CN102035582A

CN102035582A - 无线传输系统、无线通信设备和无线传输方法

Info

Publication number: CN102035582A
Application number: CN2010102942979A
Authority: CN
Inventors: 三保田宪人
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2009-09-29
Filing date: 2010-09-25
Publication date: 2011-04-27
Anticipated expiration: 2030-09-25
Also published as: JP2011077569A; JP5672684B2; RU2012100750A; BRPI1003838A2; RU2542335C2; US8687725B2; EP2302819A2; CN102035582B; RU2447587C1; US20110075747A1; US20140056375A1

Abstract

在这里公开了一种无线传输系统。在第一通信装置上提供发送天线，同时在相应的第二通信装置上提供分别相应于发送天线的接收天线。每个接收天线从相应的发送天线接收作为直达波的期望波，并从不同的发送天线接收作为直达波的非必要波。第一通信装置对于所有信道仅仅调制载波信号的幅度。第二通信装置通过包络检测或平方律检测解调由接收天线接收的期望波和非必要波的合成波，并基于发送和接收天线之间传输空间的传输特性来对解调信号执行校正操作，以获取发送对象信号。

Description

无线传输系统、无线通信设备和无线传输方法

技术领域

本发明涉及无线传输系统(也包括在一个机壳(housing)中实现的无线通信设备)、接收侧的无线通信设备和无线通信方法。更具体地，本发明涉及将空分复用应用于无线传输多个发送对象信号的机制。

背景技术

作为在置于相对短距离(例如，几厘米到十几厘米内)中的不同电子装置之间或者电子装置内实现高速信号传输的方法，例如，LVDS(低压差分信号)是已知的。然而，最近随着传输信息量的进一步增加以及传输速度的进一步增加，功耗的增加、由反射等引起的信号失真的影响的增加、非必要(unnecessary)辐射的增加等成为了问题。例如，LVDS达到了诸如视频信号(包括图像拾取信号)、计算机图像等的信号(在实时的基础上)在装置中高速发送的极限。

作为对抗传输数据速度增加问题的手段，增加布线线路(wiring lines)数以通过信号的并行传输来降低每一条信号线路的传输速度看起来是一种可能的想法。然而，刚刚描述的对抗手段(countermeasure)引起输入和输出端子数的增加。所以，要求印刷板或线缆(cable)布线方案的复杂性、半导体芯片大小的增加等。此外，因为沿着布线系统高速发送大量数据，所以电磁场干扰的问题发生。

LVDS或者增加布线线路数的技术中牵涉的所有问题由通过导电(electric)布线线路的信号传输所引起。因此，作为用于解决由沿着导电布线线路的信号传输引起的问题的方法，对于信号传输消除导电布线线路看起来是一种可能的想法。

并且，应用其中在发送侧和接收侧提供多个通信单元来执行双工传输的空分复用看起来是一种可能的想法。然而，在应用空分复用的情况下，要求信道之间的干扰对抗手段。应用MIMO(多输入多输出)系统作为用于解决上述问题的技术是一种可能的想法(例如，参考日本专利特开No.2009-055228、日本专利特开No.2009-049632和日本专利特开No.2009-33588，在下文中被分别称为专利文件1至3)。

专利文件1至3针对相对于装置内或不同装置之间的无线传输而言在相对长距离中的无线传输，并公开了将MIMO处理和OFDM调制方法相组合的应用。换言之，在专利文件1至3中公开的MIMO处理依赖于OFDM调制方法。

发明内容

然而，在考虑装置内或不同装置之间相对短距离中的无线传输的情况下，认为不总是需要与OFDM调制方法一起使用MIMO处理。此外，如果波长变短，则还实现了天线的方向性的效果。因此，仍然认为不需要使用结合OFDM调制方法的MIMO处理。

因此，期望的是提供在其中应用MIMO处理来适合于装置内或不同装装置之间的无线信号传输的无线传输系统、无线通信设备和无线通信方法。

在根据本发明实施例的无线传输系统、无线通信装置和无线传输方法中，在电子装置的机壳中布置用于发送的通信单元和用于接收的通信单元。

用于发送的通信单元使用用于调制的载波信号来频率转换发送对象信号以生成调制信号，并将所生成的调制信号发信号到无线信号传输路径。优选地，用于发送的通信单元调制相同载频的载波信号。用于接收的通信单元解调通过无线信号传输路径接收的调制信号以获取与发送对象信号相应的输出信号。优选地，用于接收的通信单元将通过无线信号传输路径接收的信号用作注入(injection)信号以生成与用于调制的载波信号同步的用于解调的载波信号。然后，用于接收的通信单元使用用于解调的载波信号来频率转换通过无线信号传输路径接收的调制信号以获取与发送对象信号相应的输出信号。

简而言之，在电子装置的机壳内布置的发送侧的通信单元和类似地在可能与布置有发送侧的通信单元的电子装置相同或不同的电子装置的机壳中布置的接收侧的通信单元之间配置无线信号传输路径。然后，在两个通信单元之间无线执行信号传输。

这里，在根据本发明的机制中，将空分复用应用到装置内或不同装置之间的无线传输。为此，在发送侧的无线通信设备上提供多个发送天线，并且还在接收侧的相应无线通信设备上提供多个接收天线，使得发送天线和通信天线以相互一一对应关系相应。在每组相应天线之间，由接收天线接收作为直达波从发送天线辐射的期望波。然而，在相互不相应的那些发送和接收天线之间，由接收天线接收作为直达波从发送天线辐射的非必要波。

此外，接收侧的无线通信设备采用针对多个发送对象信号的所有信道仅仅调制载波信号的幅度的方法。接收侧的无线通信设备包括解调功能单元和传输特性校正单元。解调功能单元解调通过接收天线接收的调制信号。对于解调处理，采用包络检测或平方律检测电路而不是同步检测。

传输特性校正单元基于由解调功能单元解调并分别相应于接收天线的解调信号，执行基于发送天线和接收天线之间的传输空间的传输特性的校正计算处理也就是MIMO处理，以获取与发送对象信号相应的输出信号。

简而言之，在根据本发明的机制中，由接收天线接收的、用载波信号的幅度调制的期望波和非必要波的调制信号被解调，也就是期望波和非必要波的合成波，首先通过包络检测或平方律检测解调，然后经历基带区域中的MIMO处理。考虑接收侧诸如包络检测或平方律检测的解调处理，对于所有信道采用仅仅调制幅度的方法。此外，在根据本发明的机制中，处理传输空间的传输特性，使得期望波和非必要波被定义为从发送天线发射并到达接收天线的直达波，并且在由传输特性校正单元进行的接收侧的MIMO处理中，执行基于定义传输特性的矩阵的逆矩阵计算。

这里，确定天线布置以方便于MIMO处理。作为该实例中的视点，存在定义作为期望波的天线间距离和非必要波的天线间距离之差的路径差的方法、规定定义传输函数的矩阵元素的另一方法、以及定义解调处理和由传输特性校正单元进行的接收侧的MIMO处理的再一方法。

在规定路径差的情况下，在用λc代表载波信号的波长、并用零代表依赖于天线的方向性的相位特性的情况下，将路径差设置为(n/2)λc作为路径条件。当发现依赖于天线的方向性的相位特性时，用依赖于从发送天线发出的期望波或非必要波的幅射角和到相应接收天线的入射角的量来校正相位特性。

如果将上述路径条件代入规定矩阵元素的方法，则这表示设置路径差使得规定传输特性的矩阵中期望波的元素仅仅用实数项代表，同时非必要波的元素也仅仅用实数项代表。另一方面，如果通过解调处理和由传输特性校正单元进行的接收侧的MIMO处理，将第一条件代入规定矩阵元素的方法，则首先执行由接收天线接收的接收信号的包络检测或平方律检测，以执行解调而无需执行正交检测或同步检测。然后，在传输特性校正中，对于接收信道的每个信道，对所解调的解调分量执行与相应于期望信号的实数项有关的校正计算和与相应于非期望信号的实数项有关的校正计算。接着，将与相应于期望信号的实数项有关的经校正的信号和与相应于关于其他接收天线的信道的非期望信号的虚数项有关的经校正的信号相加以获取与发送对象信号相应的输出信号。

使用本发明的实施例，实现了适合于不同装置之间或装置内的无线信号传输的机制，其中在接收侧应用MIMO处理，而无需一起使用OFDM方法。通过将MIMO处理应用到接收侧，可以减小天线距离。

因为将期望波和非必要波均作为直达波来处理，所以变得有可能管理与期望波和非必要波有关的路径差，并且变得有可能确定天线布置以方便于接收侧的MIMO处理。具体地，考虑通过包络检测或平方律检测来执行解调，确定天线布置。所以，相比于没有应用本发明的可选情况，可以减小MIMO处理的计算规模。

优选地，用于调制和解调的载波信号使用公共频率。在以这种方式使用公共频率的情况下，因为在不同信道之间载频的影响确定地变得相同，因此可以确定地且有效地执行基带区域中的MIMO处理。另外，相比于信道的载频相互不同的可选情况，可以减小用于调制和解调的电路规模。

结合附图，从下面的描述和所附权利要求中，本发明的上述和其他特征和优点将变得明显，其中用相同的附图标记表示相同的部分或元件。

附图说明

图1是示出本发明实施例的无线传输系统的信号接口的功能配置的框图；

图2A至2E是图示信号的复用的示意图；

图3A至3C是图示实施例中采用的空分复用的合适条件或应用条件的示意图；

图4A至4F是示出用于应用空分复用的毫米波信号传输路径的通常结构的示意图；

图5A至5C是图示通信处理信道中的调制功能单元和解调功能单元的配置例子的框图；

图6A至6D是图示在多信道和空分复用之间的关系中实现干扰对抗手段的缓和(moderation)的基本机制的框图；

图7A和7B是图示接收侧所应用的MIMO处理的计算的示意图；

图8是图示接收侧所应用的MIMO处理的计算方法的基础的示意图；

图9A和9B分别是图示涉及两个信道的接收侧的MIMO处理的基础的示意图和图解视图；

图10A至10C是图示涉及两个信道的路径差和信道矩阵之间的关系的示意图；

图11A至11D是图示涉及两个信道的天线布置的限制条件的第一例子的示意图；

图12A至12D是图示涉及两个信道的天线布置的限制条件的第二例子的示意图；

图13是图示路径差的调整方法的示意图，其中天线具有依赖于方向性的相位特性；

图14和15是图示在涉及三个或更多个天线对的情况下MIMO处理的应用方法的示意图；

图16A和16B是图示在三维布置发送和接收天线的情况下的应用方法的示意图；

图17A和17B是示出通过数字处理执行接收侧的MIMO处理的基本配置的框图；

图18是示出第一实施例的接收MIMO系统的示意图；

图19是图示第二实施例的接收MIMO系统的示意图；

图20A至20C是图示由接收侧的天线接收的期望波和不需要波的合成信号的情形的图形视图；以及

图21A至21D是图示包络检测和平方律(square-law)检测之间的差别的示意图。

具体实施方式

在下面，参考附图详细描述本发明的实施例。当在不同的实施例中区分功能元件时，将诸如A、B、C等的英文字母的参考字符应用到功能元件，以及当不需要特别区分它们来描述实施例时，省略这样的参考字符。将参考字符的省略类似地应用到附图。

要注意的是，以如下顺序描述本发明：

1.通信处理信道：基础(空分复用)

2.空分复用的应用技术

3.调制和解调(平方检测和包括检测的应用)

4.多信道传输和空分复用之间的关系

5.接收侧所应用的MIMO处理的概要：计算处理、与载频的关系、与天线布置的关系、与方向性的关系、三个或更多信道的应用、三维布置的应用、数字处理

6.接收MIMO系统：第一和第二实施例

首先，当描述本实施例的无线传输系统时，为了帮助理解本实施例的机制，首先描述基本的通常配置。在这之后，描述作为本实施例的无线传输系统中的特征部分的接收侧所应用的MIMO处理的细节。

<通信处理信道：基础>

图1至2E示出了本实施例的无线传输系统。具体地，图1从功能配置的角度示出了本实施例的无线传输系统1Y的信号接口。图2A至2E图示了信号的复用。

虽然在下面描述的用于本实施例的无线传输系统的载频是毫米波带(waveband)的频率，但是本实施例的机制不仅仅可以应用到使用毫米波带的载频的情况，还可以应用到使用诸如亚(sub)毫米波带之类的更短波长带中的载频的另一情况，例如，本实施例的无线传输系统用于数字记录和重现设备、地波电视接收机、便携式电视机、游戏机和计算机。

[功能配置]

如图1所示，配置无线传输系统1Y，使得作为第一无线设备的例子的第一通信设备100Y和作为第二无线设备的例子的第二通信设备200Y通过毫米波信号传输路径9相互耦连，并使用毫米波带执行信号传输。毫米波信号传输路径9是无线信号传输路径的例子。将发送对象的信号频率转换为适于宽带传输的毫米波带的信号，并发送所得到的信号。

本实施例的无线传输系统1Y特征在于，通过使用多个成对的传输耦合器(coupler)108和208，包括多个这样的毫米波信号传输路径9的信道。设置多个信道的毫米波信号传输路径9，使得它们在空间上不相互干扰或不受干扰影响，并且可以沿着用于信号传输的多个信道使用相同频率来同时执行通信。

术语“没有空间干扰”表示可以相互独立地发送多个信道的信号。因此，在下文中将其机制称为“空分复用”。当考虑用于传输信道的多信道(multi-channeling)时，如果不应用空分复用，则需要应用频分复用来使得不同的载频用于不同的信道。然而，如果应用空分复用，则即使使用相同的载频，也可以实现传输而不受干扰的影响。

“空分复用”可以是在其中可以传输作为电磁波的毫米波信号的三维空间中形成多个信道的毫米波信号传输路径9的任何方法。具体地，方法不限于自由空间中多个信道的毫米波信号传输路径9的配置。例如，在由作为实体的电介质材料配置可以在其中传输作为电磁波的毫米波信号的三维空间的情况下，可以在电介质材料中形成多个信道的毫米波信号传输路径9。此外，多个信道的毫米波信号传输路径9中的每一个不限于自由空间，而可以具有电介质传输路径、空心波导等的形式。

由第一通信单元或第一毫米波传输设备以及第二通信单元或第二毫米波传输设备来配置无线传输设备或系统。此外，在放置在相对短距离中的第一通信单元和第二通信单元之间，通过毫米波信号传输路径发送被转换为毫米波信号的发送对象的信号。本实施例中的术语“无线传输”表示发送对象的信号没有沿着导电布线线路而是通过无线，在本例子中，通过毫米波传输。

术语“相对短距离”表示比用于广播或普通无线传输的场内或室外的通信设备之间的距离短的距离，以及传输范围可以是可以被指定为封闭(closed)空间的范围。术语“封闭空间”表示如下状态中的空间：从空间的内部泄露到空间的外部的电波很少，并且从空间的外部到达空间的内部或者从空间的外部入侵到空间的内部的电波很少。典型地，术语“封闭空间”表示如下状态，即由具有对无线电波的屏蔽效果的机壳或机箱包围全部空间。

例如，无线传输可以是一个电子装置的机壳中的板间(inter-board)通信、相同板上的芯片间通信、以及在如将一个电子装置安装在另一电子装置的情况下的集成多个电子设备的情况下的设备间通信。

虽然上述的“集成”典型地表示通过在它们之间进行安装来使两个电子装置完全相互接触的状态，但是它可以是两个电子装置之间的传输范围可以被基本上指定为封闭空间的状态。此外，包括如下情况，其中在相互之间具有间隔的状态中也就是在诸如几厘米至十几厘米内之类的相对短距离中将两个电子装置放置在预定位置的状态，并且可以看作基本上相互集成电子装置。简而言之，集成表示其中无线电波从由两个电子装置配置的空间的内部到外部泄露很少、以及其中电波可以传播并且相反地来自空间外部的电波很少到达或入侵空间的内部的任何状态。

在下文中，一个电子装置的机壳中的信号传输被称为机壳内信号传输，以及在下文中，在集成(包括下面描述中的“基本集成”)多个电子装置的状态中的信号传输被称为装置间信号传输。在机壳内信号传输的情况下，发送侧的通信设备或通信单元或发射机以及接收侧的通信设备或通信单元或接收机被容纳在相同的机壳中，以及在通信单元或者发射机和接收机之间形成无线信号传输路径的本实施例的无线传输系统是电子装置本身。另一方面，在装置间信号传输的情况下，发送侧的通信设备或通信单元或发射机以及接收侧的通信设备或通信单元或接收机被容纳在彼此不同的电子装置的单独的(individual)机壳中。此外，当在预定位置处布置并集成两个电子装置时，在两个电子装置中的通信单元或者发射机和接收机之间形成无线信号传输路径，使得构建本实施例的无线传输系统。

在跨越毫米波信号传输路径提供的通信设备中，以成对且相互耦连关系来放置发射机和接收机。在一个通信设备和另一通信设备之间的信号传输可以单向也就是在一个方向上执行或者可以双向执行。例如，在第一通信单元充当发送侧的设备以及第二通信单元充当接收侧的设备的情况下，将发射机放置在第一通信单元中，并将接收机放置在第二通信单元中。在第二通信单元充当发送侧的设备以及第一通信单元充当接收侧的设备的情况下，将发射机放置在第二通信单元中，并将接收机放置在第一通信单元中。

发射机包括，例如，用于对发送对象的信号执行信号处理来生成毫米波信号的发送侧信号生成器，也就是用于将发送对象的电信号转换为毫米波信号的信号转换器，以及用于将由发送侧信号生成器生成的毫米波信号与用于发送毫米波信号的传输路径或毫米波信号传输路径相耦合的发送侧信号耦合器。优选地，发送侧信号生成器与用于生成发送对象的信号的功能单元集成地提供。

例如，发送侧信号生成器包括调制电路，并且调制电路调制发送对象的信号。发送侧信号生成器对由调制电路调制的信号执行频率转换以生成毫米波信号。作为原则，直接将发送对象的信号转换为毫米波信号看起来是一种可能的想法。发送侧信号耦合器将由发送侧信号生成器生成的毫米波信号提供给毫米波信号传输路径。

另一方面，接收机包括，例如，用于接收通过毫米波信号传输路径发送到此的毫米波信号的接收侧信号耦合器，以及用于对由接收侧信号耦合器接收的毫米波信号或输入信号执行信号处理来生成作为发送对象的信号的正常电信号的接收侧信号生成器，也就是用于将毫米波信号转换为发送对象的电信号的信号转换器。优选地，接收侧信号生成器与用于接收发送对象的信号的功能单元集成地提供。例如，接收侧信号生成器包括解调电路，并对毫米波信号执行频率转换来生成输出信号。解调电路解调输出信号来生成发送对象的信号。作为原则，将毫米波信号直接转换为发送对象的信号看起来是一种可能的想法。

具体地，当试图实现信号接口时，使用毫米波信号以非接触且非线缆(cable-less)方式传输发送对象的信号，也就是不使用导电布线线路传输。优选地，使用毫米波信号至少执行信号传输，特别是要求高速和大量数据传输的图像信号或高速时钟信号等的传输。具体地，在本实施例中，使用毫米波信号执行过去通过导电布线线路执行的信号传输。通过使用毫米波带执行信号传输，可以实现Gbps数量级的高速信号传输，并且可以容易地限制毫米波信号具有影响的范围，并且还得到由刚刚描述的特性产生的效果。

这里，可以配置信号耦合器，使得第一通信单元和第二通信单元可以通过毫米波信号传输路径来发送毫米波信号。例如，信号耦合器可以单独包括例如天线结构或天线耦合器，或者可以被配置来使得执行信号的耦合而无需包括天线结构。

虽然可以由空气也就是由自由空间来配置“用于发送毫米波信号的毫米波信号传输路径”，但是优选地，毫米波信号传输路径包括用于发送毫米波信号同时将毫米波信号限制在传输路径中的结构。如果积极利用刚刚描述的特性，则可以任意确定毫米波信号传输路径的布局(layout)，例如类似导电布线线路那样。

虽然作为如上所述的这样的毫米波限制结构或无线信号限制结构，典型地考虑到例如波导管的结构，但是本发明不限于此。例如，可以应用由下文中被称为电介质传输路径或毫米波电介质传输路径的、能够发送毫米波信号的电介质材料配置的结构、或者配置传输路径的以及在其中以包围传输路径的方式提供用于抑制毫米波信号的外部辐射的屏蔽材料且屏蔽材料的内部为空心的空心波导。通过向电介质材料或屏蔽材料提供柔软性(flexibility)，可以实现毫米波信号传输路径的布局。

顺便说一下，在所谓的自由空间的空气的情况下，每个信号耦合器包括天线结构，使得通过天线结构来执行短距离空间中的信号传输。另一方面，在使用由电介质材料配置的设备的情况下，虽然可以应用天线结构，但这不是必要的。

[在其中应用空分复用的系统配置]

图1示出了根据本实施例的无线传输系统1Y。参考图1，如可以从上述关于空分复用的基本描述中意识到的，本发明的无线传输系统1Y包括在第一通信设备100Y和第二通信设备200Y之间插入(interpose)的多个信道的毫米波信号传输路径9。

这里，从第一通信设备100Y向第二通信设备200Y发送多个不同信号_@(@是1至N1)，以及从第二通信设备200Y向第一通信设备100Y发送另外多个不同信号_@(@是1至N2)。

虽然在下文中描述细节，但是半导体芯片103包括发送侧信号生成单元110和接收侧信号生成单元120，以及另一半导体芯片203包括发送侧信号生成单元210和接收侧信号生成单元220。虽然在图1中给出了权宜的图示，但是对N1个信道中的每一个提供发送侧信号生成单元110和接收侧信号生成单元220，或者换言之，提供N1个这样的发送侧信号生成单元110和N1个这样的接收侧信号生成单元220，以及对于N2个信道中的每一个提供发送侧信号生成单元210和接收侧信号生成单元120，或者换言之，提供N2个这样的发送侧信号生成单元210和N2个这样的接收侧信号生成单元120。

因为空分复用允许同时使用相同的频带，所以可以提高通信速度，并且可以保证从第一通信设备100Y到第二通信设备200Y的N1个信道的信号传输和从第二通信设备200Y到第一通信设备100Y的N2个信道的信号传输的双向通信的同时性。特别地，毫米波波长短，并且可以预期(expect)由距离引起的衰减效果。此外，即便在偏移小的情况下，也就是即便在传输信道之间的空间距离短的情况下，干扰也不太可能发生，并且可以容易地实现取决于地点的相互不同的传播信道。

如图1所示，本实施例的无线传输系统1Y包括每个包含毫米波传输端子、毫米波传输路径、天线等的传输路径耦合器108和208的“N1+N2”个信道以及毫米波信号传输路径9的“N1+N2”个信道。每个参考字符具有后缀“_@”(@是1至N1+N2)。从而，可以实现对发送和接收独立执行毫米波传输的全双工传输系统。

首先，具体描述在本实施例的无线传输系统1Y中提供的功能元件。要注意的是，虽然关于在半导体集成电路或芯片上形成功能元件的例子给出下面的描述，但是这不是必要的。

在第一通信设备100Y中提供可以执行毫米波通信的半导体芯片103，并且还在第二通信设备200Y中提供可以执行毫米波通信的半导体芯片203。

这里，仅仅将需要高速且大量发送的信号作为用毫米波带通信的对象，而未将可以低速且小量发送的或者可以视为诸如电源之类的DC电流的其他信号作为转换为毫米波信号的对象。使用与传统机制相类似的机制，在板之间连接包括电源的不作为转换为毫米波信号的对象的信号。在下文中，将在转换到毫米波之前的发送对象的原始电信号统称为基带信号。

[第一通信设备]

第一通信设备100Y包括板102、安装在板102上且能够执行毫米波带通信的半导体芯片103以及安装在板102上的传输路径耦合器108。半导体芯片103是在其中集成有LSI(大规模集成电路)功能单元104和作为毫米波信号生成单元的信号生成单元107的系统LSI。尽管没有示出，可以以别的方式配置LSI功能单元104和信号生成单元107，使得它们不被集成。在LSI功能单元104和信号生成单元107被形成为分离的(separate)单元的情况下，因为有可能从用于它们之间的信号传输的通过导电布线线路的信号传输中产生问题，所以优选地将它们形成为单个集成电路。在它们被形成为分离的单元的情况下，优选地以短距离放置LSI功能单元104和信号生成单元107这两个芯片以最小化布线长度，从而最小化可能的不利影响。

布置信号生成单元107和传输路径耦合器108以具有数据的双向性。为此，信号生成单元107包括发送侧信号生成单元和接收侧信号生成单元。虽然可以为发送侧和接收侧分别提供这样的传输路径耦合器108，但是这里单个传输路径耦合器108用于发送和接收两者。

为了实现“双向通信”，在其中使用毫米波传输信道的毫米波信号传输路径9的一个信道或核(core)的单核(single-core)双向通信的情况下，应用在其中应用时分复用(TDM)的半双工系统、频分复用(FDM)等。

然而，在时分复用的情况下，因为时分地执行发送和接收的分离，所以没有实现在其中同时执行从第一通信设备100Y到第二通信设备200Y的信号传输和从第二通信设备200Y到第一通信设备100Y的信号传输的“双向通信的同时性”也就是“单核同时双向传输”。通过频分复用来实现单核同时双向传输。

因为频分复用使用不同的频率来发送和接收，如图2A所示，所以毫米波信号传输路径9必须具有相对大的传输带宽。另外，为了通过频分复用实现复用传输也就是多信道传输，需要使用用于调制的不同载频来将各个(individual)信号的频率转换到不同频带F@内的频率中，以生成毫米波的信号并在相同方向或相反方向上发送其载频彼此不同的毫米波信号，如图2B所示。在不同的频率用于传输的该情况下，在所示例子中，对于从发送侧信号生成单元110侧到接收侧信号生成单元220侧的信道，以及对于接收，在所示例子中，对于从发送侧信号生成单元210侧到接收侧信号生成单元120侧的另一信道，需要进一步增加传输带宽，如图2C至2D所示。

在该点上，如果应用空分复用，则不仅仅对于实现双向通信，还对于实现复用传输也就是多信道传输，可以将相同的频带应用到信道。因此，存在对传输带宽没有限制的优势。

半导体芯片103可以不直接安装在板102上，而可以被形成为半导体封装，其中半导体芯片103被安装在插入板上，并使用诸如环氧树脂之类的树脂浇铸(molded)，并将此安装在板102上。特别地，插入板(interposer board)用作芯片安装板，并在插入板上提供半导体芯片103。可以使用具有在诸如大约从二到十的范围之类的固定范围内的相对介电常数的、由例如热加强(thermally reinforced)的树脂和铜箔的组合形成的片部件部件(sheet member)来形成插入板。

半导体芯片103与传输路径耦合器108相连。每个传输路径耦合器108由包括例如天线耦合单元、天线端子、微带(microstrip)线、天线等的天线结构来形成。要注意的是，还有可能应用直接在芯片上形成天线的技术，使得传输路径耦合器108也被合并在半导体芯片103中。

LSI功能单元104执行第一通信设备100Y的主要应用控制，并且包括例如用于处理将被发送给相对方的各种信号的电路以及用于处理从相对方接收的各种信号的电路。

信号生成单元107或电信号转换单元将来自LSI功能单元104的信号转换为毫米波信号，并执行通过毫米波信号传输路径9的毫米波信号的信号传输控制。

具体地，信号生成单元107包括发送侧信号生成单元110和接收侧信号生成单元120。发送侧信号生成单元110与传输路径耦合器108相互合作来形成发送单元也就是发送侧的通信单元。同时，接收侧信号生成单元120与传输路径耦合器108相互合作来形成接收单元也就是接收侧的通信单元。

发送侧信号生成单元110包括并串转换器114、调制器115、频率转换器116和放大器117，以执行输入信号的信号处理来生成毫米波的信号。要注意的是，调制器115和频率转换器116可以被形成为直接转换类型的单元。

接收侧信号生成单元120包括放大器124、频率转换器125、解调器126和串并转换器127，以便执行由传输路径耦合器108接收的毫米波的电信号的信号处理来生成输出信号。频率转换器125和解调器126可以被形成为直接转换类型的单元。

在不应用本配置的情况下，对于在其中使用并行传输的多个信号的并行接口规范，提供并串转换器114和串并转换器127，但是对于串行接口规范，它们是不要求的。

并串转换器114将并行信号转换为串行数据信号，并将串行数据信号提供给调制器115。调制器115调制发送对象信号，并将所调制的发送对象信号提供给频率转换器116。调制器115可以基本上是以幅度、频率和相位中的至少一种调制发送对象信号的类型，或者可以以它们的任意组合来调制。

例如，在模拟调制的情况下，例如，幅度调制(AM)和向量调制可用。作为向量调制，频率调制(FM)和相位调制(PM)可用。在数字调制的情况下，例如，幅移键控(ASK)、频移键控(FSK)、相移键控(PSK)以及调制幅度和相位的幅相移键控(amplitude phase shift keying，APSK)可用。作为幅相调制，正交幅度调制(QAM)是有代表性的。

顺便说一下，在本实施例中，根据MIMO处理，采用由发送对象信号仅仅调制幅度的方法。

频率转换器116对由调制器1115调制之后的发送对象信号进行频率转换以生成毫米波的电信号，并将毫米波电信号提供给放大器117。毫米波的电信号是具有基本上在30GHz至300GHz范围内的频率的电信号。使用“基本上”的原因是频率可以是任何频率，使用该频率得到由毫米波通信产生的效果，并且下限不限于30GHz同时上限不限于300GHz。

虽然频率转换器116可以采用各种各样的电路配置，但是例如它可以具有包括频率混合电路也就是混频器电路以及本地振荡电路的配置。本地振荡电路生成用于调制的载波，也就是载波信号或参考载波。频率混合电路将或用来自并串转换器114的信号乘上或调制由本地振荡电路生成的毫米波带中的载波以生成毫米波带中的调制信号，并将调制信号提供给放大器117。

放大器117放大频率转换之后的毫米波的电信号，并将所放大的电信号提供给传输路径耦合器108。放大器117通过未示出的天线端子与双向传输路径耦合器108相连。

传输路径耦合器108将由传输侧信号生成单元110生成的毫米波的信号发送给毫米波信号传输路径9，并从毫米波信号传输路径9接收毫米波的信号，并将所接收的毫米波信号输出给接收侧信号生成单元120。

由天线耦合单元配置传输路径耦合器108。天线耦合单元配置传输路径耦合器108或信号耦合单元的例子或一部分。天线耦合单元狭义来讲是耦合半导体芯片中的电子电路和在芯片内部或外部放置的天线的块，而从广义来讲，是信号耦合半导体芯片和毫米波信号传输路径9的块。例如，天线耦合单元至少包括天线结构。此外，在将时分复用应用到发送和接收的情况下，在传输路径耦合器108中提供天线切换(changeover)单元也就是天线共享单元。

天线结构是耦合单元中的通向毫米波信号传输路径9的结构，并且可以是任何结构，只要它将毫米波带中的电信号耦合到毫米波信号传输路径9，但天线结构不表示天线本身。例如，配置天线结构来包括天线端子、微带线和天线。在相同芯片中形成天线切换单元的情况下，除了天线切换单元之外的天线端子和微带线配置传输路径耦合器108。

发送侧的天线将基于毫米波的信号的电磁波辐射给毫米波信号传输路径9。同时，接收侧的天线从毫米波信号传输路径9接收毫米波的电磁波。微带线将天线端子和天线互连，并将发送侧的毫米波的信号从天线端子发送给天线，而将接收侧的毫米波的信号从天线发送给天线端子。

在天线共用于发送和接收的情况下，使用天线切换单元。例如，当要将毫米波信号的信号发送给作为相对方的第二通信设备200Y侧时，天线切换单元将天线连接到发送侧信号生成单元110。另一方面，当要接收来自作为相对方的第二通信设备200Y的毫米波的信号时，天线切换单元将天线连接到接收侧信号生成单元120。虽然在板102上与半导体芯片103分离地提供天线切换单元，但是天线切换单元的位置不限于此，而相反可以在半导体芯片103中提供天线切换单元。在相互分离地提供用于发送和接收的天线的情况下，可以省略天线切换单元。

接收侧信号生成单元120与传输路径耦合器108相连。接收侧信号生成单元120包括放大器124、频率转换器125、解调器126和串并转换器127以及统一化(unification)处理单元128以便对由传输路径耦合器108接收的毫米波的电信号执行信号处理来生成输出信号。要注意的是，可以将频率转换器125和解调器126形成为直接转换类型的单元。

接收侧的放大器124与传输路径耦合器108相连，并且放大天线接收之后的毫米波的电信号，并将所放大的电信号提供给频率转换器125。频率转换器125频率转换所放大的毫米波电信号，并将经频率转换的信号提供给解调器126。解调器126解调经频率转换的信号以获取基带信号，并将基带信号提供给串并转换器127。

串并转换器127将串行接收数据转换为并行输出数据，并将并行输出数据提供给LSI功能单元104。

在以上述这样的方式配置半导体芯片103的情况下，输入信号经受并行到串行转换，并且得到的串行信号被发送给半导体芯片203。同时，来自半导体芯片203的接收信号经受串行到并行转换。因此，减少了毫米波转换对象的信号的数量。

在第一通信设备100Y和第二通信设备200Y之间的原始信号传输是串行传输的情况下，不需要提供并串转换器114和串并转换器127。

本实施例的无线传输系统1Y的特征之一在于，在第一通信设备100Y中，在接收侧信号生成单元120中的解调器126和串并转换器127之间提供共用于所有N1个信道的MIMO处理器603。类似地，在第二通信设备200Y中，在解调器226和串并转换器227之间提供共用于所有N2个信道的MIMO处理器604。在下文中描述MIMO处理器603和604的细节。

虽然这里描述了基本配置，但这仅仅是例子，并且分别在半导体芯片103和203中容纳传输侧信号生成单元110、接收侧信号生成单元120、发送侧信号生成单元210和接收侧信号生成单元220的形式不限于在上文中参考图1描绘的那样。例如，可以使用仅仅包括容纳一个信道的发送侧信号生成单元110和接收侧信号生成单元120的信号生成单元107的半导体芯片103以及仅仅包括容纳一个信道的发送侧信号生成单元210和接收侧信号生成单元220的信号生成单元207的半导体芯片203来配置系统。此外，可以将发送侧信号生成单元110、接收侧信号生成单元120、发送侧信号生成单元210和接收侧信号生成单元220容纳在个别(individually)不同的半导体芯片103和203中来配置系统。依赖于这样的修改，可以配置系统以满足N1＝N2＝N。

应该容纳在半导体芯片103和203中的功能单元不需要以第一通信设备100Y侧和第二通信设备200Y侧之间的成对关系来被容纳，而可以以任意组合被容纳。例如，可以形成第一通信设备100Y来使得用于发送侧的N1个信道和接收侧的N2个信道的功能单元被容纳在一个芯片中，同时配置第二通信设备200Y来使得发送侧信号生成单元210和接收侧信号生成单元220被容纳在彼此不同的半导体芯片203中。

顺便说一下，因为在本实施例中在信道的解调器126和串并转换器127之间提供共用于所有信道的MIMO处理器603、并在信道的解调器226和串并转换器227之间提供共用于所有信道的MIMO处理器604，所以优选的是，接收系统使用在其中个别(individually)容纳用于N1个信道和N2个信道的功能单元的芯片。虽然没有排除在接收系统中使用用于每个信道的芯片，但是在该情况下，在用于接收系统的个别(individual)信道的芯片与在其中容纳有MIMO处理器603和604(可以将其容纳在接收系统的芯片之一中)的芯片之间，要求芯片外部的布线线路，以便将MIMO处理器603和604插入到解调器126和串并转换器127之间或者解调器220和串并转换器227之间。

另一方面，关于发送系统，这样的限制不适用，因此，将多个信道的功能单元容纳在一个芯片中还是个别的不同芯片中不构成基本问题。然而，优选地，将多个信道的功能单元容纳在一个芯片中，以便针对不同信道的载波信号使用公共或相同频率。

信道的载频可以彼此相同或彼此不同。例如，在使用电介质传输路径或空心波导的情况下，因为毫米波被限制在它们的内部，所以可以阻止毫米波干扰。因此，即使使用相同频率，也不存在问题。另一方面，在自由空间传输路径的情况下，如果频率空间传输路径彼此分开一定距离，则在使用相同频率的情况下不存在问题。然而，在频率空间传输路径仅以小距离分开的情况下，应该使用不同的频率。然而，为了有效执行MIMO处理或最小化接收侧的解调功能单元的电路规模，优选地，不考虑毫米波信号传输路径9的形式，也就是即使在毫米波信号传输路径9是自由空间传输路径的情况下，使用公共载频。

例如，为了实现双向通信，除了空分复用之外，时分复用和频分复用也可用。作为使用一个信道的毫米波信号传输路径9来实现数据发送和接收的方法，采用其中通过时分复用切换发送和接收的半双工方法以及通过频分复用同时执行发送和接收的全双工方法之一。

然而，时分复用具有不能并发执行发送和接收的问题。此外，如图2A至2C所示，频分复用具有毫米波信号传输路径9必须具有大频率带宽的问题。

相反，在应用空分复用的本实施例的无线传输系统1Y中，可以将相同载频设置应用到多个信号传输信道也就是应用到多个信道。因此，有利于重用载频也就是针对多个信道使用相同的频率。即使毫米波信号传输路径9不具有大带宽，也可以同时实现信号的发送和接收。如果在相同方向上使用多个传输信道、并同时使用相同频带，则可以实现通信速度的增加。

在N个信道的毫米波信号传输路径9用于N个(N＝N1＝N2)基带信号的情况下，为了实现双向传输和接收，必须将时分复用或频分复用应用到发送和接收。相反，在应用空分复用中，使用2N个信道的毫米波信号传输路径9，因此，同样关于双向发送和接收，可以使用不同信道的毫米波信号传输路径9也就是使用彼此完全独立的传输路径来执行发送。简而言之，在毫米波带中通信的对象的N个信号用于发送和接收的情况下，即使没有执行如时分复用、频分复用或码分复用这样的复用处理，也可以通过2N个信道的单独毫米波信号传输路径9来发送N个不同信号。

[第二通信设备]

第二通信设备200Y包括大体上与第一通信设备100Y相似的功能配置。用两百中的参考数字来代表第二通信设备200Y的各个功能单元，并且用包括与第一通信设备100Y相同的十位和各位数字的参考字符来代表与第一通信设备100Y相似的功能单元。由发送侧信号生成单元210和传输路径耦合器208来形成发送单元，以及由接收侧信号生成单元220和传输路径耦合器208来形成接收单元。

LSI功能单元204执行第二通信设备200Y的主要应用控制，并且包括例如用于处理将被发送给相对方的各种信号的电路以及用于处理从相对方接收的各种信号的另一电路。

[连接和操作]

在广播和无线通信中通常使用频率转换并发送输入信号的技术。在这样的应用中，使用相对复杂的发射机、接收机等，其可以处理如下这样的问题：α)可以在什么范围中执行通信(关于热噪声的S/N比的问题)，β)如何处理反射和多径传输以及γ)如何抑制其他信道带来的干扰和影响。相反，在本配置中使用的信号生成单元107和207被用在毫米波带中，毫米波带是比广播和无线通信中广泛使用的复杂发射机和接收机中所使用的频率高的频带。从而，因为波长λ小，所以可以容易地重用频率，因此，使用适合于彼此相邻放置的许多设备之间通信的信号生成器。

使用本配置，与利用导电布线线路的已有信号接口不同，如上所述，使用毫米波带来执行信号传输以灵活处理高速传输和大量数据传输。例如，仅仅使要求高速传输或大量数据传输的信号作为毫米波带中通信的对象。依赖于系统配置，通信设备100Y和200Y对于低速传输或少量数据传输的信号或者对于电源，包括已有导电布线线路的接口也就是端子和连接器的接口。

信号生成单元107对从LSI功能单元104输入的输入信号执行信号处理以生成毫米波的信号。通过诸如微带线、带线路(strip line)、共面线路或隙缝(slot)线路之类的传输路径来将信号生成单元107与传输路径耦合器108相连，使得通过传输路径耦合器108将所生成的毫米波的信号提供给毫米波信号传输路径9。

传输路径耦合器108具有天线结构，并具有将发送到此的毫米波的信号转换为电磁波并以信号发送(signaling)电磁波的功能。传输路径耦合器108与毫米波信号传输路径9相耦连，使得由传输路径耦合器108转换的电磁波被提供给毫米波信号传输路径9的一端部分，第二通信设备200Y的传输路径耦合器208与毫米波信号传输路径9的另一端相耦连。因为在第一通信设备100Y侧的传输路径耦合器108和第二通信设备200Y侧的传输路径耦合器208之间提供毫米波信号传输路径9，所以毫米波带中的电磁波被传播到毫米波信号传输路径9。

第二通信设备200Y侧的传输路径耦合器208与毫米波信号传输路径9相连。传输路径耦合器208接收被发送到毫米波信号传输路径9的另一端的电磁波，将电磁波转换为毫米带(millimeter band)的信号，并将毫米带的信号提供给作为基带信号生成单元的信号生成单元207。信号生成单元207对所转换的毫米波的信号执行信号处理以生成输出信号也就是基带信号，并将所生成的输出信号提供给LSI功能单元204。

同时，在前面的描述中，从第一通信设备100Y到第二通信设备200Y执行信号传输，同样类似地，从第二通信设备200Y的LSI功能单元204到第一通信设备100Y执行信号传输。从而，可以双向发送毫米波的信号。

这里，相比于基本配置的无线传输系统1Y，通过导电布线线路执行信号传输的信号传输系统具有如下问题。

i)虽然要求传输数据的高速传输和大量数据传输，但是导电布线线路的传输速度和传输能力存在限制。

ii)为了处理实现传输数据的高速传输的问题，增加布线线路的数量来达到传输数据的并行传输同时减小每一条信号线路的传输速度看起来是一种可能的对策。然而，该对策增加了输入和输出端子的数量。所以，要求印刷电路板和线缆布线方案变复杂、连接器单元和电接口的物理尺寸增加等。这使得上述元件的形状变复杂，导致元件可靠性的恶化和成本的增加这样的问题。

iii)当基带信号的频带的带宽随着电影图像或计算机图像的信息量的明显增加一起增加时，EMC(电磁兼容性)的问题变得更加显著。例如，在使用导电布线线路的情况下，布线线路充当天线，并且与天线的调谐频率相应的信号受到干扰。此外，由布线线路的阻抗失配引起的反射或共振使得不必要的辐射发生。由于采用对抗这样的问题的对策，所以电子装置的配置变复杂。

iv)除了EMC之外，如果反射存在，则由接收侧的码元之间的干扰引起的传输错误或由妨害的跳入引起的传输错误也变为问题。

同时，基本配置的无线传输系统1Y不使用导电布线线路而使用毫米波来执行信号传输。要从LSI功能单元104发送给LSI功能单元204的信号被转换为毫米波信号，该毫米波信号通过传输路径耦合器108和208之间的毫米波信号传输路径9发送。

因为毫米波信号传输是无线传输，所以不需要关注布线线路形状或连接器的位置，因此，对布局的限制的问题不太经常发生。因为对于其传输被改变为毫米波的信号传输的信号、可以省略布线线路或端子，所以消除了EMC的问题。大体上因为通信设备100Y和200Y不包括使用毫米波带的频率的任何其他功能单元，所以可以容易地实现针对EMC的对策。

因为第一通信设备100Y和第二通信设备200Y之间的传输是在它们彼此靠近放置的状态中的无线传输、从而是固定位置之间或已知位置关系中的信号传输，所以获得如下优点。

1)容易恰当设计发送侧和接收侧之间的传播信道或波导结构。

2)通过设计用于封住(enclosing)发送侧和接收侧的传输路径耦合器的电介质结构以及传输信道也就是毫米波信号传输路径9的波导结构，可以通过自由空间传输来达到高可靠性的良好传输。

3)因为用于管理无线传输的控制器——相应于本实施例中的LSI功能单元104——的控制也不需要像通常的无线通信执行那样来动态、适应或频繁地执行，所以可以相比于通常的无线通信减小由控制产生的开销。所以，可以预期到小型化、功耗的减小和速度的增加。

4)在生产或设计时，如果校准无线传输环境来把握每个单独产品的离散度(dispersion)等，则可以通过参考离散度的数据等以执行传输而预期高质量通信。

5)即使反射存在，因为这是固定反射，所以可以在接收侧通过小的均衡器来容易地消除反射的影响。同样可以通过预设或静态控制来执行均衡器的设置，并且可以容易地实现。

此外，因为使用波长短的毫米波带中的无线通信，所以可以预期如下优点。

a)因为可以通过毫米波通信来确保宽的通信带宽，所以有可能使用高数据率是简单的。

b)用于传输的频率可以远离用于不同基带信号处理的频率，因此，毫米波和基带信号之间的频率干扰不太可能发生。

c)因为毫米波带中的波长短，所以可以使取决于波长的波导结构和天线小。另外，因为距离衰减大且衍射小，所以可以容易地执行电磁屏蔽。

d)可以容易地阻碍毫米波，并且可以阻止毫米波泄露到外部，特别是对于固定位置之间或已知位置关系中的信号传输。

虽然在本实施例的描述中，作为无线传输系统的例子描述了执行毫米波带中的通信的系统，但是其应用范围不限于使用毫米波带来通信的系统。可替代地，可以应用比毫米波带低的频带或者相反比毫米波带高的频带中的通信。例如，可以应用微波波带。然而，在对于机壳内的信号传输或不同装置之间的信号传输中采用MIMO处理也就是逆矩阵计算处理的情况下，在各种部件的尺寸和波长之间的关系中使用其波长不过分长也不过分短的毫米波被认为是最有效的。

<空分复用的应用技术>

图3A至3C图示了在本实施例中采用的“空分复用”的合适条件也就是应用条件。图4A至4F示出了用于应用“空分复用”的毫米波信号传输路径9的结构的略图。

[空分复用的合适条件]

图3A至3C具体图示了在应用空分复用的情况下设置合适条件的方式。例如，如图3A所示，可以用“L[dB]＝10log₁₀((4πd/λ)²)...(A)”来代表自由空间的传播损耗L，其中d是距离，以及λ是波长。

如图3A至3C所示，考虑两种空分复用。在图3A至3C中，用“TX”代表发射机并用“RX ”代表接收机。参考字符“_100”代表第一通信设备100Y侧，以及“_200”代表第二通信设备200Y侧。参考图3B，第一通信设备100Y包括发射机TX_100_1和TX_100_2的两个信道，以及第二通信设备200Y包括接收机RX_200_1和RX_200_2的两个信道。具体地，在发射机TX_100_1和接收机RX_200_1之间以及在发射机TX_100_2和接收机RX_200_2之间，执行从第一通信设备100Y侧到第二通信设备200Y侧的信号传输。换言之，通过两个信道执行从第一通信设备100Y侧到第二通信设备200Y侧的信号传输。

同时，参考图3C，第一通信设备100Y包括发射机TX_100和接收机RX_100，而第二通信设备200Y包括发射机TX_200和接收机RX_200。具体地，在发射机TX_100和接收机RX_200之间执行从第一通信设备100Y侧到第二通信设备200Y侧的信号传输，以及在发射机TX_200和接收机RX_100之间执行从第二通信设备200Y侧到第一通信设备100Y侧的信号传输。将不同的信道用于发送和接收，并且可以通过全双工传输执行从和向两个装置的数据的发送(TX)和接收(RX)。

给定不具有方向性的天线，得到必要的DU[dB]也就是期望波和非必要波之间的必要比例所需的、天线间距离d₁和空间信道距离d₂具体地自由空间传输路径9B之间的空间距离的关系，根据等式(A)，通过“d₂/d₁＝10^DU/20...(B)”给出。

例如，如果DU＝20dB，则d₂/d₁＝10。并且空间信道距离d₂必须是天线间距离d₁的十倍。因为通常天线具有一些方向性，所以即便在自由空间传输路径9B的情况下，也可以将空间信道距离d₂设置得更短。

例如，如果到通信相对方的天线的距离短，则可以将天线的发送功率抑制得低。如果发送功率足够低、并且可以在相互足够远离的位置处安装天线对，则可以将成对的天线之间的干扰抑制得足够低。特别是在毫米波通信中，因为毫米波的波长短，所以距离衰减大且衍射小，因此，可以容易地实现空分复用。例如，即便使用自由空间传输路径9B，也可以将空间信道距离d₂也就是自由空间传输路径9B之间的空间距离设置得比天线间距离d₁的十倍小。

在具有毫米波限制结构的电介质传输路径或空心波导的情况下，因为可以发送毫米波同时将它限制在内部，所以可以将空间信道距离d₂也就是自由空间传输路径之间的空间距离设置得比天线间距离d₁的十倍更短。特别是与自由空间传输路径9B相比，可以进一步减小信道距离。

[用于空分复用的毫米波信号传输路径的结构的例子]

图4A至4F示出了用于空分复用的毫米波信号传输路径的结构的几个例子。当冀图增加传输信道的数量时，在不应用空分复用的情况下，例如应用频分复用来在不同信道之间使用不同的载频看起来是一种可能的想法。然而，如果应用空分复用，则即使使用相同的载频，仍可以执行同时的信号传输而不受干扰影响。

具体地，只要在通过其可以发送毫米波信号或电磁波的三维空间中形成多个信道的独立的毫米波信号传输路径9，就可以使用任何配置来实现“空分复用”。从而，配置不限于如下特定配置：在自由空间中形成多个信道的自由空间传输路径9B，使得它们彼此相距不发生干扰的距离(参考图4A)。

例如，如图4B所示，在自由空间中提供多个信道的自由空间传输路径9B的情况下，可以在每对相邻的传输信道之间布置用于妨害无线电波的传播的结构也就是毫米波阻塞体MX，用于抑制传输信道之间的干扰。毫米波阻塞体MX可以是或者可以不是导体。

多个信道的毫米波信号传输路径9中的每一个可以被配置为自由空间传输路径9B，使得信号例如在机壳中的空间中传播。然而，自由空间不是必须要求的，取而代之，可以使用毫米波限制结构。优选地，由波导管、电介质线路或者电介质部件的内部的波导结构来形成毫米波限制结构，使得它具有在毫米波带中有效发送电磁波的特性。

例如，可以采用如图4C所示的电介质传输路径9A，其被配置为包括具有固定范围内的相对介质常数和固定范围内的介质衰耗因数的电介质材料。例如，如果将电介质材料填充在整个机壳中，则在传输路径耦合器108和传输路径耦合器208之间放置电介质传输路径9A而不是自由空间传输路径。或者，可以通过利用作为由电介质材料形成的并具有某直径的线状部件的电介质线路来将传输路径耦合器108的天线和传输路径耦合器208的天线彼此相连而配置电介质传输路径9A。

“固定范围”可以是在其范围内可以达到本配置的效果的相对介电常数或介质衰耗因数的任何范围，并且相对介电常数或介质衰耗因数可以具有该范围内的值。简而言之，电解质材料可以是可以传输毫米波并具有可以达到本配置的效果的特性的任何材料。因为本配置的效果不仅仅依赖于电介质材料本身，还与传输路径长度或毫米波的频率有关，所以可能不需要明确地确定相对介电常数或介质衰耗因数。然而，作为例子，可以以下面的方式来确定它们。

为了允许毫米波的信号在电介质传输路径9A中高速传输，优选地，电解质材料的相对介电常数大约是2至10，并且更优选地，大约是3至6，以及优选地，电解质材料的介质衰耗因数是0.00001至0.01，更优选地，大约是0.00001至0.0001。作为满足上述这样的条件的电介质材料，基于丙烯酸树脂、基于氨基甲酸酯树脂、基于环氧树脂、基于硅树脂、基于聚酰亚胺和基于氰基丙烯酸盐粘合剂的材料可用。除非特别指明，将上述电解质材料的相对介电常数和介质衰耗常数的这样的范围类似地应用到本配置中。

在毫米波限制结构中配置电介质传输路径9A的情况下，如图4D所示，可以将用于抑制毫米波信号的外部辐射的金属部件等的电介质屏蔽部件也就是毫米波阻塞体MY提供在电介质传输路径9A的外围，以抑制毫米波的外部辐射。优选地，将毫米波阻塞体MY设置为电路板上诸如地电势之类的固定电势。在由导体形成毫米波阻塞体MY的情况下，可以用比不由导体形成毫米波阻塞体MY的情况下更高程度的确定性来确保屏蔽性能。

作为毫米波限制结构的另一例子，可以使用由屏蔽部件包围在其外围并具有空心结构的空心波导9L。例如，如图4E所示，构造空心波导9L，使得由作为屏蔽部件的例子的导体MZ包围其外围，并且它是空心的。可以在彼此以相对关系放置的两块板的任何一块上提供包围导体MZ。包围导体MZ和板之一之间的传播损耗L、更具体地、从导体MZ的一端到相对板的间隙长度被设置为相比毫米波的波长足够低的值。在包围的屏蔽部件被形成为导体MZ的情况下，可以用比不由导体形成它的情况下更高程度的确定性来确保屏蔽性能。

如果将图4B和4E相互比较，则空心波导9L具有与在自由空间传输路径9B中放置毫米波阻塞体MX的自由空间传输路径9B相似的结构，但与自由空间传输路径9B不同之处在于，以包围天线这样的方式提供作为毫米波屏蔽部件的例子的导体MZ。因为导体MZ的内部是空心的，所以没有必要使用电介质材料，并且可以以低成本来简单且容易地配置毫米波信号传输路径9。优选地，将导体MZ设置为诸如板上的地电势之类的固定电势。

空心波导9L的配置不限于其中由板上的导体MZ形成包围物的情况，而可以配置空心波导9L使得在相对厚的板中形成可以是或者可以不是通孔(through-hole)的孔，使得孔的壁面(wall face)被用作包围物，如图4F所示。孔可以具有诸如圆形、三角形或四边形之类的任意截面形状。在该实例中，板充当屏蔽部件。可以在彼此以相对关系放置的一对板中的一个或两个板中形成孔。可以用或者可以不用电介质部件覆盖孔的侧壁。在将孔形成为通孔的情况下，应该在半导体芯片的背面(rear face)上或者附于半导岛体芯片的底面来放置天线。在孔没有被形成为通孔但形成为底部的孔或盲孔的情况下，应该在孔的底部安装天线。

因为电介质传输路径9A和空心波导9L通过其包围物将毫米波限制在其中，所以它们可以达到如下这样的优点：可以用相对低的损耗来有效传输毫米波，抑制毫米波的外部辐射，以及可以相对容易地采取EMC对抗手段。

作为毫米波限制结构的另一例子，在由作为实体的电介质材料配置可以传输作为电磁信号的毫米波信号的三维空间的情况下，在电介质材料上形成多个信道的独立的毫米波信号传输路径9特别是电介质传输路径9A(在该段落中这个类似地适用于)。例如，由电介质材料配置在其上安装有电子电路部分的印刷板、并将印刷板用作电介质传输路径9A看起来是一种可能的想法。在该实例中，在板中形成多个独立电介质传输路径9A看起来是一种可能的想法。

在应用空分复用的情况下，采用如下系统配置可能看起来是一种可能的想法：该系统配置包括各种类型的毫米波信号传输路径9，其被组合来使得毫米波信号传输路径9之一被形成为自由空间传输路径9B，以及毫米波信号传输路径9中的另外一个被形成来具有类似电介质传输路径9A或空心波导9L的毫米波限制结构。

<调制和解调>

图5A和5B示出了通信处理信道中的调制功能单元和解调功能单元的配置例子。

[调制功能单元]

图5A示出了在发送侧提供的调制功能单元8300的配置。由并串转换器114将诸如12比特的图像信号之类的发送对象的信号转换为高速串行数据串，并将其提供给调制功能单元8300。

调制功能单元8300可以根据调制方法采用各种各样的电路配置。然而，例如，如果采用仅仅调制幅度的方法，则调制功能单元8300X应该被配置来使得它包括混频器8302和发送侧本地振荡器8304。

充当第一载波信号生成单元的发送侧本地振荡器8304生成将用于调制的载波信号也就是调制载波信号。充当第一频率转换器的混频器8302将或用来自与并串转换器114相应的并串转换器8114的信号乘上或调制由发送侧本地振荡器8304生成的毫米波带中的载波，以生成毫米波带中的调制信号。调制信号被提供给与放大器117相应的放大器8117。由放大器8117放大调制信号，并从天线8136辐射。

[解调功能单元]

图5B和5C示出了在接收侧提供的解调功能单元8400X的配置。虽然解调功能单元8400可以具有与发送侧的调制方法相应的范围内的各种电路配置，但是在这里假设解调功能单元8400采用在仅仅调制幅度的情况下所应用的方法，以相应于上面给出的调制功能单元8300的描述。

如图5B所示，第一例子的解调功能单元8400包括2输入型的混频器8402或混合器电路作为幅度检测电路8403的例子，并使用从其可以得到与所接收的毫米波信号的包络的幅度的平方成比例增加的检测输出的平方律检测电路。

在混频器8402后面的级提供滤波器处理器8410、作为时钟数据恢复(CDR)单元的时钟恢复单元8420以及与串并转换器127相应的串并转换器(S-P)8127。例如，滤波器处理器8410包括低通滤波器(LPF)。

将由天线8236接收的毫米波接收信号输入到与放大器224相应的可变增益型的放大器8224，并且通过它来对毫米波接收信号执行幅度调整。将放大器8224的输出信号提供给解调功能单元8400。具体地，将来自放大器8224的幅度调整后的接收信号同时输入到通过其生成平方信号的混频器8402的两个输入端。将平方信号提供给滤波器处理器8410。滤波器处理器8410的低通滤波器从由混频器8402生成的平方信号中去除高频分量以生成从发送侧发送的输入信号的波形也就是基带信号。将基带信号提供给时钟恢复单元8402。

时钟恢复单元8420(CDR)基于基带信号恢复采样时钟，并用所恢复的采用时钟采样基带信号以生成接收数据串。将所生成的接收数据串提供给串并转换器8227(S-P)，通过它来恢复诸如12比特的图像信号的并行信号。虽然对于时钟恢复可以使用各种方法，但是例如采用码元同步方法。

应注意的是，对于幅度检测电路8403使用不具有平方律特性的简单包络检测电路而不是平方律检测电路来配置看起来是一种可能的想法，如图5C所示的第二例子的情况。包络检测电路具有如下优点：它不存在输入-输出特性的二次变形(secondary strain)的问题，虽然这样的二次变形影响平方律检测电路。

<多信道传输和空分复用之间的关系>

图6A至6D图示了在多信道传输和空分复用之间的关系中实现干扰对抗手段的缓和的基本机制。

作为用于实现多信道传输的技术之一，应用在上文参考图1至4F描述的空分复用看起来是一种可能的想法。然而，在通信发送和接收对之间使用不同载频看起来也是一种可能的想法。也就是，可以通过频分复用来实现多信道传输。如果使用不同的载频，则也可以容易地实现全双工双向传输，并且也有可能实现如下情形：多个半导体芯片(例如，发送侧信号生成单元110和接收侧信号生成单元220的组以及发送侧信号生成单元210和接收侧信号生成单元120的组)在电子装置的机壳内相互独立地通信。

[问题]

然而，如果以这种方式基于频分复用来采用多信道配置，则如可以从上文参考图2A至2E给出的频率复用的描述中意识到的，需要确保对于整个毫米波信号传输路径9的相当大的使用带(band)。这对于类似电解质传输路径9A的其带宽受限的传输路径将产生问题，虽然自由空间传输路径9B可以满足该要求。

同时，可以将空分复用容易地应用到装置内或不同装置之间的无线通信，并且因为在不同的信道之间可以使用相同的载频，所以存在消除对传输带宽的限制的优点。然而，使用空分复用，要求如上文参考图4A至4F描述的这样的干扰对抗手段。例如，使用如上文参考图4A描述的这样的自由空间传输路径9B，需要确保发送(接收)天线之间有足够的距离。然而，这表示对于信道之间的距离存在限制，并且在需要在有限空间内放置大量天线对(传输信道)的情况下产生问题。

作为用于干扰对抗手段的另一技术，采用用于阻止发送(接收)天线之间无线电波的传播这样的结构看起来是一种可能的想法，例如如图4B所示。并且，采用如上文参考图4C至4F描述的电介质传输路径9A或空心波导9L这样的限制结构以减小信道之间的距离看起来是一种可能的想法。然而，这些技术具有要求比自由空间传输路径9B更高成本的困难点。

[针对问题的对抗手段的原则]

因此，提出本实施例的无线传输系统1作为如下系统：该系统即便在毫米波信号传输路径9被形成为自由空间传输路径9B的情况下，也可以缓和对干扰对抗手段的要求的程度，以实现通过空分复用的复用传输。“缓和对干扰对抗手段的要求的程度”表示有可能减小信道之间的距离而无需毫米波阻塞体MX或者可以缓和干扰对抗手段。

基本概念是有可能通过在接收侧提供MIMO处理器603和604来减小信道之间的距离，以从基带信号处理的方面采取干扰对抗手段。

MIMO处理器603和604是对与多个天线136(发送天线)相应的多个发送对象信号中的每一个、基于天线136和天线236(接收天线)之间的毫米波信号传输路径9的传输特性来执行校正计算的传输特性校正单元的例子。用信道矩阵来代表传输特性，并且作为校正计算，对信道的发送对象信号执行逆矩阵计算。

该校正计算(逆矩阵计算)的意义是使得有可能通过校正解调信号的传输特性来获取从其消除了传输特性影响的发送对象信号作为所处理的信号。在针对信道的调制方法彼此相同的情况下，完全消除基于天线236接收的非必要波的解调分量。在针对信道的调制方法彼此不同的情况下，虽然不能完全消除非必要波的分量，但是可以通过解调处理的应对处理(treatment)来阻止非必要波的影响。

这里，本实施例中的MIMO处理器603和604的MIMO处理特征在于，它是仅仅旨在针对每个天线的发送和接收之间的直达波的MIMO处理。这与用于可以在不同装置之间或机壳内执行的无线传输的普通MIMO处理非常不同，其中普通MIMO处理成为了处理多个接收信号的信号处理。这是因为作为从发送侧发送的无线电波被机壳内的部件、墙等反射或折射、从而相同的无线电波从多个不同的路线(route)到达接收侧的多径传输的对抗手段，一个接收天线处理还包括沿着与传输从发送天线发射的直达波所沿着的路线不同的不同路线传输的反射波的多个接收信号。

这是因为，在装置内或不同装置之间的无线信号传输中使用具有相对短波长的毫米波或(微波)的情况下，有可能在形成空分复用所应用的毫米波传输路径9的空间中基本上消除妨害无线传输的障碍，并且在该实例中，很少需要考虑被反射的波的影响。

如果在多径环境中在接收侧接收来自多个路径的无线电波，则因为在它们之间路径距离不同，所以在不同的路径之间无线电波从发送侧到达接收侧所需的时间不同。因此，接收侧接收具有相互偏离(displaced)的相位的多个无线电波。所以，接收信号的波形失真，导致可能不能接收信号的可能性。作为对抗这个的对抗手段，应用MIMO处理看起来是一种可能的想法。在该实例中，涉及信道矩阵的方法也变为遵守多径对抗手段。

然而，本实施例中的MIMO处理不同于如刚刚所述的用于多径对抗手段这样的MIMO处理，并且涉及信道矩阵的方法也不同于用于多径对抗手段的方法。

然而，虽然在反射波大量存在的环境中容易求解信道矩阵的逆矩阵，但是在仅仅存在直达波而没有反射波的真实环境中存在可能很难得到信道矩阵的逆矩阵的可能性。在本实施例中，限制天线布置以防止难于得到信道矩阵的逆矩阵。

因此，虽然在下文中描述细节，但是在本实施例中，天线布置(发送侧和接收侧的天线之间的距离)被设置到预定距离，使得可以减小MIMO处理中所要求的乘法器(放大器的部件)和加法器的数量，并且符合该设置来设置接收侧的MIMO处理。换言之，确定天线布置使得可以减小MIMO处理的数量，并且仅仅针对符合该天线布置的直达波执行接收侧的MIMO处理。

所描述的关系影响在解调功能单元8400中是否要求正交检测或同步检测。如果正交检测或同步检测不必要，则可以应用包络检测或平方律检测。虽然在下文中描述细节，但是本实施例采用通过设置发送侧的天线136和接收侧的天线236的天线间距离来应用包络检测或平方律检测的配置，使得可以消除对这样的正交检测或同步检测的需要。

总之，通过将MIMO处理应用到接收侧，缓和了对于在应用自由空间传输路径9B的情况下干扰对抗手段的需求。此外，通过在不同信道之间共同使用载频，在接收侧有可能在基带中执行MIMO处理，并且通过限制天线布置，减小了MIMO处理量(逆矩阵计算量)。

虽然在下文描述的实施例中使用各个信道公共的载频，但是这不是必须的，而各个信道的载频至少需要处于相互同步的关系中。通常用于空分复用的基本方法是使不同的信道中的载频彼此共用(或相等)。如果将共同的频率应用到发送侧的载波信号，则因为载频的影响确定地在每个信道之间相等，所以可以确定地有效执行基带区域中的MIMO处理。在不同信道之间载频不同的情况下，在接收侧要求用于提供与每个信道的每个载频相应的解调器和频率选择滤波器的这样的对抗手段，导致系统规模的增加。在那些方面，在每个信道之间使用公共载频呈现出明显的优势。

MIMO处理通常要求复数处理(或相应处理)并增大电路规模。相反，通过注意到将仅仅直达波确定为处理对象的事实来限制天线布置、并执行符合天线布置的信号处理，可以减小MIMO计算量(逆矩阵计算量)。

虽然在图6A所示的第一例子中，接收侧具有针对N个信道的一个芯片配置，但是发送侧具有对于每个信道使用在其中容纳有调制功能单元8300(MOD)的半导体芯片103的配置。从而，图6A所示的第一例子中具有N∶1配置。然而，这不是在将MIMO处理应用到接收侧的情况下的必需要求。

例如，图6B所示的第二例子具有1∶1配置，其中接收侧具有一个芯片配置，并且发送侧也具有一个芯片配置。在采用第二例子的配置的情况下，因为发送侧具有一个芯片配置，所以不需要发送侧信号生成单元110中的调制功能单元8300包括针对每个信道的发送侧本地振荡器8304。具体地，应该仅仅为一个信道提供发送侧本地振荡器8304，并在剩余信道中，应该使用由发送侧本地振荡器8304生成的载波信号自身来执行频率转换(调制)。

图6C所示的第三例子具有1∶N配置，其中发送侧具有一个芯片配置，并且接收侧具有针对每个信道使用芯片的配置。图6D所示的第四例子具有N∶N配置，其中发送侧针对每个信道使用芯片，并且接收侧也针对每个信道使用芯片。在第三或第四例子中，在各(individual)信道的解调功能单元8400(DEMOD)和串并转换器8227之间提供所有信道共用的MIMO处理器604。

在下面，具体描述执行MIMO处理的本发明的无线传输系统1，其中注意MIMO处理。将注意的是，除非特别指明指出，描述从第一通信设备100到第二通信设备200的单边通信以简化描述。此外，假设发送系统具有作为最佳形式的芯片配置，其中在一个半导体芯片103中容纳每个容纳有调制功能单元8300的M个信道的第一通信设备100。并且，接收系统具有作为最佳形式的芯片配置，其中在一个半导体芯片203中容纳每个容纳有解调功能单元8400的M个信道的所有接收侧信号生成单元220。简而言之，从合并有容纳M个信道的发送侧信号生成单元110的一个半导体芯片103的第一通信设备100到合并有容纳M个信道的接收侧信号生成单元220的一个半导体芯片203的第二通信设备200执行通信。

<接收侧所应用的MIMO处理的概要>

图7A至17B图示了接收侧所应用的MIMO处理的概要。具体地，图7A和7B图示了接收侧所应用的MIMO处理的计算。图8图示了接收侧所应用的MIMO处理的计算技术的基础。图9A和9B图示了在使用两个信道的情况下接收侧的MIMO处理的基础。图10A至10C图示了在使用两个信道的情况下路径差和信道矩阵之间的关系。图11A至11D图示了在使用两个信道的情况下针对天线布置的限制条件的参考例子(被称为第一例子)。图12A至12D图示了在使用两个信道的情况下针对天线布置的本实施例(被称为第二例子)的限制条件。图13图示了在天线具有依赖于方向性的相位特性的情况下路径差的调整或校正方法。图14和15图示了在使用三个或更多天线对的情况下MIMO处理的应用技术。图16A至16B图示了在三维布置用于发送和接收的天线的情况下MIMO处理的应用技术。图17A和17B图示了在通过数字处理执行接收侧的MIMO处理的情况下的基本配置。

[MIMO处理的计算]

图7A和图7B图示了与本实施例中应用的MIMO处理的计算方法有关的方法。在图7A和7B中，为了使用在空分复用中的M个传输信道，使用M个天线136和236。从发送侧的每个天线136将毫米波信号发送给以与天线136处于相对关系放置的接收侧的天线236。

参考图7A和7B，实线指示从天线136_1直接发送给以与天线136_1相对关系放置的天线236_1的期望波。同时，虚线指示从天线136_1发送给没有以与天线136_1相对关系放置的另一天线236_2的非必要波或干扰波。期望波和非必要波两者分别是从天线136_1直接发送给天线236_1和236_2的直达波。

这里，用下面给出的表达式(1-1)代表MIMO处理的计算所应用的信道矩阵H。在M行和M列的信道矩阵H中，在矩阵元素hi，j中，i＝j的元素是与期望波有关的元素，而i≠j的元素是与非必要波有关的元素。此外，用下面给出的表达式(1-2)代表此时的接收信号r。在表达式(1-2)中，s代表发送信号以及v代表噪声。

如图7B所示，在由MIMO处理器604进行的接收侧的MIMO处理中，由接收信号r乘上信道矩阵H的逆矩阵H^-1。所以，在接收侧，得到发送对象信号s(+噪声分量H^-1·v)。发送对象信号是调制之前的基带信号。

可以从这个意识到，如果在接收侧的解调之后在基带区域中应用MIMO处理，则可以获取没有干扰波影响的发送对象信号s。所以，在试图通过空分复用实现复用传输的情况下，即便在毫米波信号传输路径9被形成为自由空间传输路径9B的情况下，仍可以缓和对干扰对抗手段的要求程度，并且可以消除干扰对抗手段。可替代地，可以缓和干扰对抗手段。

基于逆矩阵H^-1的由MIMO处理器604进行的逆矩阵计算是在期望波和非必要波的接收信号的解调输出上将基带区域中的逆分量重叠到基于由接收侧天线236接收的非必要波的分量的处理，使得可以消除基于非必要波的分量。

[接收侧所应用的MIMO处理和载频之间的关系]

图8图示了接收侧所应用的MIMO处理和载频之间的关系。参考图8，第一通信设备100包括调制功能单元8300，调制功能单元8300又包括针对各信道的多个幅度检测混频器8302。在当前例子中，各信道的混频器8302采用调制幅度的方法但没有采用正交调制。调制功能单元8300还包括所有信道共用的单个发送侧本地振荡器8304。信道的混频器8302使用由发送侧本地振荡器8304生成的载波信号本身来执行调制。该配置方便，因为发送侧的半导体芯片103具有一个芯片配置。

第二通信设备200包括解调功能单元8400，解调功能单元8400又包括针对各信道的多个幅度检测电路8403。幅度检测电路8403是没有采用正交检测或同步检测而简单解调幅度调制波的幅度分量的类型，并使用例如包络检测电路或平方律检测电路来配置。

如果提供所有信道共用的单个发送侧本地振荡器8304、并且信道的混频器8302使用由发送侧本地振荡器8304生成的载波信号来执行调制，则载波信号的影响在不同的信道之间相等。通过使用所有信道公共的载频以获得空分复用最多的基本优点，不同码元之间载频的影响变得相等，因此，可以在接收侧的基带区域中执行MIMO处理。

[天线布置的限制和MIMO处理量之间的关系]

图9A至12D图示了天线布置的限制和MIMO处理量也就是逆矩阵计算量之间的关系。

例如，图9A和9B示出了为包括两个天线对的两个信道所准备的最简单的配置。首先参考图9A，发送侧的半导体芯片103包括天线136_1和136_2，并且以与天线136_1相向的关系在半导体芯片203_1上提供天线236_1，同时以与天线136_2相向的关系提供另一天线236_2。要注意的是，天线136与天线8136等价，同时天线236与天线8236等价。并且将这个类似地应用到下面的描述。

术语“相向(facing)”表示成对的天线被放置来使得它们不具有依赖于方向性的相位特性。换言之，“相向”表示从天线13发出的期望波的幅射角和到相应天线236的期望波的入射角为零。在下文中描述该“相向”的细节、依赖于天线的方向性的相位特性等。在下面的描述中，除非特别指明，假设在“相向”的状态中放置成对的天线。

用d1代表与期望波有关的天线之间的距离。具体地，半导体芯片103的天线136_1和半导体芯片203的天线236_1之间的相向距离是d1。类似地，半导体芯片103的天线136_2和半导体芯片203的天线236_2之间的相向距离也是d1。另一方面，与非必要波有关的天线之间的距离是d2。具体地，半导体芯片103的天线136_1和半导体芯片203的天线236_2之间的距离是d2。类似地，半导体芯片103的天线136_2和半导体芯片203的天线236_1之间的距离也是d2。

天线236_1直接接收从天线136_1发送的期望波。天线236_2直接接收从天线136_2发送的期望波。天线236_2直接接收从天线136_1发送的非必要波。天线236_1直接接收从天线136_2发送的非必要波。

因为距离d1＜距离d2，所以即使天线136_1和136_2的发送电平相等，由于距离衰减，由天线236_1或236_2接收的期望波的接收电平高于由天线236_2或236_1接收的非必要波的接收电平。这也成为信道矩阵的逆矩阵没有例外地存在的事实的因素。

MIMO处理通常要求复数计算或者与这样的复数计算相应的处理，并且这增大了电路规模。例如，在如图9A所示提供两个天线对这样的情况下，采用如图9B所示的旨在普遍使用的这样的电路配置。在如QPSK中那样执行双轴调制也就是1分量和Q分量的调制的情况下，如果没有执行在下文中描述的路径条件设置，则要求16(2·2·2²)次的实数乘法，并要求12次的加法。如果使用三个信道，则要求2·2·3²次的实数乘法，并且通常如果使用M个信道，则要求2·2·M²次的实数乘法。在如ASK方法或BPSK方法那样的单轴调制的情况下，当使用M个信道时，要求2·M²次的实数乘法。

图10A至10C图示了在使用两个信道也就是两个天线对的情况下期望波的天线间距离d1和非必要波的天线间距离d2之间的距离差Δd(＝d2-d1：在纤维中被称为路径差Δd)和信道矩阵之间关系的基本事项。

图10A图示了从发送侧的两个天线136_1和136_2到接收侧的两个天线236_1和236_2的期望波和非必要波之间的关系，并且实线指示期望波而虚线指示非必要波。图10B图示了关于相位的信道矩阵H和信道矩阵H的逆矩阵H^-1的元素的实数项(cos项)的情形。图10C图示了关于相位的信道矩阵H和信道矩阵H的逆矩阵H^-1的元素的虚数项(sin项)的情形。

用S1(t)＝A1·exp(jwt)和S2(t)＝A2·exp(jwt)代表两个发送信号。用α代表相对于期望波的非必要波的路径衰减因子，其中0≤α＜1。用fo代表载波信号的频率，以及用λc代表载波信号的波长。用“d”代表期望波的发送和接收天线距离d1，以及用“d+Δd”代表非必要波的发送和接收空间信道距离d2。“Δd”是期望波和非必要波之间的范围差或路径差，并且将这个转换为时间并用Δt代表。

接收侧的天线236_1的接收信号R1(t)是来自相对天线136_1的期望波和来自没有与天线236_1相对的天线136_2的非必要波的组合，并且用下面给出的表达式(2-1)代表。天线236_2的接收信号R2(t)是来自相对天线136_2的期望波和来自没有与天线236_2相对的天线136_1的非必要波的组合，并且用下面给出的表达式(2-2)代表。

\begin{matrix} \begin{matrix} R 1 (t) = S 1 (t) + α \cdot S 2 (t - Δt) \\ = S 1 (t) + α \cdot {A 2 e}^{jw (t - Δt)} \\ - S 1 (t) + α \cdot S 2 (t) \cdot e^{- jwΔt} \end{matrix}\} (2 - 1) \\ \begin{matrix} R 2 (t) = α \cdot S 1 (t - Δt) + S 2 (t) \\ = α \cdot {Ale}^{jw (t - Δt)} + S 2 (t) \\ = α \cdot S 1 (t) + e^{- jwΔt} + S 2 (t) \end{matrix}\} (2 - 2) \end{matrix}\} (2)

如果用“D”(＝coswΔt-jsinwΔt)替代表达式(2-1)和(2-2)中的e(-jwΔt)，则分别得到下面给出的表达式(3-1)和(3-2)。

\begin{matrix} \begin{matrix} R 1 = S 1 + α \cdot D \cdot S 2 \\ R 2 = α \cdot D \cdot S 2 + S 1 \end{matrix}\} (3 - 1) \\ (\begin{matrix} R 1 \\ R 2 \end{matrix}) = (\begin{matrix} 1 & α \cdot D \\ α \cdot D & 1 \end{matrix}) \cdot (\begin{matrix} S 1 \\ S 2 \end{matrix})} (3 - 2) \end{matrix}\} (3)

然后，根据表达式(3-2)，得到用表达式(4-1)代表的信道矩阵H和用表达式(4-2)代表的逆矩阵H^-1。在表达式(4-2)中，detH＝1-(α·D)²。

\begin{matrix} H = (\begin{matrix} 1 & α \cdot D \\ α \cdot D & 1 \end{matrix}) . . . (4 - 1) \\ H^{- 1} = \frac{1}{\det H} (\begin{matrix} 1 & - α \cdot D \\ - α \cdot D & 1 \end{matrix}) . . . (4 - 2) \\ \det H = 1 - {(α \cdot D)}^{2} \end{matrix}\} (4)

在该实例中，如果为路径差Δd设置固定条件，则信道矩阵H的每个元素仅仅包括实数项(cos项)或虚数项(sin项)。此外，由于距离衰减元素α的存在，毫无失败地确定信道矩阵H的逆矩阵H^-1，并且逆矩阵H^-1的每个元素也仅仅包括实数项(cos项)或虚数项(sin项)。

例如，在归一化其中使用两个信道的信道矩阵H的情况下，期望波的元素(在第一列的第一行或者第二列的第二行中)是实数项(＝1)而不管路径差Δd。相反，取决于路径差Δd，非必要波的元素(在第二列的第一行或第一列的第二行中)是仅仅有实数项、仅仅有需数项和“实数项+虚数项”之一。

例如，在满足“Δd＝(n/2+1/4)λc(n是0或者大于等于1的正整数)”的情况下(在下文中被称为路径条件1)，路径差Δd具有在相位方面等于π/2的奇数倍的关系，并且因为实数项(cos项)变为等于零，所以路径差Δd仅仅具有虚数项(sin项)。如果路径差Δd偏离路径条件1的关系，则元素变为由“实数项和虚数项”来代表。然而，如果路径差Δd近似于路径条件1的关系，则相对于虚数项分量实数项分量小很多，因此，可以基本上被视为仅仅包括虚数项。换言之，虽然完全满足Δd＝(n/2+1/4)λc是最佳的，但是即使路径差Δd从路径条件1的关系偏离了一点，也没有问题。在本说明书中，术语“仅仅包括虚数项”旨在包括路径差Δd相对路径条件1的关系具有一些偏离这样的情况。

这里，具体地，在n是0或偶数的情况下，虚数项变为“+1”，因此，由于路径差，非必要波相对于期望波在相位方面旋转π/2。这时，因为“detH＝1-(α·D)²＝1-(α·-j)²＞1”，所以信道矩阵H的逆矩阵H^-1可以存在。因为在发送侧的MIMO处理中“α·D＝α·-j”，所以使非期望分量相对于期望分量具有“-π/2”的相位。

另一方面，在n是奇数的情况下，因为虚数项变为“-1”，所以由于路径差，非必要波相对于期望波在相位方面旋转-π/2。这时，因为“detH＝1-(α·D)²＝1-(α·j)²＞1”，所以信道矩阵H的逆矩阵H^-1可以存在。因为在发送侧的MIMO处理中“-α·D＝j·α”，所以使非期望分量相对于期望分量具有“π/2”的相位。

另一方面，在满足“Δd＝(n/2)λc(n是大于等于1的正整数)”的情况下(在下文中被称为路径条件2)，路径差Δd具有与π的整数倍相等的相位，并且因为虚数项(sin项)变为零，所以仅仅实数项保留。如果路径差Δd从路径条件2的关系偏离，则元素变为由“实数项和虚数项”来表示。然而，如果路径差Δd近似于路径条件2的关系，则相对于实数项分量虚数项分量小很多，因此，可以基本上被视为仅仅包括实数项。换言之，虽然完全满足Δd＝(n/2)λc是最佳的，但是即使路径差Δd从路径条件1的关系偏离了一点，也没有问题。在本说明书中，术语“仅仅包括实数项”旨在包括路径差Δd相对路径条件2的关系具有一些偏离这样的情况。

这里，具体地，在n是偶数的情况下，实数项变为“+1”，因此，由于路径差，非必要波相对于期望波在相位方面旋转2π。这时，因为“detH＝1-(α·D)²＝1-(α·1)²＞1”，所以信道矩阵H的逆矩阵H^-1可以存在。因为在发送侧的MIMO处理中“-α·D＝-α”，所以使非期望分量相对于期望分量具有“-π”的相位，也就是具有相反极性的相同相位。

另一方面，在n是奇数的情况下，因为实数项变为“-1”，所以非必要波相对于期望波在相位方面旋转π，也就是变为具有相反极性中的相同相位。这时，因为“detH＝1-(α·D)²＝1-(α·-1)²＞1”，所以信道矩阵H的逆矩阵H^-1可以存在。因为在发送侧的MIMO处理中“-α·D＝α”，所以使非期望分量相对于期望分量具有“2π”的相位，也就是变为具有相同极性中的相同相位。

简而言之，应该设置作为发送天线的天线136和作为接收天线的天线236之间的期望波的天线间距离d1和非必要波的天线间距离d2之间的差，来使得可以基本上仅仅由实数项或虚数项来代表定义自由空间传输路径9B的传输特性的信道矩阵H的(以及还有信道矩阵H的逆矩阵H^-1的)非必要波的每个元素。

注意基于如上所述的路径差Δd的预设值的这样的特性，确定天线布置来满足路径条件1或路径条件2。通过该配置，信道矩阵的非必要波的每个元素可以仅仅包括虚数项或实数项。所以，可以简化由MIMO处理器604进行的逆矩阵计算处理。具体地，在本发明中，如果确定天线布置以满足每个元素仅仅包括实数项的情况下的路径条件2，则解调功能单元8400变为无需使用正交检测电路而被配置。

[路径条件1]

图11A至11D图示了在使用两个信道或两个天线对的情况下、天线布置的限制条件的参考例子。要注意的是，在下文中将该例子称为第一例子的天线布置。第一例子的天线布置被配置来使得路径差Δd满足上文中描述的路径条件1。换言之，期望波的天线间距离d1和非必要波的天线间距离d2之间的距离差或路径差Δd被设置来接近“(n/2+1/4)λc”的关系。

在路径差Δd满足路径条件1的情况下，如还参考图10A至10C在上文中描述的，信道矩阵H如图11B所示仅仅包括实数项Re或虚数项Im的元素，并且信道矩阵H的逆矩阵H^-1仅仅包括实数项Re’或虚数项IM’的元素。换言之，第一列中的第一行中和第二列中的第二行中的期望波的元素仅仅包括实数项，以及第二列中的第一行中和第一列中的第二行中的非必要波的元素仅仅包括虚数项。因此，可以减小MIMO处理量。

要注意的是，因为虚数项Im’(正交分量)存在，所以即使其中没有应用本配置例子的调制方法是诸如ASK方法或BPSK方法之类的原始不涉及正交分量的调制，也要求针对正交分量的解调电路也就是正交检测电路作为解调功能单元8400。

图11C图示了在调制方法是BPSK方法的情况下、应用路径条件1来执行MIMO处理的情况下的各信道的接收信号的状态。如图11C所示，由天线236_1接收第一信道ch1的分量，作为原始期望值也就是期望信号的期望波的I轴分量(CH1_I)和源自第二信道ch2的非期望信号的非必要波的Q轴分量(Ch2_Q’)的合成信号。由天线236_2接收第二信道ch2的分量，作为期望信号的原始期望波的I轴分量(Ch2_I)和源自第一信道ch1的非期望信号的非必要波的Q轴分量(Ch1_Q’)的合成信号。如可以从图11C意识到的，因为期望波和非必要波相互正交，所以解调功能单元8400要求正交检测电路。因为在接收侧的MIMO处理中，消除作为期望信号的正交分量而出现的非必要波的分量，所以解调功能单元8400要求正交检测电路。

图11D示出了与图11C相应的第一例子(参考例子)的MIMO处理器604A以及包括天线236、放大器8224和解调功能单元8400的前级电路。

解调功能单元8400包括用于生成载波信号的向信道共同提供的接收侧本地振荡器8404以及为每个信道提供的正交检测电路8460。每个正交检测电路8460包括用于解调I轴分量的混频器8402_I和用于解调Q轴分量的混频器8402_Q、以及用于将所恢复的载波信号的相位偏移90度也就是π/2的移相器8462。从接收侧本地振荡器8404向混频器8402_I提供所恢复的载波信号。来自接收侧本地振荡器8404的所恢复的载波信号在被移相器8462偏移π/2之后提供给混频器8402_Q。对于每个传输信道，解调功能单元8400在关于期望信号的接收信号或期望波以及关于非期望信号的接收信号或非必要波上执行正交检测。因此，对于每个信道个别解调期望信号和非期望信号。

用于第一信道的正交检测电路8460将混频器8402_I的解调输出提供给滤波器处理器8410_I，并将混频器8402_Q的解调输出提供给滤波器处理器8410_Q。从滤波器处理器8410_I输出作为期望分量的第一信道ch1的解调信号CH1_I，并从滤波器处理器8410_Q输出作为第一信道的非期望分量的第二信道ch2的解调信号CH2_Q’。

同样类似地，用于第二信道的正交检测电路8460将混频器8402_I的解调输出提供给滤波器处理器8410_I，并将混频器8402_Q的解调输出提供给滤波器处理器8410。从滤波器处理器8410_I输出作为期望分量的第二信道ch2的解调信号CH2_I，并从滤波器处理器8410_Q输出作为第二信道的非期望分量的第一信道ch1的解调信号CH1_Q’。

MIMO处理器604A通过模拟处理来执行逆矩阵计算处理，并包括四个乘法器612、614、616和618以及两个加法器615和619。向乘法器612输入从第一信道的滤波器处理器8410_I输出的解调信号CH1_I，并向乘法器614输入从第二信道的滤波器处理器8410_Q输出的解调信号CH1_Q’。向乘法器616输入第一信道的滤波器处理器8410_Q输出的解调信号CH2_Q’，并向乘法器618输入从第二信道的滤波器处理器8410_I输出的解调信号CH2_I。

乘法器612将或用作为逆矩阵的第一列中第一行中的实数项Re’的元素来乘上或放大期望信号的第一信道ch1的解调信号CH1_I。乘法器614将或用作为逆矩阵的第二列中第一行中的虚数项Im’的元素来乘上或放大第二信道ch2的非期望信号的第一信道ch1的解调信号CH1_Q’。乘法器616将或用作为逆矩阵的第一列中第二行中的虚数项Im’的元素来乘上或放大第一信道ch1的非期望信号的第二信道ch2的解调信号CH2_Q’。乘法器618将或用作为逆矩阵的第二列中第二行中的实数项Re’的元素来乘上或放大期望信号的第二信道ch2的解调信号CH2_I。要注意的是，如果矩阵的元素是负数，则其被反相再放大。

加法器615和619中的每一个将作为自身信道(也就是用于加法器自身的信道)中的期望波接收并解调的自身信道的信号与作为另一信道中的非必要波接收并解调的自身信道的信号相加。通过这样的加法，获取自身信道的期望波的解调分量和被视为基于另一信道中的非必要波的非期望分量的另一解调分量。

具体地，加法器615将通过用于自身信道的信号处理作为期望波接收并解调的第一信道的信号CH1_Re′与通过用于第二信道的信号处理作为非必要波接收并解调的第一信道的信号CH1_Im’相加。通过加法，将自身信道的期望波的解调分量CH1_Re’与被视为基于非必要波的非期望信号的解调分量CH1_Im’相合并来获取第一信道的发送对象信号。

类似地，加法器619将通过用于自身信道的信号处理作为期望波接收并解调的第二信道的信号CH2_Re′与通过用于第一信道的信号处理作为非必要波接收并解调的第二信道的信号CH2_Im’相加。通过加法，将自身信道的期望波的解调分量CH2_Re’与被视为基于另一信道中的非必要波的非期望信号的解调分量CH2_Im’相合并来获取第二信道的发送对象信号。

以这种方式，在没有应用本配置的情况下的调制方法是PBSK方法并且天线的数量是二的情况下，通过应用路径条件1在接收侧执行MIMO处理，由MIMO处理器604A在逆矩阵计算中必须执行实数计算的次数是四，并且加法器的数量是2。从而，可以将实数乘法的次数减小到1/4，并且相对没有应用本配置的路径条件1的情况，并且可以减少加法器的数量。

[路径条件2]

图12A至12D图示了在使用两个信道或两个天线对的情况下、对本实施例的天线布置的限制条件。要注意的是，在下文中将该例子称为第二例子的天线布置。第二例子的天线布置被配置来使得路径差Δd满足上文中描述的路径条件2。具体地，第二例子的天线布置被配置来使得期望波的天线间距离d1和非必要波的天线间距离d2之间的距离差或路径差Δd可以接近“(n/2)λc”的关系。

在路径差Δd满足路径条件2的情况下，如还参考图10A至10C在上文中描述的，信道矩阵H仅仅包括实数项Re或Re”的元素，如图12B所示。并且，信道矩阵H的逆矩阵H^-1也仅仅包括实数项Re’或Re’”的元素。换言之，第一列中的第一行中和第二列中的第二行中的期望波的元素仅仅包括实数项，并且第二列中的第一行中和第一列中的第二行中的非必要波的元素也仅仅包括实数项。因此，可以减小MIMO处理量。

在该实例中，因为没有虚数项也就是没有正交分量存在，所以如果在没有应用本配置例子的情况下的调制方法是诸如ASK方法之类的原始不涉及正交分量的调制，则在解调功能单元8400中不要求用于正交分量的解调电路也就是正交检测电路。

图12C图示了在其中没有应用本配置例子的调制方法是ASK方法的情况下、在应用路径条件2来执行MIMO处理的情况下的各信道的发送信号的状态。如图12C所示，由天线236_1接收第一信道ch1的分量，作为原始期望值也就是期望信号的期望波的I轴分量(CH1_I)和源自第二信道ch2的非期望信号的非必要波的I轴分量(Ch2_I’)的合成信号。由天线236_2接收第二信道ch2的分量，作为期望信号的原始期望波的I轴分量(CH2_I)和源自第一信道ch1的非期望信号的非必要波的I轴分量(Ch1_I’)的合成信号。如可以从图12C意识到的，在接收侧的MIMO处理中，仅仅需要消除作为相对于期望波的同相分量而出现的非期望分量，并且解调功能单元8400不要求正交检测电路。

图12D示出了与图12C相应的第二例子的MIMO处理器604B以及包括天线236、放大器8224和解调功能单元8400的前级电路。

针对每个信道，解调功能单元8400包括幅度检测电路8403。如上所述，本实施例中的幅度检测电路8403不使用同步检测而使用包络检测或平方律检测来解调关于期望波的信号和关于非必要波的信号。

用于第一信道的幅度检测电路8403将期望信号的第一信道ch1和非期望信号的第二信道ch2的解调输出提供给滤波器处理器8410。从滤波器处理器8410输出期望信号的第一信道ch1的解调信号CH1_I和非期望信号的第二信道ch2的分量CH2_I’的合成分量。

同样，类似地，用于第二信道的幅度检测电路8403将期望信号的第二信道ch2和非期望信号的第一信道ch1的解调输出提供给滤波器处理器8410。从滤波器处理器8410输出期望信号的第二信道ch2的分量CH2_I和非期望信号的第一信道ch2的分量CH1_I’的合成分量。

MIMO处理器604B通过模拟处理来执行逆矩阵计算处理，并且包括四个乘法器622、624、626和628以及两个加法器625和629。向乘法器622和626输入从第一信道的滤波器处理器8410输出的解调信号Ch1_I+CH2_I’，并且向乘法器624和628输入从第二信道的滤波器处理器8410输出的解调信号Ch2_I+CH1_I’。

乘法器622将或用作为逆矩阵的第一列中第一行中的实数项Re’的元素来乘上或放大解调信号CH1_I+CH2_I’。乘法器624将或用作为逆矩阵的第二列中第一行中的实数项Re’”的元素来乘上或放大解调信号CH2_I+CH1_I’。乘法器626将或用作为逆矩阵的第一列中第二行中的实数项Re’”的元素来乘上或放大解调信号CH1_I+CH2_I’。乘法器628将或用作为逆矩阵的第二列中第二行中的实数项Re’的元素来乘上或放大解调信号CH2_I+CH1_I’。要注意的是，如果矩阵的元素是负数，则其被反相再放大。

加法器625和629中的每一个将增益R’校正量和增益R’”校正量相加，其中增益R’校正量针对在自身信道中作为期望波接收并解调的自身信道的解调信号和在自身信道中作为非必要波接收并解调的另一信道的解调信号的合成分量，增益R’”校正量针对在另一信道中作为期望波接收并解调的另一信道的解调信号和在另一信道中作为非必要波接收并解调的自身信道的解调信号的合成分量。通过这样的加法，消除了在自身信道中由解调处理解调的另一信道的解调分量以得到自身信道的发送对象信道。

具体地，加法器625将从乘法器622输出的信号CH1_Re’+CH2_Re’与从乘法器624输出的信号CH1_Re’”+CH2_Re’”相加。通过加法，消除基于来自第二信道的非必要波的干扰分量，并获取第一信道的发送对象信号。

类似地，加法器629将从乘法器628输出的信号CH2_Re’+CH1_Re’与从乘法器626输出的信号CH1_Re’”+CH2_Re’”相加。通过加法，消除基于来自第一信道的非必要波的干扰分量，并获取第二信道的发送对象信号。

以这种方式，在其中没有应用本配置例子的调制方法是ASK方法、并且天线的数量是二的情况下，通过应用路径条件2在接收侧执行MIMO处理，由MIMO处理器604B在逆矩阵计算中必须执行实数计算的次数是四，并且加法器的数量是二。从而，可以将实数乘法的次数减少到1/4，并且相对于没有应用本实施例的路径条件2的情况可以减小加法器的数量。解调功能单元8400不需要用于正交分量的解调电路也就是正交检测电路，并且可以使用采用平方律检测或包络检测的幅度检测电路8403。从而，相比于应用图11A至11D所示的路径条件1的情况，简化了接收侧的电路配置。

[依赖于方向性的相位特性]

图13图示了在天线具有依赖于方向性的相位特性的情况下的对策方法。在图9A至12D中，以相互“相向”关系来布置天线对，使得天线可能不具有依赖于方向性的相位特性。相反，在天线对具有依赖于方向性的相位特性

的情况下，需要考虑不仅仅路径差Δd的影响还有相位特性

的影响。基本上，应该以下面的方式来消除相位特性

的影响。

在图13中，参考字符θ1表示与从天线136_1发出的期望波的幅射角相应的到天线236_1的第一信道的期望波的入射角，天线136_1从而与天线236_1合作来形成第一天线对。角θ1也是与从天线136_2发出的期望波的幅射角相应的到天线236_2的第二信道的期望波的入射角，天线136_2从而与天线236_2合作来形成第二天线对。这里，角θ1具有接近零的值。同时，参考字符θ2表示与从天线136_2发出的非必要波的幅射角相应的到天线236_1的第一信道的非必要波的入射角。此外，因为角θ1接近零，所以角θ2也是与从天线136_1发出的非必要波的幅射角相应的到天线236_2的第二信道的非必要波的入射角。

虽然省略表达式推导过程的详细描述，但是如果将相位特性

的影响量转换为距离并用距离代表，则用表达式(5-1)来代表它。此外，如果考虑到影响量来重新计算路径条件1，则用下面给出的表达式(5-2)来代表它。如果考虑到影响量来重新计算路径条件2，则用下面给出的表达式(5-3)来代表它。在所有情况下，校正路径特性

的影响量。

相位差的影响量到距离的转换

[三个或更多信道的应用]

图14和15图示了在涉及三个或更多天线对的情况下的对策方法。同样在天线对的数量增加到三个或更多的情况下，如果设置路径差Δd以满足路径条件1，则类似于涉及两个天线对的情况，信道矩阵和信道矩阵的逆矩阵仅仅包括实数项或虚数项的元素。具体地，在i＝j情况下的期望波的元素仅仅包括实数项Re，而在i≠j情况下的非必要波的元素仅仅包括虚数项Im。

此外，如图15所示，即便在涉及三个或更多天线对的情况下，如果设置路径差Δd以满足路径条件2，则类似于涉及两个天线对的情况，信道矩阵和信道矩阵的逆矩阵变为仅仅包括实数项的元素。具体地，在i＝j情况下的期望波的元素仅仅包括实数项Re，而在i≠j情况下的非必要波的元素也仅仅包括实数项Re。由图15中的椭圆代表限制条件的考虑对象。

通常，在信道的数量是M的情况下，如可以从信道矩阵推测的，关于路径条件1和2，在诸如QPSK这样的双轴调制中需要执行2·M²次的实数乘法，而在诸如ASK方法或BPSK方法这样的单轴调制中需要执行M²次的实数乘法。这表明在天线对的数量是三或更多的情况下，如果简单地原样应用与天线对的数量是二的情况相似的方法，则实数计算中的计算量与天线对数量的平方成比例增加。

因此，在本实施例中，在天线对的数量是三或更多的情况下，基于上述天线布置的特性来采取对策，使得实数计算的次数可以不与信道数的平方成比例增加，也就是可以抑制实数计算次数的增加。具体地，注意来自相邻天线的干扰波的影响最高而来自其他天线的干扰波的影响相对较低的事实。通过这个，考虑来自相邻天线的非必要波或干扰波来确定天线距离，并且该天线距离也应用到其他天线。

通过该对策，例如，在应用路径条件1的情况下，关于除了相对端(opposite end)信道之外的内侧(inner side)信道，变得仅仅需要考虑期望波的天线136的实数项和与置于天线136相对侧的非必要波的那些天线136有关的虚数项。具体地，当注意第i信道时，应该仅仅考虑从第i天线136_i到天线236_i的期望波和从第i-1天线136_i到天线236_i的非必要波以及从第i+1天线136_i+1到天线236_i的非必要波。因此，在信道矩阵和信道矩阵的逆矩阵的第i行中，第i列中的期望波的元素变为实数项，而第i-1列和第i+1列中的非必要波的元素变为虚数项，同时其他非必要波的元素变为零。

在应用路径条件2的情况下，关于除了相对端信道之外的内侧信道，仅仅需要考虑与期望波的天线136有关的实数项以及与位于天线136的相对侧的非必要波的天线136有关的实数项。具体地，当注意第i信道时，仅仅需要考虑从第i天线136_i到天线236_i的期望波和从第i-1天线136i_i-1到天线236_i的非必要波以及从第i+1天线136_i+1到天线236_i的非必要波。因此，在信道矩阵和信道矩阵的逆矩阵的第i行中，第i列中的期望波的元素变为实数项，并且第i-1列和i+1列中的非必要波的元素也变为实数项，同时其他非必要波的元素变为零。

关于路径条件1和2，针对相对端信道的实数乘法的次数是二，以及针对除了相对端信道之外的内侧信道的实数乘法的次数是三。从而，相比于没有应用本技术的情况，可以减小MIMO处理量。

具体地，当信道数量是作为等于或大于3的整数的M时，在路径条件1和2的情况下，在诸如QPSK之类的双轴调制的情况下实数计算的次数是2·{2·2+(M-2)·3}，但在诸如ASK方法或BPSK方法之类的单轴调制的情况下是{2·2+(M-2)·3}。这表明在天线对的数量是三或更多的情况下，相比于简单原样应用与天线对的数量是二的情况相类似的方法的情况，可以减小实数计算的计算量。

[三维布置的应用]

图16A和16B图示了将在上文中参考图7A至15描述的接收机所应用的MIMO处理应用到三维布置发送和接收天线的情况的应用技术。

在上文中参考图7A至15描述的情形是二维布置发送侧的天线136和接收侧的天线236的情况的应用例子。

然而，在本实施例中用于减小接收侧MIMO处理量的机制不仅仅可以应用到二维布置发送和接收天线的情况，还可以如图16B所示应用到三维布置发送和接收天线的另一情况。

例如，在图16B中，在发送侧的半导体芯片103上以相互间距离G的间隔(spaced)关系布置七个天线136_1至136_7，而以与天线136_@相向的关系在半导体芯片203_@上提供天线236_@。并且，以相互间距离G的间隔关系提供天线236_@。

虽然在图16B中，仅仅图示了从发送侧的半导体芯片103到接收侧的半导体芯片203的期望波，但是关于相互没有以相向关系布置的那些天线之间的非必要波，可以应用与上述二维布置的情况相似的方法。并且在三维布置中，通过设置期望波和非必要波的路径差Δd来满足上述路径条件2，可以实现与上述那些相似的操作和效果。

顺便说一下，相对于半导体芯片103的天线136布置半导体芯片203的天线236的位置基本上位于与半导体芯片103也就是天线136的平面相平行的平面上。由天线136或天线236形成的最小单元(cell)是正三角形。

在考虑与期望波相邻的来自相对侧天线的非必要波或干扰波的情况下，注意到如图16B所示的正六边形的状态，可以研究将被应用到三维的信道矩阵。例如，假设在正六边形的中心处由天线136_1和236_1提供期望波的信道。换言之，从发送侧的正三角形中心处的天线136_1向接收侧正六边形的中心处的天线236_1发送期望波。这时，作为到达天线236_1的非必要波的分析对象的相邻天线是在规则多边形的顶点处布置的天线136_2至136_7。

[数字MIMO处理]

图17A和17B图示了通过数字处理执行接收侧的MIMO处理的情况下的基本技术。在设置天线布置以满足路径条件1的情况下的作为参考例子的图11D所示的配置中，以及在设置天线布置以满足路径条件2的情况下的图12D所示的配置中，MIMO处理器604(604A和604B)准备好用于模拟处理。

然而，由MIMO处理器604进行的逆矩阵计算不必需由模拟电路来执行，而是如果处理速度方面没有问题的话可以通过数字信号处理来执行。在该实例中，从解调功能单元8400输出的解调处理之后的模拟信号或者从滤波器处理器8410输出的LPF处理之后的模拟信号应该在被转换为数字信号之后提供给MIMO处理器604。

然而，图17A图示针对作为参考例子的准备好用于路径条件1的图11D的配置的对策的例子，以及图17B图示在本实施例中采用的针对准备好用于路径条件2的图12D的配置的对策的例子。在这两个例子中，在滤波器处理器8410和MIMO处理器604之间插入AD转换器632(ADC)。未对其他部分进行变更。虽然未示出，但是如果数字执行LPF处理，则应该将AD转换器632插入到解调功能单元8400和滤波器处理器8410之间。

<接收MIMO系统>

图18至21D示出了在上文中参考图7A至17B描述的接收侧所应用的MIMO处理的特定应用(在下文中被称为接收MIMO系统)。图18所示的第一实施例的接收MIMO系统4A具有准备好用于其中规定路径条件的“n”是偶数(n＝2m：m是正整数)的情况的配置。图19所示的第二实施例的接收MIMO系统4B具有准备好用于其中规定路径条件的“n”是奇数(n＝2m-1：m是正整数)的情况的配置。在图18和19中，示出了1∶1配置，其中当涉及M个信道时，发送侧具有一个芯片配置，而接收侧也具有一个芯片配置。然而，可能不同地使用1∶N配置，其中在接收侧半导体芯片203被用于每个信道。图20A至20C图示了由天线236接收的期望波和非必要波的合成信号的情形。图21A至21D图示了包络检测和平方律检测之间的差别。

在本实施例的接收MIMO系统4A中，接收侧的解调功能单元8400的幅度检测电路8403没有应用正交检测或同步检测，而应用了包络检测或平方律检测。此外，考虑与包络检测或平方律检测的组合，所有M个信道采用仅仅调制幅度的方法，这里为ASK方法。

天线布置被设置来使得路径差Δd满足路径条件2。具体地，天线136和236被布置来使得可以接近路径差Δd＝(n/2+1/4)λc的关系。因为应用路径条件2，所以在上文中参考图12D描述的第二例子的MIMO处理器601B被用作MIMO处理器604。

更优选地，天线布置被设置来使得特别地路径条件2中的n可以是偶数，也就是可以满足Δd＝mλc，如图18所示的第一实施例。自然地，没有排除天线布置被设置来使得路径条件2中的n是奇数，也就是满足Δd＝(m-1/2)λc，如图19所示的第二实施例。

虽然根据包络检测如图21A所示原样地输出输入信号的包络，但是根据平方律检测如图21B所示输出对输入信号的包络取平方的结果。因此，虽然如图21C和21D所示，相对于输入信号包络检测输出呈现出线性变化，但是根据平方律检测，平方的影响程度依赖于输入信号的电平而改变，并且平方律检测输出呈现出非线性变化。因此，平方律检测具有的困难点在于执行线性处理的普通MIMO处理的结果变得更不准确。此外，如可以从图21C和21D意识到的，当接收信号电平低时，作为平方律检测的结果的解调输出变得显著低。因此，在期望波和非必要波的合成信号电平低的情况下，可能不能顺利地采用平方律检测。

因此，在不能接受不准确性或非线性的情况下，应该与包络检测输出组合来使用MIMO处理。然而，在可以接受不准确性的情况下，有可能与平方律检测组合来使用MIMO处理，并且将采用图14所示的第一实施例的配置。

另一方面，在“n”是奇数的情况下，因为合成信号的平均值低，所以优选地，将MIMO处理与包络检测组合，并且因为实际上很难采用MIMO处理与平方律检测的组合，所以将采用图19所示的第二实施例的配置。

这里，如可以从图10A至10C想到的，n是偶数还是奇数影响所接收的合成信号的平均电平的幅度。具体地，如图21A所示，在n是偶数的情况下，因为实数项或cos项是正的(positive)，如图10B所示，也就是没有相位延迟并且相位相同，所以期望相位和非必要波出现在相同的相位中。因此，ASK的有效载波信号分量增大。换言之，由接收侧的天线236接收的合成信号的平均值当然增大，并且不能反转合成信号的相位。

例如，将OOK假设为ASK的例子以帮助理解。在期望波是“1”的情况下，非必要波电平比期望波电平低，因此，即使非必要波是“1”，也不反转接收信号的相位。因此，即使解调功能单元8400执行包络检测或平方律检测，也可以恰当执行期望波和非必要波的合成信号的解调。因为不管调制程度(degree)也就是即便通过OOK的应用，接收信号的相位也不反转，所以由包络检测和平方律检测来保持幅度信息，并且可以接收各信号。

在路径条件2的应用中“n”是偶数的情况下，期望波和非必要波的平均值高。因此，自然可以采用MIMO处理与包络检测的组合，如图18所示的第一实施例的情况。此外，在可以接受不准确性的情况下，还可以采用与平方律检测的组合。

另一方面，如图21B所示，在n是奇数的情况下，因为实数项或cos项是负的(negative)，如图10B所示，所以由于存在π的相位延迟或者相位反转，因此非必要波出现在与期望波相反的相位中。因此，ASK的有效载波信号分量电平下降。换言之，由接收侧的天线236接收的合成信号的平均值减小。

从而，在“n”是奇数的情况下，因为接收侧的天线236处的期望波和非必要波相互具有相反的相位关系，并且它们的合成信号的相位有可能反转，所以接收信号或合成信号可能变为类似BPSK的情况。

例如，将OOK假设为ASK的例子以帮助理解。在OOK的情况下，当期望波是“0”时，如果非必要波是“1”，则合成信号的相位反转。从而，如果解调功能单元8400直接执行包络检测或平方律检测，则不能恰当执行期望波和非必要波的合成信号的调制。

如果考虑这个，则在应用路径条件2的情况下，当解调功能单元8400执行包括检测或平方律检测时，优选的是将“n”设置为偶数(n＝2m)并布置天线以使得路径差Δd可以接近mλc的关系，从而采用图18所示的第一实施例的配置。籍此，可以相互调整期望波和非必要波的相位，并且即使应用包络检测或平方律检测，也可以保持期望波和非必要波的幅度信息。同样，这是路径条件2的应用，并且信道矩阵H或信道矩阵H的逆矩阵H^-1仅仅包括实数的元素。因此，可以减小MIMO处理量。

另一方面，在应用路径条件2的情况下，如果将“n”设置为奇数(n＝2m-1)并且布置天线来使得路径差Δd可以接近(m-1/2)λc，则接收信号的电平下降或相位反转有可能发生。因此，同样很难直接采用图19所示的第二实施例的配置。

然而，即便在路径差Δd满足路径条件2、并且将“n”设置为奇数(n＝2m-1)的情况下，也可以通过提前降低发送侧的调制程度来应对上述困难，使得期望波和非必要波的合成信号的相位反转可以不发生，如图21C和21D所示。具体地，在用a代表由天线236接收的期望波的最小信号电平、并用b代表由天线236接收的非必要波的最大信号幅度电平的情况下，如图21C所示，应该设置调制程度以满足a＞b。

在发送侧将调制程度下降与非必要波的信号分量的接收幅度相应的量的情况下，即便在路径条件2的应用中将“n”设置为奇数的情况下，仍可以阻止期望波和非必要波的合成信号的相位反转，如图21D所示。从而，可以确保合成信号的解调。

因为解调程度下降，所以实际上很难应用OOK。然而，通过恰当设置调制程度以使得接收信号的相位可能不反转，则幅度信息被保持在包络检测和平方律检测中，并且可以接收各信号。要注意的是，因为期望波和非必要波的合成信号的电平低，所以实际上仅仅有可能应用包络检测，而平方律检测的应用非常困难，如图14A所示的第二实施例的配置的情况。

本申请包括与2009年9月29日提交日本专利局的日本优先权专利申请JP 2009-223683中公开的主题相关的主题，通过引用将其全部内容合并于此。

本领域技术人员应该理解的是，取决于设计要求和其他因素，各种修改、组合、子组合和变化可能发生，只要它们在所附权利要求或其等价物的范围内即可。

Claims

1.一种无线传输系统，包括：

多个天线对，每个天线对包括相互对应的发送天线和接收天线的组合，并且被放置来使得从第一天线对的发送天线辐射的无线电信号作为期望波直接到达所述第一天线对的接收天线，同时从不同于所述第一天线对的第二天线对的发送天线辐射的无线电信号作为非必要波直接到达所述第一天线对的接收天线；

调制功能单元，针对每个天线对提供，并且适于用发送对象信号调制载波信号，以及从相应天线对的发送天线发送所调制的载波信号，多个发送对象信号的所有信道的所述调制功能单元采用仅仅调制幅度的方法；

解调功能单元，适于使用包络检测或平方律检测来检测关于所有信道接收的调制信号；以及

传输特性校正单元，适于基于由所述解调功能单元解调并分别相应于接收天线的解调信号、基于发送天线和接收天线之间传输空间的传输特性来执行校正计算，以获取与发送对象信号相应的输出信号。

2.根据权利要求1的无线传输系统，其中对于多个接收天线的信道的每个，所述传输特性校正单元针对由所述解调功能单元解调的解调分量，执行与相应于期望信号的实数项有关的校正计算以及与相应于非期望信号的实数项有关的校正计算，并且将与相应于期望信号的实数项有关的校正信号和与相应于关于不同接收天线的信道的非期望信号的实数项有关的校正信号相加，以获取与发送对象信号相应的输出信号。

3.根据权利要求1的无线传输系统，其中设置路径差，使得能够仅仅用实数项代表定义传输特性的矩阵的期望波的每个元素，同时能够仅仅用实数项代表定义传输特性的矩阵的非必要波的每个元素，其中每个路径差是发送和接收天线之间的期望波的天线间距离和非必要波的天线间距离之差。

4.根据权利要求1的无线传输系统，其中，在用λc代表所述解调功能单元中使用的载波信号的波长、并用零代表依赖于天线的方向性的相位特性的情况下，将作为发送天线和接收天线之间的期望波的天线间距离和非必要波的天线间距离之差的路径差设置为(n/2)λc，n是大于等于1的正整数。

5.根据权利要求4的无线传输系统，其中所述参数n是偶数，并将所述路径差设置为mλc，其中m是大于等于1的正整数。

6.根据权利要求4的无线传输系统，其中所述参数n是奇数，并将所述路径差设置为(m-1/2)λc，其中m是大于等于1的正整数，以及

发送侧的无线通信设备设置调制程度，使得期望波和非必要波的合成信号不发生相位反转。

7.根据权利要求4的无线传输系统，其中，在用θ1代表从所述第一天线对的发送天线的期望波的辐射角和到所述第一天线对的接收天线的期望波的入射角、用θ2代表从所述第二天线对的发送天线的非必要波的辐射角和到所述第一天线对的接收天线的非必要波的入射角、以及用和

分别代表依赖于发送天线和接收天线的方向性的相位特性的情况下，通过

校正相位差。

8.根据权利要求1的无线传输系统，其中对于所有信道，由所述调制功能单元和所述解调功能单元使用的载波信号具有公共频率。

9.一种用于下述系统的无线通信设备，所述系统包括多个天线对，每个天线对包括相互对应的发送天线和接收天线的组合，并且被放置来使得从第一天线对的发送天线辐射的无线电信号作为期望波直接到达所述第一天线对的接收天线，同时从不同于所述第一天线对的第二天线对的发送天线辐射的无线电信号作为非必要波直接到达所述第一天线对的接收天线，所述无线通信设备包括：

解调功能单元，相应于每个接收天线而提供，并适于使用包络检测或平方律检测来检测所接收的在其中仅仅调制载波信号的幅度的调制信号；以及

10.根据权利要求9的无线通信设备，其中对于多个接收天线的信道的每个，所述传输特性校正单元针对由所述解调功能单元解调的解调分量，执行与相应于期望波的实数项有关的校正计算以及与相应于非必要波的实数项有关的校正计算，并且将与相应于期望波的实数项有关的校正信号和与相应于关于不同接收天线的信道的非必要波的实数项有关的校正信号相加，以获取与发送对象信号相应的输出信号。

11.一种用于系统的无线传输方法，所述系统包括多个天线对，每个天线对包括相互对应的发送天线和接收天线的组合，并且被放置来使得从一个天线对的发送天线辐射的无线电信号作为期望波直接到达所述一个天线对的接收天线，同时从不同于所述一个天线对的另一天线对的发送天线辐射的无线电信号作为非必要波直接到达所述一个天线对的接收天线，所述无线传输方法包括如下步骤：

由发送侧的无线通信设备执行，对于多个发送对象信号的所有信道，仅仅调制载波信号的幅度并通过空分复用无线发送所调制的载波信号；

由接收侧的无线通信设备执行，对于针对所有信道接收的所调制的信号，使用包络检测或平方律检测以获取解调信号；

由所述接收侧的无线通信设备执行，基于分别相应于接收天线的解调信号、基于发送天线和接收天线之间传输空间的传输特性来执行校正计算，以获取与发送对象信号相应的输出信号。