BRPI1003838A2

BRPI1003838A2 - sistema e mÉtodo de transmissço sem fios e dispositivo de comunicaÇço sem fios

Info

Publication number: BRPI1003838A2
Application number: BRPI1003838-8A
Authority: BR
Inventors: Norihito Mihota
Original assignee: Sony Corp
Priority date: 2009-09-29
Filing date: 2010-09-22
Publication date: 2013-01-08
Also published as: RU2447587C1; JP2011077569A; CN102035582B; RU2542335C2; US8687725B2; EP2302819A2; CN102035582A; US20140056375A1; RU2012100750A; US20110075747A1; JP5672684B2

Abstract

SISTEMA E MÉTODO DE TRANSMISSçO SEM FIOS E DISPOSITIVO DE COMUNICAÇçO SEM FIOS É aqui divulgado um sistema de transmissão sem fios. Antenas de transmissão são providas em um primeiro aparelho de comunicação, enquanto antenas de recepção individualmente correspondentes às antenas de transmissão são providas em um segundo aparelho de comunicação correspondente. Cada antena de recepção recebe uma onda desejada de uma antena de transmissão correspondente como uma onda direta e recebe uma onda desnecessária de uma antena de transmissão diferente como uma onda direta. O primeiro aparelho de comunicação modula apenas a amplitude de um sinal portador para todos os canais. O segundo aparelho de comunicaçãodemodula ondas compostas das ondas desejadas e das ondas desnecessárias recebidas pelas antenas de recepção pela detecção de envelope ou detecção de lei quadrática, e realiza operação de correção para os sinais de demodulação com base nas características de transmissão dos espaços de transmissão entre as antenas de transmissão e de recepção para adquirir sinais sujeitos à transmissão.

Description

"SISTEMA E MÉTODO DE TRANSMISSÃO SEM FIO E DISPOSITIVO DE COMUNICAÇÃO SEM FIO"

FUNDAMENTOS DA INVENÇÃO

1. CAMPO TÉCNICO

Esta invenção diz respeito a um sistema de transmissão sem

fio (incluindo, também, um dispositivo de comunicação sem fio implementado em um alojamento), a um dispositivo de comunicação sem fio para o lado da recepção e a um método de comunicação sem fio. Mais particularmente, a presente invenção diz respeito a um mecanismo no qual a multiplexação por divisão de espaço é aplicada para transmitir sem fio uma pluralidade de sinais sujeitos à transmissão.

2. DESCRIÇÃO DA TECNOLOGIA RELACIONADA

Como uma técnica para implementar uma transmissão de sinal

em alta velocidade entre diferentes aparelhos eletrônicos dispostos em um alcance comparativamente curto (por exemplo, em diversos centímetros até diversas dezenas de centímetros), ou em um aparelho eletrônico, por exemplo, uma LVDS (Sinalização com Diferencial em Baixa Voltagem) é conhecida. Entretanto, recentemente, juntamente com o aumento adicional da quantidade de informação de transmissão e o aumento adicional da velocidade de transmissão, o aumento do consumo de energia, o aumento de uma influência da distorção do sinal por reflexo e assim por diante e o aumento da radiação desnecessária e assim por diante se tornaram problemas. Por exemplo, a LVDS alcança um limite em que um sinal, tais como um sinal de vídeo (incluindo um sinal de captação da imagem), uma imagem do computador ou congêneres, é transmitido em alta velocidade (com base no tempo real) em um aparelho.

Como uma contramedida em relação ao problema de aumento da velocidade da transmissão de dados, parece ser uma idéia possível aumentar o número de linhas de fiação, para diminuir a velocidade de transmissão por uma linha de sinal, pela transmissão paralela de sinais. Entretanto, a contramedida recém descrita origina o aumento do número de terminais de entrada e de saída. Em decorrência disto, são exigidos a complexidade de um circuito impresso ou de um esquema de fiação de cabo, o aumento do tamanho de um chip semicondutor e assim por diante. Adicionalmente, já que uma grande quantidade de dados é transmitida em alta velocidade ao longo de um sistema de fiação, ocorre um problema de interferência no campo eletromagnético.

Todos os problemas envolvidos na LVDS ou na técnica de aumentar o número de linhas de fiação são ocasionados pela transmissão de um sinal através de uma linha de fiação elétrica. Portanto, como um método para resolver um problema ocasionado pela transmissão de um sinal ao longo de uma linha de fiação elétrica, parece ser uma idéia possível eliminar linhas de fiação elétrica para transmissão de sinal.

. 15 Também parece ser uma idéia possível aplicar multiplexação

por divisão de espaço quando uma pluralidade de unidades de comunicação for provida no lado da transmissão e no lado da recepção para realizar a transmissão duplex. Entretanto, quando a multiplexação por divisão de espaço for aplicada, é exigida uma contramedida de interferência entre canais. É uma idéia possível aplicar um sistema MIMO (Multientradas e Multissaídas) como uma técnica para resolver o problema supradescrito (consulte, por exemplo, Patente JP Aberta N0 2009-055228, Patente JP Aberta N0 2009-049632 e Patente JP Aberta N0 2009-33588, referidos a seguir como Documentos de Patente 1 até 3, respectivamente). Os Documentos de Patente 1 até 3 são direcionados à

transmissão sem fio em um alcance comparativamente longo em relação à transmissão sem fio em um aparelho, ou entre diferentes aparelhos, e divulgam a aplicação de um processo MIMO em conjunto com um método de modulação OFDM. Em outras palavras, o processo MIMO divulgado nos Documentos de Patente 1 até 3 depende do método de modulação OFDM.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO

Entretanto, quando se pretender transmissão sem fio em um alcance comparativamente curto, em um aparelho, ou entre diferentes aparelhos, considera-se que não é sempre necessário usar o processo MIMO juntamente com o método de modulação OFDM. Adicionalmente, se o comprimento de onda ficar curto, então, também um efeito de diretividade de uma antena é alcançado. Portanto, considera-se que o uso do processo MIMO com o método de modulação OFDM não é exigido, afinal de contas. Portanto, é desejável prover um sistema de transmissão sem

fio, um dispositivo de comunicação sem fio e um método de comunicação sem fio em que um processo MIMO é adequadamente aplicado para a transmissão sem fio de sinal em um aparelho, ou entre diferentes aparelhos.

Em um sistema de transmissão sem fio, um aparelho de . 15 comunicação sem fio e um método de transmissão sem fio de acordo com uma modalidade da presente invenção, uma unidade de comunicação para transmissão e uma unidade de comunicação para recepção são arranjadas em um alojamento de um aparelho eletrônico.

A unidade de comunicação para transmissão converte a freqüência de um sinal sujeito à transmissão com um sinal portador para modulação, para gerar um sinal de modulação, e sinaliza o sinal de modulação gerado a um caminho de transmissão sem fio do sinal. Preferivelmente, a unidade de comunicação para transmissão modula sinais portadores da mesma freqüência portadora. A unidade de comunicação para recepção demodula um sinal de modulação recebido através do caminho de transmissão sem fio do sinal, para adquirir um sinal de saída correspondente ao sinal sujeito à transmissão. Preferivelmente, a unidade de comunicação para recepção usa o sinal recebido através do caminho de transmissão sem fio do sinal como um sinal de injeção, para gerar um sinal portador para demodulação sincronizada com o sinal portador para a modulação. Então, a unidade de comunicação para recepção converte a freqüência do sinal de modulação recebido através do caminho de transmissão sem fio do sinal, com o sinal portador para demodulação, para adquirir um sinal de saída correspondente ao sinal sujeito à transmissão.

Em resumo, o caminho de transmissão sem fio do sinal é configurado entre a unidade de comunicação para o lado da transmissão arranjada no alojamento do aparelho eletrônico e a unidade de comunicação no lado da recepção similarmente arranjada no alojamento de um aparelho eletrônico, que pode ser o mesmo aparelho eletrônico no qual a unidade de comunicação no lado da transmissão é arranjada, ou diferente dele. Então, a transmissão de sinal é realizada sem fio entre as duas unidades de comunicação.

Aqui, em um mecanismo de acordo com a presente invenção, multiplexação por divisão de espaço é aplicada na transmissão sem fio em um aparelho, ou entre diferentes aparelhos. Para este fim, uma pluralidade de antenas de transmissão é provida em um dispositivo de comunicação sem fio no lado da transmissão, e uma pluralidade de antenas de recepção também é provida em um dispositivo de comunicação sem fio correspondente no lado da recepção, de maneira tal que as antenas de transmissão e as antenas de comunicação correspondam, em um correspondente relacionamento de um por um, uma em relação à outra. Entre cada uma das antenas correspondentes, uma onda desejada radiada da antena de transmissão é recebida como uma onda direta pela antena de recepção. Entretanto, entre estas antenas de transmissão e de recepção que não correspondem uma à outra, uma onda desnecessária radiada da antena de transmissão é recebida como uma onda direta pela antena de recepção.

Adicionalmente, o dispositivo de comunicação sem fio no lado da recepção adapta um método para modular apenas a amplitude de um sinal portador para todos os canais de uma pluralidade de sinais sujeitos à transmissão. 0 dispositivo de comunicação sem fio no lado da recepção inclui uma unidade funcional de demodulação e uma unidade de correção de característica de transmissão. A unidade funcional de demodulação demodula sinais de modulação recebidos pelas antenas de recepção. Para o processo de demodulação, não a detecção síncrona, mas a detecção de envelope ou o circuito de detecção de lei quadrática são adotados.

A unidade de correção de característica de transmissão realiza um processo de cálculo de correção, isto é, um processo MIMO, com base na característica de transmissão de um espaço de transmissão entre as antenas de transmissão e as antenas de recepção, com base nos sinais de demodulação demodulados pela unidade funcional de modulação e individualmente correspondentes às antenas de recepção, para adquirir um sinal de saída correspondente ao sinal sujeito à transmissão. Em resumo, no mecanismo de acordo com a presente

invenção, sinais de modulação das ondas desejadas e das ondas desnecessárias com a amplitude dos sinais portadores são demodulados, recebidos pelas antenas de recepção, isto é, ondas compostas das ondas desejadas e das ondas desnecessárias são, primeiro, demoduladas pela detecção de envelope ou detecção de lei quadrática e, então, sujeitas ao processo MIMO na região de banda base. Levando o processo de demodulação, tais como detecção de envelope ou detecção de lei quadrática no lado da recepção, em consideração, um método que modula apenas a amplitude é adotado para todos os canais. Adicionalmente, no mecanismo de acordo com a presente invenção, a característica de transmissão do espaço de transmissão é tratada de maneira tal que tanto as ondas desejadas quanto as ondas desnecessárias sejam definidas como ondas diretas, que são emitidas a partir das antenas de transmissão e chegam nas antenas de recepção e, no processo MIMO no lado da recepção, pela unidade de correção de característica de transmissão, cálculo de matriz inversa, com base em uma matriz que define a característica de transmissão, é realizado.

Aqui, o arranjo de antena é determinado para ser conveniente para o processo MIMO. Como um ponto de vista neste caso, definem-se uma abordagem para definir uma diferença de caminho, que é uma diferença entre uma distância interantenas de uma onda desejada e uma distância interantenas de uma onda desnecessária, uma outra abordagem para prescrever elementos de matriz que definem funções de transmissão e uma abordagem adicional para definir um processo de demodulação e o processo MIMO no lado da recepção, pela unidade de correção de característica de transmissão.

Quando uma diferença de caminho for prescrita, em que o comprimento de onda de um sinal portador é representado por k e a característica de fase que se baseia na diretividade de uma antena é representada por zero, a diferença de caminho é ajustada em (n/2)Xc como uma condição de passe. Quando uma característica de fase que se baseia na diretividade de uma antena for descoberta, a característica de fase é corrigida em uma quantidade que se baseia em um ângulo de radiação de uma onda desejada ou de uma onda desnecessária provenientes de uma antena de transmissão e em um ângulo de incidência em relação a uma correspondente antena de recepção.

Se a condição do caminho supradescrita for substituída na abordagem para prescrever elementos de matriz, então, isto significa que uma diferença de caminho é ajustada de maneira tal que elementos das ondas desejadas, em uma matriz que prescreve uma característica de transmissão, sejam representados apenas por um termo de número real, enquanto elementos de ondas desnecessárias também são representados apenas por um termo de número real. Por outro lado, se a primeira condição for substituída, na abordagem para prescrever elementos de matriz, por um processo de demodulação e um processo MIMO no lado da recepção, pela unidade de correção de característica de transmissão, então, a detecção de envelope ou a detecção de lei quadrática dos sinais de recepção recebidos pelas antenas de recepção são realizadas primeiro, para realizar modulação sem realizar detecção de quadratura ou detecção síncrona. Então, na correção de característica de transmissão, para cada um dos canais dentre os canais de recepção, cálculo de correção considerando os termos de número real correspondentes aos sinais desejados e cálculo de correção considerando os termos de número real correspondentes aos sinais desnecessários são realizados para os componentes de demodulação demodulados. Então, os sinais corrigidos considerando os termos de número real correspondentes aos sinais desejados e os sinais corrigidos considerando os termos de número imaginário correspondentes aos sinais desnecessários, considerando os canais das outras antenas de recepção, são adicionados para adquirir um sinal de saída correspondente aos sinais sujeitos à transmissão. Com a modalidade da presente invenção, um mecanismo

adequado para transmissão sem fio de sinal entre diferentes aparelhos, ou em um aparelho em que o processo MIMO é aplicado no lado da recepção, é implementado sem usar juntamente o método de modulação OFDM. Pela aplicação do processo MIMO no lado da recepção, a distância da antena pode ser reduzida.

Já que tanto uma onda desejada quanto uma onda desnecessária são tratadas como ondas diretas, torna-se possível gerenciar a diferença de caminho considerando a onda desejada e a onda desnecessária e torna-se possível determinar o arranjo de par de antenas para ser conveniente para o processo MIMO no lado da recepção. Particularmente, o arranjo de antena é determinado levando em consideração que demodulação é realizada pela detecção de envelope ou detecção de lei quadrática. Em decorrência disto, em comparação com um caso alternativo em que a presente invenção não é aplicada, a escala de cálculo do processo MIMO pode ser reduzida. Preferivelmente, os sinais portadores usados para a modulação e a demodulação usam uma freqüência comum. Quando a freqüência comum for usada desta maneira, já que a influência da freqüência portadora se torna a mesma entre os diferentes canais com segurança, portanto, o processo MIMO na região de banda base pode ser realizado com segurança e eficientemente. Além do mais, a escala de circuito para modulação e demodulação pode ser reduzida em comparação com aquela em um caso alternativo, em que as freqüências portadoras dos canais são diferentes umas das outras.

Os recursos e vantagens expostos, e ainda outros, da presente invenção ficarão aparentes a partir da seguinte descrição e das reivindicações anexas, tomadas em conjunto com os desenhos anexos, nos quais partes ou elementos iguais são denotados por símbolos de referência iguais.

DESCRIÇÃO RESUMIDA DOS DESENHOS A figura 1 é um diagrama de blocos que mostra uma configuração funcional de uma interface de sinal de um sistema de transmissão sem fio de uma modalidade da presente invenção;

as figuras 2A até 2E são vistas diagramáticas que ilustram a multiplexação de sinais;

as figuras 3A e 3B são vistas esquemáticas que ilustram uma condição apropriada ou condição de aplicação da multiplexação por divisão de espaço adotada na modalidade;

as figuras 4A até 4F são vistas esquemáticas que mostram uma estrutura geral de um caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica para aplicar a multiplexação por divisão de espaço;

as figuras 5A até 5C são diagramas de blocos que ilustram um exemplo de configuração de uma unidade funcional de modulação e de uma unidade funcional de demodulação em um Canal de processamento da comunicação;

as figuras 6A até 6D são diagramas de blocos que ilustram um mecanismo básico para alcançar a moderação de uma contramedida de interferência no relacionamento entre multicanalização e multiplexação por divisão de espaço;

as figuras 7 A e 7B são vistas diagramáticas que ilustram o cálculo de um processo MIMO aplicado no lado da recepção;

a figura 8 é uma vista diagramática que ilustra uma base de um método de cálculo do processo MIMO aplicado no lado da recepção;

as figuras 9A e 9B são uma vista esquemática e uma vista diagramática, respectivamente, que ilustram uma base do processo MIMO no lado da recepção quando dois canais estiverem envolvidos;

as figuras IOA até IOC são vistas diagramáticas que ilustram um relacionamento entre uma diferença de caminho e uma matriz de canal quando dois canais estiverem envolvidos;

as figuras IlA até IlC são vistas diagramáticas que ilustram um primeiro exemplo de uma condição de restrição do arranjo de antena quando dois canais estiverem envolvidos;

as figuras 12A até 12C são vistas diagramáticas que ilustram um segundo exemplo da condição de restrição do arranjo de antena quando dois canais estiverem envolvidos; a figura 13 é uma vista esquemática que ilustra um método de

ajuste de uma diferença de caminho quando uma antena tiver uma característica de fase que se baseia na diretividade;

as figuras 14 e 15 são vistas diagramáticas que ilustram um método de aplicação do processo MIMO em um caso em que três ou mais pares de antenas estão envolvidos;

as figuras 16A e 16B são vistas esquemáticas que ilustram um método de aplicação em um caso em que antenas de transmissão e de recepção são tridimensionalmente arranjadas;

as figuras 17A e 17B são diagramas de blocos que mostram uma configuração básica quando o processo MIMO no lado da recepção for realizado por processamento digital;

a figura 18 é uma vista diagramática que mostra um sistema MIMO de recepção de uma primeira modalidade;

a figura 19 é uma vista diagramática que ilustra um sistema MIMO de recepção de uma segunda modalidade;

as figuras 20A até 20C são vistas gráficas que ilustram uma situação de um sinal composto de uma onda desejada e de uma onda desnecessária recebido por uma antena no lado da recepção; e

as figuras 21A até 21D são vistas diagramáticas que ilustram a diferença entre a detecção de envelope e a detecção de lei quadrática. DESCRIÇÃO DETALHADA DAS MODALIDADES PREFERIDAS

A seguir, modalidades da presente invenção são descritas com detalhes em relação aos desenhos. Quando elementos funcionais forem distinguidos entre as diferentes modalidades, caracteres de referência de letras maiúsculas em português, tais como A, B, C, ... são aplicadas nos elementos funcionais e, quando as modalidades forem descritas sem distinção em particular entre elas, tais caracteres de referência são omitidos. A omissão dos caracteres de referência é similarmente aplicada nos desenhos.

Percebe-se que a presente invenção é descrita na seguinte

ordem:

1. Canal de processamento da comunicação: Base (Multiplexação por Divisão de Espaço)

2. Técnica de Aplicação da Multiplexação por Divisão de

Espaço

3. Modulação e Demodulação (Aplicação da Detecção Quadrática e da Detecção de Envelope)

4. Relacionamento entre Transmissão Multicanais e Multiplexação por Divisão de Espaço 5. Esboço do processo MIMO Aplicado no Lado da Recepção: Processo de Cálculo, Relacionamento com Freqüência Portadora, Relacionamento com Arranjo de Antena, Relacionamento com Diretividade, Aplicação em Três Canais ou Mais, Aplicação no Arranjo Tridimensional, Processamento Digital

6. Sistema MIMO de Recepção: Primeira e Segunda

Modalidades

Primeiro, quando um sistema de transmissão sem fio da presente modalidade for descrito, a fim de facilitar os entendimentos do mecanismo da presente modalidade, uma configuração básica geral é descrita primeiro. Posteriormente, detalhes de um processo MIMO aplicado no lado da recepção, que é uma parte característica do sistema de transmissão sem fio da presente modalidade, são descritos.

As figuras 1 até 2E mostram o sistema de transmissão sem fio da presente modalidade. Em particular, a figura 1 mostra uma interface de sinal do sistema de transmissão sem fio IY da presente modalidade, a partir de um ponto de vista de uma configuração funcional. A figura 1 representa uma situação onde multiplexação por divisão de espaço é aplicada. As figuras 2A até 2E ilustram multiplexação de sinais.

Embora uma freqüência portadora usada para o sistema de transmissão sem fio da presente modalidade descrita a seguir seja uma freqüência na banda de onda milimétrica, o mecanismo da presente modalidade pode ser aplicado não apenas em um caso em que uma freqüência portadora da banda de onda milimétrica é usada, mas, também, em um outro caso em que uma freqüência portadora em uma menor banda do comprimento de onda tal como, por exemplo, uma banda de onda submilimétrica, é usada. O sistema de transmissão sem fio da presente modalidade é usado, por exemplo, para um dispositivo de gravação e reprodução digital, um receptor de televisão por onda terrestre, um aparelho de telefone portátil, uma máquina de jogos e um computador.

[Configuração Funcional]

Da forma vista na figura 1, o sistema de transmissão sem fio 1Y é configurado de maneira tal que um primeiro dispositivo de comunicação 100Y, que é um exemplo de um primeiro dispositivo sem fio, e um segundo dispositivo de comunicação 200Y, que é um exemplo de um segundo dispositivo sem fio, sejam acoplados um no outro através de um caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 e realizem a transmissão de sinal usando a banda de onda milimétrica. O caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 é um exemplo de um caminho de transmissão sem fio do sinal. Um sinal sujeito a uma transmissão tem freqüência convertida em um sinal da banda de onda milimétrica adequado para a transmissão em banda larga, e o sinal resultante é transmitido.

O sistema de transmissão sem fio IY da presente modalidade é caracterizado em que, pelo uso de uma pluralidade de acopladores de transmissão pareados 108 e 208, uma pluralidade de canais de tais caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 é incluída. Os diversos canais dos caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 são instalados de maneira tal que eles não interfiram espacialmente um com o outro ou não sejam influenciados pela interferência, e podem realizar comunicação ao mesmo tempo em que usam a mesma freqüência ao longo dos diversos canais para transmissão de sinal.

O termo "não há interferência espacial" significa que sinais de diversos canais podem ser transmitidos independentemente uns dos outros. Um mecanismo para tal é referido a seguir como "multiplexação por divisão de espaço". Quando se pretender realizar multicanalização para um canal de transmissão, se a multiplexação por divisão de espaço não for aplicada, então, é necessário aplicar multiplexação por divisão de freqüência, de maneira tal que diferentes freqüências portadoras sejam usadas para diferentes canais. Entretanto, se a multiplexação por divisão de espaço for aplicada, então, mesmo se a mesma freqüência portadora for usada, a transmissão pode ser implementada sem ser influenciada pela interferência.

A "multiplexação por divisão de espaço" pode ser qualquer método para formar uma pluralidade de canais dos caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 em um espaço tridimensional no qual um sinal de onda milimétrica, que é uma onda eletromagnética, pode ser transmitido. Em particular, o método não é limitado à configuração de diversos canais dos caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 em um espaço livre. Por exemplo, quando um espaço tridimensional no qual um sinal de onda milimétrica, que é uma onda eletromagnética, pode ser transmitido for configurado a partir de um material dielétrico, que é uma entidade, diversos canais dos caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 podem ser formados no material dielétrico. Adicionalmente, cada um dos diversos canais dos caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 não é limitado a um espaço livre, mas pode ter uma forma de um caminho de transmissão dielétrica, um guia de onda oco ou congêneres.

O dispositivo ou sistema de transmissão sem fio é configurado a partir de uma primeira unidade de comunicação ou primeiro dispositivo de transmissão de onda milimétrica e de uma segunda unidade de comunicação ou segundo dispositivo de transmissão de onda milimétrica. Adicionalmente, entre a primeira unidade de comunicação e a segunda unidade de comunicação, que ficam dispostas em um alcance comparativamente curto, um sinal sujeito a uma transmissão convertido em um sinal de onda milimétrica é transmitido através do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica. O termo "transmissão sem fio", na presente modalidade, significa transmissão de um sinal sujeito a uma transmissão realizada não ao longo de uma linha de fiação elétrica, mas sem fio, no presente exemplo, por uma onda milimétrica.

O termo "alcance comparativamente curto" significa um alcance mais curto que a distância entre dispositivos de comunicação em um campo ou ao ar livre usados para difusão ou comunicação sem fio geral, e o alcance da transmissão pode ser um alcance que pode ser especificado como um espaço fechado. O termo "espaço fechado" significa um espaço em um estado em que o vazamento de uma onda elétrica, do lado interno do espaço para o lado externo do espaço, é pequeno, e a chegada ou a invasão de uma onda elétrica a partir do lado externo do espaço, no lado interno do espaço ou no seu interior, são pequenas. Tipicamente, o termo "espaço fechado" significa um estado em que todo espaço é confinado por um alojamento ou gabinete, com um efeito de blindagem contra uma onda de rádio.

A transmissão sem fio pode ser, por exemplo, comunicação interplacas em um alojamento de um aparelho eletrônico, comunicação interchips na mesma placa e comunicação interdispositivos, em que uma pluralidade de dispositivos eletrônicos são integrados, como em um caso em que um aparelho eletrônico é montado no outro aparelho eletrônico.

Embora, tipicamente, a "integração" supradescrita signifique um estado em que ambos os aparelhos eletrônicos fazem contato completamente um com o outro pela montagem entre eles, ela pode ser um estado em que um alcance da transmissão entre ambos os aparelhos eletrônicos pode ser substancialmente especificado como um espaço fechado. Também é incluído um caso em que ambos os aparelhos eletrônicos ficam dispostos em posição determinada, em um estado bastante espaçado um do outro, isto é, em um alcance comparativamente curto, tal como, por exemplo, em diversos centímetros até diversas dezenas centímetros, e pode-se considerar que os aparelhos eletrônicos estão substancialmente integrados um com o outro. Em resumo, a integração significa qualquer estado no qual uma onda de rádio vaza pouco do interior para o exterior de um espaço, que é configurado a partir de ambos os aparelhos eletrônicos e no qual uma onda elétrica pode se propagar, e, inversamente, uma onda elétrica do exterior do espaço chega ou invade pouco no interior do espaço.

Transmissão de sinal em um alojamento de um aparelho eletrônico é referida a seguir como transmissão de sinal intra-alojamentos, e transmissão de sinal em um estado em que uma pluralidade de aparelhos eletrônicos são integrados (incluindo "substancialmente integrado", na descrição a seguir) é referida a seguir como transmissão de sinal interaparelhos. No caso da transmissão de sinal intra-alojamentos, um dispositivo de comunicação ou unidade de comunicação ou transmissor, no lado da transmissão, e um dispositivo de comunicação ou unidade de comunicação ou receptor, no lado da recepção, são acomodados no mesmo alojamento, e o sistema de transmissão sem fio da presente modalidade, em que um caminho de transmissão sem fio do sinal é formado entre as unidades de comunicação, ou transmissor e receptor, é o próprio aparelho eletrônico. Por outro lado, no caso da transmissão de sinal interaparelhos, o dispositivo de comunicação ou unidade de comunicação ou transmissor, no lado da transmissão, e o dispositivo de comunicação ou unidade de comunicação ou receptor, no lado da recepção, são acomodados em alojamentos individuais do aparelho eletrônico, que são diferentes um do outro. Adicionalmente, caminhos de transmissão sem fio do sinal são formados entre as unidades de comunicação, ou transmissores e receptores, em ambos os aparelhos eletrônicos, quando ambos os aparelhos eletrônicos forem arranjados e integrados em posições determinadas, de maneira tal que o sistema de transmissão sem fio da presente modalidade seja construído.

Nos dispositivos de comunicação providos através do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica, o transmissor e o receptor ficam dispostos em um relacionamento pareado e acoplados um no outro. Transmissão de sinal entre um dispositivo de comunicação e o outro dispositivo de comunicação pode ser realizada unidirecionalmente, isto é, em uma direção, ou pode ser realizada bidirecionalmente. Por exemplo, quando a primeira unidade de comunicação funcionar como o dispositivo no lado da transmissão e a segunda unidade de comunicação funcionar como o dispositivo no lado da recepção, o transmissor fica disposto na primeira unidade de comunicação e o receptor fica disposto na segunda unidade de comunicação. Quando a segunda unidade de comunicação funcionar como o dispositivo no lado da transmissão e a primeira unidade de comunicação funcionar como o dispositivo no lado da recepção, o transmissor fica disposto na segunda unidade de comunicação e o receptor fica disposto na primeira unidade de comunicação.

O transmissor inclui, por exemplo, um gerador de sinal no lado da transmissão para realizar um processo de sinal, para um sinal sujeito a uma transmissão, para gerar um sinal de onda milimétrica, isto é, um conversor de sinal, para converter um sinal elétrico sujeito a uma transmissão em um sinal de onda milimétrica, e um acoplador de sinal no lado da transmissão para acoplar o sinal de onda milimétrica, gerado pelo gerador de sinal no lado da transmissão, com um caminho de transmissão ou caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica, para transmitir o sinal de onda milimétrica. Preferivelmente, o gerador de sinal no lado da transmissão é integralmente provido com uma unidade funcional para gerar um sinal sujeito a uma transmissão.

Por exemplo, o gerador de sinal no lado da transmissão inclui um circuito de modulação, e o circuito de modulação modula o sinal sujeito a uma transmissão. O gerador de sinal no lado da transmissão realiza conversão de freqüência para um sinal modulado pelo circuito de modulação, para gerar um sinal de onda milimétrica. Como princípio, parece ser uma idéia possível converter o sinal sujeito a uma transmissão diretamente em um sinal de onda milimétrica. O acoplador de sinal no lado da transmissão supre o sinal de onda milimétrica, gerado pelo gerador de sinal no lado da transmissão, ao caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica.

Por outro lado, o receptor inclui, por exemplo, um acoplador de sinal no lado da recepção, para receber o sinal de onda milimétrica transmitido através do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica, e um gerador de sinal no lado da recepção, para realizar um processo de sinal, para o sinal de onda milimétrica ou sinal de entrada recebidos pelo acoplador de sinal no lado da recepção, para gerar um sinal elétrico normal, que é um sinal sujeito a uma transmissão, isto é, um conversor de sinal, para converter o sinal de onda milimétrica em um sinal elétrico sujeito a uma transmissão. Preferivelmente, o gerador de sinal no lado da recepção é integralmente provido com uma unidade funcional para receber um sinal sujeito a uma transmissão. Por exemplo, o gerador de sinal no lado da recepção inclui um circuito de demodulação e realiza conversão de freqüência para o sinal de onda milimétrica, para gerar um sinal de saída. O circuito de demodulação demodula o sinal de saída para gerar um sinal sujeito a uma transmissão. Como princípio, parece ser uma idéia possível converter o sinal de onda milimétrica diretamente em um sinal sujeito a uma transmissão.

Em particular, quando se tentar implementar uma interface de sinal, um sinal sujeito a uma transmissão é transmitido de uma maneira sem contato e sem cabo usando um sinal de onda milimétrica, isto é, não é transmitido usando uma linha de fiação elétrica. Preferivelmente, pelo menos a transmissão de sinal, particularmente, a transmissão de um sinal de imagem para a qual alta velocidade e transmissão de dados em grande quantidade são exigidas, ou de um sinal de relógio em alta velocidade ou congêneres, é realizada usando um sinal de onda milimétrica. Em particular, na presente modalidade, transmissão de sinal realizada através de uma linha de fiação elétrica no passado é realizada usando um sinal de onda milimétrica. Pela realização da transmissão de sinal usando a banda de onda milimétrica, transmissão de sinal em alta velocidade, na ordem de Gbps, pode ser implementada, e o alcance no qual um sinal de onda milimétrica tem uma influência pode ser facilmente limitado, e, também, um efeito que surge da característica recém descrita é obtido.

Aqui, os acopladores de sinal podem ser configurados de maneira tal que a primeira unidade de comunicação e a segunda unidade de comunicação possam transmitir um sinal de onda milimétrica através do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica. Por exemplo, os acopladores de sinal podem incluir, individualmente, por exemplo, uma estrutura de antena ou acoplador de antena, ou podem ser configurados de maneira tal que o acoplamento de um sinal seja realizado sem incluir uma estrutura de antena.

Embora o "caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica para transmitir um sinal de onda milimétrica" possa ser configurado a partir do ar, isto é, a partir de um espaço livre, preferivelmente, o caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica inclui uma estrutura para transmitir um sinal de onda milimétrica, ainda confinando o sinal de onda milimétrica no caminho de transmissão. Se a característica recém descrita for positivamente utilizada, então, o esquema do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica pode ser determinado arbitrariamente, por exemplo, como uma linha de fiação elétrica.

Embora, como uma estrutura de confinamento da onda milimétrica ou uma estrutura de confinamento do sinal sem fio expostas, por exemplo, uma estrutura de um tubo de guia de onda seja tipicamente considerada, a presente invenção não é limitada a isto. Por exemplo, uma estrutura configurada a partir de um material dielétrico capaz de transmitir um sinal de onda milimétrica, referida a seguir como caminho de transmissão dielétrica ou caminho de transmissão dielétrica da onda milimétrica, ou um guia de onda oco que configura um caminho de transmissão e no qual um material de blindagem, para suprimir radiação exterior de um sinal de onda milimétrica, é provido de uma maneira tal para circundar um caminho de transmissão, e o interior do material de blindagem sendo oco, podem ser aplicados. Pela provisão de flexibilidade ao material dielétrico ou ao material de blindagem, o esquema de um caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica pode ser implementado.

Incidentemente, no caso do ar, chamado espaço livre, cada um dos acopladores de sinal inclui uma estrutura de antena, de maneira tal que a transmissão de sinal em um espaço de curto alcance seja realizada através da estrutura de antena. Por outro lado, quando o dispositivo configurado a partir de um material dielétrico for usado, embora uma estrutura de antena possa ser aplicada, isto não é essencial.

[Configuração do Sistema em que a Multiplexação por Divisão de Espaço é Aplicada] A figura 1 mostra um sistema de transmissão sem fio IY de

acordo com a presente modalidade. Em relação à figura 1, como pode-se perceber a partir da descrição básica considerando a multiplexação por divisão de espaço dada anteriormente, o sistema de transmissão sem fio IY da presente invenção inclui uma pluralidade de canais dos caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 dispostos entre um primeiro dispositivo de comunicação 100Y e um segundo dispositivo de comunicação 200Y.

Aqui, uma pluralidade de diferentes sinais (@ é 1 até NI) é transmitida do primeiro dispositivo de comunicação 100Y ao segundo dispositivo de comunicação 200Y, e uma outra pluralidade de diferentes sinais (@ é 1 até N2) é transmitida do segundo dispositivo de comunicação 200Y ao primeiro dispositivo de comunicação 100Y.

Embora detalhes sejam descritos a seguir, um chip semicondutor 103 inclui uma unidade de geração de sinal no lado da transmissão IlOe uma unidade de geração de sinal no lado da recepção 120, e um outro chip semicondutor 203 inclui uma unidade de geração de sinal no lado da transmissão 210 e uma unidade de geração de sinal no lado da recepção 220. Embora ilustração paliativa seja dada na figura 1, a unidade de geração de sinal no lado da transmissão IlOea unidade de geração de sinal no lado da recepção 220 são providas para cada um dos Nl canais, ou, em outras palavras, Nl tais unidades de geração de sinal no lado da transmissão 110 e Nl tais unidades de geração de sinal no lado da recepção 220 são providas, e a unidade de geração de sinal no lado da transmissão 210 e a unidade de geração de sinal no lado da recepção 120 são providas para cada um dos N2 canais, ou, em outras palavras, N2 tais unidades de geração de sinal no lado da transmissão 210 e N2 tais unidades de geração de sinal no lado da recepção 120 são providas.

Já que a multiplexação por divisão de espaço permite o uso da mesma banda de freqüência ao mesmo tempo, a velocidade da comunicação pode ser elevada, e a simultaneidade de comunicação bidirecional, em que a transmissão de sinal para os Nl canais do primeiro dispositivo de comunicação 100Y ao segundo dispositivo de comunicação 200Y e a transmissão de sinal para os N2 canais do segundo dispositivo de comunicação 200Y ao primeiro dispositivo de comunicação 100Y podem ser garantidas. Particularmente, uma onda milimétrica tem pequeno comprimento de onda, e um efeito de atenuação pela distância pode ser esperado. Adicionalmente, mesmo quando o deslocamento for pequeno, isto é, mesmo quando a distância espacial entre os canais de transmissão for pequena, é menos provável que ocorra interferência, e canais de propagação diferentes um do outro, dependendo do local, podem ser prontamente implementados.

Da forma vista na figura 1, o sistema de transmissão sem fio IY da presente modalidade inclui "NI + N2" canais dos acopladores do caminho de transmissão 108 e 208, cada qual incluindo um terminal de transmissão de onda milimétrica, um caminho de transmissão de onda milimétrica, uma antena e assim por diante, e "NI + N2" canais dos caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica 9. Cada um dos caracteres de referência tem um sufixo (@ é 1 até Nl + N2). Assim, um sistema de transmissão duplex completo, em que a transmissão da onda milimétrica é realizada independentemente para transmissão e recepção, pode ser implementado.

Primeiro, elementos funcionais providos no sistema de transmissão sem fio IY da presente modalidade são particularmente descritos. Percebe-se que, embora seja dada a seguinte descrição de um exemplo em que os elementos funcionais são formados em um circuito integrado ou chip semicondutores, isto não é essencial.

O chip semicondutor 103 que pode realizar comunicação por onda milimétrica é provido no primeiro dispositivo de comunicação 100Y, e o chip semicondutor 203 que pode realizar comunicação por onda milimétrica também é provido no segundo dispositivo de comunicação 200Y.

Aqui, apenas sinais que demandam transmissão em alta velocidade e em uma grande quantidade tornam-se um objeto da comunicação com a banda de onda milimétrica, e outros sinais que podem ser transmitidos em uma baixa velocidade e em uma pequena quantidade ou que podem ser considerados como corrente CC, tal como fonte de alimentação, não tornam- se um objeto de conversão em um sinal de onda milimétrica. Os sinais que não tomam-se um objeto de conversão em um sinal de onda milimétrica, incluindo fonte de alimentação, são conectados entre placas usando um mecanismo similar a um mecanismo convencional. Sinais elétricos originais sujeitos à transmissão antes da conversão em ondas milimétricas são coletivamente referidos a seguir como sinais de banda base.

[Primeiro Dispositivo de Comunicação]

O primeiro dispositivo de comunicação 100Y inclui uma placa 102, um chip semicondutor 103 montado na placa 102 e capaz de realizar comunicação por banda de onda milimétrica, e um acoplador do caminho de transmissão 108 montado na placa 102. O chip semicondutor 103 é um LSI de sistema (Circuito Integrado em Grande Escala), em que uma unidade funcional do LSI 104 e uma unidade de geração de sinal 107, que é uma unidade de geração de sinal de onda milimétrica, são integradas. Embora não mostrado, a unidade funcional do LSI104 e a unidade de geração de sinal 107 podem ser configuradas de outra forma, de maneira tal que elas não fiquem integradas. Quando a unidade funcional do LSI104 e a unidade de geração de sinal 107 forem formadas como unidades separadas, já que, possivelmente, um problema pode surgir a partir da transmissão de um sinal por uma linha de fiação elétrica, para transmissão de sinal entre elas, elas são preferivelmente formadas como uma única unidade integrada. Quando elas forem formadas como unidades separadas, os dois chips da unidade funcional do LSI 104 e da unidade de geração de sinal 107 ficam dispostos, preferivelmente, em uma curta distância para minimizar o comprimento do fio, desse modo, minimizando uma possível má influência.

A unidade de geração de sinal 107 e o acoplador do caminho de transmissão 108 são configurados para ter bidirecionalidade de dados. Para este fim, a unidade de geração de sinal 107 inclui uma unidade de geração de sinal no lado da transmissão e uma unidade de geração de sinal no lado da recepção. Embora tais acopladores do caminho de transmissão 108 possam ser separadamente providos para o lado da transmissão e o lado da recepção, aqui, o único acoplador do caminho de transmissão 108 é usado tanto para transmissão quanto para recepção.

A fim de implementar "comunicação bidirecional", no caso de comunicação bidirecional com núcleo único, em que um canal ou núcleo de um caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9, de um canal de transmissão de onda milimétrica são usados, um sistema semiduplex, em que multiplexação por divisão de tempo (TDM) é aplicada, uma multiplexação por divisão de freqüência (FDM) e assim por diante são aplicados.

Entretanto, no caso da multiplexação por divisão de tempo, já que a separação da transmissão e da recepção é realizada em modo de divisão em relação ao tempo, a "simultaneidade de comunicação bidirecional", isto é, "transmissão bidirecional simultânea com núcleo único", em que a transmissão de sinal do primeiro dispositivo de comunicação IOOY para o segundo dispositivo de comunicação 200Y e a transmissão de sinal do segundo dispositivo de comunicação 200Y para o primeiro dispositivo de comunicação 100Y são realizadas simultaneamente, não é implementada. A transmissão bidirecional simultânea com núcleo único é implementada pela multiplexação por divisão de freqüência.

Já que a multiplexação por divisão de freqüência usa diferentes freqüências para transmissão e recepção, da forma vista na figura 2A, o caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 deve ter uma largura de banda de transmissão comparativamente grande. Além do mais, a fim de implementar transmissão por multiplexação, isto é, transmissão multicanais, pela multiplexação por divisão de freqüência, é necessário usar diferentes freqüências portadoras para modulação, para converter freqüências de sinais individuais em freqüências em diferentes bandas de freqüência F_@, para gerar sinais de ondas milimétricas e transmitir os sinais de onda milimétrica, cujas freqüências portadoras são diferentes uma das outras na mesma direção ou em direções opostas, da forma vista na figura 2B. Neste caso, quando diferentes freqüências forem usadas para transmissão, no exemplo mostrado, para um canal do lado da unidade de geração de sinal no lado da transmissão 110 até o lado da unidade de geração de sinal no lado da recepção 220 e para recepção, no exemplo mostrado, para um outro canal do lado da unidade de geração de sinal no lado da transmissão 210 até o lado da unidade de geração de sinal no lado da recepção 120, é necessário aumentar adicionalmente a largura de banda de transmissão, da forma vista nas figuras 2C e 2D.

Então, neste particular, se a multiplexação por divisão de espaço for aplicada não apenas para implementação da comunicação bidirecional, mas, também, para implementação da transmissão por multiplexação, isto é, para transmissão multicanais, a mesma banda de freqüência pode ser aplicada nos canais. Portanto, há uma vantagem de que não há restrição à largura de banda de transmissão.

O chip semicondutor 103 pode não ser montado diretamente na placa 102, mas pode ser formado como um pacote semicondutor, em que o chip semicondutor 103 é montado em uma placa interposta e moldado usando resina, tal como resina epóxi, e montado como tal na placa 102. Em particular, a placa interposta é usada como uma placa de montagem do chip, e o chip semicondutor 103 é provido na placa interposta. A placa interposta pode ser formada usando um elemento de folha com uma permissividade relativa em uma faixa fixa, tal como uma faixa de aproximadamente dois até dez, e formada a partir de uma combinação, por exemplo, de resina térmica reforçada e folha de cobre.

O chip semicondutor 103 é conectado nos acopladores do caminho de transmissão 108. Cada acoplador do caminho de transmissão 108 é formado a partir de uma estrutura de antena que inclui, por exemplo, uma unidade de acoplamento da antena, um terminal de antena, uma linha de microfita, uma antena e assim por diante. Percebe-se que também é possível aplicar uma técnica para formar uma antena diretamente em um chip de maneira tal que, também, os acopladores do caminho de transmissão 108 sejam incorporados no chip semicondutor 103.

A unidade funcional do LSI 104 realiza controle de aplicação principal do primeiro dispositivo de comunicação 100Y e inclui, por exemplo, um circuito para processar vários sinais a ser transmitidos à parte oposta e um circuito para processar vários sinais recebidos da parte oposta. A unidade de geração de sinal 107 ou a unidade de conversão de sinal elétrico convertem um sinal da unidade funcional do LSI 104 em um sinal de onda milimétrica, e realiza controle da transmissão de sinal do sinal de onda milimétrica através do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9.

Em particular, a unidade de geração de sinal 107 inclui a unidade de geração de sinal no lado da transmissão 110 e a unidade de geração de sinal no lado da recepção 120. A unidade de geração de sinal no lado da transmissão 110 e o acoplador do caminho de transmissão 108 cooperam um com o outro para formar uma unidade de transmissão, isto é, uma unidade de comunicação no lado da transmissão. Neste ínterim, a unidade de geração de sinal no lado da recepção 120 e o acoplador do caminho de transmissão 108 cooperam um com o outro para formar uma unidade de recepção, isto é, uma unidade de comunicação no lado da recepção.

A unidade de geração de sinal no lado da transmissão 110 inclui um conversor paralelo - serial 114, um modulador 115, um conversor de freqüência 116 e um amplificador 117, a fim de realizar processamento de sinal de um sinal de entrada, para gerar um sinal de uma onda milimétrica. Percebe-se que o modulador 115 e o conversor de freqüência 116 podem ser formados como uma unidade do tipo conversão direta.

A unidade de geração de sinal no lado da recepção 120 inclui um amplificador 124, um conversor de freqüência 125, um demodulador 126 e um conversor serial - paralelo 127, a fim de realizar processamento de sinal de um sinal elétrico de uma onda milimétrica recebida pelo acoplador do caminho de transmissão 108, para gerar um sinal de saída. O conversor de freqüência 125 e o demodulador 126 podem ser formados como uma unidade do tipo conversão direta.

O conversor paralelo - serial 114 e o conversor serial - paralelo 127 são providos, quando a presente configuração não for aplicada, para especificações de interface em paralelo, em que uma pluralidade de sinais para transmissão em paralelo é usada, mas não são exigidos para especificações de interface serial.

O conversor paralelo - serial 114 converte sinais paralelos em um sinal de dados seriais e supre o sinal de dados seriais ao modulador 115. O modulador 115 modula um sinal sujeito à transmissão e supre o sinal modulado sujeito à transmissão ao conversor de freqüência 116. Basicamente, o modulador 115 pode ser do tipo em que o sinal sujeito à transmissão é modulado pelo menos em uma da amplitude, da freqüência e da fase, ou pode ser modulado em uma combinação arbitrária destas.

Por exemplo, no caso de modulação analógica, por exemplo, modulação da amplitude (AM) e modulação de vetor são disponíveis. Como a modulação de vetor, modulação de freqüência (FM) e modulação de fase (PM) são disponíveis. No caso de modulação digital, por exemplo, modulação por deslocamento de amplitude (ASK), modulação por deslocamento de freqüência (FSK), modulação por deslocamento de fase (PSK) e modulação por deslocamento de amplitude e fase (APSK), que modula a amplitude e a fase, são disponíveis. Como a modulação da amplitude e fase, modulação por amplitude de quadratura (QAM) é representativa.

Incidentemente, na presente modalidade, um método para modular apenas a amplitude pelo sinal sujeito à transmissão é adaptado nos termos do processamento MIMO.

O conversor de freqüência 116 converte a freqüência de um sinal sujeito à transmissão depois da modulação pelo modulador 115, para gerar um sinal elétrico de uma onda milimétrica, e supre o sinal elétrico da onda milimétrica ao amplificador 117. O sinal elétrico de uma onda milimétrica é um sinal elétrico com uma freqüência, substancialmente, em uma faixa de 30 GHz até 300 GHz. O motivo pelo qual o termo "substancialmente" é usado é que a freqüência pode ser qualquer freqüência com a qual um efeito de comunicação por onda milimétrica é obtido, e o limite inferior não é restrito a 30 GHz5 enquanto o limite superior não é restrito a 300 GHz.

Por exemplo, embora o conversor de freqüência 116 possa assumir várias configurações de circuito, ele pode ter uma configuração que inclui um circuito de mistura de freqüência, isto é, um circuito misturador, e um circuito de oscilação local. O circuito de oscilação local gera um portador a ser usado para modulação, isto é, um sinal portador ou portador de referência. O circuito de mistura de freqüência multiplica ou modula um portador na banda de onda milimétrica gerada pelo circuito de oscilação local por um sinal do conversor paralelo - serial 114, ou com ele, para gerar um sinal de modulação na banda de onda milimétrica, e supre o sinal de modulação ao amplificador 117.

O amplificador 117 amplifica um sinal elétrico de uma onda milimétrica depois da conversão de freqüência e supre o sinal elétrico amplificado ao acoplador do caminho de transmissão 108. O amplificador 117 é conectado no acoplador do caminho de transmissão bidirecional 108 através de um terminal de antena não mostrado.

O acoplador do caminho de transmissão 108 transmite um sinal de uma onda milimétrica gerado pela unidade de geração de sinal no lado da transmissão 110 ao caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9, e recebe um sinal de uma onda milimétrica do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9, e transmite o sinal de onda milimétrica recebido à unidade de geração de sinal no lado da recepção 120.

O acoplador do caminho de transmissão 108 é configurado a partir de uma unidade de acoplamento da antena. A unidade de acoplamento da antena configura um exemplo ou parte do acoplador do caminho de transmissão 108 ou unidade de acoplamento do sinal. A unidade de acoplamento da antena é, em um sentido estrito, um bloco que acopla um circuito eletrônico em um chip semicondutor e em uma antena disposta no interior ou no exterior do chip, e é, em um sentido amplo, um bloco que acopla sinal entre um chip semicondutor e o caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9. Por exemplo, a unidade de acoplamento da antena inclui pelo menos uma estrutura de antena. Adicionalmente, quando a multiplexação por divisão de tempo for aplicada na transmissão e na recepção, uma unidade de comutação da antena, isto é, uma unidade de compartilhamento da antena, é provida no acoplador do caminho de transmissão 108.

A estrutura de antena é uma estrutura na unidade de acoplamento até o caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9, e pode ser qualquer estrutura, apenas se ela acoplar um sinal elétrico na banda de onda milimétrica até o caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9, mas não significa uma antena propriamente dita. Por exemplo, a estrutura de antena é configurada incluindo um terminal de antena, uma linha de microfita e uma antena. Quando a unidade de comutação da antena for formada no mesmo chip, o terminal de antena, exceto a unidade de comutação da antena e a linha de microfita, configura o acoplador do caminho de transmissão 108.

A antena no lado da transmissão radia uma onda eletromagnética, com base em um sinal de uma onda milimétrica, ao caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9. Neste ínterim, a antena no lado da recepção recebe uma onda eletromagnética de uma onda milimétrica do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9. A linha de microfita interconecta o terminal de antena e a antena, e transmite um sinal de uma onda milimétrica no lado da transmissão do terminal de antena à antena, mas transmite um sinal de uma onda milimétrica no lado da recepção da antena ao terminal de antena. A unidade de comutação da antena é usada quando a antena for usada comumente para transmissão e recepção. Por exemplo, quando um sinal, de um sinal de onda milimétrica, precisar ser transmitido ao lado do segundo dispositivo de comunicação 200Y, que é a parte oposta, a unidade de comutação da antena conecta a antena na unidade de geração de sinal no lado da transmissão 110. Por outro lado, quando um sinal de uma onda milimétrica do segundo dispositivo de comunicação 200Y, que é a parte oposta, precisar ser recebido, a unidade de comutação da antena conecta a antena na unidade de geração de sinal no lado da recepção 120. Embora a unidade de comutação da antena seja provida separadamente do chip semicondutor 103 na placa 102, o local da unidade de comutação da antena não é limitado a este, mas a unidade de comutação da antena pode ser provida de outra forma no chip semicondutor 103. Quando antenas para transmissão e recepção forem providas separadamente uma da outra, a unidade de comutação da antena pode ser omitida.

A unidade de geração de sinal no lado da recepção 120 é conectada no acoplador do caminho de transmissão 108. A unidade de geração de sinal no lado da recepção 120 inclui o amplificador 124, o conversor de freqüência 125, o demodulador 126 e o conversor serial - paralelo 127, bem como uma unidade de processamento de unificação 128, a fim de realizar processamento de sinal para um sinal elétrico de uma onda milimétrica recebida pelo acoplador do caminho de transmissão 108, para gerar um sinal de saída. Percebe-se que o conversor de freqüência 125 e o demodulador 126 podem ser formados como uma unidade do tipo conversão direta.

O amplificador 124 no lado da recepção é conectado no acoplador do caminho de transmissão 108, e amplifica um sinal elétrico de uma onda milimétrica depois de recebido pela antena e supre o sinal elétrico amplificado ao conversor de freqüência 125. O conversor de freqüência 125 converte a freqüência do sinal elétrico amplificado da onda milimétrica e supre o sinal com freqüência convertida ao demodulador 126. O demodulador 126 demodula o sinal com freqüência convertida para adquirir um sinal de banda base e supre o sinal de banda base ao conversor serial - paralelo 127.

O conversor serial - paralelo 127 converte dados de recepção

seriais em dados de saída em paralelo e supre os dados de saída em paralelo à unidade funcional do LSI 104.

Quando o chip semicondutor 103 for configurado de uma maneira tal como exposto, sinais de entrada são sujeitos à conversão paralelo para serial, e um sinal serial resultante é transmitido ao chip semicondutor 203. Neste ínterim, um sinal de recepção do lado do chip semicondutor 203 é sujeito à conversão serial para paralelo. Consequentemente, o número de sinais de uma onda milimétrica sujeita à conversão é reduzido.

Quando a transmissão de sinal original entre o primeiro dispositivo de comunicação 100Y e o segundo dispositivo de comunicação 200Y for a transmissão serial, o conversor paralelo - serial 114 e o conversor serial - paralelo 127 não precisam ser providos.

Uma das características do sistema de transmissão sem fio IY da presente modalidade é que, no primeiro dispositivo de comunicação 100Y, um processador MIMO 603, usado comumente para todos os Nl canais, é provido entre o demodulador 126 e o conversor serial - paralelo 127 na unidade de geração de sinal no lado da recepção 120. Similarmente, no segundo dispositivo de comunicação 200Y, um processador MIMO 604, usado comumente para todos os N2 canais, é provido entre um demodulador 226 e um conversor serial - paralelo 227. Detalhes dos processadores MIMO 603 e 604 são descritos a seguir.

Embora a configuração básica seja aqui descrita, este é um mero exemplo, e a forma de acomodar a unidade de geração de sinal no lado da transmissão 110, a unidade de geração de sinal no lado da recepção 120, a unidade de geração de sinal no lado da transmissão 210 e a unidade de geração de sinal no lado da recepção 220 nos chips semicondutores 103 e 203, respectivamente, não é limitada àquela supradescrita em relação à figura 1. Por exemplo, o sistema pode ser configurado usando o chip semicondutor 103, que inclui apenas a unidade de geração de sinal 107 que acomoda um canal da unidade de geração de sinal no lado da transmissão 110 e da unidade de geração de sinal no lado da recepção 120, e o chip semicondutor 203, que inclui apenas uma unidade de geração de sinal 207 que acomoda um canal da unidade de geração de sinal no lado da transmissão 210 e da unidade de geração de sinal no lado da recepção 220. Adicionalmente, a unidade de geração de sinal no lado da transmissão 110, a unidade de geração de sinal no lado da recepção 120, a unidade de geração de sinal no lado da transmissão 210 e a unidade de geração de sinal no lado da recepção 220 podem ser acomodadas nos chips semicondutores individualmente diferentes 103 e 203 para configurar o sistema. Dependendo de tais modificações, o sistema pode ser configurado para satisfazer Nl= N2 = N.

As unidades funcionais que devem ser acomodadas nos chips semicondutores 103 e 203 não precisam ser acomodadas em um relacionamento pareado entre o lado do primeiro dispositivo de comunicação 100Y e o lado do segundo dispositivo de comunicação 200Y, mas podem ser acomodadas em uma combinação arbitrária. Por exemplo, o primeiro dispositivo de comunicação 100Y pode ser formado de maneira tal que as unidades funcionais para os Nl canais no lado da transmissão e os N2 canais no lado da recepção sejam acomodados em um chip, enquanto o lado do segundo dispositivo de comunicação 200Y é configurado de maneira tal que as unidades de geração de sinal no lado da transmissão 210 e as unidades de geração de sinal no lado da recepção 220 sejam acomodadas em tais chips semicondutores 203 diferentes um do outro.

Incidentemente, na presente modalidade, já que o processador MIMO 603 comum a todos os canais é provido entre o demodulador 126 e o conversor serial - paralelo 127 dos canais e o processador MIMO 604 comum a todos os canais é provido entre o demodulador 226 e o conversor serial - paralelo 227 dos canais, é preferível que o sistema de recepção use chips nos quais as unidades funcionais para os Nl canais e os N2 canais são acomodadas individualmente. Embora não seja excluído usar um chip para cada canal no sistema de recepção, neste caso, entre os chips para os canais individuais do sistema de recepção e o chip no qual os processadores MIMO 603 e 604 (que podem ser acomodados em um dos chips do sistema de recepção) são acomodados, linhas de fiação exteriores aos chips são exigidas, a fim de dispor os processadores MIMO 603 e 604 entre o demodulador 126 e o conversor serial - paralelo 127 ou entre o demodulador 226 e o conversor serial - paralelo 227.

Por outro lado, quanto ao sistema de transmissão, nenhuma tal restrição é aplicável e, portanto, não é um problema básico se unidades funcionais de uma pluralidade de canais forem acomodadas em um chip ou em chips individualmente diferentes. Entretanto, preferivelmente, unidades funcionais de uma pluralidade de canais são acomodadas em um chip, a fim de usar uma freqüência comum ou a mesma freqüência para sinais portadores de diferentes canais.

As freqüências portadoras dos canais podem ser iguais umas às outras ou diferentes uma das outras. Por exemplo, quando um caminho de transmissão dielétrica ou um guia de onda oco for usado, já que uma onda milimétrica é confinada no interior deles, interferência da onda milimétrica pode ser impedida. Portanto, não há problema mesmo se a mesma freqüência for usada. Por outro lado, no caso de um caminho de transmissão de espaço livre, se caminhos de transmissão de espaço da freqüência forem espaçados uns dos outros em uma certa distância, então, não há problema se a mesma freqüência for usada. Entretanto, quando caminhos de transmissão de espaço da freqüência forem espaçados, mas em uma pequena distância, diferentes freqüências devem ser usadas. Entretanto, a fim de realizar efetivamente processamento MIMO ou minimizar a escala de circuito da unidade funcional de demodulação no lado da recepção, preferivelmente, uma freqüência portadora comum é usada, independente da forma do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9, isto é, mesmo quando o caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 for um caminho de transmissão de espaço livre.

Por exemplo, a fim de implementar comunicação bidirecional, multiplexação por divisão de tempo e multiplexação por divisão de freqüência são disponíveis, além da multiplexação por divisão de espaço. Como um método para implementar transmissão e recepção de dados usando o caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 de um canal, um de um método semiduplex, em que a transmissão e a recepção são comutadas pela multiplexação por divisão de tempo, e de um método duplex completo, em que a transmissão e a recepção são realizadas simultaneamente pela multiplexação por divisão de freqüência, é adotado.

Entretanto, a multiplexação por divisão de tempo tem um problema em que a transmissão e a recepção não podem ser realizadas concorrentemente. Adicionalmente, da forma vista nas figuras 2A até 2C, a multiplexação por divisão de freqüência tem um problema em que o caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 deve ter uma grande largura de banda de freqüência.

Ao contrário, no sistema de transmissão sem fio IY da presente modalidade, no qual a multiplexação por divisão de espaço é aplicada, o mesmo ajuste de freqüência portadora pode ser aplicado em uma pluralidade de canais de transmissão de sinal, isto é, em uma pluralidade de canais. Consequentemente, é facilitado reutilizar freqüências portadoras, isto é, usar a mesma freqüência para uma pluralidade de canais. Mesmo se o caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 não tiver uma grande largura de banda, transmissão e recepção de sinais pode ser implementada simultaneamente. Se uma pluralidade de canais de transmissão for usada na mesma direção e a mesma banda de freqüência for usada ao mesmo tempo, então, aumento da velocidade da comunicação pode ser alcançado.

Quando os caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 dos N canais forem usados para N (N = Nl = N2) sinais de banda base, a fim de alcançar transmissão e recepção bidirecional, multiplexação por divisão de tempo ou multiplexação por divisão de freqüência devem ser aplicadas na transmissão e na recepção. Ao contrário, na aplicação da multiplexação por divisão de espaço, os caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 dos 2N canais são usados e, portanto, também, quanto à transmissão e à recepção bidirecional, transmissão pode ser realizada usando os caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 de diferentes canais, isto é, usando os caminhos de transmissão que são completamente independentes uns dos outros. Em resumo, quando N sinais sujeitos à comunicação na banda de onda milimétrica forem usados para transmissão e recepção, mesmo se um processo de multiplexação, tais como multiplexação por divisão de tempo, multiplexação por divisão de freqüência ou multiplexação por divisão de código, não for realizado, os N diferentes sinais podem ser transmitidos através dos caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica individuais 9 dos 2N canais.

[Segundo Dispositivo de Comunicação]

O segundo dispositivo de comunicação 200Y inclui uma configuração funcional, no geral, similar àquela do primeiro dispositivo de comunicação 100Y. Cada uma das unidades funcionais do segundo dispositivo de comunicação 200Y é denotada por um número de referência de duas centenas, e uma unidade funcional similar àquela do primeiro dispositivo de comunicação IOOY é denotada por um número de referência que inclui dígitos nas dezenas e nas unidades iguais àqueles do primeiro dispositivo de comunicação 100Y. Uma unidade de transmissão é formada por uma unidade de geração de sinal no lado da transmissão 210 e um acoplador do caminho de transmissão 208, e uma unidade de recepção é formada por uma unidade de geração de sinal no lado da recepção 220 e o acoplador do caminho de transmissão 208.

Uma unidade funcional do LSI 204 realiza controle de aplicação principal do segundo dispositivo de comunicação 200Y e inclui, por exemplo, um circuito para processar vários sinais a ser transmitidos à parte oposta e um outro circuito para processar vários sinais recebidos da parte oposta.

[Conexão e Operação]

Uma técnica de conversão de freqüência e de transmissão de um sinal de entrada é usada, no geral, na difusão e na comunicação sem fio. Em tais aplicações, são usados transmissores, receptores e congêneres comparativamente complicados que podem lidar com problemas tais como a) em qual faixa a comunicação pode ser realizada (problema da razão S/N, considerando ruído térmico), β) como lidar com reflexo e transmissão multicaminhos e γ) como suprimir perturbação e interferência com outros canais. Ao contrário, as unidades de geração de sinal 107 e 207 usadas na presente configuração são usadas na banda de onda milimétrica, que é uma banda de freqüência superior em relação às freqüências usadas em transmissores e receptores complicados usados popularmente na difusão e na comunicação sem fio. Assim, já que o comprimento de onda λ é pequeno, freqüências podem ser prontamente reutilizadas e, portanto, geradores de sinal adequados para comunicação entre muitos dispositivos posicionados nas vizinhanças uns dos outros são usados.

Com a presente configuração, transmissão de sinal é realizada usando a banda de onda milimétrica, da forma supradescrita, para lidar de forma flexível com transmissão em alta velocidade e transmissão de dados em grande quantidade, diferente de uma interface de sinal existente que utiliza linhas de fiação elétrica. Por exemplo, apenas sinais para os quais transmissão em alta velocidade ou transmissão de dados em grande quantidade são exigidas são sujeitos à comunicação na banda de onda milimétrica. Dependendo da configuração do sistema, os dispositivos de comunicação IOOY e 200Y incluem uma interface por linhas de fiação elétrica existentes, isto é, uma interface por um terminal e um conector, para sinais para transmissão em baixa velocidade ou transmissão de dados em pequena quantidade ou para fonte de alimentação.

A unidade de geração de sinal 107 realiza processamento de sinal para sinais de entrada inseridos a partir da unidade funcional do LSI 104, para gerar um sinal de uma onda milimétrica. A unidade de geração de sinal 107 é conectada no acoplador do caminho de transmissão 108 por um caminho de transmissão, tais como, por exemplo, uma linha de microfita, uma linha de fita, uma linha coplanar ou uma linha de fenda, de maneira tal que o sinal gerado de uma onda milimétrica seja suprido ao caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 através do acoplador do caminho de transmissão 108.

O acoplador do caminho de transmissão 108 tem uma estrutura de antena e tem uma função de converter um sinal de uma onda milimétrica transmitido em uma onda eletromagnética e de sinalizar a onda eletromagnética. O acoplador do caminho de transmissão 108 é acoplado no caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9, de maneira tal que uma onda eletromagnética convertida pelo acoplador do caminho de transmissão 108 seja suprida a uma parte de extremidade do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9. O acoplador do caminho de transmissão 208 no lado do segundo dispositivo de comunicação 200Y é acoplado na outra extremidade do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9. Já que o caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 é provido entre o acoplador do caminho de transmissão 108 do lado do primeiro dispositivo de comunicação 100Y e o acoplador do caminho de transmissão 208 do lado do segundo dispositivo de comunicação 200Y, uma onda eletromagnética na banda de onda milimétrica é propagada para o caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9.

O acoplador do caminho de transmissão 208 do lado do segundo dispositivo de comunicação 200Y é conectado no caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9. O acoplador do caminho de transmissão 208 recebe uma onda eletromagnética transmitida para a outra extremidade do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9, converte a onda eletromagnética em um sinal da banda milimétrica e supre o sinal da banda milimétrica à unidade de geração de sinal 207, que é uma unidade de geração de sinal da banda base. A unidade de geração de sinal 207 realiza processamento de sinal para o sinal da onda milimétrica convertido, para gerar um sinal de saída, isto é, um sinal de banda base, e supre o sinal de saída gerado à unidade funcional do LSI 204.

Embora, na descrição exposta, a transmissão de sinal seja realizada do primeiro dispositivo de comunicação 100Y para o segundo dispositivo de comunicação 200Y, também, a transmissão de sinal da unidade funcional do LSI 204 do segundo dispositivo de comunicação 200Y para o primeiro dispositivo de comunicação 100Y é realizada similarmente. Assim, um sinal de uma onda milimétrica pode ser transmitido bidirecionalmente.

Aqui, em comparação com o sistema de transmissão sem fio IY da configuração básica, um sistema de transmissão de sinal que realiza transmissão de sinal através de uma linha de fiação elétrica tem os seguintes problemas.

i) Embora transmissão de dados em grande quantidade e transmissão em alta velocidade dos dados em transmissão sejam demandadas, há uma limitação à velocidade de transmissão e à capacidade de transmissão de uma linha de fiação elétrica.

ii) Parece uma contramedida possível, a fim de lidar com o problema de alcançar a transmissão em alta velocidade dos dados em transmissão, aumentar o número de linhas de fiação para alcançar transmissão em paralelo dos dados em transmissão, ainda reduzindo a velocidade de transmissão por uma linha de sinal. Entretanto, esta contramedida aumenta o número de terminais de entrada e de saída. Em decorrência disto, complexidade de uma placa de circuito impresso e de um esquema de fiação de cabo, aumento do tamanho físico de uma unidade conectora e de uma interface elétrica, e assim por diante são exigidos. Isto complica a forma dos elementos mencionados, resultando em problemas tais como de deterioração da confiabilidade do elemento e aumento do custo.

Λ

iii) A medida que a largura de banda da banda de freqüência de um sinal de banda base aumenta juntamente com o significativo aumento da quantidade de informação das imagens de filme ou das imagens de computador, o problema de EMC (compatibilidade eletromagnética) se torna adicionalmente tangível. Por exemplo, quando uma linha de fiação elétrica for usada, a linha de fiação serve como uma antena, e um sinal correspondente a uma freqüência de sintonia da antena sofre interferência. Adicionalmente, reflexo ou ressonância ocasionados pela divergência de impedância de uma linha de fiação se tornam uma causa de radiação desnecessária. Já que uma contramedida contra tais problemas é tomada, a configuração de um aparelho eletrônico é complicada.

iv) Além da EMC, se existir reflexo, então, também, um erro de transmissão ocasionado pela interferência entre símbolos no lado da recepção ou um erro de transmissão pelo salto de perturbação se tornam um problema.

Neste ínterim, o sistema de transmissão sem fio IY da configuração básica não usa uma linha de fiação elétrica, mas uma onda milimétrica, para realizar a transmissão de sinal. Um sinal a ser transmitido da unidade funcional do LSI 104 à unidade funcional do LSI 204 é convertido em um sinal de onda milimétrica, que é transmitido através do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 entre os acopladores do caminho de transmissão 108 e 208.

Já que a transmissão da onda milimétrica de sinal é transmissão sem fio, não há necessidade de se preocupar com a forma da linha de fiação ou com a posição de um conector e, portanto, o problema da restrição ao esquema não ocorre muito freqüentemente. Já que uma linha de fiação e um terminal para um sinal cuja transmissão mudou para transmissão de sinal por uma onda milimétrica podem ser omitidos, o problema de EMC é eliminado. No geral já que os dispositivos de comunicação 100Y e 200Y não incluem nenhuma outra unidade funcional que usa uma freqüência da banda de onda milimétrica, uma contramedida contra EMC pode ser prontamente implementada.

Já que a transmissão entre o primeiro dispositivo de comunicação 100Y e o segundo dispositivo de comunicação 200Y é transmissão sem fio em um estado no qual eles ficam posicionados proximamente um em relação ao outro e, portanto, é transmissão de sinal entre posições fixas ou em um relacionamento posicionai conhecido, as seguintes vantagens são alcançadas.

1) E fácil desenhar apropriadamente uma estrutura de canal de propagação ou de guia de onda entre o lado da transmissão e o lado da recepção.

2) Pelo desenho de uma estrutura dielétrica dos acopladores do caminho de transmissão para confinar o lado da transmissão e o lado da recepção juntamente com um canal de propagação, isto é, a estrutura do guia de onda do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9, boa transmissão de alta confiabilidade pode ser alcançada pela transmissão no espaço livre.

3) Já que, também, controle de um controlador para gerenciar transmissão sem fio, que corresponde à unidade funcional do LSI 104 na presente modalidade, não precisa ser realizado tão dinamicamente, adaptativamente ou freqüentemente quanto é realizado pela comunicação sem fio geral, o sobreprocessamento do controle pode ser reduzido em relação àquele da comunicação sem fio geral. Em decorrência disto, miniaturização, redução no consumo de energia e aumento na velocidade podem ser percebidos.

4) Se, mediante produção ou desenho, o ambiente da transmissão sem fio for calibrado para captar uma dispersão e congêneres de cada produto individual, então, comunicação de alta qualidade pode ser percebida pela referência aos dados da dispersão e congêneres para realizar a transmissão.

5) Mesmo se existir reflexo, já que este é um reflexo fixo, uma influência do reflexo pode ser prontamente eliminada por um pequeno equalizador no lado da recepção. Também, o ajuste do equalizador pode ser realizado pelo controle pré-ajustado ou estático, e pode ser prontamente implementado.

Adicionalmente, já que é usada a comunicação sem fio na banda de onda milimétrica, na qual o comprimento de onda é pequeno, as seguintes vantagens podem ser percebidas.

a) Já que uma grande largura de banda de comunicação pode ser garantida pela comunicação por onda milimétrica, é possível usar uma alta taxa de dados simplesmente.

b) A freqüência a ser usada para transmissão pode ser espaçada para longe de uma freqüência para um diferente processo do sinal de banda base e, portanto, é menos provável que ocorra interferência na freqüência entre uma onda milimétrica e um sinal de banda base.

c) Já que comprimentos de onda na banda de onda milimétrica são pequenos, a antena e a estrutura do guia de onda que dependem do comprimento de onda podem ser feitas pequenas. Além do mais, já que a atenuação da distância é grande e a difração é pequena, blindagem eletromagnética pode ser prontamente realizada.

d) Uma onda milimétrica pode ser prontamente bloqueada e impedida de vazar para o exterior, particularmente, para transmissão de sinal entre posições fixas ou em um relacionamento posicionai conhecido.

Embora, na descrição da presente modalidade, um sistema que realiza comunicação na banda de onda milimétrica seja descrito como um exemplo do sistema de transmissão sem fio, a faixa de aplicação deste não é limitada a um sistema que usa a banda de onda milimétrica para comunicação. Comunicação em uma banda de freqüência inferior à banda de onda milimétrica ou, inversamente, superior à banda de onda milimétrica pode ser aplicada alternativamente. Por exemplo, a banda de onda de micro-onda pode ser aplicada. Entretanto, quando um processo MIMO, isto é, um processo de cálculo da matriz inversa, for adotado para transmissão de sinal em um alojamento ou na transmissão de sinal entre diferentes aparelhos, considera-se mais efetivo usar a banda de onda milimétrica, cujo comprimento de onda não é excessivamente longo nem excessivamente curto, em um relacionamento entre o tamanho de vários elementos e o comprimento de onda.

<Técnica de Aplicação da Multiplexação por Divisão de

Espaço>

As figuras 3A e 3B ilustram condições apropriadas, isto é, condições de aplicação da "multiplexação por divisão de espaço" adotadas na presente modalidade. As figuras 4A até 4F mostram um esboço de uma estrutura do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 para aplicar a "multiplexação por divisão de espaço". [Condições Apropriadas da Multiplexação por Divisão de

Espaço]

As figuras 3A e 3B ilustram, particularmente, uma maneira de ajustar as condições apropriadas quando a multiplexação por divisão de espaço for aplicada. Por exemplo, a perda de propagação L de um espaço livre pode ser representada por "L

[dB] = IOlog10 ((4πά / λ)ζ) ... (A)", da forma vista na fórmula I, em que d é a distância e λ é o comprimento de onda. L [dB] - 10 logi0(4. d/, f.

L [dB]=10 Iog10((* d/· )2) —(A} d2/d1 = 10(DU/zo) -(B)

Fórmula I

Dois tipos de multiplexação por divisão de espaço são considerados, da forma vista nas figuras 3A e 3B. Nas figuras 3A e 3B, o transmissor é representado por "TX" e o receptor é representado por "RX". O caractere de referência "_100" representa o lado do primeiro dispositivo de comunicação 100Y e "_200" representa o lado do segundo dispositivo de comunicação 200Y. Em relação à figura 3A, o primeiro dispositivo de comunicação 100Y inclui dois canais de transmissores TX_100_1 e TX_100_2, e o segundo dispositivo de comunicação 200Y inclui dois canais de receptores RX_200_1 e RX_200_2. Em particular, a transmissão de sinal do lado do primeiro dispositivo de comunicação 100Y ao lado do segundo dispositivo de comunicação 200Y é realizada entre o transmissor TX_100_1 e o receptor RX_200__1 e entre o transmissor TX_100_2 e o receptor RX_200_2. Em outras palavras, a transmissão de sinal do lado do primeiro dispositivo de comunicação 100Y ao lado do segundo dispositivo de comunicação 200Y é realizada através dos dois canais.

Neste ínterim, em relação à figura 3B, o primeiro dispositivo de comunicação IOOY inclui um transmissor TX_100 e um receptor RX_100, enquanto o segundo dispositivo de comunicação 200Y inclui um transmissor TX_200 e um receptor RX_200. Em particular, a transmissão de sinal do lado do primeiro dispositivo de comunicação IOOY ao lado do segundo dispositivo de comunicação 200Y é realizada entre o transmissor TX_100 e o receptor RX 200, e a transmissão de sinal do lado do segundo dispositivo de comunicação 200Y ao lado do primeiro dispositivo de comunicação 100Y é realizada entre o transmissor TX_200 e o receptor RX_100. Diferentes canais são usados para transmissão e recepção, e a transmissão (TX) e a recepção (RX) de dados em ambos os aparelhos podem ser realizadas pela transmissão duplex completa.

O relacionamento entre uma distância interantenas di e uma distância do canal espacial d2, particularmente, uma distância de espaço entre caminhos de transmissão no espaço livre 9B, necessária para obter um DU [dB] necessário, isto é, uma razão necessária entre uma onda desejada e uma onda desnecessária, quando uma antena sem diretividade for dada, é definido, a partir da expressão (A), por "d2/di = ioDU/20 ... (B)".

Por exemplo, se DU = 20 dB, então, d2 / di = 10, e a distância do canal espacial d2 deve ser tão longa quanto dez vezes a distância interantenas di. Já que, usualmente, uma antena tem alguma diretividade, mesmo no caso dos caminhos de transmissão no espaço livre 9B, a distância do canal espacial d2 pode ser ajustada mais curta.

Por exemplo, se a distância até uma antena da parte oposta de comunicação for curta, então, a energia de transmissão para as antenas pode ser reduzida. Se a energia de transmissão for suficientemente baixa e um par de antenas puder ser instalado em posições suficientemente espaçadas umas das outras, então, interferência entre as antenas pareadas pode ser suficientemente reduzida. Particularmente, na comunicação por onda milimétrica, já que o comprimento de onda de uma onda milimétrica é curto, a atenuação da distância é grande e, também, a difração é pequena e, portanto, multiplexação por divisão de espaço pode ser prontamente implementada. Por exemplo, mesmo com os caminhos de transmissão no espaço livre 9B, a distância do canal espacial d2, isto é, a distância de espaço entre os caminhos de transmissão no espaço livre 9B, pode ser ajustada menor que dez vezes a distância interantenas d].

No caso de um caminho de transmissão dielétrica ou de um guia de onda oco com uma estrutura de confinamento da onda milimétrica, já que uma onda milimétrica pode ser transmitida enquanto está confinada no interior, a distância do canal espacial d2, isto é, a distância de espaço entre os caminhos de transmissão no espaço livre, pode ser ajustada mais curta que dez vezes a distância interantenas d|. Particularmente, ao contrário dos caminhos de transmissão no espaço livre 9B, a distância do canal pode ser adicionalmente reduzida.

[Exemplos da Estrutura do Caminho de Transmissão do Sinal de Onda Milimétrica para a Multiplexação por Divisão de Espaço]

As figuras 4A até 4F mostram diversos exemplos da estrutura do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica para a multiplexação por divisão de espaço. Quando se pretender aumentar o número de canais de transmissão, quando a multiplexação por divisão de espaço não for aplicada, parece ser uma idéia possível, por exemplo, aplicar multiplexação por divisão de freqüência para usar diferentes freqüências portadoras entre diferentes canais. Entretanto, se a multiplexação por divisão de espaço for aplicada, então, mesmo se a mesma freqüência portadora for usada, transmissão simultânea de sinal pode ser realizada sem ser influenciada por interferência.

Em particular, a "multiplexação por divisão de espaço" pode ser alcançada usando qualquer configuração apenas se uma pluralidade de canais de caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica independentes 9 for formada em um espaço tridimensional através do qual um sinal de onda milimétrica ou uma onda eletromagnética podem ser transmitidos. Assim, a configuração não é limitada à configuração específica, em que uma pluralidade de canais de caminhos de transmissão no espaço livre 9B é formada em um espaço livre, de maneira tal que eles fiquem espaçados um do outro em uma distância na qual não ocorre interferência (consulte a figura 4A).

Por exemplo, da forma vista na figura 4B, quando uma pluralidade de canais de caminhos de transmissão no espaço livre 9B for provida em um espaço livre, uma estrutura para perturbar a propagação de uma onda de rádio, isto é, um corpo de bloqueio da onda milimétrica MX, pode ser arranjada entre cada canal de transmissão adjacente dos canais de transmissão, a fim de suprimir a interferência entre os canais de transmissão. O corpo de bloqueio da onda milimétrica MX pode ser ou pode não ser um condutor.

Cada um dos diversos canais dos caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 pode ser configurado como um caminho de transmissão de espaço livre 9B, de maneira tal que um sinal se propague, por exemplo, em um espaço em um alojamento. Entretanto, um espaço livre não é necessariamente exigido, mas uma estrutura de confinamento da onda milimétrica pode ser usada em vez disto. Preferivelmente, a estrutura de confinamento da onda milimétrica é formada a partir de uma estrutura do guia de onda de um tubo do guia de onda, de um caminho de transmissão, de uma linha dielétrica ou do interior de um elemento dielétrico, de maneira tal que ela tenha uma característica de transmissão eficiente de uma onda eletromagnética na banda de onda milimétrica.

Por exemplo, pode ser adotado um caminho de transmissão dielétrica 9A como este, da forma vista na figura 4C, que é configurado incluindo um material dielétrico com uma constante dielétrica relativa em uma faixa fixa e uma tangente da perda dielétrica em uma faixa fixa. Por exemplo, se um material dielétrico for preenchido em todo o alojamento, então, caminhos de transmissão não no espaço livre, mas, caminhos de transmissão dielétrica 9A ficam dispostos entre o acoplador do caminho de transmissão 108 e o acoplador do caminho de transmissão 208. Ou, o caminho de transmissão dielétrica 9A pode ser configurado pela conexão da antena do acoplador do caminho de transmissão 108 e da antena do acoplador do caminho de transmissão 208 uma na outra por uma linha dielétrica, que é um elemento de linha formado a partir de um material dielétrico e com um certo diâmetro.

A "faixa fixa" pode ser qualquer faixa da constante dielétrica relativa ou da tangente da perda dielétrica na qual um efeito da presente configuração pode ser alcançado, e a constante dielétrica relativa ou a tangente da perda dielétrica podem ter um valor nesta faixa. Em resumo, o material dielétrico pode ser qualquer material que pode transmitir uma onda milimétrica e tem uma característica com a qual o efeito da presente configuração pode ser alcançado. Já que o efeito da presente configuração não se baseia apenas no próprio material dielétrico, mas diz respeito, também, ao comprimento do caminho de transmissão ou à freqüência da onda milimétrica, a constante dielétrica relativa ou a tangente da perda dielétrica não podem ser, necessariamente, determinadas definitivamente. Entretanto, como um exemplo, elas podem ser determinadas da seguinte maneira.

A fim de permitir que um sinal de uma onda milimétrica seja transmitido em alta velocidade no caminho de transmissão dielétrica 9A, preferivelmente, a constante dielétrica relativa do material dielétrico é de aproximadamente 2 até 10, e, mais preferivelmente, é de aproximadamente 3 até 6 e, preferivelmente, a constante de perda dielétrica do material dielétrico é de 0,00001 até 0,01, mais preferivelmente, é de aproximadamente 0,00001 até 0,001. Como o material dielétrico que satisfaz tais condições dadas anteriormente, materiais com base em resina acrílica, com base em resina uretano, com base em resina epóxi, com base em silicone, com base em poliimida e com base em cianoacrilato são disponíveis. A menos que de outra forma especificada, tais faixas da constante dielétrica relativa e da constante de perda dielétrica do material dielétrico dadas anteriormente são aplicadas similarmente na presente configuração.

Quando o caminho de transmissão dielétrica 9A for configurado em uma estrutura de confinamento da onda milimétrica, um elemento de blindagem dielétrica de um elemento de metal ou congêneres para suprimir radiação externa de um sinal de onda milimétrica, isto é, um corpo de bloqueio da onda milimétrica MY5 pode ser provido em uma periferia externa do caminho de transmissão dielétrica 9A, da forma vista na figura 4D, para suprimir a radiação externa de uma onda milimétrica. Preferivelmente, o corpo de bloqueio da onda milimétrica MY é ajustado em um potencial fixo tal como, por exemplo, o potencial da terra, na placa de circuito. Quando o corpo de bloqueio da onda milimétrica MY for formado a partir de um condutor, um desempenho de blindagem pode ser garantido com um maior grau de segurança do que quando o corpo de bloqueio da onda milimétrica MY não for formado a partir de um condutor.

Como um outro exemplo da estrutura de confinamento da onda milimétrica, um guia de onda oco 9L, que circunda ao redor de uma periferia externa desta por um elemento de blindagem e tem uma estrutura oca, pode ser usado. Por exemplo, da forma vista na figura 4E, o guia de onda oco 9L é estruturado de maneira tal que ele circunde ao redor de uma periferia externa deste por um condutor MZ, que é um exemplo de um elemento de blindagem e é oco. O condutor MZ circundante pode ser provido em qualquer uma das duas placas dispostas em um relacionamento de oposição uma em relação à outra. A perda de propagação L entre o condutor MZ circundante e uma das placas, mais particularmente, o comprimento de uma folga de uma extremidade do condutor MZ até a placa oposta, é ajustada em um valor suficientemente baixo, em comparação com o comprimento de onda da onda milimétrica. Quando o elemento de blindagem circundante for formado como o condutor MZ, o desempenho de blindagem pode ser garantido com um maior grau de segurança do que quando ele não for formado a partir de um condutor.

Se as figuras 4B e 4E forem comparadas uma com a outra, então, o guia de onda oco 9L tem uma estrutura similar ao caminho de transmissão de espaço livre 9B, em que o corpo de bloqueio da onda milimétrica MX fica disposto no caminho de transmissão de espaço livre 9B, mas é diferente do caminho de transmissão de espaço livre 9B, em que o condutor MZ, que é um exemplo de um elemento de blindagem da onda milimétrica, é provido de uma maneira tal para circundar a antena. Já que o interior do condutor MZ é oco, não há necessidade de usar um material dielétrico, e o caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 pode ser configurado simples e prontamente com baixo custo. Preferivelmente, o condutor MZ é ajustado em um potencial fixo tal como, por exemplo, o potencial da terra na placa.

A configuração do guia de onda oco 9L não é limitada àquela em que um confinamento é formado a partir do condutor MZ na placa, mas o guia de onda oco 9L pode ser configurado de maneira tal que um furo, que pode ser ou pode não ser um furo passante, seja formado em uma placa bastante espessa, de maneira tal que a face da parede do furo seja utilizada como o confinamento, da forma vista na figura 4F. O furo pode ter uma forma seccional arbitrária, tais como uma forma circular, uma forma triangular ou uma forma quadrangular. Neste caso, a placa funciona como um elemento de blindagem. O furo pode ser formado em uma ou em ambas as placas do par de placas dispostas em um relacionamento de oposição uma em relação à outra. A parede lateral do furo pode ser ou pode não ser coberta com um elemento dielétrico. Quando o furo for formado como um furo passante, uma antena deve ficar disposta na face posterior de um chip semicondutor, ou nela ser anexada. Quando o furo não for formado como um furo passante, mas como um furo assentado ou cego, uma antena deve ser instalada na base do furo.

Já que o caminho de transmissão dielétrica 9A e o guia de onda oco 9L confinam uma onda milimétrica, pelo confinamento desta, eles podem alcançar tais vantagens, em que uma onda milimétrica pode ser eficientemente transmitida com perda comparativamente baixa, a radiação externa de uma onda milimétrica é suprimida e uma contramedida da EMC pode ser tomada de forma comparativamente fácil.

Como um exemplo adicional da estrutura de confinamento da onda milimétrica, quando um espaço tridimensional que pode transmitir um sinal de onda milimétrica, que é um sinal eletromagnético, for configurado a partir de um material dielétrico, que é uma entidade, uma pluralidade de canais de caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica independentes 9, particularmente, dos caminhos de transmissão dielétrica 9A (similarmente, isto se aplica neste parágrafo), é formada no material dielétrico. Por exemplo, parece ser uma idéia possível configurar um circuito impresso, no qual partes do circuito eletrônico são montadas, a partir de um material dielétrico e usar o circuito impresso como um caminho de transmissão dielétrica 9A. Neste caso, parece ser uma idéia possível formar uma pluralidade de caminhos de transmissão dielétrica 9A independentes na placa.

Quando a multiplexação por divisão de espaço for aplicada, parece ser uma idéia possível adotar uma configuração do sistema que inclui vários tipos de caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica 9, que são combinados de maneira tal que um dos caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 seja formado como o caminho de transmissão de espaço livre 9B e um outro dos caminhos de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 seja formado para ter uma estrutura de confinamento da onda milimétrica, como o caminho de transmissão dielétrica 9A ou o guia de onda oco 9L.

<Modulação e Demodulação>

As figuras 5A e 5B mostram um exemplo de configuração de uma unidade funcional de modulação e de uma unidade funcional de demodulação no canal de processamento da comunicação.

[Unidade Funcional de Modulação]

A figura 5A mostra uma configuração de uma unidade funcional de modulação 8300 provida no lado da transmissão. Um sinal sujeito a uma transmissão, por exemplo, um sinal de imagem de 12 bits, é convertido pelo conversor paralelo - serial 114 em uma seqüência de dados seriais em alta velocidade e suprido à unidade funcional de modulação 8300.

A unidade funcional de modulação 8300 pode adotar várias configurações de circuito de acordo com o método de modulação. Entretanto, por exemplo, se um método para modular apenas a amplitude for adotado, então, a unidade funcional de modulação 8300X deve ser configurada de maneira tal que ela inclua um misturador de freqüência 8302 e um oscilador local no lado da transmissão 8304.

O oscilador local no lado da transmissão 8304, que serve como uma primeira unidade de geração do sinal portador, gera um sinal portador a ser usado para modulação, isto é, um sinal portador de modulação. O misturador de freqüência 8302, que serve como um primeiro conversor de freqüência, multiplica ou modula um portador na banda de onda milimétrica gerada pelo oscilador local no lado da transmissão 8304 por um sinal proveniente de um conversor paralelo - serial 8114, que corresponde ao conversor paralelo - serial 114, ou com ele, para gerar um sinal de modulação na banda de onda milimétrica. O sinal de modulação é suprido a um amplificador 8117, que corresponde ao amplificador 117. O sinal de modulação é amplificado pelo amplificador 8117 e radiado a partir de uma antena 8136. [Unidade Funcional de Demodulação]

As figuras 5B e 5 C mostram uma configuração de uma unidade funcional de demodulação 8400X provida no lado da recepção. Embora a unidade funcional de demodulação 8400 possa ter várias configurações de circuito em uma faixa correspondente ao método de modulação no lado da transmissão, aqui, considera-se que a unidade funcional de demodulação 8400 adota um método aplicado quando apenas a amplitude for modulada para corresponder à descrição da unidade funcional de modulação 8300 dada anteriormente.

Da forma vista na figura 5B, a unidade funcional de demodulação 8400 do primeiro exemplo inclui um misturador de freqüência 8402 ou circuito misturador do tipo 2 entradas como um exemplo de um circuito de detecção de amplitude 8403 e usa um circuito de detecção de lei quadrática a partir do qual uma saída de detecção, que aumenta em proporção ao quadrado da amplitude de um envelope de um sinal de onda milimétrica recebido, pode ser obtida.

Um processador de filtro 8410, uma unidade de recuperação do relógio 8420, que é uma unidade de recuperação de dados do relógio (CDR), e um conversor serial - paralelo (S-P) 8127, que corresponde ao conversor serial - paralelo 127, são providos, no estágio seguinte, ao misturador de freqüência 8402. O processador de filtro 8410 inclui, por exemplo, um filtro passa baixa (LPF).

Um sinal de recepção da onda milimétrica recebido por uma antena 8236 é inserido em um amplificador 8224 do tipo ganho variável, que corresponde ao amplificador 224 e pelo qual o ajuste da amplitude é realizado para o sinal de recepção da onda milimétrica. Um sinal de saída do amplificador 8224 é suprido à unidade funcional de demodulação 8400. Em particular, o sinal de recepção com amplitude ajustada do amplificador 8224 é inserido simultaneamente nos dois terminais de entrada do misturador de freqüência 8402, pelo qual um sinal quadrado é gerado. O sinal quadrado é suprido ao processador de filtro 8410. O filtro passa baixa do processador de filtro 8410 remove componentes de alta freqüência do sinal quadrado gerado pelo misturador de freqüência 8402, para gerar uma forma de onda do sinal de entrada enviado a partir do lado da transmissão, isto é, um sinal de banda base. O sinal de banda base é suprido à unidade de recuperação do relógio 8420.

O processador de filtro 8410 (CDR) recupera um relógio de amostragem com base no sinal de banda base e amostra o sinal de banda base com o relógio de amostragem recuperado para gerar uma seqüência de dados de recepção. A seqüência de dados de recepção gerada é suprida a um conversor serial - paralelo 8227 (S-P), pelo qual sinais paralelos, por exemplo, um sinal de imagem de 12 bits, são recuperados. Embora vários métodos sejam disponíveis para recuperação de relógio, por exemplo, um método de sincronismo de símbolo é adotado.

Percebe-se que parece ser uma idéia possível que o circuito de detecção de amplitude 8403 seja configurado usando um simples circuito de detecção de envelope que não tem uma característica de lei quadrática no lugar do circuito de detecção de lei quadrática, como no caso do segundo exemplo mostrado na figura 5C. O circuito de detecção de envelope tem uma vantagem, em que ele não tem um problema de filtragem secundária de uma característica de entrada - saída, embora tal filtragem secundária se preocupe com o circuito de detecção quadrática baixa.

As figuras 6A até 6D ilustram um mecanismo básico para alcançar a moderação de uma contramedida de interferência no relacionamento entre a transmissão multicanais e a multiplexação por divisão de espaço. Como uma das técnicas para alcançar transmissão multicanais, parece ser uma idéia possível aplicar multiplexação por divisão de espaço, da forma supradescrita em relação às figuras 1 até 4F. Entretanto, também parece ser uma idéia possível usar diferentes freqüências portadoras entre pares de transmissão e recepção de comunicação. Isto é, transmissão multicanais pode ser implementada por uma multiplexação por divisão de freqüência. Transmissão bidirecional duplex completa também pode ser prontamente implementada se diferentes freqüências portadoras forem usadas e também é possível implementar uma situação na qual uma pluralidade de chips semicondutores (tais como um conjunto da unidade de geração de sinal no lado da transmissão 110 e da unidade de geração de sinal no lado da recepção 220 e um conjunto da unidade de geração de sinal no lado da transmissão 210 e da unidade de geração de sinal no lado da recepção 120) comunicam independentemente uns com os outros em um alojamento de um aparelho eletrônico.

[Problemas]

Entretanto, se uma configuração multicanais for adotada com base na multiplexação por divisão de freqüência desta maneira, então, como pode-se perceber a partir da descrição da multiplexação de freqüência dada anteriormente em relação às figuras 2A até 2E, há a necessidade de garantir uma banda de uso consideravelmente grande para todo o caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9. Isto ocasiona um problema em um caminho de transmissão, cuja largura de banda é limitada, como o caminho de transmissão dielétrica 9A, embora o caminho de transmissão de espaço livre 9B possa satisfazer esta exigência.

Neste ínterim, a multiplexação por divisão de espaço pode ser prontamente aplicada à comunicação sem fio em um aparelho, ou entre diferentes aparelhos, e, já que a mesma freqüência portadora pode ser usada entre diferentes canais, há uma vantagem em que a restrição à largura de banda de transmissão é eliminada. Entretanto, com a multiplexação por divisão de espaço, é exigida uma contramedida de interferência como esta, da forma supradescrita em relação às figuras 4A até 4F. Por exemplo, com um caminho de transmissão de espaço livre 9B como este, da forma supradescrita em relação à figura 4A, é essencial garantir uma distância suficiente entre as antenas de transmissão (recepção). Entretanto, isto significa que há uma restrição em relação à distância entre canais, e ocorre um problema em que há a necessidade de dispor um grande número de pares de antenas (canais de transmissão) em um espaço limitado.

Como uma outra técnica para uma contramedida de interferência, parece ser uma idéia possível adotar uma estrutura como esta para impedir a propagação das ondas de rádio entre as antenas de transmissão (recepção), da forma mostrada, por exemplo, na figura 4B. Também parece ser uma idéia possível adotar uma estrutura de confinamento como esta como o caminho de transmissão dielétrica 9A ou o guia de onda oco 9L, da forma supradescrita em relação às figuras 4C até 4F, para reduzir a distância entre canais. Entretanto, estas técnicas têm um ponto difícil em que é exigido um custo mais alto que aquele do caminho de transmissão de espaço livre 9B. [Princípio da Contramedida contra os Problemas] Portanto, o sistema de transmissão sem fio 1 da presente modalidade é proposto como um sistema que pode moderar o grau de exigência para uma contramedida de interferência, mesmo quando o caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 for formado como o caminho de transmissão de espaço livre 9B, a fim de implementar transmissão por multiplexação pela multiplexação por divisão de espaço. "Moderar o grau de exigência para uma contramedida de interferência" significa que torna-se possível reduzir a distância entre canais sem o corpo de bloqueio da onda milimétrica MX ou que a contramedida de interferência pode ser moderada.

Um conceito básico é tornar possível reduzir a distância entre canais pela provisão dos processadores MIMO 603 e 604 no lado da recepção, para tomar uma contramedida de interferência do aspecto do processamento do sinal de banda base.

Os processadores MIMO 603 e 604 são um exemplo de unidades de correção de característica de transmissão que realizam cálculo de correção com base em uma característica de transmissão do caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 (espaço de transmissão) entre a antena 136 e a antena 236 (antenas de recepção) para cada um de uma pluralidade de sinais sujeitos à transmissão correspondentes às diversas antenas 136 (antenas de transmissão). A característica de transmissão é representada por uma matriz de canal e, como o cálculo de correção, cálculo de matriz inversa é realizado para os sinais dos canais sujeitos à transmissão.

A significância do cálculo de correção (cálculo de matriz inversa) é tornar possível adquirir um sinal sujeito à transmissão do qual uma influência de uma característica de transmissão é eliminada como um sinal processado pela correção de uma característica de transmissão de um sinal de demodulação. Quando os métodos de modulação para os canais forem iguais uns aos outros, componentes de demodulação com base em ondas < desnecessárias recebidas pelas antenas 236 são completamente cancelados. Quando os métodos de modulação para os canais forem diferentes uns dos outros, embora componentes de ondas desnecessárias não sejam completamente cancelados, uma influência dos componentes da onda desnecessária pode ser impedida pelo tratamento de um processo de demodulação.

Aqui, na presente modalidade, o processo MIMO dos

processadores MIMO 603 e 604 é caracterizado em que ele é um processo MIMO que é projetado apenas para ondas diretas entre a transmissão e a recepção de cada antena. Isto é muito diferente de um processo MIMO ordinário para transmissão sem fio, que pode ser realizado entre diferentes aparelhos ou em um alojamento, em que o processo MIMO ordinário se torna um processo de sinal que trata uma pluralidade de sinais de recepção. Isto é em virtude de, como uma contramedida para transmissão multicaminhos em que uma onda de rádio transmitida a partir do lado da transmissão é refletida ou difratâda por partes, paredes e assim por diante em um alojamento e, consequentemente, a mesma onda de rádio chega no lado da recepção a partir de uma pluralidade de diferentes rotas, uma antena de recepção tratar uma pluralidade de sinais de recepção, que incluem, também, ondas de reflexo transmitidas ao longo de diferentes rotas que são diferentes de uma rota ao longo da qual uma onda direta emitida a partir da mesma antena de transmissão é transmitida.

Isto é em virtude de, quando uma onda milimétrica ou (micro- onda) com um comprimento de onda comparativamente curto for usada na transmissão sem fio de sinal em um aparelho, ou entre diferentes aparelhos, ser possível eliminar substancialmente um obstáculo à transmissão sem fio em um espaço no qual o caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9, no qual a multiplexação por divisão de espaço é aplicada, é formado e, neste caso, haver pouca necessidade de levar uma influência das ondas refletidas em consideração.

Se uma onda de rádio proveniente de uma pluralidade de

caminhos for recebida no lado da recepção em um ambiente multicaminhos, então, já que os caminhos têm distâncias diferentes entre si, o tempo exigido para que a onda de rádio do lado da transmissão chegue no lado da recepção difere entre os diferentes caminhos. Portanto, uma pluralidade de ondas de rádio com fases deslocadas uma da outra são recebidas pelo lado da recepção. Em decorrência disto, a forma de onda do sinal de recepção é distorcida, resultando na possibilidade de que o sinal pode não ser recebido. Como uma contramedida contra isto, parece ser uma idéia possível aplicar um processo MIMO. Neste caso, também, uma abordagem à matriz de canal fica em conformidade com a contramedida multicaminhos.

Entretanto, o processo MIMO da presente modalidade é diferente de um tal processo MIMO para uma contramedida multicaminhos, da forma recém descrita, e, também, a abordagem à matriz de canal é diferente daquela para uma contramedida multicaminhos.

Entretanto, embora seja fácil resolver uma matriz inversa a uma matriz de canal em um ambiente no qual ondas refletidas existem abundantemente, há a possibilidade de que possa ser difícil obter uma matriz inversa a uma matriz de canal em um ambiente real no qual existem apenas ondas diretas, sem ondas refletidas. Na presente modalidade, o arranjo de antena é restrito para impedir que fique difícil obter uma matriz inversa a uma matriz de canal.

Em seguida, embora detalhes sejam descritos a seguir, na presente modalidade, o arranjo de antena (a distância entre as antenas no lado da transmissão e no lado da recepção) é ajustado em uma distância pre- determinada, de forma que o número de multiplicadores (componentes de amplificadores) e adicionadores exigidos em um processo MIMO possa ser reduzido, e o processo MIMO no lado da recepção é ajustado em conformidade com o ajuste. Em outras palavras, o arranjo de antena é determinado de forma que o número de processos MIMO possa ser reduzido, e o processamento MIMO no lado da recepção é realizado apenas para ondas diretas em conformidade com o arranjo de antena.

Os relacionamentos descritos têm uma influência na decisão se a detecção de quadratura ou a detecção síncrona são exigidas ou não na unidade funcional de demodulação 8400. Se detecção de quadratura ou detecção síncrona forem desnecessárias, então, detecção de envelope ou detecção de lei quadrática podem ser aplicadas. Embora detalhes sejam descritos a seguir, a presente modalidade adota uma configuração de aplicação da detecção de envelope ou da detecção de lei quadrática pelo ajuste da distância interantenas das antenas 136 no lado da transmissão e das antenas 236 no lado da recepção, de forma que a necessidade de tais detecção de quadratura ou detecção síncrona possa ser eliminada.

De qualquer forma, pela aplicação do processamento MIMO no lado da recepção, a demanda por uma contramedida de interferência em que o caminho de transmissão de espaço livre 9B é aplicado é moderada. Adicionalmente, usando comumente uma freqüência portadora entre diferentes canais, torna-se possível realizar processamento MIMO em uma banda base no lado da recepção e, pela restrição do arranjo de antena, a quantidade do processamento MIMO (quantidade de cálculo de matriz inversa) é reduzida.

Embora, nas modalidades descritas a seguir, uma freqüência portadora comum a cada canal seja usada, isto não é essencial, mas é necessário, pelo menos, que as freqüências portadoras de cada canal fiquem em um relacionamento mutuamente sincronizado. Normalmente, uma abordagem básica à multiplexação por divisão de espaço é tornar as freqüências portadoras em diferentes canais comuns (ou iguais) umas às outras. Se uma freqüência comum for aplicada nos sinais portadores no lado da transmissão, então, já que a influência da freqüência portadora é igual entre cada canal, com segurança, o processamento MIMO na região de banda base pode ser eficientemente realizado com segurança. Quando as freqüências portadoras forem diferentes entre os diferentes canais, uma tal contramedida para prover um demodulador ou um filtro de seleção de freqüência correspondentes a cada freqüência portadora para cada canal é exigida no lado da recepção, resultando em aumento da escala do sistema. Nestes particulares, o uso de uma freqüência portadora comum entre cada canal exibe significativas vantagens.

No geral, o processo MIMO exige complexo processamento numérico (ou processamento correspondente) e aumenta a escala do circuito. Ao contrário, pela restrição do arranjo de antena, prestando atenção ao fato de que apenas ondas diretas são determinadas como sujeitas ao processamento, e realizando processamento de sinal em conformidade com o arranjo de antena, a quantidade de cálculo MIMO (quantidade de cálculo de matriz inversa) pode ser reduzida.

Embora, no primeiro exemplo mostrado na figura 6A, o lado da recepção tenha uma configuração de um chip para os N canais, o lado da transmissão tem uma configuração em que o chip semicondutor 103 que acomoda a unidade funcional de modulação 8300 (MOD) é usado para cada um dos canais. Assim, o primeiro exemplo mostrado na figura 6A tem uma configuração N:l. Entretanto, esta não é uma exigência essencial quando o processamento MIMO for aplicado no lado da recepção.

Por exemplo, um segundo exemplo mostrado na figura 6B tem uma configuração 1:1, em que o lado da recepção tem uma configuração de um chip e o lado da transmissão também tem uma configuração de um chip. Quando a configuração do segundo exemplo for adotada, já que o lado da transmissão tem uma configuração de um chip, não é essencial que a unidade funcional de modulação 8300 na unidade de geração de sinal no lado da transmissão 110 inclua o oscilador local no lado da transmissão 8304 para cada um dos canais. Em particular, o oscilador local no lado da transmissão 8304 deve ser provido para apenas um canal e, no restante dos canais, um próprio sinal portador gerado pelo oscilador local no lado da transmissão 8304 deve ser usado para realizar a conversão de freqüência (modulação).

Um terceiro exemplo mostrado na figura 6C tinha uma configuração 1 :N, em que o lado da transmissão tem uma configuração de um chip e o lado da recepção tem uma configuração que usa um chip para cada um dos canais. Um quarto exemplo mostrado na figura 6D tem uma configuração N:N, em que o lado da transmissão usa um chip para cada um dos canais e o lado da recepção também usa um chip para cada um dos canais. Nos terceiro ou quarto exemplos, o processador MIMO 604 usado comumente por todos os canais é provido entre as unidades funcionais de demodulação 8400 (DEMOD) dos canais individuais e o conversor serial - paralelo 8227.

A seguir, é descrito o sistema de transmissão sem fio 1 da

presente modalidade, que realiza um processo MIMO, particularmente, prestando atenção ao processo MIMO. Percebe-se que, a menos que de outra forma especificada, comunicação unidirecional do primeiro dispositivo de comunicação 100 ao segundo dispositivo de comunicação 200 é descrita para descrição simplificada. Adicionalmente, considera-se que o sistema de transmissão tem uma configuração de chip, como uma forma ideal, em que os primeiros dispositivos de comunicação 100 dos M canais, cada qual acomodando a unidade funcional de modulação 8300, são acomodados em um chip semicondutor 103. Também, o sistema de recepção tem uma configuração de chip, como uma forma ideal, em que todas as unidades de geração de sinal no lado da recepção 220 dos M canais, cada qual acomodando a unidade funcional de demodulação 8400, são acomodadas em um chip semicondutor 203. Em resumo, comunicação é realizada do primeiro dispositivo de comunicação 100, que incorpora um chip semicondutor 103, que acomoda as unidades de geração de sinal no lado da transmissão 110 dos M canais, ao segundo dispositivo de comunicação 200, que incorpora um chip semicondutor 203 que acomoda as unidades de geração de sinal no lado da recepção 220 dos M canais.

<Esboço do Processo MIMO Aplicado no Lado da Recepção> As figuras 7A até 17B ilustram um esboço de um processo

MIMO aplicado no lado da recepção. Em particular, as figuras 7A e 7B ilustram o cálculo do processo MIMO aplicado no lado da recepção. A figura 8 ilustra uma base de uma técnica de cálculo do processo MIMO aplicado no lado da recepção. As figuras 9A e 9B ilustram uma base do processo MIMO no lado da recepção quando dois canais forem usados. As figuras IOA até IOC ilustram um relacionamento entre uma diferença de caminho e uma matriz de canal quando dois canais forem usados. As figuras IlA até IlC ilustram exemplo de referência (referido como primeiro exemplo) das condições de restrição para o arranjo de antena quando dois canais forem usados. As figuras 12A até 12C ilustram condições de restrição da presente modalidade (referidas como segundo exemplo) para o arranjo de antena quando dois canais forem usados.

A figura 13 ilustra um método de ajuste ou correção de uma diferença de caminho quando uma antena tiver uma característica de fase que se baseia na diretividade. As figuras 14 e 15 ilustram técnicas de aplicação do processo MIMO quando três ou mais pares de antenas forem usados. As figuras 16A e 16B ilustram uma técnica de aplicação do processo MIMO em um caso em que antenas para transmissão e recepção são tridimensionalmente arranjadas. As figuras 17A e 17B ilustram configurações básicas quando um processo MIMO no lado da recepção for realizado por processamento digital.

[Cálculo do Processo MIMO]

As figuras 7A e 7B ilustram uma abordagem a um método de cálculo do processo MIMO aplicado na presente modalidade. Nas figuras 7A e 7B, a fim de usar M canais de transmissão na multiplexação por divisão de espaço, M antenas 136 e 236 são usadas. A partir de cada uma das antenas 136 no lado da transmissão, um sinal de onda milimétrica é transmitido às antenas 236 no lado da recepção, que ficam dispostas em um relacionamento de oposição em relação às antenas 136. Em relação às figuras 7A e 7B, uma linha cheia indica uma

onda desejada transmitida a partir da antena 136_1 diretamente à antena

236_1, disposta em um relacionamento de oposição em relação à antena 1361. Neste ínterim, uma linha rompida indica uma onda desnecessária ou onda de interferência transmitidas da antena 1361 a uma outra antena 236_2, que não fica disposta em um relacionamento de oposição em relação à antena 1361. Tanto a onda desejada quanto a onda desnecessária são ondas diretas transmitidas diretamente da antena 136_1 às antenas 236 1 e 236_2, respectivamente. Na figura 7B, s + H1r=Hs+H1V + s+ H" v.

Aqui, uma matriz de canal H aplicada no cálculo do processo MIMO é representada por uma expressão (1-1) dada a seguir. Na matriz de canal H, de M linhas e M colunas, um elemento de i = j, dentre elementos de matriz hi,j, é um elemento relacionado a uma onda desejada, e um elemento de i ^ j é um elemento relacionado a uma onda desnecessária. Adicionalmente, neste momento, um sinal de recepção r é representado por uma expressão (1-2) dada a seguir. Na expressão (1-2), s denota um sinal de transmissão e ν denota ruído.

H =

/ \

r h h "1,1 1,2

/^2 j h-2 2

h h

V Μ, 1 UM,2

h

"2 ,M

h,

•(1-1)

JMxM

KrM J

Kl Ki

Zz2 j h

1IM

'2,2

h

2 M

KkM, 1

h

M, 2

h

/ „ \

, \

+

MM )\ΛΜ J

\VMJ

•(1-2)

(1)

r = Hs+ v

Da forma vista na figura 7B, no processo MIMO no lado da recepção, pelo processador MIMO 604, uma matriz inversa H"1 (também chamada de matriz de ponderação do sinal de recepção) à matriz de canal H é multiplicada pelo sinal de recepção r. Em decorrência disto, no lado da recepção, um sinal sujeito à transmissão s (+ componente de ruído H_1-v) é obtido. O sinal sujeito à transmissão s é um sinal de banda base antes da modulação.

Como pode-se reconhecer a partir disto, se o processo MIMO for aplicado na região de banda base depois da demodulação no lado da recepção, então, o sinal sujeito à transmissão s, que não tem uma influência de uma onda de interferência, pode ser adquirido. Em decorrência disto, quando pretende-se implementar transmissão por multiplexação pela multiplexação por divisão de espaço, mesmo quando o caminho de transmissão do sinal de onda milimétrica 9 for formado como o caminho de transmissão de espaço livre 9B, o grau de exigência para uma contramedida de interferência pode ser moderado, e a contramedida de interferência pode ser eliminada. Alternativamente, a contramedida de interferência pode ser moderada.

O cálculo de matriz inversa pelo processador MIMO 604 com base na matriz inversa H"1 é um processo de sobreposição de componentes invertidos em uma região de banda base em relação aos componentes com base nas ondas desnecessárias recebidas pela antena 236 no lado da recepção, nas saídas de demodulação dos sinais de recepção das ondas desejadas e das ondas desnecessárias, de forma que os componentes com base nas ondas desnecessárias possam ser cancelados.

[Relacionamento entre Processo MIMO Aplicado no Lado da Recepção e Freqüência Portadora]

A figura 8 ilustra um relacionamento entre o processo MIMO aplicado no lado da recepção e a freqüência portadora, em relação à figura 8, o primeiro dispositivo de comunicação 100 inclui uma unidade funcional de modulação 8300 que, por sua vez inclui, uma pluralidade de misturadores de freqüência de detecção de amplitude 8302 para canais individuais. No presente exemplo, os misturadores de freqüência 8302 dos canais individuais adotam um método que modula a amplitude mas não adotam modulação por quadratura. A unidade funcional de modulação 8300 inclui adicionalmente um único oscilador local no lado da transmissão 8304 usado comumente em todos os canais. Um próprio sinal portador gerado pelo oscilador local no lado da transmissão 8304 é usado pelos misturadores de freqüência 8302 dos canais para realizar modulação. Esta configuração é conveniente em virtude de o chip semicondutor 103 no lado da transmissão ter uma configuração de um chip.

O segundo dispositivo de comunicação 200 inclui uma unidade funcional de demodulação 8400 que, por sua vez, inclui uma pluralidade de circuitos de detecção de amplitude 8403 para canais individuais. O circuito de detecção de amplitude 8403 é do tipo que não adota detecção de quadratura ou detecção síncrona, mas, simplesmente, demodula um componente de amplitude de uma onda de modulação da amplitude e é configurado usando, por exemplo, um circuito de detecção de envelope ou um circuito de detecção de lei quadrática.

Se o único oscilador local no lado da transmissão 8304 usado

comumente para todos os canais for provido e o sinal portador gerado pelo oscilador local no lado da transmissão 8304 for usado pelos misturadores de freqüência 8302 dos canais para realizar modulação, então, a influência do sinal portador é igual entre os diferentes canais. Pelo uso comum de uma

freqüência portadora em todos os canais, a fim de tirar a máxima vantagem básica da multiplexação por divisão de espaço, a influência da freqüência portadora se torna igual entre os diferentes símbolos, e consequentemente, um processo MEVIO pode ser realizado na região de banda base no lado da recepção.

[Relacionamento entre Restrição ao Arranjo de Antena e

Quantidade do Processamento MIMO]

As figuras 9A até 12C ilustram um relacionamento entre uma restrição ao arranjo de antena e a quantidade do processamento MIMO, isto é, a quantidade de cálculo de matriz inversa.

Por exemplo, as figuras 9A e 9B mostram a configuração mais

simples pronta para dois canais, incluindo dois pares de antenas. Primeiro, em relação à figura 9A, o chip semicondutor 103 no lado da transmissão inclui antenas 1361 e 136 2, e uma antena 236 1 é provida em um chip semicondutor 203_1 em um relacionamento voltado para a direção da antena 1361, enquanto uma outra antena 236_2 é provida em um relacionamento voltado para a direção da antena 136_2. Percebe-se que as antenas 136 são equivalentes às antenas 8136, enquanto as antenas 236 são equivalentes às antenas 8236. Isto também se aplica, similarmente, à seguinte descrição.

Os termos "voltado para a direção de" ou "direcionado" significam que antenas pareadas ficam dispostas de maneira tal que elas não tenham uma característica de fase que se baseia na diretividade. Em outras palavras, "voltado para a direção de" ou "direcionado" significa que o ângulo de radiação de uma onda desejada a partir de uma antena 136 e o ângulo de incidência da onda desejada em uma antena correspondente 236 são zero. Detalhes deste "voltado para a direção de", de uma característica de fase que se baseia na diretividade de uma antena e assim por diante são descritos a seguir. Na seguinte descrição, a menos que de outra forma especificada, considera-se que antenas pareadas ficam dispostas no estado "direcionado".

A distância entre as antenas relacionada a uma onda desejada é representada por dl. Em particular, a distância de direcionamento entre a antena 136_1 do chip semicondutor 103 e a antena 236_1 do chip semicondutor 203 é dl. Similarmente, a distância de direcionamento entre a antena 136_2 do chip semicondutor 103 e a antena 236_2 do chip semicondutor 203 também é dl. Por outro lado, a distância entre as antenas relacionada a uma onda desnecessária é d2. Em particular, a distância entre a antena 1361 do chip semicondutor 103 e a antena 236_2 do chip semicondutor 203 é d2. Similarmente, a distância entre a antena 136_2 do chip semicondutor 103 e a antena 236_1 do chip semicondutor 203 também é d2.

Uma onda desejada transmitida a partir da antena 136_1 é recebida diretamente pela antena 236_1. Uma onda desejada transmitida a partir da antena 136_2 é recebida diretamente pela antena 236_2. Uma onda desnecessária transmitida a partir da antena 136_1 é recebida diretamente pela antena 236_2. Uma onda desnecessária transmitida a partir da antena 136_2 é recebida diretamente pela antena 236 1.

Já que a distância dl < distância d2, mesmo se os níveis de transmissão das antenas 136_1 e 136_2 forem iguais, o nível de recepção da onda desejada recebida pela antena 236_1 ou 236_2 é mais alto que o nível de recepção da onda desnecessária recebida pela antena 236_2 ou 236_1, devido à atenuação da distância. Isto também ocasiona um fator do fato de que uma matriz inversa a uma matriz de canal existe sem exceção.

No geral, um processo MIMO exige complexo cálculo numérico ou um processo correspondente a tal complexo cálculo numérico, e isto aumenta a escala do circuito. Por exemplo, em um caso como este, em que dois pares de antenas são providos, da forma vista na figura 9A, uma configuração como esta do circuito projetado para uso universal, da forma vista na figura 9B, é adotada. Quando modulação biaxial, isto é, modulação de um componente I e de um componente Q, for realizada como na QPSK, se o ajuste da condição do caminho, descrito a seguir, não for realizado, então, é exigida multiplicação de número real por 16 (= 2·2·22) vezes e é exigida adição por 12 vezes. Se três canais forem usados, então, é exigida multiplicação de número real por 2·2·32 vezes e, no geral, se M canais forem usados, então, é exigida multiplicação de número real por 2-2-M vezes. No caso de modulação uniaxial, como no método ASK ou no método BPSK, quando M canais forem usados, é exigida multiplicação de número real por

2-M

vezes.

As figuras IOA até IOC ilustram questões básicas de um relacionamento entre uma diferença de distância Ad (= d2 - dl: referida a seguir como diferença de caminho Ad), entre a distância interantenas dl de uma onda desejada e a distância interantenas d2, de uma onda desnecessária, quando forem usados dois canais, isto é, dois pares de antenas, e uma matriz de canal.

A figura IOA ilustra um relacionamento entre ondas desejadas e ondas desnecessárias nas duas antenas 236_1 e 236_2 no lado da recepção e nas duas antenas 136_1 e 136_2 no lado da transmissão, e uma linha cheia indica uma onda desejada enquanto uma linha rompida indica uma onda desnecessária. A figura IOB ilustra uma situação do termo de número real (termo cos) de elementos de uma matriz de canal H e uma matriz inversa H"1 à matriz de canal H em uma relação à fase. A figura IOC ilustra uma situação do termo de número imaginário (termo sen) dos elementos da matriz de canal H e de uma matriz inversa H"1 à matriz de canal H em uma relação à fase.

Dois sinais de transmissão são representados por Sl(t) = Al-exp(jwt) e S2(t) = A2-exp(jwt). Um fator de atenuação da distância de uma onda desnecessária em relação a uma onda desejada é representado por a, em que 0 < a < 1. A freqüência de um sinal portador é representada por fo, e o comprimento de onda do sinal portador é representado por Xe. A distância da antena de transmissão e de recepção dl de uma onda desejada é representada por "d" e a distância do canal espacial de transmissão e de recepção d2 de uma onda desnecessária é representada por "d + Ad". "Ad" é uma diferença de alcance ou diferença de caminho entre a onda desejada e a onda desnecessária, e esta é convertida em tempo e representado por At.

Um sinal de recepção Rl(t) da antena 236_1 no lado da

recepção é uma combinação da onda desejada da antena oposta 136_1 e da

onda desnecessária da antena 136_2 que não se opõe à antena 236_1, e é

representado por uma expressão (2-1) dada a seguir. Um sinal de recepção

R2(t) da antena 236_2 é uma combinação da onda desejada da antena oposta

136_2 e da onda desnecessária da antena 1361, que não se opõe à antena

236_2, e é representado por uma expressão (2-2) dada a seguir.

Rl(t) = Sl(t) + a-S2(t-At) "

= S\(t) + a-A2eJm{t-M) 1(2-1) = Sl(t) + a ■ S2(t) ■ e~jtoòí R2(t) = a-Sl(t-At) + S2(t)

= a -Alem^ +S2(t) 1(2-2) = a-Sl(t) + e-JaAl +S2(t)

(2) Se e(-ja)At) nas expressões (2-1) e (2-2) for substituído por "D" (== cosoíAt - jsenooAt), então, as expressões (3-1) e (3-2) dadas a seguir são obtidas, respectivamente.

Rl = Sl + a-D-S2

R2 = a-D-S2 + Sl

(3-1)

KR2;

1 a - D a-D 1

KS2y

(3-2)

(3)

Então, a partir da expressão (3-2), uma matriz de canal H representada por uma expressão (4-1) e uma matriz inversa H"1 representado por uma expressão (4-2) são obtidas. Na expressão (4-2), detH = 1 - (a-D)2.

H

1 a-D a-D 1

•(4-1)

H-1 =■

detH

-a-D

•(4-2)

detH = 1-a -D2

(4)

Neste caso, se uma condição fixa for ajustada para a diferença de caminho Ad, então, cada elemento da matriz de canal H inclui apenas um termo de número real (termo cos) ou um termo de número imaginário (termo sen). Adicionalmente, devido à presença do elemento de atenuação da distância a, a matriz inversa H"1 à matriz de canal H é determinada sem falhas e, também, cada elemento da matriz inversa H"1 inclui apenas um termo de número real (termo cos) ou um termo de número imaginário (termo sen).

Por exemplo, quando uma matriz de canal H, quando dois canais forem usados, for normalizada, um elemento de uma onda desejada (na primeira linha da primeira coluna ou na segunda linha da segunda coluna) é um termo de número real (=1) independente da diferença de caminho Ad. Ao contrário, um elemento de uma onda desnecessária (na primeira linha da segunda coluna ou na segunda linha da primeira coluna) é um de apenas um termo de número real, de apenas um termo de número imaginário e de um "termo de número real + termo de número imaginário", dependendo da diferença de caminho Ad.

Por exemplo, quando "Ad = (n/2 + 1/4)λο (η é 0 ou um número inteiro positivo igual ou maior que 1)" for satisfeita (a seguir, referida como condição do caminho 1), a diferença de caminho Ad tem um relacionamento que é igual a um número ímpar de vezes de π/2 em fase e, já que o termo de número real (termo cos) fica igual a zero, a diferença de caminho Ad tem apenas o termo de número imaginário (termo sen). Se a diferença de caminho Ad for deslocada do relacionamento da condição do caminho 1, então, o elemento vem a ser representado pelos "termo de número real e termo de número imaginário". Entretanto, se a diferença de caminho Ad ficar próxima ao relacionamento da condição do caminho 1, então, o termo de componente de número real em relação ao termo de componente de número imaginário é muito menor e, portanto, pode ser tratado incluindo substancialmente apenas o termo de número imaginário. Em outras palavras, embora seja ideal satisfazer completamente Ad = (n/2 + 1/4)λΰ, não há problema mesmo se a diferença de caminho Ad for um pouco deslocada do relacionamento da condição do caminho 1. Na presente especificação, pretende-se que o termo "apenas o termo de número imaginário" inclua um caso como este, em que a diferença de caminho Ad tem algum deslocamento do relacionamento da condição do caminho 1.

Aqui, particularmente, quando η for 0 ou um número par, o termo de número imaginário se torna "+1" e, portanto, uma onda desnecessária rotaciona em π/2 em fase em relação a uma onda desejada, em virtude de uma diferença de caminho. Neste momento, já que "detH = 1 -

2 2 ι

(α-D) = 1 - (a--j) > 1", a matriz inversa H" à matriz de canal H pode existir. Já que "-α-D = -j-a", no processo MIMO no lado da transmissão, um componente desnecessário é feito para ter uma fase de "-π/2" em relação a um componente desejado.

Por outro lado, quando η for um número ímpar, já que o termo de número imaginário se torna "-1", uma onda desnecessária rotaciona em -π/2 em fase em relação a uma onda desejada, em virtude de

uma diferença de caminho. Neste momento, já que "detH = 1 - (α-D)2 = 1

• 2 1 - (a'j) > l'\ a matriz inversa H" à matriz de canal H pode existir. Já que

"-α-D = j-a", no processo MIMO no lado da transmissão, um componente desnecessário é feito para ter uma fase de "π/2" em relação a um componente desejado.

Por outro lado, quando "Ad = (η/2)λΟ (η é um número inteiro positivo igual ou maior que 1) for satisfeita (a seguir, referida como condição do caminho 2), a diferença de caminho Ad tem uma fase igual a um número integral de vezes de π, e já que o termo de número imaginário (termo sen) se torna zero, apenas o termo de número real permanece. Se a diferença de caminho Ad for deslocada do relacionamento da condição do caminho 2, então, o elemento vem a ser representado pelos "termo de número real e termo de número imaginário". Entretanto, se a diferença de caminho Ad ficar próxima ao relacionamento da condição do caminho 2, então, o termo de componente de número imaginário em relação ao termo de componente de número real é muito menor e, portanto, pode ser tratado incluindo substancialmente apenas o termo de número real. Em outras palavras, embora seja ideal satisfazer completamente Ad = (η/2)λο, não há problema mesmo se a diferença de caminho Ad for um pouco deslocada do relacionamento da condição do caminho 2. Na presente especificação, pretende-se que o termo "apenas o termo de número real" inclua um caso como este, em que a diferença de caminho Ad tem algum deslocamento do relacionamento da condição do caminho 2.

Aqui, particularmente, quando η for um número par, o termo de número real se torna "+1" e, portanto, uma onda desnecessária rotaciona em 2π em fase em relação a uma onda desejada, em virtude de uma diferença de caminho. Neste momento, já que "detH = 1 - (α-D)2 = 1 - (α·1)2 > 1", a matriz inversa H"1 à matriz de canal H pode existir. Já que "-α-D = -a", no processo MIMO no lado da transmissão, um componente desnecessário é feito com uma fase de "-π" em relação a um componente desejado, isto é, tem uma mesma fase da polaridade oposta.

Por outro lado, quando η for um número ímpar, já que o termo

de número real se torna "-1", uma onda desnecessária rotaciona em π em fase em relação a uma onda desejada, isto é, passa a ter a mesma fase na polaridade oposta. Neste momento, já que "detH = 1 - (α-D)2 = 1 - (α·-1)2 > 1", a matriz inversa H"1 à matriz de canal H pode existir. Já que "-α-D = a", no processo MIMO no lado da transmissão, um componente desnecessário é feito para ter uma fase de "2π" em relação a um componente desejado, isto é, passa a ter a mesma fase na mesma polaridade.

Em resumo, a diferença entre a distância interantenas dl de uma onda desejada e a distância interantenas d2 de uma onda desnecessária entre a antena 136, que é uma antena de transmissão, e a antena 236, que é uma antena de recepção, deve ser ajustada de maneira tal que cada um dos elementos de ondas desnecessárias de uma matriz de canal H, que define a característica de transmissão do caminho de transmissão de espaço livre 9B (e, também, de uma matriz inversa H"1 à matriz de canal H), possa ser representado por substancialmente apenas um termo de número real ou um termo de número imaginário.

Prestando atenção a uma característica como esta, com base no valor pré-ajustado da diferença de caminho Ad, como exposto, o arranjo de antena é determinado para satisfazer a condição do caminho 1 ou a condição do caminho 2. Pela configuração, cada um dos elementos de ondas desnecessárias de uma matriz de canal pode incluir apenas um termo de número imaginário ou um termo de número real. Em decorrência disto, um processo de cálculo da matriz inversa pelo processador MIMO 604 pode ser simplificado. Particularmente, na presente invenção, se o arranjo de antena for determinado para satisfazer a condição do caminho 2 quando cada elemento incluir apenas um termo de número real, então, a unidade funcional de demodulação 8400 vem a ser configurada sem usar um circuito de detecção de quadratura.

[Condição do Caminho 1]

As figuras 1IA até IlC ilustram um exemplo de referência de uma condição de restrição do arranjo de antena quando dois canais ou dois pares de antenas forem usados. Percebe-se que o exemplo é referido a seguir como arranjo de antena do primeiro exemplo. O arranjo de antena do primeiro exemplo é configurado de maneira tal que a diferença de caminho Ad satisfaça a condição do caminho 1 supradescrita. Em outras palavras, a diferença de distância ou a diferença de caminho Ad entre a distância interantenas dl de uma onda desejada e a distância interantenas d2 de uma onda desnecessária é ajustada para se aproximar do relacionamento de "(n/2 + 1/4)λο".

Quando a diferença de caminho Ad satisfizer a condição do caminho 1, da forma supradescrita em relação, também, às figuras IOA até 10C, a matriz de canal H inclui elementos apenas de um termo de número real Re ou de um termo de número imaginário Im, da forma vista na Fórmula II, e, também, a matriz inversa H"1 à matriz de canal H inclui elementos apenas de um termo de número real Re' ou de um termo de número imaginário Im'.

u (Re Ιηή H =

^Im Rey ^Ret Im*

H =

Jmf Rety

Fórmula II

Em outras palavras, elementos das ondas desejadas na primeira linha da primeira coluna e na segunda linha da segunda coluna incluem apenas um termo de número real, e elementos de ondas desnecessárias na primeira linha da segunda coluna e na segunda linha da primeira coluna incluem apenas um termo de número imaginário. Portanto, a quantidade do processamento MIMO pode ser reduzida.

Percebe-se que, já que o termo de número imaginário Im1

(componente de quadratura) existe, mesmo se o método de modulação, quando o presente exemplo de configuração não for aplicado, for modulação, que, originalmente, não envolve nenhum componente de quadratura, como, por exemplo, o método ASK ou o método BPSK, um circuito de demodulação para um componente de quadratura, isto é, um circuito de detecção de quadratura, é exigido como a unidade funcional de demodulação 8400.

«

A figura IlB ilustra um estado dos sinais de recepção dos canais individuais quando um processo MIMO for realizado aplicando a condição do caminho 1, quando o método de modulação for o método BPSK. Da forma vista na figura 11B, componentes do primeiro canal chi são recebidos como um sinal composto de um componente do eixo geométrico I (Chl_I) de um valor desejado original, isto é, uma onda desejada para um sinal desejado, e um componente do eixo geométrico Q (Ch2_Q') de uma onda desnecessária para um sinal desnecessário que se origina do segundo canal ch2 pela antena 236_1. Componentes do segundo canal ch2 são recebidos como um sinal composto de um componente do eixo geométrico I (Ch2_I) de uma onda desejada original para um sinal desejado e de um componente do eixo geométrico Q (Chl_Q') de uma onda desnecessária para um sinal desnecessário que se origina do primeiro canal chi pela antena 236_2. Como pode-se perceber a partir da figura 11B, já que a onda desejada e a onda desnecessária são quadraturas uma da outra, a unidade funcional de demodulação 8400 exige um circuito de detecção de quadratura. Já que, no processo MIMO no lado da recepção, um componente de uma onda desnecessária, que aparece como um componente de quadratura em relação ao sinal desejado, é cancelado, a unidade funcional de demodulação 8400 exige um circuito de detecção de quadratura.

A figura IlC mostra o processador MIMO 604A do primeiro exemplo (exemplo de referência), correspondente à figura 11B, e circuitos do estágio precedente, incluindo a antena 236, o amplificador 8224 e a unidade funcional de demodulação 8400.

A unidade funcional de demodulação 8400 inclui um oscilador local no lado da recepção 8404 provido comumente aos canais, para gerar um sinal portador, e um circuito de detecção de quadratura 8460 provido para cada um dos canais. Cada um dos circuitos de detecção de quadratura 8460 inclui um misturador de freqüência 8402_I para demodular um componente do eixo geométrico I, um misturador de freqüência 8402_Q para demodular um componente do eixo geométrico Q, e um deslocador de fase 8462 para deslocar a fase de um sinal portador recuperado em 90 graus, isto é, por π/2. Um sinal portador recuperado é suprido do oscilador local no lado da recepção 8404 ao misturador de freqüência 8402_I. O sinal portador recuperado do oscilador local no lado da recepção 8404 é suprido ao misturador de freqüência 8402_Q depois de ser deslocado em π/2 pelo deslocador de fase 8462. A unidade funcional de demodulação 8400 realiza detecção de quadratura em um sinal de recepção ou onda desejada, considerando um sinal desejado e um sinal de recepção ou onda desnecessária, considerando um sinal desnecessário para cada canal de transmissão. Consequentemente, um sinal desejado e um sinal desnecessário são demodulados individualmente para cada canal.

O circuito de detecção de quadratura 8460 para o primeiro canal supre uma saída de demodulação do misturador de freqüência 8402_I a um processador de filtro 84101 e supre uma saída de demodulação do misturador de freqüência 8402 Q a um processador de filtro 8410_Q. A partir do processador de filtro 8410_I, um sinal de demodulação CH1_I do primeiro canal chi, que é um componente desejado, é transmitido, e, a partir do processador de filtro 8410_Q, um sinal de demodulação CH2Q' do segundo canal ch2, que é um componente desnecessário ao primeiro canal, é transmitido.

Também, o circuito de detecção de quadratura 8460 para o segundo canal supre similarmente uma saída de demodulação do misturador de freqüência 8402_I ao processador de filtro 8410_I e supre uma saída de demodulação do misturador de freqüência 8402_Q ao processador de filtro 8410. A partir do processador de filtro 84101, um sinal de demodulação CH2_I do segundo canal ch2, que é um componente desejado, é transmitido, e, a partir do processador de filtro 8410_Q, um sinal de demodulação CH1_Q'

%

do primeiro canal chi, que é um componente desnecessário ao segundo canal, é transmitido.

Um processador MIMO 604A realiza um processo de cálculo

da matriz inversa por processamento analógico, e inclui quatro multiplicadores 612, 614, 616 e 618 e dois adicionadores 615 e 619. No multiplicador 612, o sinal de demodulação CH1_I transmitido a partir do processador de filtro 8410_I do primeiro canal é inserido, e no multiplicador 614, o sinal de demodulação CH1_Q' transmitido a partir do processador de filtro 8410_Q do segundo canal é inserido. No multiplicador 616, o sinal de demodulação CH2_Q' transmitido a partir do processador de filtro 8410_Q do primeiro canal é inserido, e no multiplicador 618, o sinal de demodulação CH2_I transmitido a partir do processador de filtro 8410_I do segundo canal é inserido.

O multiplicador 612 multiplica ou amplifica o sinal de demodulação CH1_I do primeiro canal chi de um sinal desejado por um elemento, ou com ele, que é o termo de número real Re', na primeira linha da primeira coluna da matriz inversa. O multiplicador 614 multiplica ou amplifica o sinal de demodulação CHI Q' do primeiro canal chi de um sinal desnecessário ao segundo canal ch2 por um elemento, ou com ele, que é o termo de número imaginário Im', na primeira linha da segunda coluna da matriz inversa. O multiplicador 616 multiplica ou amplifica o sinal de demodulação CH2Q' do segundo canal ch2 de um sinal desnecessário ao primeiro canal chi por um elemento, ou com ele, que é o termo de número imaginário Im', na segunda linha da primeira coluna da matriz inversa. O multiplicador 618 multiplica ou amplifica o sinal de demodulação CH2_I do segundo canal ch2 de um sinal desejado por um elemento, ou com ele, que é o termo de número real Re', na segunda linha da segunda coluna da matriz inversa. Percebe-se que, se um elemento da matriz estiver negativo, então, ele é invertido e, então, amplificado.

Cada um dos adicionadores 615 e 619 adiciona um sinal de um autocanal, isto é, um canal para o próprio adicionador, recebido e demodulado como uma onda desejada no autocanal, e um sinal do autocanal recebido e demodulado como uma onda desnecessária no outro canal. Por tal adição, são adquiridos um componente de demodulação de uma onda desejada de um autocanal e um outro componente de demodulação tratado como um componente desnecessário com base em uma onda desnecessária no outro canal.

Em particular, o adicionador 615 adiciona um sinal CHl_Re' do primeiro canal, recebido como uma onda desejada e demodulado pelo processamento de sinal para o autocanal, e um sinal CHl_Im' do primeiro canal, recebido como uma onda desnecessária e demodulado pelo processamento de sinal para o segundo canal. Pela adição, o componente de demodulação CHl Re' da onda desejada do autocanal e o componente de demodulação CHl Im' tratado como um sinal desnecessário com base em uma onda desnecessária no outro canal são combinados para adquirir um sinal sujeito à transmissão do primeiro canal. Similarmente, o adicionador 619 adiciona um sinal Ch2_Re' do segundo canal recebido como uma onda desejada e modulado pelo processamento de sinal para o autocanal e um sinal Ch2_Im' do segundo canal recebido como uma onda desnecessária e demodulado pelo processamento de sinal para o primeiro canal. Pela adição, o componente de demodulação Ch2_Re' da onda desejada do autocanal e o componente de demodulação CH2_Im' tratado como um sinal desnecessário com base em uma onda desnecessária no outro canal são combinados para adquirir um sinal sujeito à transmissão do segundo canal. Desta maneira, quando o método de modulação, no caso em

que a presente configuração não é aplicada, for o método PBSK e o número de antenas for dois, pela realização do processo MIMO no lado da recepção aplicando a condição do caminho 1, o número de vezes que o cálculo do número real deve ser realizado no cálculo de matriz inversa pelo processador MIMO 604A é quatro, e o número de adicionadores é 2. Assim, o número de vezes de multiplicação de número real pode ser reduzido em 1/4 e o número de adicionadores pode ser reduzido em relação ao caso em que a condição do caminho 1 da presente configuração não é aplicada.

[Condição do Caminho 2] As figuras 12A até 12C ilustram a condição de restrição do

arranjo de antena da presente modalidade quando dois canais ou dois pares de antenas forem usados. Percebe-se que o exemplo é referido a seguir como arranjo de antena do segundo exemplo. O arranjo de antena do segundo exemplo é configurado para fazer com que a diferença de caminho Ad satisfaça a condição do caminho 2 supradescrita. Em particular, o arranjo de antena do segundo exemplo é configurado de forma que a diferença de distância ou a diferença de caminho Ad entre a distância interantenas dl de uma onda desejada e a distância interantenas d2 de uma onda desnecessária possam se aproximar do relacionamento de "(η/2)λο". Quando a diferença de caminho Ad satisfizer a condição do caminho 2, da forma supradescrita, em relação, também, às figuras IOA até 10C, a matriz de canal H inclui elementos apenas de um termo de número real Re ou Re", da forma vista na fórmula III.

JRe Re"} \Re" Re , (Ret Re",N|

H =

^Rem Re' J

Fórmula III

A matriz inversa H"1 à matriz de canal H também inclui elementos apenas de um termo de número real Re' ou Re'". Em outras palavras, elementos das ondas desejadas na primeira linha da primeira coluna e na segunda linha da segunda coluna incluem apenas um termo de número real e, também, elementos de ondas desnecessárias na primeira linha da segunda coluna e na segunda linha da primeira coluna incluem apenas um termo de número real. Portanto, a quantidade do processamento MIMO pode ser reduzida.

Neste caso, já que não existe nenhum termo de número imaginário, isto é, nenhum componente de quadratura, se o método de modulação em que o presente exemplo de configuração não é aplicado for modulação, que, originalmente, não envolve nenhum componente de quadratura, como, por exemplo o método ASK, um circuito de demodulação para um componente de quadratura, isto é, um circuito de detecção de quadratura, não é exigido na unidade funcional de demodulação 8400.

A figura 12B ilustra um estado dos sinais de transmissão de canais individuais quando um processo MIMO for realizado aplicando a condição do caminho 2 quando o método de modulação em que o presente exemplo de configuração não é aplicado for o método ASK. Da forma vista na figura 12B, componentes do primeiro canal chi são recebidos como um sinal composto de um componente do eixo geométrico I (Chl_I) de um valor desejado original, isto é, uma onda desejada para um sinal desejado, e um componente do eixo geométrico I (CH2_I') de uma onda desnecessária para um sinal desnecessário que se origina do segundo canal ch2 pela antena 236_1. Componentes do segundo canal ch2 são recebidos como um sinal composto de um componente do eixo geométrico I (Ch2_I) de uma onda desejada original para um sinal desejado e de um componente do eixo geométrico I (ChlJT) de uma onda desnecessária para um sinal desnecessário que se origina do primeiro canal chi pela antena 236_2. Como pode-se perceber a partir da figura 12B, no processo MIMO no lado da recepção, é necessário apenas cancelar um componente de um componente desnecessário que aparece como um componente em fase em relação à onda desejada, e a unidade funcional de demodulação 8400 não exige um circuito de detecção de quadratura.

A figura 12C mostra um processador MIMO 604B do segundo

exemplo correspondente à figura 12B e circuitos do estágio precedente, incluindo a antena 236, o amplificador 8224 e a unidade funcional de demodulação 8400. A figura 12C representa detecção de amplitude e detecção de envelope ou detecção de lei quadrática. A unidade funcional de demodulação 8400 inclui um circuito

de detecção de amplitude 8403 para cada canal. Da forma supradescrita, o circuito de detecção de amplitude 8403 da presente modalidade não usa detecção síncrona, mas detecção de envelope ou detecção de lei quadrática, para demodular um sinal considerando uma onda desejada e um sinal considerando uma onda desnecessária.

O circuito de detecção de amplitude 8403 para o primeiro canal supre saídas de demodulação do primeiro canal chi de um sinal desejado e do segundo canal ch2 de um sinal desnecessário ao processador de filtro 8410. A partir do processador de filtro 8410, é transmitido um componente composto de um sinal de demodulação CH1_I do primeiro canal chi de um sinal desejado e de um componente CH2_I! do segundo canal ch2 de um sinal desnecessário.

Também, o circuito de detecção de amplitude 8403 para o segundo canal supre similarmente saídas de demodulação do segundo canal ch2 de um sinal desejado e do primeiro canal chi de um sinal desnecessário ao processador de filtro 8410. A partir do processador de filtro 8410, é transmitido um componente composto de um componente CH2_I do segundo canal ch2 de um sinal desejado e de um componente CH1_I' do primeiro canal chi de um sinal desnecessário.

O processador MIMO 604B realiza um processo de cálculo da matriz inversa por processamento analógico, e inclui quatro multiplicadores 622, 624, 626 e 628 e dois adicionadores 625 e 629. Nos multiplicadores 622 e 626, é inserido o sinal de demodulação CH1I+CH2I' transmitido a partir do processador de filtro 8410 do primeiro canal e, nos multiplicadores 624 e 628, é inserido o sinal de modulação CH2_I+CH1_I' transmitido a partir do processador de filtro 8410 do segundo canal.

O multiplicador 622 multiplica ou amplifica o sinal de modulação CH1_I+CH2_I' por um elemento, ou com ele, que é um termo de número real Re', na primeira linha da primeira coluna da matriz inversa. O multiplicador 624 multiplica ou amplifica o sinal de modulação CH2_I+CH1_I' por um elemento, ou com ele, que é um termo de número real Re"', na primeira linha da segunda coluna da matriz inversa. O multiplicador 626 multiplica ou amplifica o sinal de modulação CH1I+CH2I' por um elemento, ou com ele, que é o termo de número real Re'", na segunda linha da primeira coluna da matriz inversa. O multiplicador 628 multiplica ou amplifica o sinal de modulação CH2I+CH1I' por um elemento, ou com ele, que é o termo de número real Re', na segunda linha da segunda coluna da matriz inversa. Percebe-se que, se um elemento da matriz estiver negativo, então, ele é invertido e, então, amplificado.

Cada um dos adicionadores 625 e 629 adiciona uma quantidade de correção de ganho R' para um componente composto de um sinal de demodulação do autocanal, recebido como uma onda desejada e demodulado no autocanal, e de um sinal de demodulação para o outro canal, recebido como uma onda desnecessária e demodulado no autocanal, e uma quantidade de correção de ganho R'" para um componente composto de um sinal de demodulação do outro canal, recebido como uma onda desejada e demodulado no outro canal, e de um sinal de demodulação do autocanal, recebido como uma onda desnecessária e demodulado no outro canal. Por tal adição, um componente de demodulação do outro canal demodulado pelo processo de demodulação no autocanal é cancelado para obter um canal sujeito à transmissão para o autocanal.

Em particular, o adicionador 625 adiciona um sinal CHl_Re'+Ch2_Re', transmitido a partir do multiplicador 622, e um sinal Ch2_Re"'+Chl_Rem, transmitido a partir do multiplicador 624. Pela adição, um componente de interferência com base na onda desnecessária do segundo canal é cancelado e um sinal sujeito à transmissão do primeiro canal é adquirido.

Similarmente, o adicionador 629 adiciona um sinal Ch2_Re'+CHl_Re', transmitido a partir do multiplicador 628, e um sinal Chl_Re"'+Ch2_Rem, transmitido a partir do multiplicador 626. Pela adição, um componente de interferência com base na onda desnecessária do primeiro canal é cancelado e um sinal sujeito à transmissão do segundo canal é adquirido.

Desta maneira, quando o método de modulação no caso, em que o presente exemplo de configuração não é aplicado, for o método ASK e o número de antenas for dois, pela realização do processo MIMO no lado da recepção aplicando a condição do caminho 2, o número de vezes que o - , 82 cálculo do número real deve ser realizado no cálculo de matriz inversa pelo processador MIMO 604B é quatro, e o número de adicionadores é dois. Assim, o número de vezes de multiplicação de número real pode ser reduzido em 1/4 e o número de adicionadores pode ser reduzido em relação ao caso em que a condição do caminho 2 da presente modalidade não é aplicada. A unidade funcional de demodulação 8400 não exige um circuito de demodulação para um componente de quadratura, isto é, um circuito de detecção de quadratura, e o circuito de detecção de amplitude 8403 que adotou detecção de lei quadrática ou detecção de envelope pode ser usado. Assim, a configuração do circuito no lado da recepção é simplificada, em comparação com aquela em que a condição do caminho 1 mostrada nas figuras 1IA até 1IC é aplicada.

[Característica de Fase que Depende da Diretividade] A figura 13 ilustra um método de contramedida quando uma antena tiver uma característica de fase que se baseia na diretividade. Nas figuras 9A até 12C, os pares de antenas são arranjados em um relacionamento "direcionado" um para o outro, de maneira tal que as antenas possam não ter uma característica de fase que se baseia na diretividade. Ao contrário, quando os pares de antenas tiverem uma característica de fase cpa que se baseia na diretividade, é necessário levar em consideração uma influência não apenas da diferença de caminho Ad, mas, também, da característica de fase cpa. Basicamente, a influência da característica de fase cpa deve ser eliminada da seguinte maneira.

Na figura 13, o caractere de referência 01 denota um ângulo de incidência de uma onda desejada do primeiro canal na antena 236_1, que corresponde a um ângulo de radiação da onda desejada da antena 136_1, que, assim, coopera com a antena 236_1 para formar o primeiro par de antenas. O ângulo 01 também é um ângulo de incidência de uma onda desejada do segundo canal na antena 2362, que corresponde a um ângulo de radiação da onda desejada da antena 136 2, que, assim, coopera com a antena 236_2 para formar o segundo par de antenas. Aqui, o ângulo Θ1 tem um valor próximo de zero. Neste ínterim, o caractere de referência Θ2 denota um ângulo de incidência de uma onda desnecessária do primeiro canal na antena 236_1, que corresponde a um ângulo de radiação da onda desnecessária da antena 136_2. Adicionalmente, já que o ângulo Θ1 é próximo de zero, o ângulo Θ2 também é um ângulo de incidência de uma onda desnecessária do segundo canal na antena 236_2, que corresponde ao ângulo de radiação da onda desnecessária da antena 13 6_1.

Embora a descrição detalhada de um processo de derivação de

expressões seja omitida, se uma quantidade de influência da característica de fase cpa for convertida em uma distância, e representada por ela, então, ela é dada por uma expressão (5-1). Adicionalmente, se a condição do caminho 1 for recalculada com a quantidade de influência levada em consideração,

então, ela é representada por uma expressão (5-2) dada a seguir. Se a condição do caminho 2 for recalculada com a quantidade de influência levada em consideração, então, ela é representada por uma expressão (5-3) dada a seguir. Em todos os casos, a quantidade de influência da característica de fase (pa é corrigida.

Conversão da quantidade de influência da diferença de fase em

distância

~ dl—dl — Xc-

híM)

4

η 4

M

ΦΜ1

·* (S-I)

(5—2)

(5-3)

2 Tt

[Aplicação em Três ou Mais Canais]

As figuras 14 e 15 ilustram um método de contramedida quando três ou mais pares de antenas estiverem envolvidos. Também, quando o número de pares de antenas aumentar para três ou mais, se a diferença de caminho Ad for ajustada para satisfazer a condição do caminho 1, então, uma matriz de canal e uma matriz inversa à matriz de canal incluem apenas elementos de um termo de número real ou de um termo de número imaginário, similarmente ao caso em que dois pares de antenas estão envolvidos. Em particular, um elemento de uma onda desejada, em que i = j, inclui apenas um termo de número real Re, mas um elemento de uma onda desnecessária, em que i Φ j, inclui apenas um termo de número imaginário Im. Adicionalmente, da forma vista na figura 15, mesmo quando

três ou mais pares de antenas estiverem envolvidos, se a diferença de caminho Ad for ajustada para satisfazer a condição do caminho 2, então, uma matriz de canal e uma matriz inversa à matriz de canal vêm a incluir elementos apenas de um termo de número real, similarmente ao caso em que dois pares de antenas estão envolvidos. Em particular, um elemento de uma onda desejada, em que i = j, inclui apenas um termo de número real Re, e, também, um elemento de uma onda desnecessária, em que i Φ j, inclui apenas um termo de número real Re. Uma combinação denotada por uma elipse na figura 15 representa um objeto de consideração de uma condição de restrição. No geral, quando o número de canais for M, como pode ser

pressuposto a partir de uma matriz de canal, em consideração a ambas as condições de caminho 1 e 2, é necessário que a multiplicação de número real seja realizada, em modulação biaxial tal como a QPSK, por 2-M2 vezes, e em modulação uniaxial tais como o método ASK ou o método BPSK, por M2 vezes. Isto significa que, quando o número de pares de antenas for três ou mais, se uma abordagem similar àquela em que o número de pares de antenas é dois for aplicada simplesmente como ela é, então, a quantidade de cálculo no cálculo do número real aumenta em proporção ao quadrado do número do par de antenas. Portanto, na presente modalidade, quando o número de pares de antenas for três ou mais, uma contramedida é tomada com base na característica do arranjo de antena supradescrita, de maneira tal que o número de vezes de cálculo do número real possa não aumentar em proporção ao quadrado do número de canais, isto é, o aumento do número de vezes de cálculo do número real pode ser suprimido. Em particular, presta-se atenção ao fato de que a influência de uma onda de interferência de uma antena adjacente é mais alta e que a influência de uma onda de interferência das outras antenas é comparativamente inferior. Por isto, uma distância da antena é determinada levando uma onda desnecessária ou onda de interferência de uma antena adjacente em consideração, e também é aplicada às outras antenas.

Pela contramedida, por exemplo, quando a condição do caminho 1 for aplicada, em relação aos canais do lado interno, exceto os canais da extremidade oposta, torna-se necessário levar em consideração apenas o termo de número real de uma antena 136 de uma onda desejada e o termo de número imaginário, considerando aquelas antenas 136 de uma onda desnecessária posicionadas nos lados opostos da antena 136. Em particular, quando presta-se atenção ao i-ésimo canal, apenas uma onda desejada da i- ésima antena 136_i até a antena 236_i e uma onda desnecessária da i-ésima antena 136_i até a antena 236 i, bem como uma onda desnecessária da

i+1 ésima antena 136_i+1 até a antena 236_i devem ser levadas em

consideração. Portanto, na i-ésima linha de uma matriz de canal e de uma matriz inversa à matriz de canal, o elemento de uma onda desejada na i-ésima coluna se torna um termo de número real e os elementos de uma onda desnecessária na i-ésima coluna e na i+1 ésima coluna se tornam um termo de número imaginário, enquanto os outros elementos de uma onda desnecessária se tornam zero.

Quando a condição do caminho 2 for aplicada, nos canais do lado interno, exceto os canais da extremidade oposta, é necessário levar em consideração apenas o termo de número real considerando uma antena 136 de uma onda desejada e o termo de número real considerando aquelas antenas 136 de uma onda desnecessária posicionadas nos lados opostos da antena 136.

Em particular, quando presta-se atenção ao i-ésimo canal, é necessário apenas

levar em consideração uma onda desejada da i-ésima antena 136_i até a

antena 236_i e uma onda desnecessária da i-ésima antena 13 6_i-1 até a antena 236_i, bem como uma onda desnecessária da i+lésima antena 136_i+l até a antena 236_i. Portanto, na i-ésima linha de uma matriz de canal e de uma matriz inversa à matriz de canal, o elemento de uma onda desejada na i-ésima coluna se torna um termo de número real e, também, os elementos de uma onda desnecessária na i-ésima coluna e na i+lésima coluna se tornam um termo de número real, enquanto os outros elementos de uma onda desnecessária se tornam zero. Em relação a ambas as condições de caminho 1 e 2, o número

de vezes de multiplicação de número real para os canais da extremidade oposta é dois, e o número de vezes de multiplicação de número real para os canais do lado interno, exceto os canais da extremidade oposta, é três. Assim, a quantidade do processamento MIMO pode ser reduzida em relação àquela em que a presente técnica não é aplicada.

Em particular, quando o número de canais for M, que é um número inteiro igual ou maior que 3, no caso de ambas as condições de caminho 1 e 2, o número de vezes de cálculo do número real é, no caso de modulação biaxial, tal como a QPSK, 2·{2·2 + (Μ - 2)·3}, mas, no caso de modulação uniaxial, tais como o método ASK ou o método BPSK, {2-2 + (M - 2)·3}. Isto significa que, quando o número de pares de antenas for três ou mais, a quantidade de cálculo, do cálculo do número real, pode ser reduzida em relação àquela em que uma abordagem similar àquela em que o número de pares de antenas é dois é aplicada simplesmente como ela é. [Aplicação no Arranjo Tridimensional]

As figuras 16A e 16B ilustram uma técnica de aplicação de um processo MIMO, que é aplicado no lado da recepção supradescrito em relação às figuras 7A até 15, em um caso em que antenas de transmissão e de recepção são tridimensionalmente arranjadas.

O assunto supradescrito em relação às figuras 7A até 15 é a aplicação de exemplos em um caso em que antenas 136 no lado da transmissão e antenas 236 no lado da recepção são arranjadas bidimensionalmente.

Entretanto, na presente modalidade, o mecanismo para reduzir

a quantidade do processamento MIMO no lado da recepção pode ser aplicado não apenas em um caso em que antenas de transmissão e de recepção são arranjadas bidimensionalmente, mas, também, em um outro caso em que antenas de transmissão e de recepção são tridimensionalmente arranjadas, da forma vista na figura 16B.

Por exemplo, na figura 16B, sete antenas 1361 até 136_7 são arranjadas em um relacionamento espaçado, em uma distância G uma em relação à outra, em um chip semicondutor 103 no lado da transmissão, e antenas 236_@ são providas em um chip semicondutor 203_@ em um relacionamento direcionado com as antenas 136_@. Também, as antenas 236_@ são providas em um relacionamento espaçado na distância G uma em relação à outra.

Embora, na figura 16B, apenas uma onda desejada do chip semicondutor 103 no lado da transmissão até o chip semicondutor 203 no lado da recepção seja ilustrada, quanto às ondas desnecessárias entre aquelas antenas que não ficam dispostas em um relacionamento direcionado uma com a outra, uma abordagem similar àquela no caso do arranjo bidimensional supradescrito pode ser aplicado. Também, no arranjo tridimensional, operação e efeitos similares àqueles supradescritos podem ser alcançados pelo ajuste da diferença de caminho Ad das ondas desejadas e das ondas desnecessárias para satisfazer a condição do caminho 2 supradescrita.

Incidentemente, os locais nos quais as antenas 236 do chip semicondutor 203 são arranjadas em relação às antenas 136 do chip semicondutor 103 ficam posicionados, basicamente, em um plano paralelo ao plano do chip semicondutor 103, isto é, das antenas 136. Uma célula mínima formada a partir das antenas 136 ou das antenas 236 é um triângulo regular.

Quando ondas desnecessárias ou ondas de interferência das antenas nos lados opostos adjacentes a uma onda desejada forem consideradas, uma matriz de canal a ser aplicada nas três dimensões pode ser estudada, prestando atenção a um estado de um hexágono regular, da forma vista na figura 16B. Por exemplo, considera-se que um canal de uma onda desejada é provido pelas antenas 136_1 e 236_1, no centro de um hexágono regular. Em outras palavras, uma onda desejada é transmitida da antena 1361, no centro do triângulo regular no lado da transmissão, à antena 236_1, no centro do hexágono regular no lado da recepção. Neste momento, as antenas adjacentes, que tornam um objeto de análise de ondas desnecessário à antena 236_1, são as antenas 136_2 até 136 7 arranjadas nos vértices do polígono regular.

[Processo MIMO Digital]

As figuras 17A e 17B ilustram uma técnica básica em que o processo MIMO no lado da recepção é realizado por processamento digital. Na configuração mostrada na figura 11C, como o exemplo de referência em que o arranjo de antena é ajustado para satisfazer a condição do caminho 1, e na configuração mostrada na figura 12C, em que o arranjo de antena é ajustado para satisfazer a condição do caminho 2, o processador MIMO 604 (604A e 604B) está pronto para processamento analógico.

Entretanto, o cálculo de matriz inversa pelo processador MIMO 604 não é realizado, necessariamente, por um circuito analógico, mas pode ser realizado processamento de sinal digital se não houver problema na velocidade de processamento. Neste caso, um sinal analógico depois de um processo de demodulação, transmitido a partir da unidade funcional de demodulação 8400, ou depois de um processo LPF, transmitido a partir do processador de filtro 8410, deve ser suprido ao processador MIMO 604 depois de ele ser convertido em um sinal digital.

Entretanto, a figura 17A ilustra um exemplo de uma contramedida para a configuração da figura IlC pronta para a condição do caminho 1, como o exemplo de referência, e a figura 17B ilustra um exemplo de uma contramedida para a configuração da figura 12C pronta para a condição do caminho 2, que são adotadas na presente modalidade. A figura 17B representa detecção de amplitude e detecção de envelope ou detecção de lei quadrática. Em ambos os exemplos, um conversor AD 632 (ADC) fica disposto entre o processador de filtro 8410 e o processador MIMO 604. Nenhuma alternação é aplicada na outra parte. Embora não mostrado, se o processo LPF também precisar ser realizado digitalmente, o conversor AD 632 deve ficar disposto entre a unidade funcional de demodulação 8400 e o processador de filtro 8410.

As figuras 18 até 2ID mostram aplicações em particular (a seguir, referidas como Sistemas MIMO de Recepção) do processo MIMO aplicado no lado da recepção supradescrito em relação às figuras 7A até 17B. O sistema MIMO de recepção 4A da primeira modalidade mostrado na figura 18 tem uma configuração pronta para um caso em que "n", que prescreve a condição do caminho, é um número par (n = 2m:m é um número inteiro positivo). O sistema MIMO de recepção 4B da segunda modalidade mostrado na figura 19 tem uma configuração pronta para um caso em que "n", que prescreve a condição do caminho, é um número ímpar (n = 2m-l:m é um número inteiro positivo). Nas figuras 18 e 19, é mostrada uma configuração 1:1 em que, embora M canais estejam envolvidos, o lado da transmissão tem uma configuração de um chip e, também, o lado da recepção tem uma configuração de um chip. Entretanto, em outras circunstâncias, pode ser usada uma configuração 1 :N em que um chip semicondutor 203 é usado para cada canal no lado da recepção. As figuras 20A até 20C ilustram uma situação de um sinal composto de uma onda desejada e de uma onda desnecessária recebido por uma antena 236. As figuras 21A até 2ID ilustram a diferença entre a detecção de envelope e a detecção de lei quadrática.

No sistema MIMO de recepção 4A da presente modalidade, o circuito de detecção de amplitude 8403 da unidade funcional de demodulação 8400 no lado da recepção não aplica detecção de quadratura ou detecção síncrona, mas aplica detecção de envelope ou detecção quadrática baixa. Adicionalmente, levando em consideração uma combinação com a detecção

*

de envelope ou a detecção de lei quadrática, todos os M canais adotam um método que modula apenas a amplitude, aqui, o método ASK.

O arranjo de antena é ajustado de maneira tal que a diferença de caminho Ad satisfaça a condição do caminho 2. Em particular, as antenas 136 e 236 são arranjadas de forma que o relacionamento da diferença de caminho Ad = (n/2 + l/4)Xc possa ser aproximado. Já que a condição do caminho 2 é aplicada, o processador MIMO 60IB do segundo exemplo supradescrito em relação à figura 12C é usado como o processador MIMO 604.

Mais preferivelmente, o arranjo de antena é ajustado de maneira tal que, particularmente, η na condição do caminho 2 possa ser um número par, isto é, Ad = mkc possa ser satisfeita, como na primeira modalidade mostrada na figura 18. Naturalmente, não exclui-se que o arranjo de antena seja ajustado de maneira tal que η na condição do caminho 2 seja um número ímpar, isto é, Ad = (m - 1/2)λο seja satisfeita, como na segunda modalidade mostrada na figura 19. Embora, de acordo com a detecção de envelope, um envelope de um sinal de entrada seja transmitido como ele está, da forma vista na figura 2IA, de acordo com a detecção de lei quadrática, um resultado da elevação ao quadrado de um envelope de um sinal de entrada é transmitido, da forma vista na figura 21B. Portanto, embora uma saída de detecção de envelope exiba uma variação linear em relação ao sinal de entrada, da forma vista nas figuras 2IC e 21 D, de acordo com a detecção de lei quadrática, o grau de influência da elevação ao quadrado varia, dependendo do nível do sinal de entrada, e a saída da detecção da lei quadrática exibe uma variação não linear. Portanto, a detecção de lei quadrática tem um ponto difícil em que um resultado de um processo MIMO ordinário que realiza processamento linear se torna bastante impreciso. Adicionalmente, como pode-se perceber a partir das figuras 21C e 21 D, quando o sinal de nível de recepção for baixo, a saída de demodulação em decorrência da detecção de lei quadrática se torna proeminentemente baixa. Portanto, a detecção de lei quadrática não pode ser receptivamente adotada quando o nível do sinal composto de uma onda desejada e de uma onda desnecessária for baixo.

Portanto, quando imprecisão ou não linearidade não puderem ser aceitas, um processo MIMO deve ser usado em combinação com uma saída de detecção de envelope. Entretanto, quando imprecisão puder ser aceita, é possível usar um processo MIMO em combinação com a detecção de lei quadrática, e a configuração da primeira modalidade mostrada na fórmula IV será adotada.

H =

^hu hlr2 -"hf^ h2,i h2,2 '"^{,n

VhMrI hM,2 KJ

MxM

Fórmula IV

Por outro lado, quando "n" for um número ímpar, já que o valor médio do sinal composto é baixo, preferivelmente, um processo MIMO é combinado com a detecção de envelope e, já que é realmente difícil adotar uma combinação de um processo MIMO com a detecção quadrática baixa, a configuração da segunda modalidade mostrada na figura 19 será adotada.

Aqui, como pode-se supor a partir das figuras IOA até 10C, a

magnitude do nível médio do sinal composto recebido é influenciada pela condição se η é um número par ou um número ímpar. Especificamente, quando η for um número par, da forma vista na figura 2IA, já que o termo de número real ou termo cos está positivo, da forma vista na figura 10B, isto é, não há atraso de fase e a fase é a mesma, uma fase desejada e uma onda desnecessária aparecem na mesma fase. Portanto, o componente do sinal portador efetivo da ASK aumenta. Em outras palavras, o valor médio do sinal composto recebido pela antena 236 no lado da recepção aumenta seguramente, e a fase do sinal composto não pode ser invertida. Por exemplo, a OOK é considerada como um exemplo da

ASK, a fim de facilitar entendimentos. Quando a onda desejada for "1", o nível da onda desnecessária é inferior ao nível da onda desejada e, portanto, mesmo se a onda desnecessária for "1", a fase do sinal de recepção não é invertida. Portanto, mesmo se a unidade funcional de demodulação 8400 realizar a detecção de envelope ou a detecção de lei quadrática, a demodulação de um sinal composto de uma onda desejada e de uma onda desnecessária pode ser apropriadamente realizada. Já que a fase do sinal de recepção não é invertida, independente do grau de modulação, isto é, mesmo pela aplicação da OOK, a informação de amplitude é mantida tanto pela detecção de envelope quanto pela detecção de lei quadrática e os sinais individuais podem ser recebidos.

Quando "n" for um número par na aplicação da condição do caminho 2, o valor médio de uma onda desejada e de uma onda desnecessária é alto. Portanto, a combinação de um processo MIMO com a detecção de envelope pode ser naturalmente adotada, como no caso da primeira modalidade mostrada na figura 18. Adicionalmente, quando imprecisão puder ser aceita, a combinação com a detecção de lei quadrática também pode ser adotada.

Por outro lado, quando η for um número ímpar, da forma vista na figura 21B, já que o termo de número real ou termo cos está negativo, da forma vista na figura 10B, em virtude de haver um atraso de fase de π ou a fase ser invertida, uma onda desnecessária aparece na fase oposta àquela de uma onda desejada. Portanto, cai o nível de um componente do sinal portador efetivo da ASK. Em outras palavras, o valor médio do sinal composto recebido pela antena 236 no lado da recepção diminui.

Assim, quando "n" for um número ímpar, já que a onda desejada e a onda desnecessária na antena 236 no lado da recepção têm um relacionamento de fase oposto uma à outra e, possivelmente, a fase do sinal composto delas pode ser invertida, possivelmente, o sinal de recepção ou o sinal composto pode ficar igual aquele da BPSK.

Por exemplo, a OOK é considerada como um exemplo da ASK, a fim de facilitar entendimentos. No caso da OOK, quando a onda desejada for "O", se a onda desnecessária for "1", então, a fase do sinal composto é invertida. Desta maneira, se a unidade funcional de demodulação 8400 realizar a detecção de envelope ou a detecção de lei quadrática diretamente, então, modulação do sinal composto da onda desejada e da onda desnecessária não pode ser realizada apropriadamente.

Se isto for levado em consideração, então, quando a condição do caminho 2 for aplicada, quando a unidade funcional de demodulação 8400 realizar a detecção de envelope ou a detecção de lei quadrática, é preferível ajustar "n" em um número par (n = 2m) e arranjar as antenas de forma que a diferença de caminho Ad possa se aproximar do relacionamento de ηιλϋ, para, desse modo, adotar a configuração da primeira modalidade mostrada na figura 18. Por isto, as fases de uma onda desejada e de uma onda desnecessária podem ser ajustadas uma em relação à outra, e informação de amplitude da onda desejada e da onda desnecessária é mantida mesmo se a detecção de envelope ou a detecção de lei quadrática forem aplicadas. Isto também é uma aplicação da condição do caminho 2, e a matriz de canal H ou a matriz inversa H1 da mesma incluem elementos apenas dos números reais. Consequentemente, a quantidade do processamento MIMO pode ser reduzida.

Por outro lado, quando a condição do caminho 2 for aplicada, se "n" for ajustado em um número ímpar (n = 2m - 1) e as antenas forem arranjadas de forma que a diferença de caminho Ad possa se aproximar de (m - l/2)Xc, então, possivelmente, queda de nível ou inversão de fase do sinal de recepção podem ocorrer. Portanto, também é difícil adotar diretamente a configuração da segunda modalidade mostrada na figura 19.

Entretanto, mesmo quando a diferença de caminho Ad satisfizer a condição do caminho 2 e "n" for ajustado em um número ímpar (n = 2m - 1), pode-se lidar com a dificuldade supradescrita pela diminuição do grau de modulação no lado da transmissão em antecipação, de forma que a inversão de fase de um sinal composto de uma onda desejada e de uma onda desnecessária possa não ocorrer, da forma vista nas figuras 21C e 21 D. Em particular, quando um nível de sinal mínimo de uma onda desejada recebida pela antena 236 for representado por a e um nível da amplitude de sinal máximo de uma onda desnecessária recebida pela antena 236 for representado por b, da forma vista na figura 21C, o grau de modulação deve ser ajustado para satisfazer a > b.

Quando o grau de modulação diminuir em uma quantidade correspondente à amplitude de recepção de um componente de sinal da onda desnecessária no lado da transmissão, mesmo quando "n" for ajustado em um número ímpar na aplicação da condição do caminho 2, a inversão de fase do sinal composto da onda desejada e da onda desnecessária pode ser impedida, da forma vista na figura 21 D. Assim, a demodulação do sinal composto pode ser garantida.

Já que o degrau de modulação diminui, é realmente difícil aplicar a OOK. Entretanto, pelo ajuste do grau de modulação apropriadamente, de forma que a fase do sinal de recepção não possa ser invertida, informação de amplitude é mantida tanto na detecção de envelope quanto na detecção de lei quadrática, e sinais individuais podem ser recebidos. Percebe-se que, já que o nível do sinal composto da onda desejada e da onda desnecessária é baixo, é realmente possível apenas aplicar a detecção de envelope enquanto a aplicação da detecção de lei quadrática for muito difícil, como no caso da configuração da segunda modalidade mostrada na fórmula IV.

O presente pedido contém assunto em questão relacionado àquela divulgado no Pedido de Prioridade de Patente Japonês JP 2009- 223683, depositado no Escritório de Patente Japonês em 29 de setembro de 2009, cuja íntegra do conteúdo é, pelo presente, incorporada pela referência.

Versados na técnica entendem que várias modificações, combinações, subcombinações e alterações podem ocorrer, dependendo das exigências de desenho e de outros fatores, contanto que eles estejam no escopo das reivindicações anexas ou dos equivalentes destas.

Claims

1. Sistema de transmissão sem fio, caracterizado pelo fato de que compreende: uma pluralidade de pares de antenas, cada qual incluindo uma combinação de uma antena de transmissão e de uma antena de recepção, uma correspondente à outra, e disposta de maneira tal que um sinal de rádio radiado a partir da antena de transmissão de um primeiro par dos pares de antenas chegue diretamente como uma onda desejada na antena de recepção do primeiro par de antenas, enquanto um sinal de rádio radiado a partir da antena de transmissão de um segundo par dos pares de antenas diferente do primeiro par de antenas chega diretamente como uma onda desnecessária na antena de recepção do primeiro par de antenas; uma unidade funcional de modulação provida para cada um dos pares de antenas e adaptada para modular um sinal portador com um sinal sujeito à transmissão e transmitir o sinal portador modulado da antena de transmissão do correspondente par de antenas, as unidades funcionais de modulação de todos os canais de uma pluralidade de sinais sujeitos à transmissão adotando um método que modula apenas a amplitude; uma unidade funcional de demodulação adaptada para usar detecção de envelope ou detecção de lei quadrática para detectar sinais de modulação recebidos em relação a todos os canais; e uma unidade de correção de característica de transmissão adaptada para realizar cálculo de correção com base nas características de transmissão dos espaços de transmissão entre as antenas de transmissão e as antenas de recepção, com base nos sinais de demodulação demodulados pela dita unidade funcional de demodulação e individualmente correspondentes às antenas de recepção, para adquirir sinais de saída correspondentes aos sinais sujeitos à transmissão.

2. Sistema de transmissão sem fio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a dita unidade de correção de característica de transmissão realiza, para cada um dos canais das diversas antenas de recepção, cálculo de correção considerando o termo de número real correspondente a um sinal desejado e cálculo de correção considerando o termo de número real correspondente a um sinal desnecessário, para a demodulação de componentes demodulados pela dita unidade funcional de demodulação, e adiciona um sinal corrigido considerando o termo de número real correspondente ao sinal desejado e um sinal corrigido considerando o termo de número real correspondente ao sinal desnecessário considerando o canal da antena de recepção diferente, para adquirir um sinal de saída correspondente ao sinal sujeito à transmissão.

3. Sistema de transmissão sem fio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que as diferenças de caminho, cada uma das quais sendo uma diferença entre uma distância interantenas da onda desejada e uma distância interantenas da onda desnecessária entre as antenas de transmissão e de recepção, são ajustadas de maneira tal que cada um dos elementos da onda desejada de uma matriz que define a característica de transmissão possa ser representado apenas por um termo de número real, enquanto cada um dos elementos da onda desnecessária da matriz que define a característica de transmissão pode ser representado apenas por um termo de número real.

4. Sistema de transmissão sem fio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que, quando um comprimento de onda de um sinal portador usado na dita unidade funcional de demodulação for representado por Xc e uma característica de fase que se baseia na diretividade de uma antena for representada por zero, a diferença de caminho, que é uma diferença entre a distância interantenas da onda desejada e a distância interantenas da onda desnecessária entre a antena de transmissão e a antena de recepção, é ajustada em (n/2)Xc, η sendo um número inteiro positivo igual ou maior que 1.

5. Sistema de transmissão sem fio, de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de que o parâmetro η é um número par e a diferença de caminho é ajustada em mlc, em que m é um número inteiro positivo igual ou maior que 1.

6. Sistema de transmissão sem fio, de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de que o parâmetro η é um número ímpar e a diferença de caminho é ajustada em (m - l/2)Xc, em que m é um número inteiro positivo igual ou maior que 1, e um dispositivo de comunicação sem fio no lado da transmissão ajusta um grau de modulação, de forma que inversão de fase possa não ocorrer com um sinal composto da onda desejada e da onda desnecessária.

7. Sistema de transmissão sem fio, de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de que, quando um ângulo de radiação da onda desejada da antena de transmissão do primeiro par de antenas e um ângulo de incidência da onda desejada na antena de recepção do primeiro par de antenas forem representados por Θ1; um ângulo de radiação da onda desnecessária da antena de transmissão do segundo par de antenas e um ângulo de incidência da onda desnecessária na antena de recepção do primeiro par de antenas for representado por Θ2; e características de fase que se baseiam na diretividade das antenas de transmissão e da antena de recepção forem representadas por Cpa(Gl) e cpa(92), respectivamente, a diferença de caminho é corrigida por -(cpa(92) - (pa(91)) / π)λο.

8. Sistema de transmissão sem fio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que sinais portadores usados pelas unidades funcionais de modulação e pelas unidades funcionais de demodulação têm uma freqüência comum a todos os canais.

9. Dispositivo de comunicação sem fio para um sistema que inclui uma pluralidade de pares de antenas, cada qual incluindo uma combinação de uma antena de transmissão e de uma antena de recepção, uma correspondente à outra, e disposta de maneira tal que um sinal de rádio radiado a partir da antena de transmissão de um primeiro par dos pares de antenas chegue diretamente como uma onda desejada na antena de recepção do primeiro par de antenas, enquanto um sinal de rádio radiado a partir da antena de transmissão de um segundo par dos pares de antenas diferente do primeiro par de antenas chega diretamente como uma onda desnecessária na antena de recepção do primeiro par de antenas, caracterizado pelo fato de que dito dispositivo de comunicação sem fio compreende: uma unidade funcional de demodulação provida correspondente a cada uma das antenas de recepção e adaptada para usar a detecção de envelope ou a detecção de lei quadrática para detectar um sinal de modulação recebido, em que apenas a amplitude de um sinal portador é modulada; e uma unidade de correção de característica de transmissão adaptada para realizar cálculo de correção com base nas características de transmissão dos espaços de transmissão entre as antenas de transmissão e as antenas de recepção, com base nos sinais de demodulação demodulados pela dita unidade funcional de demodulação e individualmente correspondentes às antenas de recepção, para adquirir sinais de saída correspondentes aos sinais sujeitos à transmissão.

10. Dispositivo de comunicação sem fio, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que a dita unidade de correção de característica de transmissão realiza, para cada um dos canais das diversas antenas de recepção, cálculo de correção considerando o termo de número real correspondente à onda desejada e cálculo de correção considerando o termo de número real correspondente à onda desnecessária, para a demodulação de componentes demodulados pela dita unidade funcional de demodulação, e adiciona um sinal corrigido considerando o termo de número real correspondente à onda desejada e um sinal corrigido considerando o termo de número real correspondente à onda desnecessária considerando o canal da antena de recepção diferente, para adquirir um sinal de saída correspondente ao sinal sujeito à transmissão.

11. Método de transmissão sem fio para um sistema que inclui uma pluralidade de pares de antenas, cada qual incluindo uma combinação de uma antena de transmissão e de uma antena de recepção, uma correspondente à outra, e disposta de maneira tal que um sinal de rádio radiado a partir da antena de transmissão de um dos pares de antenas chegue diretamente como uma onda desejada na antena de recepção do um par de antenas, enquanto um sinal de rádio radiado a partir da antena de transmissão de um outro par dos pares de antenas diferente do um par de antenas chega diretamente como uma onda desnecessária na antena de recepção do um par de antenas, caracterizado pelo fato de que o método de transmissão sem fio compreende as etapas de: realizado por um dispositivo de comunicação sem fio no lado da transmissão, modular apenas a amplitude de um sinal portador para todos os canais de uma pluralidade de sinais sujeitos à transmissão e transmitir os sinais portadores modulados pela multiplexação por divisão de espaço por sem fio; realizado por um dispositivo de comunicação sem fio no lado da recepção, usar detecção de envelope ou detecção de lei quadrática para os sinais modulados recebidos para todos os canais, para adquirir sinais de demodulação; e realizado pelo dispositivo de comunicação sem fio no lado da recepção, realizar cálculo de correção com base nas características de transmissão dos espaços de transmissão entre as antenas de transmissão e as antenas de recepção, com base nos sinais de demodulação individualmente correspondentes às antenas de recepção, para adquirir sinais de saída correspondentes aos sinais sujeitos à transmissão.