計測できる。

図３に示すグラフによれば、共振周波数ｆｒ＝４０ｋＨｚのときに駆動周波数ｆｏ＝４１ｋＨｚと設定した場合には、出力電力効率は７５（％）程度まで低下している。すなわち、両者が１ｋＨｚずれることによって電力伝送効率は２５（％）低下している。

図４は、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒが一致するときの電圧位相と電流位相の関係を示すタイムチャートである。時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間(以下、「第１期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオン、スイッチングトランジスタＱ２がオフとなる期間である。時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間(以下、「第２期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオフ、スイッチングトランジスタＱ２がオンとなる期間、時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間(以下、「第３期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオン、スイッチングトランジスタＱ２がオフとなる期間、時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間(以下、「第４期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオフ、スイッチングトランジスタＱ２がオンとなる期間であるとする。

スイッチングトランジスタＱ１のゲート・ソース電圧ＶＧＳ１が所定の閾値Ｖｘを超えたとき、スイッチングトランジスタＱ１は飽和状態となる。したがって、第１期間の開始タイミングである時刻ｔ０にスイッチングトランジスタＱ１がオン（導通）となると、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１が流れ始める。いいかえれば、正方向（第１電流経路）に電流Ｉｓが流れ始める。給電コイル回路１２０にも、電流Ｉｓと同相の電流Ｉ２が流れ始める。

時刻ｔ０に交流電圧Ｖｏがハイレベルとなると、Ｓ０信号、Ｓ３信号もハイレベルになる。厳密には、Ｓ３信号は時刻ｔ０よりも少し後にハイレベルになるが、ここでは説明を簡単にするため、Ｓ３信号も時刻ｔ０にハイレベルになるとして説明する。Ｓ３信号の詳細については図９に関連して後述する。

電位ＶＳＳは、電流Ｉ２（電流ＩＳ）に同期して変化する。コンパレータ１４２と電流位相検出回路１４４により、アナログ波形の電位ＶＳＳはデジタル波形のＳ１信号に変換される。また、Ｓ１信号は電流位相検出回路１４４により整形され、Ｓ２信号として位相比較回路１５０に入力される。Ｓ２信号も厳密には時刻ｔ０よりも少し後にハイレベルになるが、ここでは説明を簡単にするため、Ｓ１信号とＳ２信号は同一時刻にハイレベルになるとして説明する。

第２期間の開始タイミングである時刻ｔ１にスイッチングトランジスタＱ１がオフ（非導通）となると、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１は流れなくなる。代わりに、スイッチングトランジスタＱ２がオン（導通）となり、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ２が流れはじめる。すなわち、負方向（第２電流経路）に電流ＩＳが流れ始める。

電位ＶＳＳの電圧波形を観察することにより、電流ＩＳ（ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１、ＩＤＳ２）の電流位相を計測できる。第３期間、第４期間以降は、第１期間、第２期間と同様の波形を繰り返す。

位相比較回路１５０は、Ｓ２信号の立ち上がりエッジ時刻と、Ｓ３信号の立ち上がりエッジ時刻を比較し、位相差ｔｄを求める。図４の場合は両者が共に時刻ｔ０で立ち上がっているため、位相差ｔｄ＝０である。すなわち、駆動周波数ｆｏは共振周波数ｆｒと一致している。このとき、位相比較回路１５０は位相差指示電圧ＳＣを変化させない。

コンパレータ１４２等により、電位ＶＳＳをデジタル波形に変換（整形）することにより、位相比較回路１５０は位相差ｔｄを検出しやすくなる。もちろん、位相比較回路１５０は、交流電圧Ｖｏ（Ｓ０信号）と電位ＶＳＳを直接比較して位相差ｔｄを検出してもよい。

特許文献２のように、給電コイルＬ２に流れる電流Ｉｓを計測対象とすると、給電コイルＬ２に新たな負荷がかかり、共振回路のインピーダンスＺが変化するため、Ｑ値が悪化してしまう。共振している給電コイルＬ２の電流経路に位相検出回路１１４を直接接続するのは、音叉を触りながらその振動を測定するようなものである。ワイヤレス電力伝送システム１００では、給電コイルＬ２が発生させる交流磁界を利用して検出コイルＬＳＳに誘導電流ＩＳＳを発生させることにより、電流位相を計測している。給電コイル回路１２０に計測負荷をかけない構成であることから、Ｑ値への影響を抑制しつつ電流位相を計測できる。

なお、給電コイルＬ２に限らず、受電コイルＬ３やロードコイルＬ４などを一次コイルとして結合トランスを形成し、検出コイルＬＳＳに誘導電流ＩＳＳを発生させてもよい。本発明者の実験により、給電コイル回路１２０を対象として検出コイルＬＳＳを設置したときにもっとも良好に動作することが見いだされた。

図５は、駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒよりも小さい場合の電圧位相と電流位相の関係を示すタイムチャートである。駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒよりも小さい場合、給電コイル回路１２０（ＬＣ共振回路）のインピーダンスＺに容量性リアクタンス成分が現れ、電流ＩＳの電流位相は電圧位相に対して進む。電流ＩＳは時刻ｔ０よりも早い時刻ｔ５から流れ始める。上述のように、電流ＩＳと電位ＶＳＳは同相であるから、電位Ｖｏと電位ＶＳＳの電圧波形を比較すれば、供給電力における電流位相と電圧位相の位相差ｔｄを検出できる。

図４に示したように、駆動周波数ｆｏ＝共振周波数ｆｒのときには、第１期間の開始タイミングである時刻ｔ０から電流ＩＳが流れ始め電位ＶＳＳ＞０となる。この場合には、位相差ｔｄ＝０である。駆動周波数ｆｏ＜共振周波数ｆｒの場合、電流ＩＳは時刻ｔ０よりも早い時刻ｔ５から流れ始め電位ＶＳＳ＞０となるため、位相差ｔｄ＝ｔ０−ｔ５＞０となる。駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒがずれると、出力電力効率が低下し、電流Ｉｓや電位ＶＳＳの振幅は共振時に比べて小さくなる。

駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒよりも大きい場合には、給電コイル回路１２０のインピーダンスＺに誘導性リアクタンス成分が現れ、電流Ｉｓの電流位相は電圧位相に対して遅れる。この場合には、位相差ｔｄ＜０となる。

図６は、位相差指示電圧ＳＣと駆動周波数ｆｏの関係を示すグラフである。図６に示す関係は、ＶＣＯ２０２において設定されている。位相差ｔｄの大きさは、共振周波数ｆｒの変化量に比例する。そこで、位相比較回路１５０は、位相差ｔｄに応じて位相差指示電圧ＳＣの変化量を決定し、ＶＣＯ２０２は位相差指示電圧ＳＣに応じて駆動周波数ｆｏを決定する。駆動周波数ｆｏの設定可能範囲は、ＶＣＯ２０２に接続される抵抗Ｒ５、Ｒ６、キャパシタＣ５の時定数によって決定される。

まず、初期状態では共振周波数ｆｒ＝４０ｋＨｚなので、駆動周波数ｆｏ＝４０ｋＨｚに設定される。対応する位相差指示電圧ＳＣは３（Ｖ）であるとする。図６に示したように、共振周波数ｆｒ＝駆動周波数ｆｏ＝４０ｋＨｚであれば、位相差指示電圧ＳＣは常に３（Ｖ）である。

共振周波数ｆｒが４０ｋＨｚから３９ｋＨｚに変化した場合を想定する。駆動周波数ｆｏ（＝４０ｋＨｚ）＞共振周波数ｆｒ（＝３９ｋＨｚ）となるため、位相差ｔｄ＜０となる。位相差ｔｄは、共振周波数ｆｒの変化量（−１ｋＨｚ）に比例する。位相比較回路１５０は、位相差ｔｄに応じて位相差指示電圧ＳＣの変化量を決定する。上記設例では、位相比較回路１５０は位相差指示電圧ＳＣの変化量を−０．１（Ｖ）とし、新たな位相差指示電圧ＳＣ＝２．９（Ｖ）を出力する。ＶＣＯ２０２は、図６のグラフに示す関係にしたがって、位相差指示電圧ＳＣ＝２．９（Ｖ）に対応する駆動周波数ｆｏ＝３９ｋＨｚを出力する。このような処理により、共振周波数ｆｒが変化しても駆動周波数ｆｏを自動的に追随させることができる。

図７は、電流位相検出回路１４４の回路図である。電流位相検出回路１４４は、コンパレータ１５６、電流波形整形回路１５８および電流基準調整回路１６０を含む。電流波形整形回路１５８の出力であるＴ１信号（電流位相信号）はコンパレータ１５６の正極端子、電流基準調整回路１６０の出力であるＴ２信号（基準信号）はコンパレータ１５６の負極端子に入力される。

まず、電位ＶＳＳはコンパレータ１４２によりデジタル波形のＳ１信号に整形され、電流波形整形回路１５８に入力される。電流波形整形回路１５８は、このデジタル波形（矩形波）のＳ１信号をノコギリ波状のＴ１信号に整形する。電流波形整形回路１５８においては、Ｓ１信号の経路に抵抗Ｒ１が間挿され、抵抗Ｒ１にはダイオードＤ１が並列接続される。また、Ｓ１信号の伝達経路は、キャパシタＣ７を介してグランド接地される。本実施形態においては、Ｔ１信号は０．０〜３．０（Ｖ）の範囲で変化する。

電流基準調整回路１６０は、抵抗Ｒ２、Ｒ３および可変抵抗ＲＶ１を含む回路である。電源ＶＣＣは、抵抗Ｒ２、可変抵抗ＲＶ１、抵抗Ｒ３の直列抵抗回路を介して、グランドと接続される。Ｔ２信号は、可変抵抗ＲＶ１の中途電位を示す一定値の信号である。可変抵抗ＲＶ１を調整すれば、Ｔ２信号のレベルを変化させることができる。電流基準調整回路１６０は、一定電圧をＴ２信号として発生させる。本実施形態においては、Ｔ２信号は０．１〜３．０（Ｖ）の範囲で調整される。コンパレータ１５６の負極端子には必ず非ゼロの電圧値が入力される。これは、コンパレータ１５６の正極端子、負極端子の両方に０（Ｖ）が同時に入力され、コンパレータ１５６が乱調するのを防ぐためである。

コンパレータ１５６は、Ｔ１＞Ｔ２のとき、ハイレベルのＳ２信号を出力し、それ以外のときにはローレベルのＳ２信号を出力する。実際の出力波形については図９以降に関連して詳述する。

図８は、電圧位相検出回路１４６の回路図である。電圧位相検出回路１４６は、コンパレータ１６６、電圧波形整形回路１６２および電圧基準調整回路１６４を含む。電圧波形整形回路１６２の出力であるＴ３信号（電圧位相信号）はコンパレータ１６６の正極端子、電圧基準調整回路１６４の出力であるＴ４信号（基準信号）はコンパレータ１６６の負極端子に入力される。

ＶＣＯ２０２が発生させる交流電圧Ｖｏ（矩形波）は、電圧波形整形回路１６２にＳ０信号として入力される。電圧波形整形回路１６２は、このＳ０信号のデジタル波形をノコギリ波状のＴ３信号に整形する。電圧波形整形回路１６２においては、Ｓ０信号の経路に抵抗Ｒ８が間挿され、抵抗Ｒ８にはダイオードＤ２が並列接続される。また、Ｓ０信号の伝達経路は、キャパシタＣ８を介してグランド接地される。本実施形態においては、Ｔ３信号も０．０〜３．０（Ｖ）の範囲で変化する。

電圧基準調整回路１６４は、抵抗Ｒ９、Ｒ１０および可変抵抗ＲＶ２を含む回路である。電源ＶＣＣは、抵抗Ｒ９、可変抵抗ＲＶ２、抵抗Ｒ１０の直列抵抗回路を介して、グランドと接続される。Ｔ４信号は、可変抵抗ＲＶ２の中途電位を示す一定値の信号である。可変抵抗ＲＶ２を調整すれば、Ｔ４信号のレベルを変化させることができる。電圧基準調整回路１６４は、一定電圧をＴ４信号として発生させる。本実施形態においては、Ｔ４信号は０．１〜３．０（Ｖ）の範囲で調整される。コンパレータ１５６と同様、コンパレータ１６６の負極端子には必ず非ゼロの電圧値が入力される。

コンパレータ１６６は、Ｔ３＞Ｔ４のとき、ハイレベルのＳ３信号を出力し、それ以外のときにはローレベルのＳ３信号を出力する。

図９は、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒが一致するときのＳ２信号とＳ３信号の関係を示すタイムチャートである。時刻ｔ０において交流電圧Ｖｏ（Ｓ０信号）が立ち上がると、Ｔ３信号のレベルも上昇し始める。第１期間が終了する時刻ｔ１に交流電圧Ｖｏ（Ｓ０信号）がゼロとなるとき、Ｔ３信号は最大の３．０（Ｖ）から０．０（Ｖ）に急降下する。第３期間の開始タイミングである時刻ｔ２において交流電圧Ｖｏ（Ｓ０信号）が再び立ち上がるとき、Ｔ３信号のレベルも再度上昇し始める。

一方、電圧基準調整回路１６４において可変抵抗Ｒｖ２を固定している限り、Ｔ４信号のレベルは一定となる。図９では、Ｔ４信号のレベルは０．１（Ｖ）であるとする。

Ｔ３信号とＴ４信号は、それぞれ、コンパレータ１６６の正極端子と負極端子に入力され、その出力がＳ３信号となる。Ｔ４＞Ｔ３の期間においてＳ３＞０、それ以外の期間においてはＳ３＝０となる。図９では、時刻ｔ０からわずかに時間経過した時刻ｔ６（以下、このようなタイミングを「電圧位相値」ともよぶ）にＴ４＞Ｔ３となっている。この結果、Ｓ３信号は、Ｓ０信号に比べて立ち上がり時刻が若干遅れるが、その信号波形自体は同じとなる。

図４に関連して説明したように、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒが一致していれば、時刻ｔ０においてＳ１信号も同時に立ち上がる。このとき、Ｔ１信号のレベルも上昇し始める。第１期間が終了する時刻ｔ１にＳ１信号がゼロとなるとき、Ｔ１信号は最大の３．０（Ｖ）から０．０（Ｖ）に急降下する。第３期間の開始タイミングである時刻ｔ２においてＳ１信号が再び立ち上がるとき、Ｔ１信号のレベルも再度上昇し始める。

コンパレータ１６６において可変抵抗ＲＶ１を固定している限り、Ｔ２信号のレベルは一定となる。図９では、Ｔ２信号のレベルも０．１（Ｖ）であるとする。

Ｔ１信号とＴ２信号は、それぞれ、コンパレータ１５６の正極端子と負極端子に入力され、その出力がＳ２信号となる。Ｔ２＞Ｔ１の期間においてＳ２＞０、それ以外の期間においてはＳ２＝０となる。Ｓ３信号と同じく、時刻ｔ６にＳ２信号が立ち上がっている（以下、このようなタイミングを「電流位相値」ともよぶ）。これは、Ｔ４信号とＴ２信号のレベルが同一であるためである。

駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒが一致するときには、Ｓ０信号の立ち上がり時刻ｔ０に、Ｓ１信号も立ち上がる。更に、Ｔ３信号のレベルとＴ２信号のレベルが同じであれば、Ｓ３信号の立ち上がり時刻ｔ６にＳ２信号も立ち上がる。位相比較回路１５０は、Ｓ２信号とＳ３信号の立ち上がり時刻のずれを位相差として検出し、これにより駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒのずれを検出する。いいかえれば、電流位相値と電圧位相値のずれを検出する。

Ｔ４信号のレベルをゼロにすると、第２期間および第４期間においてＴ３＝Ｔ４＝０となり、コンパレータ１６６が乱調してしまう。Ｔ２信号についても同様である。このため、Ｔ２信号、Ｔ４信号は最低レベルが０より大きな値に設定されている。

図１０は、図９に示す状態においてＴ２信号のレベルを上昇させたときのタイムチャートである。電流位相検出回路１４４の可変抵抗ＲＶ１を調整することにより、Ｔ２信号のレベルを上昇させることができる。このとき、Ｔ２＞Ｔ１となる時刻は、時刻ｔ６よりも遅い時刻ｔ９となる。この結果、Ｓ２信号の立ち上がり時刻ｔ９（電流位相値）とＳ３信号の立ち上がり時刻ｔ６（電圧位相値）が不一致となるため、位相比較回路１５０により位相差ｔｄが検出される。実際には、駆動周波数ｆｏ＝共振周波数ｆｒであるにも関わらず、Ｔ４信号のレベルとＴ２信号のレベルが不一致となったため、位相比較回路１５０は位相差ｔｄを検出することになる。

たとえば、駆動周波数ｆｏ＝共振周波数ｆｒ＝４０ｋＨｚであるとする。ここで、Ｔ２信号のレベルを上げると、位相比較回路１５０は位相差ｔｄを検出し、位相差指示電圧ＳＣを変化させる。ＶＣＯ２０２は、電流位相が電圧位相から遅れていると判断し、駆動周波数ｆｏを低下させて駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒを一致させようとする。

図１１は、図１０に示す状態から所定時間経過した後のタイムチャートである。ＶＣＯ２０２は駆動周波数ｆｏを低下させることにより、位相差ｔｄをゼロに戻そうとする。ＶＣＯ２０２は、駆動周波数ｆｏを４０ｋＨｚから３９ｋＨｚに変更したとする。共振周波数ｆｒ＝４０ｋＨｚなので、電流位相は電圧位相に対して進む。この結果、Ｓ１信号は時刻ｔ０よりも早い時刻ｔ１２に立ち上がる。Ｓ１信号の位相が進む結果、Ｓ２信号の立ち上がり時刻は、Ｓ３信号の立ち上がり時刻と同じ時刻ｔ６まで進む。位相差ｔｄが解消されるため、駆動周波数ｆｏは３９ｋＨｚで安定する。ただし、実際の共振周波数ｆｒはあくまでも４０ｋＨｚであるため、給電コイル回路１２０と受電コイル回路１３０は最大共振状態ではない。いわば、Ｔ２信号（基準値）を調整することにより、意図的にＳ２信号の立ち上がり時刻（電流位相値）を変化させ、位相比較回路１５０やＶＣＯ２０２を欺いている。図３に関連して説明したように、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒが一致しなくなると出力電圧効率が下がる。可変抵抗Ｒｖ１の調整により、送電電力を制御できることになる。

図１２は、出力電力と位相差の関係を示すグラフである。横軸は負荷ＬＤから取り出される出力電力（Ｗ）、縦軸は位相差ｔｄ（μｓｅｃ）を示す。Ｔ２信号とＴ４信号は同一レベルであるとする。図１２からも明らかなように、位相差ｔｄ＝０のとき出力電力は最大となる。このグラフは、給電コイル回路１２０が共振状態にあるとき、出力電力効率は最大となることを示している。

図１３は、駆動周波数ｆｏと出力電力の関係を示すグラフである。横軸は駆動周波数ｆｏ（Ｈｚ）、縦軸は出力電力（Ｗ）を示す。Ｔ２信号とＴ４信号は同一レベルであるとする。図１３によれば、駆動周波数ｆｏ＝４０ｋＨｚのとき出力電力は最大となる。このグラフも共振周波数と駆動周波数が一致するとき、出力電力効率は最大となることを示している。したがって、位相差を意図的に発生させ、駆動周波数ｆｏを意図的にずらすことにより、出力電力を抑制できることがわかる。

図１４は、共振周波数が変化するときの出力電力効率と駆動周波数ｆｏの関係を示すグラフである。共振周波数ｆｒ＝４０ｋＨｚ、駆動周波数ｆｏ＝３９ｋＨｚの状態で、位相差ｔｄ＝０となるようにＴ２信号のレベルが調整されているとする。いいかえれば、ｆｒ＝ｆｏ＋１．０の関係が成立するとき、位相差ｔｄ＝０となる。

この状態において、共振周波数ｆｒが何らかの要因により４０ｋＨｚから３９．５ｋＨｚに変化したとする。共振特性グラフは、０．５ｋＨｚ分（＝４０−３９．５）だけ左方向に平行移動する。３９．５＜３９＋１．０、すなわち、ｆｒ＜ｆｏ＋１．０となるため位相差ｔｄが検出される。ＶＣＯ２０２が駆動周波数ｆｏを０．５ｋＨｚ下げ、３８．５ｋＨｚに変更する。再びｆｒ＝ｆｏ＋１．０の関係が成立するため、位相差ｔｄ＝０となる。この結果、駆動周波数ｆｏは３８．５ｋＨｚに安定する。

すなわち、共振周波数ｆｒが０．５ｋＨｚ下がると、駆動周波数ｆｏも自動的に０．５ｋＨｚ下がる。このように、外的要因により共振周波数ｆｒが変化しても、出力電力効率を一定に保つことができる。

図１５は、ワイヤレス電力伝送システム１００を応用したテーブル２３４と卓上ランプ２３２の側面図である。テーブル２３４は、ワイヤレス給電装置１１６の機能を有する。テーブル２３４の裏面には給電コイルＬ２が巻回され、その内側に同心にてエキサイトコイルＬ１が巻回される。給電コイルＬ２は、キャパシタＣ２と接続され、給電コイル回路１２０を形成する。給電コイル回路１２０は、全体としてテーブル板の裏面に設置されてもよいし、テーブル板内部に格納されてもよい。

エキサイトコイルＬ１は給電回路２３６と接続される。給電回路２３６は、送電制御回路２００と位相検出回路１１４を含む回路であり、調整ダイヤル２４０によりＴ２信号のレベルを変化させることができる。いいかえれば、調整ダイヤル２４０によりパワー制御できる。給電回路２３６は、整流回路２３８を介して商用交流電源と接続される。商用交流電源の交流電圧は整流回路２３８により直流電圧に変換され、給電回路２３６の電源Ｖｄｄとして供給される。

卓上ランプ２３２は、内部にワイヤレス受電装置１１８を含む。卓上ランプ２３２の下部には受電コイルＬ３が巻回され、その内側に同心にてロードコイルＬ４が巻回される。受電コイルＬ３にはキャパシタＣ３が接続され、受電コイル回路１３０を形成する。ロードコイルＬ４には、負荷ＬＤとしてランプが接続される。このランプは交流電流により点灯するランプでもよい。また、ロードコイルＬ４を流れる交流電流Ｉ４を、図示しない整流回路により直流電流に変換し、ランプに供給してもよい。

テーブル２３４は卓上ランプ２３２にワイヤレス給電する。したがって、卓上ランプ２３２には電源コードが不要化である。卓上ランプ２３２の明るさは、調整ダイヤル２４０によりテーブル２３４側から調整される。

図１６は、テーブル２３４と卓上ランプ２３２の外観図である。図１６に示すように、テーブル２３４は各コイルや給電回路２３６等を内蔵してもよい。また、テーブル２３４の側面あるいは表面に調整ダイヤル２４０を取り付けてもよい。図１６においては、テーブル２３４の表面に３つの卓上ランプ２３２ａ、２３２ｂ、２３２ｃを載せている。このように複数の卓上ランプ２３２をテーブル２３４に載せても、電源コードが不要であるため、テーブル２３４の表面をすっきりと使うことができる。また、卓上ランプ２３２を自由にレイアウトできる。更に、美観の面だけでなく、電源コードに足をひっかけるといった事故が発生しないため安全面でも優れている。調整ダイヤル２４０により複数の卓上ランプ２３２をまとめて制御できるため、利便性も向上する。

図１７は、ワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図の変形例である。変形例においては、送電制御回路２００がエキサイト回路１１０を介さずに、直接、給電コイル回路１２０を駆動する。図１と同一の符号を付した構成は、図１で説明した構成と同一または同様の機能を有する。

変形例における給電コイル回路１２０は、給電コイルＬ２、キャパシタＣ２にトランスＴ２二次コイルＬｉが直列接続された回路である。トランスＴ２二次コイルＬｉは、トランスＴ２一次コイルＬｂと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により送電制御回路２００から交流電力を供給される。このように、エキサイト回路１１０を介さず、送電制御回路２００から給電コイル回路１２０に直接交流電力を供給してもよい。

以上、実施形態に基づいてワイヤレス電力伝送システム１００を説明した。図２や図３に関連して説明したように、磁場共振型のワイヤレス給電の場合、共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏの一致度が電力伝送効率に大きく影響する。位相検出回路１１４を設ければ、共振周波数ｆｒが変化しても駆動周波数ｆｏを自動的に追随させることができるため、使用条件が変化しても、電力伝送効率を最大値に維持しやすくなる。更に、Ｔ２信号のレベルを調整することにより、電力伝送効率を意図的に下げることができる。すなわち、意図的に非・共振状態に遷移させることにより、ワイヤレス給電装置１１６の送電電力を制御できる。本発明者の実験によれば、Ｔ２信号のレベル調整によって、有意な電力損失の発生は認められなかった。

また、従来の卓上ランプは電源コードが邪魔になるため、ダイニングテーブルでは吊り下げ型のランプを使うことが多い。本実施形態におけるテーブル２３４によれば、卓上ランプの電源コードを不要化できる。このため、卓上ランプ２３２の利用性が高まる。たとえば、卓上ランプで照明する方が、料理を美味しく見せることができる場合もある。吊り下げ型のランプだと照明箇所が固定されてしまうが、卓上ランプ２３２はレイアウト自由であるため、多様な照明が可能である。しかも、複数の卓上ランプ２３２をテーブル２３４側でまとめて制御できる。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、いろいろな変形および変更が本発明の特許請求範囲内で可能なこと、またそうした変形例および変更も本発明の特許請求の範囲にあることは当業者に理解されるところである。従って、本明細書での記述および図面は限定的ではなく例証的に扱われるべきものである。

送電制御回路２００はハーフブリッジ型の回路であるが、プッシュプル型の回路により形成されてもよい。電流波形整形回路１５８が発生させるＴ１信号や電圧波形整形回路１６２が発生させるＴ３信号は、ノコギリ波に限らず、三角波や正弦波など、所定期間において電圧値が漸増減する交流信号であればよい。本実施形態においては、電流位相検出回路１４４の可変抵抗Ｒｖ１を調整するとして説明したが、電圧位相検出回路１４６の可変抵抗Ｒｖ２を調整対象としてもよいし、可変抵抗Ｒｖ１と可変抵抗Ｒｖ２の双方を調整対象としてもよい。また、電流位相検出回路１４４のみを設けてもよい。この場合には、Ｓ０信号がゼロとならないように設定しておく必要がある。

１００ ワイヤレス電力伝送システム、１１０ エキサイト回路、１１４ 位相検出回路、１１６ ワイヤレス給電装置、１１８ ワイヤレス受電装置、１２０ 給電コイル回路、１３０ 受電コイル回路、１４０ ロード回路、１４２ コンパレータ、１４４ 電流位相検出回路、１４６ 電圧位相検出回路、１５０ 位相比較回路、１５２ ローパスフィルタ、１５４ コア、１５６ コンパレータ、１５８ 電流波形整形回路、１６０ 電流基準調整回路、１６２ 電圧波形整形回路、１６４ 電圧基準調整回路、１６６ コンパレータ、２００ 送電制御回路、２０２ ＶＣＯ、２３２ 卓上ランプ、２３４ テーブル、２３６ 給電回路、２３８ 整流回路、２４０ 調整ダイヤル、Ｌ１ エキサイトコイル、Ｌ２ 給電コイル、Ｌ３ 受電コイル、Ｌ４ ロードコイル。

Claims (9)

1. 給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電するための装置であって、
   前記給電コイルに交流電力を供給する送電制御回路と、
   前記給電コイルおよびキャパシタを含み、前記受電コイルの共振周波数にて共振する給電コイル回路と、
   前記交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、を備え、
   前記送電制御回路は、前記位相差が減少するように前記交流電力の駆動周波数を調整することにより前記駆動周波数を前記共振周波数に追随させ、
   前記位相検出回路においては、前記電圧位相および前記電流位相の双方または一方について検出された位相値を意図的に変更可能であることを特徴とするワイヤレス給電装置。
2. 前記位相検出回路は、前記交流電力の電圧レベルが第１の基準値となるタイミングである第１の位相値と前記交流電力の電流レベルが第２の基準値となるタイミングである第２の位相値を比較することにより前記位相差を検出し、前記第１および第２の基準値の双方または一方が変更されることにより前記第１および第２の位相値の双方または一方が変更されることを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス給電装置。
3. 前記位相検出回路は、前記交流電力の電圧成分および電流成分の双方または一方をノコギリ波状の信号に変換した上で、前記位相差を検出することを特徴とする請求項１または２に記載のワイヤレス給電装置。
4. 前記給電コイルと磁気結合し、前記送電制御回路から供給される交流電力を前記給電コイルに供給するエキサイトコイル、を更に備え、
   前記送電制御回路は、第１および第２の電流経路を含み、前記第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチを交互に導通させることにより、前記エキサイトコイルに前記交流電力を供給することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
5. 前記交流電力が発生させる磁界により誘導電流を発生させる検出コイルを更に備え、
   前記位相検出回路は、前記検出コイルに流れる前記誘導電流の位相から、前記交流電力の電流位相を計測することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
6. 前記検出コイルは、前記給電コイルを流れる交流電流が発生させる磁界により前記誘導電流を発生させるコイルであることを特徴とする請求項５に記載のワイヤレス給電装置。
7. 請求項１から６のいずれかに記載のワイヤレス給電装置と、
   前記受電コイルと、
   前記受電コイルと磁気結合し、前記受電コイルが前記給電コイルから受電した電力を供給されるロードコイルと、を備えることを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。
8. 請求項１から６のいずれかに記載のワイヤレス給電装置を備え、
   裏面または内部に前記給電コイルが備え付けられたワイヤレス給電機能付きのテーブル。
9. 請求項８に記載のテーブルからワイヤレスにて送電される交流電力を受電コイルにて受電する装置であって、
   前記受電コイルとキャパシタを含み、前記共振周波数にて共振する受電コイル回路と、
   前記受電コイルと磁気結合することにより前記受電コイルから前記交流電力を受電するロードコイルと、前記ロードコイルから電力供給されるランプとを含むロード回路と、を備え、
   前記テーブルに載置されるときに、前記テーブルの前記給電コイルから送電される前記交流電力を前記受電コイルが受電することにより前記ランプを発光させることを特徴とするワイヤレス受電機能付きの卓上ランプ。

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