JP2011077569A - 無線伝送システム、無線通信装置、無線伝送方法 - Google Patents

Abstract

【課題】機器内または機器間での無線伝送に適したＭＩＭＯ処理にする。
【解決手段】第１通信装置１００に送信用のアンテナ１３６を設け、対応する第２通信装置２００にも受信用のアンテナ２３６を設けて１対１に対応させる。パス差が（ｎ／２）λｃとなるようにアンテナ配置を設定する。対応したアンテナ１３６から発せられる所望波を直接波として受信し、対応しないアンテナ１３６から発せられる不要波を直接波として受信する。第１通信装置１００は、全系統について搬送信号の振幅のみを変調する。第２通信装置２００では、復調機能部８４００が各アンテナ２３６で受信した所望波と不要波の合成波のそれぞれを包絡線検波または自乗検波で復調する。ＭＩＭＯ処理部６０４は、復調された各アンテナ２３６と対応する復調信号のそれぞれに対し、アンテナ１３６，２３６間における伝送空間の伝達特性に基づく補正演算を行なうことで送信対象信号を取得する。
【選択図】図６

Description

本発明は、無線伝送システム（１つの筐体内で実現される無線通信装置も含む）、受信側の無線通信装置、無線通信方法に関する。より詳細には、空間分割多重を適用して複数の伝送対象信号を無線で伝送する仕組みに関する。

たとえば、比較的近距離（たとえば数センチ〜１０数センチ以内）に配置されている電子機器間や電子機器内での高速信号伝送を実現する手法として、たとえばＬＶＤＳ（Low Voltage Differential Signaling）が知られている。しかしながら、最近のさらなる伝送データの大容量高速化に伴い、消費電力の増加、反射などによる信号歪みの影響の増加、不要輻射の増加、などが問題となる。たとえば、映像信号（撮像信号を含む）やコンピュータ画像などの信号を機器内で高速（リアルタイム）に伝送する場合にＬＶＤＳでは限界に達してきている。

伝送データの高速化の問題に対応するため、配線数を増やして、信号の並列化により一信号線当たりの伝送速度を落とすことが考えられる。しかしながら、この対処では、入出力端子の増大に繋がってしまう。その結果、プリント基板やケーブル配線の複雑化や半導体チップサイズの拡大などが求められる。また、高速・大容量のデータを配線で引き回すことでいわゆる電磁界障害が問題となる。

ＬＶＤＳや配線数を増やす手法における問題は、何れも、電気配線により信号を伝送することに起因している。そこで、電気配線により信号を伝送することに起因する問題を解決する手法として、電気配線を無線化して伝送することが考えられる。

ここで、送信側と受信側の通信部を複数設けて多重伝送を行なう場合に空間分割多重を適用することも考えられる。しかしながら、空間分割多重を適用する場合、チャネル間の干渉対策が必要となる。この問題を解決する一手法としてＭＩＭＯ（Multi-Input Multi-Output）を適用することが考えられる（たとえば特許文献１〜３を参照）。

特開２００９−０５５２２８号公報 特開２００９−０４９６３２号公報 特開２００９−３３５８８号公報

特許文献１〜３では、機器内や機器間での無線伝送に対して比較的遠距離での無線伝送を対象としており、ＯＦＤＭ変調方式との組合せにおいてＭＩＭＯ処理を適用することが示されている。つまり、特許文献１〜３に示されているＭＩＭＯ処理は、ＯＦＤＭ変調方式に依存している。

しかしながら、機器内や機器間での比較的近距離の無線伝送を考えた場合、必ずしもＭＩＭＯ処理をＯＦＤＭ変調方式と併用することは必要ないと考えられる。また、波長が短くなることで、アンテナの指向性の効果も得られ、やはり、ＯＦＤＭ変調方式と併用することは必要ないと考えられる。

本発明は、これらの点に着目して、機器間や機器内の無線信号伝送に適したＭＩＭＯ処理の仕組みを提供することを目的とする。

本発明に係る無線伝送システム、無線通信装置、無線伝送方法の一態様においては、先ず、電子機器の筐体内に送信用の通信部と受信用の通信部を配置する。

そして、送信用の通信部においては、伝送対象信号を変調用の搬送信号で周波数変換して変調信号を生成し、生成した変調信号を無線信号伝送路へ送出する。好ましくは、それぞれ同じ搬送周波数の搬送信号を変調するとよい。受信用の通信部においては無線信号伝送路を介して受信した変調信号を復調して伝送対象信号と対応する出力信号を取得する。

要するに、電子機器の筐体内に配置された送信側の通信部と、同じく電子機器（送信側の通信部が配置された電子機器と同一・別の何れも可）の筐体内に配置された受信側の通信部との間に無線信号伝送路を構成して両通信部間で無線による信号伝送を行なう。

ここで、本発明に係る仕組みにおいては、機器内や機器間での無線伝送において空間分割多重を適用する。このため、送信側の無線通信装置には複数の送信アンテナを設け、対応する受信側の無線通信装置にも複数の受信アンテナを設け、それぞれを１対１に対応させる。対応したアンテナ間では送信アンテナから発せられる所望波を直接波として受信し、対応しないアンテナ間では送信アンテナから発せられる不要波を直接波として受信するようにする。

そして、送信側の無線通信装置では、複数の伝送対象信号の全ての系統について振幅のみを変調する方式を採用する。受信側の無線通信装置には、復調機能部と伝達特性補正部を設ける。復調機能部では、複数の受信アンテナのそれぞれで受信した変調信号のそれぞれを復調する。復調処理の際には同期検波を採用せず包絡線検波や自乗検波を採用する。

伝達特性補正部は、復調機能部により復調された複数の受信アンテナのそれぞれと対応する復調信号のそれぞれに基づいて、送信アンテナと受信アンテナとの間における伝送空間の伝達特性に基づく補正演算処理（ＭＩＭＯ処理）を行なうことで、送信対象信号と対応する出力信号を取得する。

つまり、本発明に係る仕組みでは、複数の受信アンテナで受信される搬送信号の振幅が変調された所望波および不要波の各変調信号（所望波と不要波の合成波）について包絡線検波や自乗検波で復調してからベースバンド領域でＭＩＭＯ処理する点に特徴がある。受信側での復調処理（包絡線検波や自乗検波）を勘案して、全系統を振幅のみを変調する方式を採用する。また、伝送空間の伝達特性は、所望波および不要波の双方ともが送信アンテナから発せられ受信アンテナに直接到来する直接波であるものとして定義されるとして扱い、伝達特性補正部における受信側でのＭＩＭＯ処理では、その伝達特性を定義する行列に基づく逆行列演算を行なう点に特徴がある。

ここで、ＭＩＭＯ処理に都合の良いようにアンテナ配置を決める。その際の視点としては、所望波のアンテナ間距離と不要波のアンテナ間距離の差であるパス差を規定する考え方、伝達関数を定義する行列要素を規定する考え方、復調処理と伝達特性補正部における受信側でのＭＩＭＯ処理とを規定する考え方、などがある。

パス差を規定する場合は、搬送信号の波長をλｃ、アンテナの指向性に依存した位相特性をゼロとしたとき、パス条件として、パス差を（ｎ／２）λｃに設定する。アンテナの指向性に依存した位相特性があるときには、所望波や不要波の送信アンテナからの放射角および対応する受信アンテナへの入射角に依存した位相特性の分を修正する。

前述のパス条件を行列要素を規定する考え方に置き換えると、伝達特性を規定する行列の所望波の各要素が実数項のみで表わされ、不要波の各要素も実数項のみで表わし得るようにパス差が設定されると言うことになる。復調処理と伝達特性補正部における受信側でのＭＩＭＯ処理とで規定する考え方に置き換えると、先ず、複数の受信アンテナで受信したそれぞれの受信信号について包絡線検波や自乗検波（直交検波や同期検波は行なわない）により復調を行なう。さらに、伝達特性補正では、複数の受信アンテナのそれぞれの系統について、復調された復調成分について、所望信号と対応する実数項に関する補正演算と不要信号と対応する実数項に関する補正演算を行ない、所望信号と対応する実数項に関する補正済みの信号と他の受信アンテナの系統についての不要信号と対応する実数項に関する補正済みの信号を加算することで送信対象信号と対応する出力信号を取得すると言うことになる。

本発明の一態様によれば、ＯＦＤＭ変調方式と併用することなく、受信側にてＭＩＭＯ処理を適用する、機器間や機器内の無線信号伝送に適した仕組みが実現される。受信側にＭＩＭＯ処理を適用することで、アンテナ間隔を狭くできる。

所望波および不要波の双方を直接波として扱うことで、所望波と不要波に関するパス差を管理できるようになり、受信側でのＭＩＭＯ処理に都合の良いようにアンテナ配置を決めることができるようになる。特に、包絡線検波や自乗検波により復調を行なう点を勘案してアンテナ配置を決める。その結果、本発明を適用しない場合と比較して、ＭＩＭＯ処理の演算規模を削減できるようになる。

好ましくは、変調や復調に用いる搬送信号の周波数を共通化すると各チャネルで搬送周波数の影響が確実に同じになるため、ベースバンド領域でのＭＩＭＯ処理を確実かつ効率的に行なうことができる。加えて、各チャネルの搬送周波数を異ならせる場合と比較して変調や復調の回路規模を小さくできる。

本実施形態の無線伝送システムの信号インタフェースを機能構成面から説明する図である。 信号の多重化を説明する図である。 本実施形態で採用する「空間分割多重」の適正条件（適用条件）を説明する図である。 「空間分割多重」を適用するためのミリ波信号伝送路の構造の概要を示したイメージ図である。 通信処理系統における変調機能部および復調機能部の構成例を説明する図である。 多チャネル化と空間分割多重との関係において、干渉対策の緩和を図る基本的な仕組みを説明する図である。 受信側に適用するＭＩＭＯ処理の演算を説明する図である。 受信側に適用するＭＩＭＯ処理の演算手法の基本を説明する図である。 ２チャネルのときの受信側のＭＩＭＯ処理の基本を説明する図である。 ２チャネルにおけるパス差とチャネル行列の関係を説明する図である。 ２チャネルの場合のアンテナ配置の制約条件の第１例を説明する図である。 ２チャネルの場合のアンテナ配置の制約条件の第２例を説明する図である。 アンテナが指向性に依存した位相特性を持つ場合のパス差Δｄの調整方法を説明する図である。 アンテナ対が３つ以上の場合へのＭＩＭＯ処理の適用手法を説明する図（その１）である。 アンテナ対が３つ以上の場合へのＭＩＭＯ処理の適用手法を説明する図（その２）である。 送受信のアンテナが３次元状に配置される場合への適用手法を説明する図である。 受信側のＭＩＭＯ処理をデジタル処理で行なう場合の基本的な構成を説明する図である。 第１実施形態の受信ＭＩＭＯシステムを説明する図である。 第２実施形態の受信ＭＩＭＯシステムを説明する図である。 パス条件２の場合における受信側のアンテナで受信される所望波と不要波の合成信号の状況を説明する図である。 包絡線検波と自乗検波の相違を説明する図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について詳細に説明する。各機能要素について実施形態別に区別する際には、Ａ，Ｂ，Ｃ，…などのように大文字の英語の参照子を付して記載し、特に区別しないで説明する際にはこの参照子を割愛して記載する。図面においても同様である。

なお、説明は以下の順序で行なう。
１．通信処理系統：基本（空間分割多重）
２．空間分割多重の適用手法
３．変調および復調（自乗検波・包絡線検波の適用）
４．多チャネル化と空間分割多重との関係
５．受信側に適用するＭＩＭＯ処理の概要：演算処理、搬送周波数との関係、アンテナ配置との関係、指向性との関係、３チャネル以上への適用、３次元配置への適用、デジタル処理
６．受信ＭＩＭＯシステム：第１・第２実施形態

先ず、本実施形態の無線伝送システムを説明するに当たり、その仕組みの理解の容易化のため、最初に基本的な全体構成について説明し、その後に、本実施形態の無線伝送システムにおける特徴部分である受信側に適用するＭＩＭＯ処理の詳細について説明する。

＜通信処理系統：基本＞
図１〜図１Ａは、本実施形態の無線伝送システムを説明する図である。ここで、図１は、本実施形態の無線伝送システム１Ｙの信号インタフェースを機能構成面から説明する図である。図１Ａは、信号の多重化を説明する図である。

本実施形態の無線伝送システムで使用する搬送周波数としてはミリ波帯で説明するが、本実施形態の仕組みは、ミリ波帯に限らず、より波長の短い、たとえばサブミリ波帯の搬送周波数を使用する場合にも適用可能である。本実施形態の無線伝送システムは、たとえば、デジタル記録再生装置、地上波テレビ受像装置、携帯電話装置、ゲーム装置、コンピュータなどにおいて使用される。

［機能構成］
図１に示すように、無線伝送システム１Ｙは、第１の無線機器の一例である第１通信装置１００Ｙと第２の無線機器の一例である第２通信装置２００Ｙが無線信号伝送路の一例であるミリ波信号伝送路９を介して結合されミリ波帯で信号伝送を行なうように構成されている。ミリ波信号伝送路９は、無線信号伝送路の一例である。伝送対象の信号を広帯域伝送に適したミリ波帯域に周波数変換して伝送するようにする。

本実施形態の無線伝送システム１Ｙは、複数組の伝送路結合部１０８，２０８の対を用いることで、複数系統のミリ波信号伝送路９を備える点に特徴を有する。複数系統のミリ波信号伝送路９は、空間的に干渉しない（干渉の影響がない）ように設置され、複数系統の信号伝送において、同一周波数や同一時間に通信を行なうことができるものとする。

「空間的に干渉しない」ということは、複数系統の信号を独立して伝送できることを意味する。このような仕組みを「空間分割多重」と称する。伝送チャネルの多チャネル化を図る際に、空間分割多重を適用しない場合は周波数分割多重を適用して各チャネルでは異なる搬送周波数を使用することが必要になるが、空間分割多重を適用すれば、同一の搬送周波数でも干渉の影響を受けずに伝送できるようになる。

「空間分割多重」とは、ミリ波信号（電磁波）を伝送可能な３次元空間において、複数系統のミリ波信号伝送路９を形成するものであればよく、自由空間中に複数系統のミリ波信号伝送路９を構成することに限定されない。たとえば、ミリ波信号（電磁波）を伝送可能な３次元空間が誘電体素材（有体物）から構成されている場合に、その誘電体素材中に複数系統のミリ波信号伝送路９を形成するものでもよい。また、複数系統のミリ波信号伝送路９のそれぞれも、自由空間であることに限定されず、誘電体伝送路や中空導波路などの形態を採ってよい。

第１の通信部（第１のミリ波伝送装置）と第２の通信部（第２のミリ波伝送装置）で、無線伝送装置（システム）を構成する。そして、比較的近距離に配置された第１の通信部と第２の通信部の間では、伝送対象の信号をミリ波信号に変換してから、このミリ波信号をミリ波信号伝送路を介して伝送するようにする。本実施形態の「無線伝送」とは、伝送対象の信号を電気配線ではなく無線（この例ではミリ波）で伝送することを意味する。

「比較的近距離」とは、放送や一般的な無線通信で使用される野外（屋外）での通信装置間の距離に比べて距離が短いことを意味し、伝送範囲が閉じられた空間として実質的に特定できる程度のものであればよい。「閉じられた空間」とは、その空間内部から外部への電波の漏れが少なく、逆に、外部から空間内部への電波の到来（侵入）が少ない状態の空間を意味し、典型的にはその空間全体が電波に対して遮蔽効果を持つ筐体（ケース）で囲まれた状態である。

たとえば、１つの電子機器の筐体内での基板間通信や同一基板上でのチップ間通信や、一方の電子機器に他方の電子機器が装着された状態のように複数の電子機器が一体となった状態での機器間の通信が該当する。

「一体」は、装着によって両電子機器が完全に接触した状態が典型例であるが、前述のように、両電子機器間の伝送範囲が閉じられた空間として実質的に特定できる程度のものであればよい。両電子機器が多少（比較的近距離：たとえば数センチ〜１０数センチ以内）離れた状態で定められた位置に配置されていて「実質的に」一体と見なせる場合も含む。要は、両電子機器で構成される電波が伝搬し得る空間内部から外部への電波の漏れが少なく、逆に、外部からその空間内部への電波の到来（侵入）が少ない状態であればよい。

以下では、１つの電子機器の筐体内での信号伝送を筐体内信号伝送と称し、複数の電子機器が一体（以下、「実質的に一体」も含む）となった状態での信号伝送を機器間信号伝送と称する。筐体内信号伝送の場合は、送信側の通信装置（通信部：送信部）と受信側の通信装置（通信部：受信部）が同一筐体内に収容され、通信部（送信部と受信部）間に無線信号伝送路が形成された本実施形態の無線伝送システムが電子機器そのものとなる。これに対して、機器間信号伝送の場合、送信側の通信装置（通信部：送信部）と受信側の通信装置（通信部：受信部）がそれぞれ異なる電子機器の筐体内に収容され、両電子機器が定められた位置に配置され一体となったときに両電子機器内の通信部（送信部と受信部）間に無線信号伝送路が形成されて本実施形態の無線伝送システムが構築される。

ミリ波信号伝送路を挟んで設けられる各通信装置においては、送信部と受信部が対となって組み合わされて配置される。一方の通信装置と他方の通信装置との間の信号伝送は片方向（一方向）のものでもよいし双方向のものでもよい。たとえば、第１の通信部が送信側となり第２の通信部が受信側となる場合には、第１の通信部に送信部が配置され第２の通信部に受信部が配置される。第２の通信部が送信側となり第１の通信部が受信側となる場合には、第２の通信部に送信部が配置され第１の通信部に受信部が配置される。

送信部は、たとえば、伝送対象の信号を信号処理してミリ波の信号を生成する送信側の信号生成部（伝送対象の電気信号をミリ波の信号に変換する信号変換部）と、ミリ波の信号を伝送する伝送路（ミリ波信号伝送路）に送信側の信号生成部で生成されたミリ波の信号を結合させる送信側の信号結合部を備えるものとする。好ましくは、送信側の信号生成部は、伝送対象の信号を生成する機能部と一体であるのがよい。

たとえば、送信側の信号生成部は変調回路を有し、変調回路が伝送対象の信号を変調する。送信側の信号生成部は変調回路によって変調された後の信号を周波数変換してミリ波の信号を生成する。原理的には、伝送対象の信号をダイレクトにミリ波の信号に変換することも考えられる。送信側の信号結合部は、送信側の信号生成部によって生成されたミリ波の信号をミリ波信号伝送路に供給する。

一方、受信部は、たとえば、ミリ波信号伝送路を介して伝送されてきたミリ波の信号を受信する受信側の信号結合部と、受信側の信号結合部により受信されたミリ波の信号（入力信号）を信号処理して通常の電気信号（伝送対象の信号）を生成する受信側の信号生成部（ミリ波の信号を伝送対象の電気信号に変換する信号変換部）を備えるものとする。好ましくは、受信側の信号生成部は、伝送対象の信号を受け取る機能部と一体であるのがよい。たとえば、受信側の信号生成部は復調回路を有し、ミリ波の信号を周波数変換して出力信号を生成し、復調回路が出力信号を復調することで伝送対象の信号を生成する。原理的には、ミリ波の信号からダイレクトに伝送対象の信号に変換することも考えられる。

つまり、信号インタフェースをとるに当たり、伝送対象の信号に関して、ミリ波信号により接点レスやケーブルレスで伝送する（電気配線での伝送でない）ようにする。好ましくは、少なくとも信号伝送（特に高速伝送や大容量伝送が要求される映像信号や高速のクロック信号など）に関しては、ミリ波信号により伝送するようにする。要するに、従前は電気配線によって行なわれていた信号伝送を本実施形態ではミリ波信号により行なうものである。ミリ波帯で信号伝送を行なうことで、Ｇｂｐｓオーダーの高速信号伝送を実現することができるようになるし、ミリ波信号の及ぶ範囲を容易に制限でき、この性質に起因する効果も得られる。

ここで、各信号結合部は、第１の通信部と第２の通信部がミリ波信号伝送路を介してミリ波の信号が伝送可能となるようにするものであればよい。たとえばアンテナ構造（アンテナ結合部）を備えるものとしてもよいし、アンテナ構造を具備せずに結合をとるものであってもよい。

「ミリ波の信号を伝送するミリ波信号伝送路」は、空気（いわゆる自由空間）であってもよいが、好ましくは、ミリ波信号を伝送路中に閉じ込めつつミリ波信号を伝送させる構造を持つものがよい。その性質を積極的に利用することで、たとえば電気配線のようにミリ波信号伝送路の引回しを任意に確定することができる。

このようなミリ波閉込め構造（無線信号閉込め構造）のものとしては、たとえば、典型的にはいわゆる導波管が考えられるが、これに限らない。たとえば、ミリ波信号伝送可能な誘電体素材で構成されたもの（誘電体伝送路やミリ波誘電体内伝送路と称する）や、伝送路を構成し、かつ、ミリ波信号の外部放射を抑える遮蔽材が伝送路を囲むように設けられその遮蔽材の内部が中空の中空導波路がよい。誘電体素材や遮蔽材に柔軟性を持たせることでミリ波信号伝送路の引回しが可能となる。

因みに、空気（いわゆる自由空間）の場合、各信号結合部はアンテナ構造をとることになり、そのアンテナ構造によって近距離の空間中を信号伝送することになる。一方、誘電体素材で構成されたものとする場合は、アンテナ構造をとることもできるが、そのことは必須でない。

［空間分割多重を適用するシステム構成］
図１には、本実施形態の無線伝送システム１Ｙが示されている。前述の空間分割多重に関する基本的な説明から理解されるように、本実施形態の無線伝送システム１Ｙは、第１通信装置１００Ｙと第２通信装置２００Ｙとの間に、複数系統のミリ波信号伝送路９を備えている。

ここでは、第１通信装置１００Ｙから第２通信装置２００Ｙへは複数種の信号_@（＠は１〜Ｎ１）を伝送し、第２通信装置２００Ｙから第１通信装置１００Ｙへも複数種の信号_@（＠は１〜Ｎ２）を伝送するものとして記載している。

詳しくは後述するが、半導体チップ１０３には送信側信号生成部１１０と受信側信号生成部１２０が設けられ、半導体チップ２０３には送信側信号生成部２１０と受信側信号生成部２２０が設けられる。図では便宜的に記載しているが、空間分割多重を実現するため、送信側信号生成部１１０および受信側信号生成部２２０はＮ１系統分が設けられ、送信側信号生成部２１０および受信側信号生成部１２０はＮ２系統分が設けられる。

空間分割多重では、同一周波数帯域を同一時間に使用することができるため、通信速度を増加できるし、また、第１通信装置１００Ｙから第２通信装置２００ＹへのＮ１チャネル分の信号伝送と、第２通信装置２００Ｙから第１通信装置１００ＹへのＮ２チャネル分の信号伝送を同時に行なう双方向通信の同時性を担保できる。特に、ミリ波は、波長が短く距離による減衰効果を期待でき、小さいオフセット（伝送チャネルの空間距離が小さい場合）でも干渉が起き難く、場所により異なった伝搬チャネルを実現し易い。

図１に示すように、本実施形態の無線伝送システム１Ｙは、ミリ波伝送端子、ミリ波伝送線路、アンテナなどを具備する伝送路結合部１０８，２０８を「Ｎ１＋Ｎ２」系統有するとともに、ミリ波信号伝送路９を「Ｎ１＋Ｎ２」系統有する。それぞれには、参照子“_@”（＠は１〜Ｎ１＋Ｎ２）を付す。これにより、送受信に対するミリ波伝送を独立して行なう全二重の伝送方式が実現できる。

先ず、本実施形態の無線伝送システム１Ｙが備える機能部分について具体的に説明する。なお、最も好適な例として、各機能部が半導体集積回路（チップ）に形成されている例で説明するが、このことは必須でない。

第１通信装置１００Ｙにはミリ波帯通信可能な半導体チップ１０３が設けられ、第２通信装置２００Ｙにもミリ波帯通信可能な半導体チップ２０３が設けられている。

ここでは、ミリ波帯での通信の対象となる信号を、高速性や大容量性が求められる信号のみとし、その他の低速・小容量で十分なものや電源など直流と見なせる信号に関してはミリ波信号への変換対象としない。これらミリ波信号への変換対象としない信号（電源を含む）については、従前と同様の仕組みで基板間の信号の接続をとるようにする。ミリ波に変換する前の元の伝送対象の電気信号を纏めてベースバンド信号と称する。

［第１通信装置］
第１通信装置１００Ｙは、基板１０２上に、ミリ波帯通信可能な半導体チップ１０３と伝送路結合部１０８が搭載されている。半導体チップ１０３は、ＬＳＩ機能部１０４と信号生成部１０７（ミリ波信号生成部）を一体化したシステムＬＳＩ（Large Scale Integrated Circuit）である。図示しないが、ＬＳＩ機能部１０４と信号生成部１０７を一体化しない構成にしてもよい。別体にした場合には、その間の信号伝送に関しては、電気配線により信号を伝送することに起因する問題が懸念されるので、一体的に作り込んだ方が好ましい。別体にする場合には、２つのチップ（ＬＳＩ機能部１０４と信号生成部１０７との間）を近距離に配置して、ワイヤーボンディング長を極力短く配線することで悪影響を低減するようにすることが好ましい。

信号生成部１０７と伝送路結合部１０８はデータの双方向性を持つ構成にする。このため、信号生成部１０７には送信側の信号生成部と受信側の信号生成部を設ける。伝送路結合部１０８は、送信側と受信側に各別に設けてもよいが、ここでは送受信に兼用されるものとする。

「双方向通信」の実現には、ミリ波の伝送チャネルであるミリ波信号伝送路９が１系統（一芯）の一芯双方向伝送の場合、時分割多重（ＴＤＤ：Time Division Duplex）を適用する半二重方式と、周波数分割多重（ＦＤＤ：Frequency Division Duplex ）などが適用される。

しかし、時分割多重の場合、送信と受信の分離を時分割で行なうので、第１通信装置１００Ｙから第２通信装置２００Ｙへの信号伝送と第２通信装置２００Ｙから第１通信装置１００Ｙへの信号伝送を同時に行なう「双方向通信の同時性（一芯同時双方向伝送）」は実現されず、一芯同時双方向伝送は、周波数分割多重で実現される。

周波数分割多重は、図１Ａ（１）に示すように、送信と受信に異なった周波数を用いるので、ミリ波信号伝送路９の伝送帯域幅を広くする必要がある。加えて、周波数分割多重で多重伝送（多チャネル化）を実現するには、図１Ａ（２）に示すように、各別の搬送周波数で変調してそれぞれ異なる周波数帯域Ｆ_@の範囲の周波数に変換してミリ波の信号を生成し、それら各別の搬送周波数を用いたミリ波信号を同一方向または逆方向に伝送する必要がある。この場合に、送信（図の例では送信側信号生成部１１０側から受信側信号生成部２２０への系統）と受信（図の例では送信側信号生成部２１０側から受信側信号生成部１２０への系統）に異なった周波数を用いる場合は、図１Ａ（３），図１Ａ（４）に示すように、伝送帯域幅を一層広くする必要がある。

その点、空間分割多重を適用すれば、図１Ａ（５）に示すように、双方向通信の実現だけでなく、多重伝送（多チャネル化）の実現においても、各チャネルに同一周波数帯を適用できるので、伝送帯域幅の制約を受けない利点がある。

半導体チップ１０３は、直接に基板１０２上に搭載するのではなく、インターポーザ基板上に半導体チップ１０３を搭載し、半導体チップ１０３を樹脂（たとえばエポキシ樹脂など）でモールドした半導体パッケージを基板１０２上に搭載するようにしてもよい。すなわち、インターポーザ基板はチップ実装用の基板をなし、インターポーザ基板上に半導体チップ１０３が設けられる。インターポーザ基板には、一定範囲（２〜１０程度）の比誘電率を有したたとえば熱強化樹脂と銅箔を組み合わせたシート部材を使用すればよい。

半導体チップ１０３は伝送路結合部１０８と接続される。伝送路結合部１０８は、たとえば、アンテナ結合部やアンテナ端子やマイクロストリップ線路やアンテナなどを具備するアンテナ構造が適用される。なお、アンテナをチップに直接に形成する技術を適用することで、伝送路結合部１０８も半導体チップ１０３に組み込むようにすることもできる。

ＬＳＩ機能部１０４は、第１通信装置１００Ｙの主要なアプリケーション制御を司るもので、たとえば、相手方に送信したい各種の信号を処理する回路や相手方から受信した種々の信号を処理する回路が含まれる。

信号生成部１０７（電気信号変換部）は、ＬＳＩ機能部１０４からの信号をミリ波信号に変換し、ミリ波信号伝送路９を介した信号伝送制御を行なう。

具体的には、信号生成部１０７は、送信側信号生成部１１０および受信側信号生成部１２０を有する。送信側信号生成部１１０と伝送路結合部１０８で送信部（送信側の通信部）が構成され、受信側信号生成部１２０と伝送路結合部１０８で受信部（受信側の通信部）が構成される。

送信側信号生成部１１０は、入力信号を信号処理してミリ波の信号を生成するために、パラレルシリアル変換部１１４、変調部１１５、周波数変換部１１６、増幅部１１７を有する。なお、変調部１１５と周波数変換部１１６は纏めていわゆるダイレクトコンバーション方式のものにしてもよい。

受信側信号生成部１２０は、伝送路結合部１０８によって受信したミリ波の電気信号を信号処理して出力信号を生成するために、増幅部１２４、周波数変換部１２５、復調部１２６、シリアルパラレル変換部１２７を有する。周波数変換部１２５と復調部１２６は纏めていわゆるダイレクトコンバーション方式のものにしてもよい。

パラレルシリアル変換部１１４とシリアルパラレル変換部１２７は、本構成を適用しない場合に、パラレル伝送用の複数の信号を使用するパラレルインタフェース仕様のものである場合に備えられ、シリアルインタフェース仕様のものである場合は不要である。

パラレルシリアル変換部１１４は、パラレルの信号をシリアルのデータ信号に変換して変調部１１５に供給する。変調部１１５は、伝送対象信号を変調して周波数変換部１１６に供給する。変調部１１５は、基本的には、振幅・周波数・位相の少なくとも１つを伝送対象信号で変調するものであればよく、これらの任意の組合せの方式も採用し得る。

たとえば、アナログ変調方式であれば、たとえば、振幅変調（ＡＭ：Amplitude Modulation ）とベクトル変調がある。ベクトル変調として、周波数変調（ＦＭ：Frequency Modulation）と位相変調（ＰＭ：Phase Modulation）がある。デジタル変調方式であれば、たとえば、振幅遷移変調（ＡＳＫ：Amplitude shift keying）、周波数遷移変調（ＦＳＫ：Frequency Shift Keying）、位相遷移変調（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）、振幅と位相を変調する振幅位相変調（ＡＰＳＫ：Amplitude Phase Shift Keying）がある。振幅位相変調としては直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation ）が代表的である。

ただし、本実施形態では、ＭＩＭＯ処理との関係で、振幅のみを伝送対象信号で変調する方式を採用することにする。

周波数変換部１１６は、変調部１１５によって変調された後の伝送対象信号を周波数変換してミリ波の電気信号を生成して増幅部１１７に供給する。ミリ波の電気信号とは、概ね３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚの範囲のある周波数の電気信号をいう。「概ね」と称したのはミリ波通信による効果が得られる程度の周波数であればよく、下限は３０ＧＨｚに限定されず、上限は３００ＧＨｚに限定されないことに基づく。

周波数変換部１１６としては様々な回路構成を採り得るが、たとえば、周波数混合回路（ミキサー回路）と局部発振回路とを備えた構成を採用すればよい。局部発振回路は、変調に用いる搬送波（キャリア信号、基準搬送波）を生成する。周波数混合回路は、パラレルシリアル変換部１１４からの信号で局部発振回路が発生するミリ波帯の搬送波と乗算（変調）してミリ波帯の変調信号を生成して増幅部１１７に供給する。

増幅部１１７は、周波数変換後のミリ波の電気信号を増幅して伝送路結合部１０８に供給する。増幅部１１７には図示しないアンテナ端子を介して双方向の伝送路結合部１０８に接続される。

伝送路結合部１０８は、送信側信号生成部１１０によって生成されたミリ波の信号をミリ波信号伝送路９に送信するとともに、ミリ波信号伝送路９からミリ波の信号を受信して受信側信号生成部１２０に出力する。

伝送路結合部１０８は、アンテナ結合部で構成される。アンテナ結合部は伝送路結合部１０８（信号結合部）の一例またはその一部を構成する。アンテナ結合部とは、狭義的には半導体チップ内の電子回路と、チップ内またはチップ外に配置されるアンテナを結合する部分をいい、広義的には、半導体チップとミリ波信号伝送路９を信号結合する部分をいう。たとえば、アンテナ結合部は、少なくともアンテナ構造を備える。また、時分割多重で送受信を行なう場合には、伝送路結合部１０８にアンテナ切替部（アンテナ共用器）を設ける。

アンテナ構造は、ミリ波信号伝送路９との結合部における構造をいい、ミリ波帯の電気信号をミリ波信号伝送路９に結合させるものであればよく、アンテナそのもののみを意味するものではない。たとえば、アンテナ構造には、アンテナ端子、マイクロストリップ線路、アンテナを含み構成される。アンテナ切替部を同一のチップ内に形成する場合は、アンテナ切替部を除いたアンテナ端子とマイクロストリップ線路が伝送路結合部１０８を構成するようになる。

送信側のアンテナはミリ波の信号に基づく電磁波をミリ波信号伝送路９に輻射する。また、受信側のアンテナはミリ波の信号に基づく電磁波をミリ波信号伝送路９から受信する。マイクロストリップ線路は、アンテナ端子とアンテナとの間を接続し、送信側のミリ波の信号をアンテナ端子からアンテナへ伝送し、また、受信側のミリ波の信号をアンテナからアンテナ端子へ伝送する。

アンテナ切替部はアンテナを送受信で共用する場合に用いられる。たとえば、ミリ波の信号を相手方である第２通信装置２００Ｙ側に送信するときは、アンテナ切替部がアンテナを送信側信号生成部１１０に接続する。また、相手方である第２通信装置２００Ｙ側からのミリ波の信号を受信するときは、アンテナ切替部がアンテナを受信側信号生成部１２０に接続する。アンテナ切替部は半導体チップ１０３と別にして基板１０２上に設けているが、これに限られることはなく、半導体チップ１０３内に設けてもよい。送信用と受信用のアンテナを別々に設ける場合はアンテナ切替部を省略できる。

伝送路結合部１０８には受信側信号生成部１２０が接続される。受信側信号生成部１２０は、伝送路結合部１０８によって受信したミリ波の電気信号を信号処理して出力信号を生成するために、増幅部１２４、周波数変換部１２５、復調部１２６、シリアルパラレル変換部１２７、単一化処理部１２８を有する。なお、周波数変換部１２５と復調部１２６は纏めていわゆるダイレクトコンバーション方式のものにしてもよい。

受信側の増幅部１２４は、伝送路結合部１０８に接続され、アンテナによって受信された後のミリ波の電気信号を増幅して周波数変換部１２５に供給する。周波数変換部１２５は、増幅後のミリ波の電気信号を周波数変換して周波数変換後の信号を復調部１２６に供給する。復調部１２６は、周波数変換後の信号を復調してベースバンドの信号を取得しシリアルパラレル変換部１２７に供給する。

シリアルパラレル変換部１２７は、シリアルの受信データをパラレルの出力データに変換してＬＳＩ機能部１０４に供給する。

このように半導体チップ１０３を構成すると、入力信号をパラレルシリアル変換して半導体チップ２０３側へ伝送し、また半導体チップ２０３側からの受信信号をシリアルパラレル変換することにより、ミリ波変換対象の信号数が削減される。

第１通信装置１００Ｙと第２通信装置２００Ｙの間の元々の信号伝送がシリアル形式の場合には、パラレルシリアル変換部１１４およびシリアルパラレル変換部１２７を設けなくてもよい。

また、本実施形態の無線伝送システム１Ｙの特徴として、第１通信装置１００Ｙにおいて、受信側信号生成部１２０には、Ｎ１系統の全てに共有されるＭＩＭＯ処理部６０３が、復調部１２６とシリアルパラレル変換部１２７との間に設けられている。同様に、第２通信装置２００Ｙにおいて、受信側信号生成部２２０には、Ｎ２系統の全てに共有されるＭＩＭＯ処理部６０４が、復調部２２６とシリアルパラレル変換部２２７との間に設けられている。ＭＩＭＯ処理部６０３，６０４の詳細については後述する。

ここでは、基本的な構成について説明しているが、これは一例に過ぎず、送信側信号生成部１１０、受信側信号生成部１２０、送信側信号生成部２１０、受信側信号生成部２２０を半導体チップ１０３，２０３に収容する形態は図示したものに限定されない。たとえば、送信側信号生成部１１０と受信側信号生成部１２０をそれぞれ１系統収容した信号生成部１０７のみの半導体チップ１０３と、送信側信号生成部２１０と受信側信号生成部２２０をそれぞれ１系統収容した信号生成部２０７のみの半導体チップを使用してシステムを構成してもよい。また、送信側信号生成部１１０、受信側信号生成部１２０、送信側信号生成部２１０、受信側信号生成部２２０をそれぞれ各別の半導体チップ１０３，２０３に収容してシステムを構成してもよい。それらの変形によっては、Ｎ１＝Ｎ２＝Ｎとしてシステムを構成することもある。

また、半導体チップ１０３，２０３に収容する機能部を如何様にするかは、第１通信装置１００Ｙ側と第２通信装置２００Ｙ側を対にして行なう必要はなく、任意の組合せにしてもよい。たとえば、第１通信装置１００Ｙ側は送信側のＮ１系統分と受信側のＮ２系統分を１チップに収容した形態を採るが、第２通信装置２００Ｙ側は、送信側信号生成部２１０、受信側信号生成部２２０をそれぞれ各別の半導体チップ２０３に収容したものとしてもよい。

因みに、本実施形態では、各系統の復調部１２６とシリアルパラレル変換部１２７の間に全系統に共有のＭＩＭＯ処理部６０３を設け、各系統の復調部２２６とシリアルパラレル変換部２２７の間に全系統に共有のＭＩＭＯ処理部６０４を設けるので、受信系に関してはＮ１系統分やＮ２系統分を１チップ化したものを使用するのが好適である。受信系に関して、系統別のチップを使用することを排除するものではないが、その場合、各系統別の受信系のチップとＭＩＭＯ処理部６０３，６０４を収容したチップ（受信系の何れか１つのチップに収容してもよい）との間で、復調部１２６とシリアルパラレル変換部１２７または復調部２２６とシリアルパラレル変換部２２７の間に、ＭＩＭＯ処理部６０３，６０４を介在させるためのチップ外配線が必要になる。

一方、送信系に関しては、そのような制約はないので、複数系統を１チップ化したものであるのか系統別のチップであるのかは基本的には問題とならない。ただし、好ましくは、各チャネルの搬送信号の周波数を共通化（同一に）する上では、複数系統を１チップ化したものとするのがよい。

各系統の搬送周波数は同一でもよいし異なっていてもよい。たとえば、誘電体伝送路や中空導波路の場合はミリ波が内部に閉じこめられるのでミリ波干渉を防ぐことができ、同一周波数でも全く問題ない。自由空間伝送路の場合は、自由空間伝送路同士がある程度隔てられていれば同一でも問題ないが、近距離の場合には異なっていた方がよい。ただし、受信側でのＭＩＭＯ処理を効果的に行なうためや復調機能部の回路規模を小さくする上では、ミリ波信号伝送路９の形態に関わらず（自由空間伝送路であっても）、搬送周波数を共通化することが好ましい。

たとえば、双方向通信を実現するには、空間分割多重の他に、時分割多重を行なう方式や周波数分割多重などが考えられる。１系統のミリ波信号伝送路９を有し、データ送受信を実現する方式として、時分割多重により送受信を切り替える半二重方式、周波数分割多重により送受信を同時に行なう全二重方式の何れかが採用される。

ただし、時分割多重の場合は、送信と受信とを並行して行なうことができないという問題がある。また、図１Ａ（１）〜（３）に示したように、周波数分割多重の場合は、ミリ波信号伝送路９の帯域幅を広くしなければならないという問題がある。

これに対し、空間分割多重を適用する本実施形態の無線伝送システム１Ｙでは、複数の信号伝送系統（複数チャネル）において、搬送周波数の設定を同一にでき、搬送周波数の再利用（複数チャネルで同一周波数を使用すること）が容易になる。ミリ波信号伝送路９の帯域幅を広くしなくても信号の送受信を同時に実現できる。同方向に複数の伝送チャネルを使用して、同一周波数帯域を同一時間に使用すると通信速度の増加が可能となる。

Ｎ種（Ｎ＝Ｎ１＝Ｎ２）のベースバンド信号に対してミリ波信号伝送路９がＮ系統の場合に、双方向の送受信を行なうには、送受信に関して時分割多重や周波数分割多重を適用しなければならない。これに対して、空間分割多重の適用では、２Ｎ系統のミリ波信号伝送路９を使用するので、双方向の送受信に関しても別系統のミリ波信号伝送路９を使用した（全て独立の伝送路を使用した）伝送を行なうことができる。つまり、ミリ波帯での通信の対象となる信号が送受信にＮ種ある場合に、時分割多重、周波数分割多重、符号分割多重などの多重化処理を行なわなくても、それらを２Ｎ系統の各別のミリ波信号伝送路９で伝送することができる。

［第２通信装置］
第２通信装置２００Ｙは、概ね第１通信装置１００Ｙと同様の機能構成を備える。各機能部には２００番台の参照子を付し、第１通信装置１００Ｙと同様・類似の機能部には第１通信装置１００Ｙと同一の１０番台および１番台の参照子を付す。送信側信号生成部２１０と伝送路結合部２０８で送信部が構成され、受信側信号生成部２２０と伝送路結合部２０８で受信部が構成される。

ＬＳＩ機能部２０４は、第２通信装置２００Ｙの主要なアプリケーション制御を司るもので、たとえば、相手方に送信したい各種の信号を処理する回路や相手方から受信した種々の信号を処理する回路が含まれる。

［接続と動作］
入力信号を周波数変換して信号伝送するという手法は、放送や無線通信で一般的に用いられている。これらの用途では、α）どこまで通信できるか（熱雑音に対してのＳ／Ｎの問題）、β）反射やマルチパスにどう対応するか、γ）妨害や他チャネルとの干渉をどう抑えるかなどの問題に対応できるような比較的複雑な送信器や受信器などが用いられている。これに対して、本構成で使用する信号生成部１０７，２０７は、放送や無線通信で一般的に用いられる複雑な送信器や受信器などの使用周波数に比べて、より高い周波数帯のミリ波帯で使用され、波長λが短いため、周波数の再利用がし易く、近傍で多くのデバイス間での通信をするのに適したものが使用される。

本構成では、従来の電気配線を利用した信号インタフェースとは異なり、前述のようにミリ波帯で信号伝送を行なうことで高速性と大容量に柔軟に対応できるようにしている。たとえば、高速性や大容量性が求められる信号のみをミリ波帯での通信の対象としており、システム構成によっては、通信装置１００Ｙ，２００Ｙは、低速・小容量の信号用や電源供給用に、従前の電気配線によるインタフェース（端子・コネクタによる接続）を一部に備えることになる。

信号生成部１０７は、ＬＳＩ機能部１０４から入力された入力信号を信号処理してミリ波の信号を生成する。信号生成部１０７は、たとえば、マイクロストリップライン、ストリップライン、コプレーナライン、スロットラインなどの伝送線路で伝送路結合部１０８に接続され、生成されたミリ波の信号が伝送路結合部１０８を介してミリ波信号伝送路９に供給される。

伝送路結合部１０８は、アンテナ構造を有し、伝送されたミリ波の信号を電磁波に変換し、電磁波を送出する機能を有する。伝送路結合部１０８はミリ波信号伝送路９と結合されており、ミリ波信号伝送路９の一方の端部に伝送路結合部１０８で変換された電磁波が供給される。ミリ波信号伝送路９の他端には第２通信装置２００Ｙ側の伝送路結合部２０８が結合されている。ミリ波信号伝送路９を第１通信装置１００Ｙ側の伝送路結合部１０８と第２通信装置２００Ｙ側の伝送路結合部２０８の間に設けることにより、ミリ波信号伝送路９にはミリ波帯の電磁波が伝搬するようになる。

ミリ波信号伝送路９には第２通信装置２００Ｙ側の伝送路結合部２０８が結合されている。伝送路結合部２０８は、ミリ波信号伝送路９の他端に伝送された電磁波を受信し、ミリ波の信号に変換して信号生成部２０７（ベースバンド信号生成部）に供給する。信号生成部２０７は、変換されたミリ波の信号を信号処理して出力信号（ベースバンド信号）を生成しＬＳＩ機能部２０４へ供給する。

ここでは第１通信装置１００Ｙから第２通信装置２００Ｙへの信号伝送の場合で説明したが、第２通信装置２００ＹのＬＳＩ機能部２０４からの信号を第１通信装置１００Ｙへ伝送する場合も同様に考えればよく双方向にミリ波の信号を伝送できる。

ここで、基本構成の無線伝送システム１Ｙとの対比で、先ず、電気配線を介して信号伝送を行なう信号伝送システムでは、次のような問題がある。

i）伝送データの大容量・高速化が求められるが、電気配線の伝送速度・伝送容量には限界がある。

ii）伝送データの高速化の問題に対応するため、配線数を増やして、信号の並列化により一信号線当たりの伝送速度を落とすことが考えられる。しかしながら、この対処では、入出力端子の増大に繋がってしまう。その結果、プリント基板やケーブル配線の複雑化、コネクタ部や電気的インタフェースの物理サイズの増大などが求められ、それらの形状が複雑化し、これらの信頼性が低下し、コストが増大するなどの問題が起こる。

iii）映画映像やコンピュータ画像等の情報量の膨大化に伴い、ベースバンド信号の帯域が広くなるに従って、ＥＭＣ（電磁環境適合性）の問題がより顕在化してくる。たとえば、電気配線を用いた場合は、配線がアンテナとなって、アンテナの同調周波数に対応した信号が干渉される。また、配線のインピーダンスの不整合などによる反射や共振によるものも不要輻射の原因となる。このような問題を対策するために、電子機器の構成が複雑化する。

iv）ＥＭＣの他に、反射があると受信側でシンボル間での干渉による伝送エラーや妨害の飛び込みによる伝送エラーも問題となってくる。

これに対して、基本構成の無線伝送システム１Ｙは、電気配線ではなくミリ波で信号伝送を行なうようにしている。ＬＳＩ機能部１０４からＬＳＩ機能部２０４に対する信号は、ミリ波信号に変換され、ミリ波信号は伝送路結合部１０８，２０８間をミリ波信号伝送路９を介して伝送する。

無線伝送のため、配線形状やコネクタの位置を気にする必要がないため、レイアウトに対する制限があまり発生しない。ミリ波による信号伝送に置き換えた信号については配線や端子を割愛できるので、ＥＭＣの問題から解消される。一般に、通信装置１００Ｙ，２００Ｙ内部で他にミリ波帯の周波数を使用している機能部は存在しないため、ＥＭＣの対策が容易に実現できる。

第１通信装置１００Ｙと第２通信装置２００Ｙを近接した状態での無線伝送であり、固定位置間や既知の位置関係の信号伝送であるため、次のような利点が得られる。

１）送信側と受信側の間の伝搬チャネル（導波構造）を適正に設計することが容易である。

２）送信側と受信側を封止する伝送路結合部の誘電体構造と伝搬チャネル（ミリ波信号伝送路９の導波構造）を併せて設計することで、自由空間伝送より、信頼性の高い良好な伝送が可能になる。

３）無線伝送を管理するコントローラ（本例ではＬＳＩ機能部１０４）の制御も一般の無線通信のように動的にアダプティブに頻繁に行なう必要はないため、制御によるオーバーヘッドを一般の無線通信に比べて小さくすることができる。その結果、小型、低消費電力、高速化が可能になる。

４）製造時や設計時に無線伝送環境を校正し、個体のばらつきなどを把握すれば、そのデータを参照して伝送することでより高品位の通信が可能になる。

５）反射が存在していても、固定の反射であるので、小さい等化器で容易にその影響を受信側で除去できる。等化器の設定も、プリセットや静的な制御で可能であり、実現が容易である。

また、波長の短いミリ波帯での無線通信であることで、次のような利点が得られる。

ａ）ミリ波通信は通信帯域を広く取れるため、データレートを大きくとることが簡単にできる。

ｂ）伝送に使う周波数が他のベースバンド信号処理の周波数から離すことができ、ミリ波とベースバンド信号の周波数の干渉が起こり難い。

ｃ）ミリ波帯は波長が短いため、波長に応じてきまるアンテナや導波構造を小さくできる。加えて、距離減衰が大きく回折も少ないため電磁シールドが行ない易い。

ｄ）ミリ波では（特に固定位置間や既知の位置関係の信号伝送との併用時は）、容易に遮蔽でき、外部に漏れないようにできる。

本実施形態では、無線伝送システムの一例として、ミリ波帯で通信を行なうシステムを例示したが、その適用範囲はミリ波帯で通信を行なうものに限定されない。ミリ波帯を下回る周波数帯や、逆にミリ波帯を超える周波数帯での通信を適用してもよい。たとえばマイクロ波帯を適用してもよい。ただし、筐体内信号伝送や機器間信号伝送において、ＭＩＭＯ処理（逆行列演算処理）を採用するという点においては、各種部材の大きさと波長との関係において、過度に波長が長くも短くもないミリ波帯を使用するのが最も効果的であると考えられる。

＜空間分割多重の適用手法＞
図２は、本実施形態で採用する「空間分割多重」の適正条件（適用条件）を説明する図である。図２Ａは、「空間分割多重」を適用するためのミリ波信号伝送路９の構造の概要を示した図（イメージ図）である。

［空間分割多重の適正条件］
図２には、空間分割多重を適用する場合の適正条件の設定の仕方が示されている。たとえば、図２（１）に示すように、自由空間の伝播損失Ｌは、距離をｄ、波長をλとして“Ｌ［ｄＢ］＝１０ｌｏｇ₁₀（（４πｄ／λ）²）…（Ａ）”で表すことができる。

図２に示すように、空間分割多重の通信を２種類考える。図では送信器を「ＴＸ」、受信器を「ＲＸ」で示している。参照子「_100」は第１通信装置１００Ｙ側であり、参照子「_200」は第２通信装置２００Ｙ側である。図２（２）は、第１通信装置１００Ｙに、２系統の送信器ＴＸ_100_1，ＴＸ_100_2を備え、第２通信装置２００Ｙに、２系統の受信器ＲＸ_200_1，ＲＸ_200_2を備える。つまり、第１通信装置１００Ｙ側から第２通信装置２００Ｙ側への信号伝送が送信器ＴＸ_100_1と受信器ＲＸ_200_1の間および送信器ＴＸ_100_2と受信器ＲＸ_200_2の間で行なわれる。つまり、第１通信装置１００Ｙ側から第２通信装置２００Ｙ側への信号伝送が２系統で行なわれる態様である。

一方、図２（３）は、第１通信装置１００Ｙに、送信器ＴＸ_100と受信器ＲＸ_100を備え、第２通信装置２００Ｙに、送信器ＴＸ_200と受信器ＲＸ_200を備える。つまり、第１通信装置１００Ｙ側から第２通信装置２００Ｙ側への信号伝送が送信器ＴＸ_100と受信器ＲＸ_200の間で行なわれ、第２通信装置２００Ｙ側から第１通信装置１００Ｙ側への信号伝送が送信器ＴＸ_200と受信器ＲＸ_100の間で行なわれる。送信用と受信用に別の通信チャネルを使用する考え方で、同時に双方からデータの送信（ＴＸ）と受信（ＲＸ）が可能な全二重通信（Full Duplex ）の態様である。

指向性のないアンテナを使用して、必要ＤＵ［ｄＢ］（所望波と不要波の比）を得るために必要なアンテナ間距離ｄ₁と空間的なチャネル間隔（具体的には自由空間伝送路９Ｂの離隔距離）ｄ₂の関係は、式（Ａ）より、“ｄ₂／ｄ₁＝１０^(DU/20)…（Ｂ）”となる。

たとえば、ＤＵ＝２０ｄＢの場合は、ｄ₂／ｄ₁＝１０となり、ｄ₂はｄ₁の１０倍必要となる。通常は、アンテナにある程度の指向性があるため、自由空間伝送路９Ｂの場合であっても、ｄ₂をもっと短く設定することができる。

たとえば、通信相手のアンテナとの距離が近ければ、各アンテナの送信電力は低く抑えることができる。送信電力が十分低く、アンテナ対同士が十分離れた位置に設置できれば、アンテナ対の間での干渉は十分低く抑えることができる。特に、ミリ波通信では、ミリ波の波長が短いため、距離減衰が大きく回折も少ないため、空間分割多重を実現し易い。たとえば、自由空間伝送路９Ｂであっても、空間的なチャネル間隔（自由空間伝送路９Ｂの離隔距離）ｄ₂を、アンテナ間距離ｄ₁の１０倍よりも少なく設定することができる。

ミリ波閉込め構造を持つ誘電体伝送路や中空導波路の場合、内部にミリ波を閉じこめて伝送できるので、空間的なチャネル間隔（自由空間伝送路の離隔距離）ｄ₂を、アンテナ間距離ｄ₁の１０倍よりも少なくでき、特に、自由空間伝送路９Ｂとの対比ではチャネル間隔をより近接させることができる。

［空間分割多重用のミリ波信号伝送路の構造例］
図２Ａには、空間分割多重用のミリ波信号伝送路の構造例が示されている。伝送チャネルの多チャネル化を図る際、空間分割多重を適用しない場合は、たとえば周波数分割多重を適用して各チャネルでは異なる搬送周波数を使用することが考えられるが、空間分割多重を適用すれば、同一の搬送周波数でも干渉の影響を受けずに同時に信号伝送ができる。

つまり「空間分割多重」は、ミリ波信号（電磁波）を伝送可能な３次元空間において、複数系統の独立したミリ波信号伝送路９を形成するものであればよく、自由空間中に複数系統の自由空間伝送路９Ｂを、干渉しない距離を保って構成すること（図２Ａ（１）を参照）に限定されない。

たとえば、図２Ａ（２）に示すように、自由空間中に複数系統の自由空間伝送路９Ｂを設ける場合に、伝送チャネル間での干渉を抑えるために、電波伝搬を妨げる構造物（ミリ波遮蔽体MX）を伝送チャネル間に配置してもよい。ミリ波遮蔽体MXは導電体であるか否かは問わない。

複数系統のミリ波信号伝送路９のそれぞれは、たとえば、自由空間伝送路９Ｂとして、たとえば筐体内の空間を伝搬する構成にすることが考えられる。ただし、自由空間であることに限定されず、ミリ波閉込め構造の形態を採ってもよい。ミリ波閉込め構造としては、導波管、伝送線路、誘電体線路、誘電体内などの導波構造で構成し、ミリ波帯域の電磁波を効率よく伝送させる特性を有するものとするのが望ましい。

たとえば、図２Ａ（３）に示すように、一定範囲の比誘電率と一定範囲の誘電正接を持つ誘電体素材を含んで構成された誘電体素材を含んで構成された誘電体伝送路９Ａを採用し得る。たとえば、筐体内の全体に誘電体素材を充填することで、伝送路結合部１０８と伝送路結合部２０８の間には、自由空間伝送路ではなく誘電体伝送路９Ａが配されるようになるし、また、伝送路結合部１０８のアンテナと伝送路結合部２０８のアンテナの間を誘電体素材で構成されたある線径を持つ線状部材である誘電体線路で接続することで誘電体伝送路９Ａを構成することも考えられる。

「一定範囲」は、誘電体素材の比誘電率や誘電正接が、本構成の効果を得られる程度の範囲であればよく、その限りにおいて予め決められた値のものとすればよい。つまり、誘電体素材は、本構成の効果が得られる程度の特性を持つミリ波を伝送可能なものであればよい。誘電体素材そのものだけで決められず伝送路長やミリ波の周波数とも関係するので必ずしも明確に定められるものではないが、一例としては、次のようにする。

誘電体伝送路９Ａ内にミリ波の信号を高速に伝送させるためには、誘電体素材の比誘電率は２〜１０（好ましくは３〜６）程度とし、その誘電正接は０．００００１〜０．０１（好ましくは０．００００１〜０．００１）程度とすることが望ましい。このような条件を満たす誘電体素材としては、たとえば、アクリル樹脂系、ウレタン樹脂系、エポキシ樹脂系、シリコーン系、ポリイミド系、シアノアクリレート樹脂系からなるものが使用できる。誘電体素材の比誘電率とその誘電正接のこのような範囲は、特段の断りのない限り、本構成で同様である。

誘電体伝送路９Ａでミリ波閉込め構造にする場合、図２Ａ（４）に示すように、その外周にミリ波信号の外部放射を抑える金属部材などの導電体の遮蔽材（ミリ波遮蔽材MY）を設けて、ミリ波の外部放射を抑えるようにしてもよい。ミリ波遮蔽材MYは、好ましくは基板上の固定電位（たとえば接地電位）にする。ミリ波遮蔽材MYを導電体とすることで、導電体でない場合よりも確実に遮蔽ができる。

ミリ波閉込め構造の他の例としては、周囲が遮蔽材で囲まれ内部が中空の構造の中空導波路９Ｌとしてもよい。たとえば、図２Ａ（５）に示すように、周囲が遮蔽材の一例である導電体MZで囲まれ内部が中空の構造にする。導電体MZの囲いは、対向して配置された２枚の基板の何れに設けてもよい。導電体MZによる囲いと基板との間の距離Ｌ（導電体MZの端から相対する基板までの隙間の長さ）はミリ波の波長に比べて十分小さい値に設定する。囲い（遮蔽材）を導電体MZとすることで導電体でない場合よりも確実に遮蔽ができる。

図２Ａ（２）と図２Ａ（５）の対比では、中空導波路９Ｌは、自由空間伝送路９Ｂにおいてミリ波遮蔽体MXを配置した構造に似通っているが、アンテナを取り囲むようにミリ波遮蔽材の一例である導電体MZが設けられる点が異なる。導電体MZの内部が中空であるので誘電体素材を使用する必要がなく低コストで簡易にミリ波信号伝送路９を構成できる。導電体MZは、好ましくは基板上の固定電位（たとえば接地電位）にする。

中空導波路９Ｌは、基板上の導電体MZで囲いを形成することに限らず、たとえば、図２Ａ（６）に示すように、比較的厚めの基板に穴（貫通でもよいし貫通させなくてもよい）を開けて、その穴の壁面を囲いに利用するように構成してもよい。穴の断面形状は、円形・三角・四角など任意である。この場合、基板が遮蔽材として機能する。穴は、対向して配置された２枚の基板の何れか一方であってもよいし双方であってもよい。穴の側壁は導電体で覆われていてもよいし、覆われてなくてもよい。穴を貫通させる場合には、半導体チップの裏面にアンテナを配置する（取り付ける）とよい。穴を貫通させずに途中で止める（非貫通穴とする）場合、穴の底にアンテナを設置すればよい。

誘電体伝送路９Ａおよび中空導波路９Ｌは、囲いによってミリ波が誘電体伝送路９Ａや中空導波路９Ｌの中に閉じ込められるため、ミリ波の伝送損失が少なく効率的に伝送できる、ミリ波の外部放射を抑える、ＥＭＣ対策がより楽になるなどの利点が得られる。

ミリ波閉込め構造のさらなる他の例としては、ミリ波信号（電磁波）を伝送可能な３次元空間が誘電体素材（有体物）から構成されている場合に、誘電体素材中に複数系統の独立したミリ波信号伝送路９（詳しくは誘電体伝送路９Ａ：以下この段落において同様）を形成するものでもよい。たとえば、電子回路部品を搭載したプリント基板自体を誘電体素材で構成し、そのプリント基板を誘電体伝送路９Ａとして利用することが考えられる。この際に、その基板内に独立した複数の誘電体伝送路９Ａを形成することが考えられる。

空間分割多重にする際には、一部は自由空間伝送路９Ｂで対処し、他の一部は誘電体伝送路９Ａや中空導波路９Ｌなどのミリ波閉込め構造を持つもので対処するなど、ミリ波信号伝送路９も各種のものを組み合わせたシステム構成にすることも考えられる。

＜変調および復調＞
図３は、通信処理系統における変調機能部および復調機能部の構成例を説明する図である。

［変調機能部］
図３（１）には、送信側に設けられる変調機能部８３００の構成が示されている。伝送対象の信号（たとえば１２ビットの画像信号）はパラレルシリアル変換部１１４により、高速なシリアル・データ系列に変換され変調機能部８３００に供給される。

変調機能部８３００としては、変調方式に応じて様々な回路構成を採り得るが、たとえば、振幅のみを変調する方式であれば、周波数混合部８３０２と送信側局部発振部８３０４を備えた構成を採用すればよい。

送信側局部発振部８３０４（第１の搬送信号生成部）は、変調に用いる搬送信号（変調搬送信号）を生成する。周波数混合部８３０２（第１の周波数変換部）は、パラレルシリアル変換部８１１４（パラレルシリアル変換部１１４と対応）からの信号で送信側局部発振部８３０４が発生するミリ波帯の搬送波と乗算（変調）してミリ波帯の変調信号を生成して増幅部８１１７（増幅部１１７と対応）に供給する。変調信号は増幅部８１１７で増幅されアンテナ８１３６から放射される。

［復調機能部］
図３（２）および図３（３）には、受信側に設けられる復調機能部８４００の構成が示されている。復調機能部８４００は、送信側の変調方式に応じた範囲で様々な回路構成を採用し得るが、ここでは、変調機能部８３００の前記の説明と対応するように、振幅のみが変調されている方式の場合で説明する。

図３（２）に示すように第１例の復調機能部８４００は、振幅検波回路８４０３の一例として２入力型の周波数混合部８４０２（ミキサー回路）を備え、受信したミリ波信号（の包絡線）振幅の二乗に比例した検波出力を得る自乗検波回路を用いる。

図示した例では、周波数混合部８４０２の後段にフィルタ処理部８４１０とクロック再生部８４２０（ＣＤＲ：クロック・データ・リカバリ ／Clock Data Recovery）とシリアルパラレル変換部８１２７（Ｓ−Ｐ：シリアルパラレル変換部１２７と対応）が設けられている。フィルタ処理部８４１０には、たとえば低域通過フィルタ（ＬＰＦ）が設けられる。

アンテナ８２３６で受信されたミリ波受信信号は可変ゲイン型の増幅部８２２４（増幅部２２４と対応）に入力され振幅調整が行なわれた後に復調機能部８４００に供給される。振幅調整された受信信号は周波数混合部８４０２の２つの入力端子に同時に入力され自乗信号が生成され、フィルタ処理部８４１０に供給される。周波数混合部８４０２で生成された自乗信号は、フィルタ処理部８４１０の低域通過フィルタで高域成分が除去されることで送信側から送られてきた入力信号の波形（ベースバンド信号）が生成され、クロック再生部８４２０に供給される。

クロック再生部８４２０（ＣＤＲ）は、このベースバンド信号を元にサンプリング・クロックを再生し、再生したサンプリング・クロックでベースバンド信号をサンプリングすることで受信データ系列を生成する。生成された受信データ系列はシリアルパラレル変換部８２２７（Ｓ−Ｐ）に供給され、パラレル信号（たとえば１２ビットの画像信号）が再生される。クロック再生の方式としては様々な方式があるがたとえばシンボル同期方式を採用する。

なお、振幅検波回路８４０３は、図３（３）に示す第２例のように、自乗検波回路に代えて自乗特性を有しない単純な包絡線検波回路を使用することも考えられる。自乗検波回路では入出力特性の２次歪みが問題となり得るが包絡線検波回路ではその問題がないという利点がある。

＜多チャネル化と空間分割多重との関係＞
図４は、多チャネル化と空間分割多重との関係において、干渉対策の緩和を図る基本的な仕組みを説明する図である。

多チャネル化を図る一手法としては、図１〜図２で説明したように空間分割多重を適用することも考えられるが、異なる搬送周波数を異なる通信送受対が用いることが考えられる。つまり周波数分割多重で多チャネル化は実現される。全二重双方向化も異なる搬送周波数を用いれば容易に実現でき、電子機器の筐体内で複数の半導体チップ（送信側信号生成部１１０と受信側信号生成部２２０の組や送信側信号生成部２１０と受信側信号生成部１２０の組）が独立して通信するような状況も実現できる。

［問題点］
周波数分割多重で多チャネル化を採ると、図１Ａにて示した周波数多重の説明から理解されるように、ミリ波信号伝送路９の全体の使用帯域をかなり広くする必要がある。自由空間伝送路９Ｂであればこの要求に応え得るが、誘電体伝送路９Ａのような帯域幅が限られた伝送路では問題となる。

一方、機器内や機器間の無線伝送では空間分割多重の適用が容易であり、各チャネルで同じ搬送周波数を使えるため伝送帯域幅の制約から解放される利点がある。ただし、空間分割多重では、図２Ａにて説明したような干渉対策が必要となる。たとえば、図２Ａ（１）に示したような自由空間伝送路９Ｂでは、送信（受信）アンテナ間の距離を十分とることが肝要となる。しかし、このことはチャネル間距離に制約があることを意味し、狭い空間内に多数のアンテナ対（伝送チャネル）を配置する必要があるときには問題となる。

別の干渉対策手法としては、たとえば図２Ａ（２）に示したように送信（受信）アンテナ間に電波伝搬を妨げる構造を採ることが考えられる。また、図２Ａ（３）〜（６）に示したように、誘電体伝送路９Ａや中空導波路９Ｌなどのような閉込め構造を採用することでチャネル間距離を縮めることが考えられる。しかしながらこれらの手法は、自由空間伝送路９Ｂに比べるとコストアップになる難点がある。

［問題点の対策原理］
そこで、本実施形態の無線伝送システム１においては、空間分割多重により多重伝送を実現する場合において、ミリ波信号伝送路９を自由空間伝送路９Ｂとした場合でも、干渉対策の要求度合いを緩和することのできるシステムにすることを提案する。「干渉対策の要求度合いを緩和」とは、ミリ波遮蔽体MXなしでもチャネル間距離を短縮できるようにすることや、干渉対策を軽減することができることを意味する。

基本的な考え方は、図１にも示したが、図４に示すように、受信側において、ＭＩＭＯ処理部６０３，６０４を設けて、ベースバンド信号処理の側面から干渉対策をとることで、アンテナ間隔を狭くできるようにする。

ＭＩＭＯ処理部６０３，６０４は、複数のアンテナ１３６（送信アンテナ）のそれぞれと対応する複数の送信対象信号のそれぞれに対して、アンテナ１３６とアンテナ２３６（受信アンテナ）との間におけるミリ波信号伝送路９（伝送空間）の伝達特性に基づく補正演算を行なう伝達特性補正部の一例である。伝達特性はチャネル行列で表わされ、補正演算としては、各チャネルの伝送対象信号に対して逆行列演算を行なうことになる。

その補正演算（逆行列演算）の意義は、復調信号に対して伝達特性分を補正することで、処理済み信号としては、伝達特性の影響を排除した送信対象信号を取得できるようにすることである。各チャネルの変調方式が同じ場合は、アンテナ２３６で受信される不要波に基づく復調成分が完全に相殺される。各チャネルの変調方式が異なる場合には、不要波の成分が完全に相殺されると言うことにはならないが復調処理の対応によりその影響を受けないようにできる。

ここで、本実施形態のＭＩＭＯ処理部６０３，６０４におけるＭＩＭＯ処理は、各アンテナにおける送受間の直接波のみを対象とするＭＩＭＯ処理である点に特徴がある。このことは、通常考えられる機器間や筐体内での無線伝送におけるＭＩＭＯ処理では、筐体内の部品や壁などによって送信側から送信された電波が反射・回折し、複数の経路から同一の電波が受信側に届くというマルチパス対策のため、１つの受信アンテナが同じ送信アンテナから発せられた直接波とは異なる経路を辿った反射波も対象とした複数の受信信号を扱う信号処理となるのと大きく異なる。

これは、機器内や機器間での無線信号伝送において波長が比較的短いミリ波（あるいはマイクロ波）を使用することで、空間分割多重が適用されているミリ波信号伝送路９が形成される空間には、無線伝送に対して実質的に邪魔になる障害物がないようにすることができ、その場合は、反射波の影響を考慮する必要は殆どないと言えるからである。

マルチパス環境下では、複数の経路からの電波を受信側において受信すると、複数の経路の距離が異なることにより、送信側からの電波が受信側に到達するのに要する時間が経路によって異なる。このため、位相がずれた複数の電波が受信側で受信され、その結果、受信信号の波形が歪み、信号を復号できなくなる虞れがある。その対策としてＭＩＭＯ処理を適用することが考えられる。この場合、当然にチャネル行列の考え方も、マルチパス対策に適合したものとなる。

しかしながら、本実施形態のＭＩＭＯ処理は、このようなマルチパス対策のためのＭＩＭＯ処理とは異なり、チャネル行列の考え方も、マルチパス対策用のものとは異なる。

ただし、反射波が豊富にある環境下ではチャネル行列の逆行列は解き易いが、直接波のみが存在して反射波が全く存在しない実環境下では、チャネル行列の逆行列が得難くなるということが懸念される。本実施形態では、アンテナ配置を制約することで、チャネル行列の逆行列が得難くなることを防止する。

その際には、詳しくは後述するが、本実施形態では、ＭＩＭＯ処理で必要となる掛算器（増幅器の要素）と加算器の数を低減できるようにアンテナ配置（送信側および受信側の各アンテナ間隔）を決められたものに設定し、それに応じた受信側でのＭＩＭＯ処理にする。つまりＭＩＭＯ処理数を低減できるようにアンテナ配置を決め、それに合わせた直接波のみを対象とする受信側でのＭＩＭＯ処理にすると言うことである。

これらの関係によっては、復調機能部８４００において直交検波や同期検波の要否が左右される。直交検波や同期検波が不要な条件であれば、包絡線検波や自乗検波を適用し得るようになる。詳細は後述するが、本実施形態では、直交検波や同期検波が不要な条件となるように送信側の各アンテナ１３６と受信側の各アンテナ２３６のアンテナ間距離を設定することで、包絡線検波や自乗検波を適用する構成を採る。

何れにしても、受信側にＭＩＭＯ処理を適用することで、自由空間伝送路９Ｂとした場合の干渉対策の要請を緩和し、また、各チャネルの搬送周波数を共通化することで受信側においてベースバンドでＭＩＭＯ処理を行ない、さらに、アンテナ配置を制約することでＭＩＭＯ処理量（逆行列演算量）を削減する。

後述の実施形態では、各チャネルの搬送周波数を共通化するがこのことは必須でない。各チャネルの搬送周波数が少なくとも同期した関係にあればよい。空間分割多重の基本的な考え方としては、通常、搬送信号の周波数を共通化（同一に）する。送信側の搬送信号の周波数を共通化すると各チャネルで搬送周波数の影響が確実に同じになるため、ベースバンド領域でのＭＩＭＯ処理を確実かつ効率的に行なうことができる。搬送周波数がチャネルによって異なる場合には、受信側では、各搬送周波数に対応した復調回路や周波数選択フィルタをチャネルごとに設けるなどの対処が必要になりシステム規模が大きくなる。これらの点においては、各チャネルの搬送周波数を共通にすることの利点が大きい。

ＭＩＭＯ処理は、一般に複素数演算（あるいはそれに相当する処理）が必要となり回路規模が大きくなってしまう。これに対して、直接波のみを対象とする点に着目してアンテナ配置を制約するとともに、それに合わせた信号処理にすることで、ＭＩＭＯ処理量（逆行列演算量）を削減できるようになる。

図４（１）に示した第１例は、Ｎ系統に対して、受信側が１チップ構成であり、送信側は変調機能部８３００（ＭＯＤ）を収容した半導体チップ１０３を系統別に使用する構成（Ｎ対１の構成）である。しかしながら、このことは受信側にＭＩＭＯ処理を適用する場合の必須要件ではない。

たとえば、図４（２）に示す第２例は、受信側が１チップ構成であり、また、送信側も１チップ構成の１対１の構成である。第２例の構成を採る場合、送信側が１チップ構成であることから、送信側信号生成部１１０内の変調機能部８３００は、系統別に送信側局部発振部８３０４を備えることは必須でない。すなわち、送信側局部発振部８３０４を１系統のみ設け、残りの系統は、送信側局部発振部８３０４で生成された搬送信号そのものを使って周波数変換（変調）するとよい。

図４（３）に示す第３例は、送信側が１チップ構成であり、受信側は系統別のチップを使用する構成（１対Ｎの構成）である。図４（４）に示す第４例は、送信側は系統別のチップを使用する構成であり、受信側も系統別のチップを使用する構成（Ｎ対Ｎの構成）である。第３例や第４例の場合、各系統の復調機能部８４００（ＤＥＭＯＤ）とシリアルパラレル変換部８２２７との間に、全系統に共有されるＭＩＭＯ処理部６０４を設けることになる。

以下、ＭＩＭＯ処理を行なう本実施形態の無線伝送システム１について、ＭＩＭＯ処理に着目して、具体的に説明する。なお、以下では特段の断りのない限り、説明を簡単にするため、第１通信装置１００から第２通信装置２００への片方向の通信で説明する。また、送信系のチップ構成としては、最適な形態として、Ｍ系統分の送信側信号生成部１１０（変調機能部８３００を収容）を１つの半導体チップ１０３に収容する場合で示す。受信系に関しても、最適な形態として、Ｍ系統分の全ての受信側信号生成部２２０（復調機能部８４００を収容）を１つの半導体チップ２０３に収容する場合で示す。つまり、Ｍ系統分の送信側信号生成部１１０を収容した１つの半導体チップ１０３を搭載している第１通信装置１００から、Ｍ系統分の受信側信号生成部２２０を収容した１個の半導体チップ２０３を搭載した第２通信装置２００への片方向の通信で説明する。

＜受信側に適用するＭＩＭＯ処理の概要＞
図５〜図１３Ａは、受信側に適用するＭＩＭＯ処理の概要を説明する図である。ここで、図５は、受信側に適用するＭＩＭＯ処理の演算を説明する図である。図６は、受信側に適用するＭＩＭＯ処理の演算手法の基本を説明する図である。図７は、２チャネルのときの受信側のＭＩＭＯ処理の基本を説明する図である。図８は、２チャネルにおけるパス差とチャネル行列の関係を説明する図である。図９は、２チャネルの場合のアンテナ配置の制約条件の参考例（第１例と記す）を説明する図である。図１０は、２チャネルの場合のアンテナ配置の本実施形態（第２例と記す）の制約条件を説明する図である。図１１は、アンテナが指向性に依存した位相特性を持つ場合のパス差Δｄの調整（補正）方法を説明する図である。図１２〜図１２Ａは、アンテナ対が３つ以上の場合へのＭＩＭＯ処理の適用手法を説明する図である。図１３は、送受信のアンテナが３次元状に配置される場合への適用手法を説明する図である。図１３Ａは、受信側のＭＩＭＯ処理をデジタル処理で行なう場合の基本的な構成を説明する図である。

［ＭＩＭＯ処理の演算］
図５には、本実施形態で適用するＭＩＭＯ処理の演算手法の考え方が示されている。図中において、空間分割多重における伝送チャネルをＭ本とするべく、アンテナ１３６，２３６をそれぞれＭ本にする。送信側の各アンテナ１３６からは、対向して配置された受信側のアンテナ２３６へミリ波信号が伝送される。

図５中において、実線で示しているのは、アンテナ１３６_aから、そのアンテナ１３６_aに対して対向配置されたアンテナ２３６_aへ直接に伝達される所望波である。点線で示しているのは、アンテナ１３６_aから、そのアンテナ１３６_aに対して対向配置されていない他のアンテナ２３６_bへ直接に伝達される不要波（干渉波）である。所望波および不要波の何れも、アンテナ１３６_aからアンテナ２３６_a，２３６_bへ直接に伝達される直接波である。

ここで、ＭＩＭＯ処理演算に適用されるチャネル行列Ｈは、式（１−１）で示される。Ｍ行Ｍ列のチャネル行列Ｈにおいて、行列要素ｈi,jの内で、ｉ＝ｊの要素は所望波に関する要素であり、ｉ≠ｊの要素は不要波に関する要素である。また、このときの受信信号ｒは式（１−２）で示される。なお、ｓは送信信号、ｖはノイズである。

図５（２）に示すように、ＭＩＭＯ処理部６０４における受信側でのＭＩＭＯ処理では、チャネル行列Ｈの逆行列Ｈ＾-1（受信信重み行列とも称する）を受信信号ｒに掛ける。その結果、受信側では、送信対象信号ｓ（＋ノイズ成分Ｈ＾-1・ｖ）が得られる。送信対象信号ｓは変調前のベースバンド信号である。

これからも分かるように、受信側において復調後にベースバンド領域でＭＩＭＯ処理を適用すれば、干渉波の影響を受けない送信対象信号ｓを取得できる。この結果、空間分割多重により多重伝送を実現する場合において、ミリ波信号伝送路９を自由空間伝送路９Ｂとした場合でも、干渉対策の要求度合いを緩和でき、干渉対策が不要になる、または、干渉対策を軽減することができる。

逆行列Ｈ＾-1に基づくＭＩＭＯ処理部６０４での逆行列演算は、受信側のアンテナ２３６で受信される不要波に基づく成分が相殺されるように、所望波と不要波が混在した受信信号の復調出力に対して、ベースバンド領域で不要波に基づく成分と逆の成分を重畳する処理となる。

［受信側に適用するＭＩＭＯ処理と搬送周波数の関係］
図６には、受信側に適用するＭＩＭＯ処理と搬送周波数の関係が示されている。第１通信装置１００は、変調機能部８３００として、チャネル別に振幅検波周波数混合部８３０２を備えている。この例では、各チャネル（系統）の周波数混合部８３０２は振幅を変調する方式であって直交変調を採っていない。そして、変調機能部８３００は、全チャネルに共有される送信側局部発振部８３０４を１つ有している。送信側局部発振部８３０４で生成された搬送信号そのものを各チャネルの周波数混合部８３０２が使って変調を行なう。この構成は、送信側の半導体チップ１０３が１チップ構成であるので都合がよい。

第２通信装置２００は、復調機能部８４００として、チャネル別に振幅検波回路８４０３を備えている。振幅検波回路８４０３は、直交検波や同期検波を採用せず、単純に振幅変調波の振幅成分を復調する方式のもので、たとえば包絡線検波回路や自乗検波回路を採用する。

全チャネルに共有される送信側局部発振部８３０４を１つ設け、送信側局部発振部８３０４で生成された搬送信号そのものを各チャネルの周波数混合部８３０２が使って変調を行なうようにすると、各系統で搬送周波数の影響が同じになる。空間分割多重の基本的な利点を活かすべく全系統の搬送周波数を共通化することで、各系統で搬送周波数の影響が同じになるため受信側においてベースバンド領域でＭＩＭＯ処理が行なえるようになる。

［アンテナ配置の制約とＭＩＭＯ処理量の関係］
図７〜図１０には、アンテナ配置の制約とＭＩＭＯ処理量（逆行列演算量）の関係が示されている。

たとえば、図７には、最も単純な構成として、２チャネル（アンテナ対が２つ）の場合が示されている。図７（１）に示すように、送信側の半導体チップ１０３には、アンテナ１３６_1，１３６_2が設けられ、半導体チップ２０３にはアンテナ１３６_1と正対するようにアンテナ２３６_1が設けられ、アンテナ１３６_2と正対するようにアンテナ２３６_2が設けられている。なお、アンテナ１３６はアンテナ８１３６と等価であり、アンテナ２３６はアンテナ８２３６と等価である。以下、この点は他の記載においても同様である。

「正対」とは、アンテナが指向性に依存した位相特性を持たないようにアンテナ対が配置されていることを意味する。換言すると、所望波のアンテナ１３６からの放射角や対応するアンテナ２３６への入射角がゼロであることを意味する。この「正対」やアンテナの指向性に依存した位相特性などについての詳細は後で説明する。以下では、特段の断りのない限り、アンテナ対が「正対」の状態で配置されるものとする。

所望波と関係するアンテナ間距離はｄ１である。すなわち、半導体チップ１０３のアンテナ１３６_1と半導体チップ２０３のアンテナ２３６_1との間の正対距離はｄ１であり、同じく、半導体チップ１０３のアンテナ１３６_2と半導体チップ２０３のアンテナ２３６_2との間の正対距離もｄ１である。一方、不要波と関係するアンテナ間距離はｄ２である。すなわち、半導体チップ１０３のアンテナ１３６_1と半導体チップ２０３のアンテナ２３６_2との間の距離はｄ２であり、同じく、半導体チップ１０３のアンテナ１３６_2と半導体チップ２０３のアンテナ２３６_1との間の距離もｄ２である。

アンテナ１３６_1から送信された所望波は、直接にアンテナ２３６_1で受信される。アンテナ１３６_2から送信された所望波は、直接にアンテナ２３６_2で受信される。アンテナ１３６_1から送信された不要波は、直接にアンテナ２３６_2で受信される。アンテナ１３６_2から送信された不要波は、直接にアンテナ２３６_1で受信される。

距離ｄ１＜距離ｄ２であるから、アンテナ１３６_1，１３６_2の送信レベルが同じであっても、距離減衰により、アンテナ２３６_1（２３６_2）で受信される所望波の受信レベルの方がアンテナ２３６_2（２３６_1）で受信される不要波の受信レベルよりも大きい。このことはチャネル行列の逆行列が必ず存在することの要因ともなっている。

ＭＩＭＯ処理は、一般に複素数演算（あるいはそれに相当する処理）が必要となり回路規模が大きくなってしまう。たとえば、図７（１）に示すようなアンテナ対が２つの場合においては、図７（２）に示すような汎用的に考えられる回路構成が採られる。ＱＰＳＫなどのように２軸変調（Ｉ成分とＱ成分の変調）を行なう場合、後述のパス条件設定をしないと、実数乗算は１６個（＝２・２・２＾２）、加算は１２個が必要である。３チャネルになると、実数乗算は２・２・３＾２個必要で、一般にＭチャネルになると、実数乗算は２・２・Ｍ＾２個必要になる。ＡＳＫ方式やＢＰＳＫ方式などのように１軸変調の場合は、Ｍチャネルでは実数乗算は２・Ｍ＾２個必要になる。

図８には、２チャネル（アンテナ対が２つ）の場合における所望波のアンテナ間距離ｄ１と不要波のアンテナ間距離ｄ２との距離差Δｄ（＝ｄ２−ｄ１：パス差Δｄと称する）とチャネル行列の関係の基本事項が示されている。

図８（１）は、送信側の２つのアンテナ１３６_1，１３６_2から受信側の２つのアンテナ２３６_1，２３６_2とにおける所望波と不要波の関係を示しており、実線が所望波であり点線が不要波である。図８（２）は、チャネル行列Ｈやその逆行列Ｈ＾-1の要素の実数項（ｃｏｓ項）の状況を位相との関係で示している。図８（３）は、チャネル行列Ｈやその逆行列Ｈ＾-1の要素の虚数項（ｓｉｎ項）の状況を位相との関係で示している。

２つの送信信号を、Ｓ１（ｔ）＝Ａ１・ｅｘｐ（ｊωｔ）、Ｓ２（ｔ）＝Ａ２・ｅｘｐ（ｊωｔ）とする。所望波に対する不要波の距離減衰要素をα（０≦α＜１）とする。搬送信号の周波数をｆｏ、波長をλｃとする。所望波の送受信アンテナ間距離ｄ１を「ｄ」、不要波の送受信アンテナ間距離ｄ２を「ｄ＋Δｄ」とする。「Δｄ」は所望波と不要波の到達距離差（パス差）であり、これを時間に置き換えてΔｔとおく。

受信側のアンテナ２３６_1の受信信号Ｒ１（ｔ）は、対向するアンテナ１３６_1からの所望波と対向していないアンテナ１３６_2からの不要波の合成となり、式（２−１）で示される。受信側のアンテナ２３６_2の受信信号Ｒ２（ｔ）は、対向するアンテナ１３６_2からの所望波と対向していないアンテナ１３６_1からの不要波の合成となり、式（２−２）で示される。

式（２−１）および式（２−２）において、ｅ（−ｊωΔｔ）を「Ｄ」（＝ｃｏｓωΔｔ−ｊｓｉｎωΔｔ）と置き換えると、式（３−１）、式（３−２）が得られる。

そして、式（３−２）から、式（４−１）に示すチャネル行列Ｈと、式（４−２）に示す逆行列Ｈ＾-1が得られる。式（４−２）中において、ｄｅｔＨ＝１−（α・Ｄ）＾２である。

この場合、パス差Δｄに一定の条件を設定すれば、チャネル行列Ｈの各要素は、実数項（ｃｏｓ項）または虚数得項（ｓｉｎ項）のみとなる。また、距離減衰要素αの存在により、チャネル行列Ｈの逆行列Ｈ＾-1が必ず求められ、逆行列Ｈ＾-1の各要素も、実数項（ｃｏｓ項）または虚数項（ｓｉｎ項）のみとなる。

たとえば、２チャネルの場合のチャネル行列Ｈにおいて正規化して考えた場合、所望波の要素（１行１列、２行２列）はパス差Δｄに関わらずそれぞれ実数項（＝１）である。これに対して、不要波の要素（１行２列、２行１列）はパス差Δｄによって、実数項のみ、虚数項のみ、「実数項＋虚数項」の何れかとなる。

たとえば、「Δｄ＝（ｎ／２＋１／４）λｃ（ｎは０または１以上の正の整数）」を満たす場合（パス条件１と称する）、パス差Δｄは位相的にはπ／２の奇数倍の関係となり、実数項（ｃｏｓ項）はゼロとなるため虚数項（ｓｉｎ項）のみとなる。パス条件１の関係からズレると「実数項＋虚数項」となるが、パス条件１の関係に近いときには、虚数項成分に対する実数項成分が遙かに小さく、実質的に虚数項のみとして扱ってもよい。つまり、Δｄ＝（ｎ／２＋１／４）λｃを完全に満たすことが最適であるが、この関係から多少ずれていても構わない。本明細書で「虚数項のみ」とは、このような多少のズレがある場合も含むものとする。

ここで、詳細には、ｎが０または偶数の場合は、虚数項は「＋１」となるので、不要波は所望波に対して、パス差で位相がπ／２だけ回る。このとき、「ｄｅｔＨ＝１−（α・Ｄ）＾２＝１−（α・−ｊ）＾２＞１」であるからチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ＾-1が存在し得る。送信側のＭＩＭＯ処理では、「−α・Ｄ＝−ｊ・α」となるから、不要成分が所望成分に対して位相的には「−π／２」となるようにする。

一方、ｎが奇数の場合は、虚数項は「−１」となるので、不要波は所望波に対して、パス差で位相が−π／２だけ回る。このとき、「ｄｅｔＨ＝１−（α・Ｄ）＾２＝１−（α・ｊ）＾２＞１」であるからチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ＾-1が存在し得る。送信側のＭＩＭＯ処理では、「−α・Ｄ＝ｊ・α」となるから、不要成分が所望成分に対して位相的には「π／２」となるようにする。

また、「Δｄ＝（ｎ／２）λｃ（ｎは１以上の正の整数）」を満たす場合（パス条件２と称する）、パス差Δｄは位相的にはπの整数倍の関係となり、虚数項（ｓｉｎ項）はゼロとなるため実数項のみとなる。パス条件２の関係からズレると「実数項＋虚数項」となるが、パス条件の関係に近いときには、実数項成分に対する虚数項成分が遙かに小さく、実質的に実数項のみとして扱ってもよい。つまり、Δｄ＝（ｎ／２）λｃを完全に満たすことが最適であるが、この関係から多少ずれていても構わない。本明細書で「実数項のみ」とは、このような多少のズレがある場合も含むものとする。

ここで、詳細には、ｎが偶数の場合は、実数項は「＋１」となるので、不要波は所望波に対して、パス差で位相が２πだけ回る（つまり同相・同極性となる）。このとき、「ｄｅｔＨ＝１−（α・Ｄ）＾２＝１−（α・１）＾２＞１」であるからチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ＾-1が存在し得る。送信側のＭＩＭＯ処理では、「−α・Ｄ＝−α」となるから、不要成分が所望成分に対して位相的には「−π」（つまり同相・逆極性）となるようにする。

一方、ｎが奇数の場合は、実数項は「−１」となるので、不要波は所望波に対して、パス差で位相がπだけ回る（つまり同相・逆極性となる）。このとき、「ｄｅｔＨ＝１−（α・Ｄ）＾２＝１−（α・−１）＾２＞１」であるからチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ＾-1が存在し得る。送信側のＭＩＭＯ処理では、「−α・Ｄ＝α」となるから、不要成分が所望成分に対して位相的には「２π」（つまり同相・同極性）となるようにする。

つまり、アンテナ１３６（送信アンテナ）とアンテナ２３６（受信アンテナ）との間における所望波のアンテナ間距離ｄ１と不要波のアンテナ間距離ｄ２の差が、自由空間伝送路９Ｂの伝達特性を規定するチャネル行列Ｈ（やその逆行列Ｈ＾-1も）の不要波の各要素が、実質的に、実数項のみまたは虚数項のみで表わし得るように設定されているものとすればよい。

このようなパス差Δｄの設定値に基づく特徴に着目して、アンテナ配置を前記のパス条件１またはパス条件２を満たすようにする。こうすることで、チャネル行列の不要波の要素を虚数項のみまたは実数項のみとすることができる。その結果として、ＭＩＭＯ処理部６０４における逆行列演算処理を簡略化できるようになる。特に、本実施形態では、実数項のみとなるパス条件２を満たすようにすることで、復調機能部８４００が、直交検波回路を使用せずに構成できるようにする。

〔パス条件１の場合〕
図９には、２チャネル（アンテナ対が２つ）の場合における、アンテナ配置の制約条件の参考例（第１例のアンテナ配置と称する）が示されている。第１例のアンテナ配置は、パス差Δｄを前述のパス条件１を満たすようにするものである。つまり、所望波のアンテナ間距離ｄ１と不要波のアンテナ間距離ｄ２との距離差Δｄ（パス差Δｄ）が「（ｎ／２＋１／４）λｃ」の関係に近づくようにするものである。

パス差Δｄがパス条件１を満たす場合、図８でも説明したが、図９（１−２）に示すように、チャネル行列Ｈは実数項Reまたは虚数項Imのみの成分となるし、その逆行列Ｈ＾-1も実数項Re’または虚数項Im’のみの成分となる。つまり、１行１列と２行２列の所望波の要素は実数項のみであり、１行２列と２行１列の不要波の要素は虚数項のみである。そのため、ＭＩＭＯ処理量が削減できる。

なお、虚数項Im’（直交成分）が存在するので、本構成例を適用しない場合の変調方式が、たとえばＡＳＫ方式やＢＰＳＫ方式などのように、元々は直交成分を伴わない変調のときであっても、復調機能部８４００としては直交成分の復調回路（つまり直交検波回路）が必要となる。

図９（１−３）には、変調方式をＢＰＳＫ方式とする場合に対しての、パス条件１を適用してＭＩＭＯ処理する場合の各チャネルの受信信号の状態が示されている。図示のように、第１チャネルｃｈ１の成分は、本来（所望信号用）の所望波のＩ軸成分（Ｃｈ１_I）と第２チャネルｃｈ２による不要信号用の不要波のＱ軸成分（Ｃｈ２_Q’）の合成としてアンテナ２３６_1が受信することになる。第２チャネルｃｈ２の成分は、本来（所望信号用）の所望波のＩ軸成分（Ｃｈ２_I）と第１チャネルｃｈ１による不要信号用の不要波のＱ軸成分（Ｃｈ１_Q’）の合成としてアンテナ２３６_2が受信することになる。図からも分かるように、所望波と不要波が直交しているので、復調機能部８４００としては直交検波回路が必要となる。受信側でのＭＩＭＯ処理では、所望信号に対して直交成分として現われる不要波の成分をキャンセルするので、復調機能部８４００としては直交検波回路が必要である。

図９（２）には、図９（１−３）に対応する第１例（参考例）のＭＩＭＯ処理部６０４Ａとその前段回路（アンテナ２３６、増幅部８２２４、復調機能部８４００）が示されている。

復調機能部８４００は、搬送信号を生成する受信側局部発振部８４０４を各チャネルに共通に備えるとともに、直交検波回路８４６０をチャネル別に具備している。各直交検波回路８４６０は、Ｉ軸成分を復調する周波数混合部８４０２_I、Ｑ軸成分を復調する周波数混合部８４０２_Q、再生搬送信号の位相を９０度（π／２）シフトする移相器８４６２を有する。周波数混合部８４０２_Iには受信側局部発振部８４０４から再生搬送信号が供給される。周波数混合部８４０２_Qには受信側局部発振部８４０４からの再生搬送信号が移相器８４６２でπ／２シフトされた後に供給される。復調機能部８４００は、伝送チャネルごとに、所望信号に関する受信信号（所望波）と不要信号に関する受信信号（不要波）を直交検波する。これによって、チャネルごとに、所望信号と不要信号が各別に復調される。

第１チャネル用の直交検波回路８４６０は、周波数混合部８４０２_Iの復調出力をフィルタ処理部８４１０_Iに供給し、周波数混合部８４０２_Qの復調出力をフィルタ処理部８４１０_Qに供給する。フィルタ処理部８４１０_Iからは所望成分となる第１チャネルｃｈ１の復調信号ＣＨ１_Iが出力され、フィルタ処理部８４１０_Qからは第１チャネルに対して不要成分となる第２チャネルｃｈ２の復調信号ＣＨ２_Q’が出力される。

第２チャネル用の直交検波回路８４６０も同様に、周波数混合部８４０２_Iの復調出力をフィルタ処理部８４１０_Iに供給し、周波数混合部８４０２_Qの復調出力をフィルタ処理部８４１０_Qに供給する。フィルタ処理部８４１０_Iからは所望成分となる第２チャネルｃｈ２の復調信号ＣＨ２_Iが出力され、フィルタ処理部８４１０_Qからは第２チャネルに対して不要成分となる第１チャネルｃｈ１の復調信号ＣＨ１_Q’が出力される。

ＭＩＭＯ処理部６０４Ａは、アナログ処理で逆行列演算処理を行なうもので、４つの乗算器６１２，６１４，６１６，６１８と２つの加算器６１５，６１９を有する。乗算器６１２には、第１チャネルのフィルタ処理部８４１０_Iから出力される復調信号ＣＨ１_Iが入力され、乗算器６１４には、第２チャネルのフィルタ処理部８４１０_Qから出力される復調信号ＣＨ１_Q’が入力される。乗算器６１６には、第１チャネルのフィルタ処理部８４１０_Qから出力される復調信号ＣＨ２_Q’が入力され、乗算器６１８には、第２チャネルのフィルタ処理部８４１０_Iから出力される復調信号ＣＨ２_Iが入力される。

乗算器６１２は、所望信号となる第１チャネルｃｈ１の復調信号ＣＨ１_Iに逆行列の１行１列の成分（実数項Re’）を掛ける（増幅する）。乗算器６１４は、第２チャネルｃｈ２に対しては不要信号となる第１チャネルｃｈ１の復調信号ＣＨ１_Q’に逆行列の１行２列の成分（虚数項Im’）を掛ける（増幅する）。乗算器６１６は、第１チャネルｃｈ１に対しては不要信号となる第２チャネルｃｈ２の復調信号ＣＨ２_Q’に逆行列の２行１列の成分（虚数項Im’）を掛ける（増幅する）。乗算器６１８は、所望信号となる第２チャネルｃｈ２の復調信号ＣＨ２_Iに逆行列の２行２列の成分（実数項Re’）を掛ける（増幅する）。なお、行列の成分が負のときは反転増幅する。

加算器６１５，６１９は、自チャネルで所望波として受信され復調された自チャネル分の信号と、他チャネルで不要波として受信され復調された自チャネル分の信号を加算する。こうすることで、自チャネルの所望波の復調成分と他チャネルでは不要波に基づく不要信号として扱われる復調成分を合成することで、自チャネルの送信対象信号を取得する。

具体的には、加算器６１５は、自チャネル用の信号処理において所望波として受信され復調された第１チャネル分の信号Ｃｈ１_Re’ と、第２チャネル用の信号処理において不要波として受信され復調された第１チャネル分の信号Ｃｈ１_Im’ を加算する。こうすることで、自チャネルの所望波の復調成分Ｃｈ１_Re’ と他チャネルでは不要波に基づく不要信号として扱われる復調成分Ｃｈ１_Im’ を合成することで、第１チャネルの送信対象信号を取得する。

同様に、加算器６１９は、自チャネル用の信号処理において所望波として受信され復調された第２チャネル分の信号Ｃｈ２_Re’ と、第１チャネル用の信号処理において不要波として受信され復調された第２チャネル分の信号Ｃｈ２_Im’ を加算する。こうすることで、自チャネルの所望波の復調成分Ｃｈ２_Re’ と他チャネルでは不要波に基づく不要信号として扱われる復調成分Ｃｈ２_Im’ を合成することで、第２チャネルの送信対象信号を取得する。

このように、本構成を適用しない場合の変調方式をＢＰＳＫ方式とする場合において、アンテナ２本の場合には、パス条件１を適用して受信側でＭＩＭＯ処理することで、ＭＩＭＯ処理部６０４Ａにおける逆行列演算における実数乗算は４個で済むし、加算器は２個になる。本構成のパス条件１を適用しない場合に対して実数乗算数を１／４倍にできるし、加算数を低減できる。

〔パス条件２の場合〕
図１０には、２チャネル（アンテナ対が２つ）の場合における、本実施形態のアンテナ配置の制約条件（第２例のアンテナ配置と称する）が示されている。第２例のアンテナ配置は、パス差Δｄを前述のパス条件２を満たすようにするものである。つまり、所望波のアンテナ間距離ｄ１と不要波のアンテナ間距離ｄ２との距離差Δｄ（パス差Δｄ）が「（ｎ／２）λｃ」の関係に近づくようにするものである。

パス差Δｄがパス条件２を満たす場合、図８でも説明したが、図１０（１−２）に示すように、チャネル行列Ｈは実数項Re，Re”のみの成分となるし、その逆行列Ｈ＾-1も実数項Re’，Re”’のみの成分となる。つまり、１行１列と２行２列の所望波の要素は実数項のみであるし、１行２列と２行１列の不要波の要素も実数項のみである。そのため、ＭＩＭＯ処理量が削減できる。

この場合、虚数項（直交成分）が存在しないので、本構成例を適用しない場合の変調方式が、たとえばＡＳＫ方式のように、元々は直交成分を伴わない変調のときであれば、復調機能部８４００としては直交成分の復調回路（つまり直交検波回路）が不要になる。

図１０（１−３）には、本構成例を適用しない場合の変調方式をＡＳＫ方式とする場合に対しての、パス条件２を適用してＭＩＭＯ処理する場合の各チャネルの送信信号の状態が示されている。図示のように、第１チャネルｃｈ１の成分は、本来（所望信号用）の所望波のＩ軸成分（Ｃｈ１_I）と第２チャネルｃｈ２による不要信号用の不要波のＩ軸成分（Ｃｈ２_I’）の合成としてアンテナ２３６_1が受信することになる。第２チャネルｃｈ２の成分は、本来（所望信号用）の所望波のＩ軸成分（Ｃｈ２_I）と第１チャネルｃｈ１による不要信号用の不要波のＩ軸成分（Ｃｈ１_I’）の合成としてアンテナ２３６_2が受信することになる。図からも分かるように、受信側でのＭＩＭＯ処理では、所望波に対して同相成分として現われる不要信号の成分をキャンセルすればよく、復調機能部８４００としては直交検波回路が不要である。

図１０（２）には、図１０（１−３）に対応する第２例のＭＩＭＯ処理部６０４Ｂとその前段回路（アンテナ２３６、増幅部８２２４、復調機能部８４００）が示されている。

復調機能部８４００は、チャネルごとに振幅検波回路８４０３を備える。先にも説明したが、本実施形態の振幅検波回路８４０３は同期検波方式ではなく包絡線検波や自乗検波により、伝送チャネルごとに、所望波に関する信号と不要波に関する信号を復調する。

第１チャネル用の振幅検波回路８４０３は所望信号となる第１チャネルｃｈ１と不要信号となる第２チャネルｃｈ２の復調出力をフィルタ処理部８４１０に供給する。フィルタ処理部８４１０からは所望信号となる第１チャネルｃｈ１の成分ＣＨ１_Iと不要信号となる第２チャネルｃｈ２の成分ＣＨ２_I’の合成成分が出力される。

第２チャネル用の振幅検波回路８４０３も同様に、所望信号となる第２チャネルｃｈ２と不要信号となる第１チャネルｃｈ１の復調出力をフィルタ処理部８４１０に供給する。フィルタ処理部８４１０からは所望信号となる第２チャネルｃｈ２の成分ＣＨ２_Iと不要信号となる第１チャネルｃｈ１の成分ＣＨ１_I’の合成成分が出力される。

ＭＩＭＯ処理部６０４Ｂは、アナログ処理で逆行列演算処理を行なうもので、４つの乗算器６２２，６２４，６２６，６２８と２つの加算器６２５，６２９を有する。乗算器６２２，６２６には、第１チャネルのフィルタ処理部８４１０から出力される復調信号ＣＨ１_I＋ＣＨ２_I’が入力され、乗算器６２４，６２８には、第２チャネルのフィルタ処理部８４１０から出力される復調信号ＣＨ２_I＋ＣＨ１_I’が入力される。

乗算器６２２は、復調信号ＣＨ１_I＋ＣＨ２_I’に逆行列の１行１列の成分（実数項Re’）を掛ける（増幅する）。乗算器６２４は、復調信号ＣＨ２_I＋ＣＨ１_I’に逆行列の１行２列の成分（実数項Re”’）を掛ける（増幅する）。乗算器６２６は、復調信号ＣＨ１_I＋ＣＨ２_I’に逆行列の２行１列の成分（実数項Re”’）を掛ける（増幅する）。乗算器６２８は、復調信号ＣＨ２_I＋ＣＨ１_I’に逆行列の２行２列の成分（実数項Re’）を掛ける（増幅する）。なお、行列の成分が負のときは反転増幅する。

加算器６２５，６２９は、自チャネルで所望波として受信され復調された自チャネル分の復調信号と自チャネルで不要波として受信され復調された他チャネル分の復調信号の合成成分に対してのゲインＲ’補正分と、他チャネルで所望波として受信され復調された他チャネル分の復調信号と他チャネルで不要波として受信され復調された自チャネル分の復調信号の合成成分に対してのゲインＲ”’補正分を加算する。こうすることで、自チャネルでの復調処理で復調された他チャネルの復調成分をキャンセルすることで、自チャネルの送信対象信号を取得する。

具体的には、加算器６２５は、乗算器６２２から出力される信号Ｃｈ１_Re’＋Ｃｈ２_Re’と乗算器６２４から出力される信号Ｃｈ２_Re”’＋Ｃｈ１_Re”’を加算する。これによって、第２チャネルからの不要波に基づく干渉成分がキャンセルされるとともに、第１チャネルの送信対象信号が取得される。

同様に、加算器６２９は、乗算器６２８から出力される信号Ｃｈ２_Re’＋Ｃｈ１_Re’と乗算器６２６から出力される信号Ｃｈ１_Re”’＋Ｃｈ２_Re”’を加算する。これによって、第１チャネルからの不要波に基づく干渉成分がキャンセルされるとともに、第２チャネルの送信対象信号が取得される。

このように、本構成例を適用しない場合の変調方式をＡＳＫ方式とする場合において、アンテナ２本の場合には、パス条件２を適用して受信側でＭＩＭＯ処理することで、ＭＩＭＯ処理部６０４Ｂにおける逆行列演算における実数乗算は４個で済むし、加算器は２個で済む。本実施形態のパス条件２を適用しない場合に対して、実数乗算数を１／４倍にできるし、加算数を低減できる。復調機能部８４００は、直交成分の復調回路（直交検波回路）が不要であり、自乗検波や包絡線検波を適用した振幅検波回路８４０３を使用できるので、図９に示したパス条件１の場合の構成よりも受信側の回路構成が簡易になる。

［指向性に依存した位相特性について］
図１１には、アンテナが指向性に依存した位相特性を持つ場合の対処方法が示されている。図７〜図１０の説明は、アンテナが指向性に依存した位相特性を持たないようにアンテナ対が配置されている「正対」の状態のものであった。これに対して、アンテナ対が指向性に依存した位相特性φａを持つ場合は、パス差Δｄ以外に、この位相特性φａの影響も考慮する必要がある。基本的には、次のようにして、位相特性φａの影響を補正して考えればよい。

図１１中において、θ１は第１チャネルについての所望波のアンテナ１３６_1からの放射角と対応する（第１のアンテナ対を構成する）アンテナ２３６_1への入射角である。また、θ１は第２チャネルについての所望波のアンテナ１３６_2からの放射角と対応する（第２のアンテナ対を構成する）アンテナ２３６_2への入射角でもある。ここで、θ１はゼロに近い値としている。一方、θ２は第１チャネルについての不要波のアンテナ１３６_2からの放射角と対応するアンテナ２３６_1への入射角である。また、θ１がゼロに近いので、θ２は第２チャネルについての不要波のアンテナ１３６_1からの放射角と対応するアンテナ２３６_2への入射角でもある。

詳細な式の導出過程の説明は割愛するが、位相特性φａの影響分を距離に換算して表すと式（５−１）に示すようになる。この影響分を考慮した上でパス条件１を算出し直すと式（５−２）で示される。この影響分を考慮した上でパス条件２を算出し直すと式（５−３）で示される。何れも、パス差Δｄは、位相特性φａの影響分が補正されることが分かる。

［３チャネル以上への適用］
図１２〜図１２Ａには、アンテナ対が３つ以上の場合への対処方法が示されている。アンテナ対が３つ以上になった場合でも、パス差Δｄをパス条件１を満たすようにすることでアンテナ対が２つのときと同様に、チャネル行列とその逆行列は、実数項または虚数項のみの成分となる。つまり、ｉ＝ｊの所望波の要素は実数項Reとなるし、ｉ≠ｊの不要波の要素は虚数項Imとなる。

また、図１２Ａに示すように、アンテナ対が３つ以上になった場合でも、パス差Δｄをパス条件２を満たすようにすることでアンテナ対が２つのときと同様に、チャネル行列とその逆行列は、実数項のみの成分となる。つまり、ｉ＝ｊの所望波の要素は実数項Reとなるし、ｉ≠ｊの不要波の要素も実数項Reとなる。図１２Ａにて、丸で括っている組合せが、制約条件の考慮の対象となるものである。

一般にＭチャネルになると、チャネル行列から推測されるように、パス条件１，２の何れも、実数乗算は、ＱＰＳＫなどのような２軸変調では２・Ｍ＾２個必要になるし、ＡＳＫ方式やＢＰＳＫ方式などのような１軸変調ではＭ＾２個必要になる。このことは、アンテナ対が３つ以上の場合に、単純に、２つのときと同様の考えをそのまま適用していては、実数乗算の演算量がアンテナ対数の自乗で増えてしまうことを意味する。

そこで、本実施形態では、アンテナ対が３つ以上の場合には、そのアンテナ配置の特徴に基づき、実数乗算数がチャネル数の自乗とならないように（実数乗算数の増加を抑えるように）する。具体的には、隣接するアンテナからの干渉波の影響が一番大きいという点と、その他のアンテナからの干渉波は比較的小さいという点に着目する。これにより、隣接するアンテナからの不要波（干渉波）を考慮してアンテナ間隔を決めて、これを他のアンテナについても適用するようにする。

こうすることで、たとえば、パス条件１を適用する場合は、両端を除く内側のチャネルでは、所望波のアンテナ１３６についての実数項と、その両側の不要波のアンテナ１３６についての虚数項のみを考えればよくなる。つまり、ｉ番目のチャネルに着目したとき、ｉ番目のアンテナ１３６_iからアンテナ２３６_iへの所望波と、ｉ−１番目のアンテナ１３６_i-1からアンテナ２３６_iへの不要波およびｉ＋１番目のアンテナ１３６_i+1からアンテナ２３６_iへの不要波についてのみ考えればよい。そのため、チャネル行列やその逆行列は、ｉ行では、ｉ列の所望波の要素は実数項であり、ｉ−１列とｉ＋１列の不要波の要素は虚数項であり、その他の不要波の要素はゼロとなる。

パス条件２を適用する場合は、両端を除く内側のチャネルでは、所望波のアンテナ１３６についての実数項と、その両側の不要波のアンテナ１３６についての実数項のみを考えればよくなる。つまり、ｉ番目のチャネルに着目したとき、ｉ番目のアンテナ１３６_iからアンテナ２３６_iへの所望波と、ｉ−１番目のアンテナ１３６_i-1からアンテナ２３６_iへの不要波およびｉ＋１番目のアンテナ１３６_i+1からアンテナ２３６_iへの不要波についてのみ考えればよい。そのため、チャネル行列やその逆行列は、ｉ行では、ｉ列の所望波の要素は実数項であり、ｉ−１列とｉ＋１列の不要波の要素も実数項であり、その他の不要波の要素はゼロとなる。

パス条件１，２の何れも、両端のチャネルにおける実数乗算数は２つであり、両端のチャネルを除く内側のチャネルにおける実数乗算数は３つであり、本手法を適用しない場合よりもＭＩＭＯ処理量を削減できる。

つまり、Ｍチャネルの場合（Ｍは３以上の整数）、パス条件１，２の何れも、実数乗算は、ＱＰＳＫなどのような２軸変調では２・｛２・２＋（Ｍ−２）・３｝個となるし、ＡＳＫ方式やＢＰＳＫ方式などのような１軸変調では｛２・２＋（Ｍ−２）・３｝個となる。このことは、アンテナ対が３つ以上の場合に、２つのときと同様の考えを単純にそのまま適用した場合に対して、実数乗算の演算量を低減できることを意味する。

［３次元配置への適用］
図１３は、図５から図１２Ａにて説明した受信側に適用するＭＩＭＯ処理の、送受信のアンテナが３次元状に配置される場合への適用手法を説明する図である。

図５から図１２Ａにて説明した事項は、図１３（１）に示すように、送信側のアンテナ１３６と受信側のアンテナ２３６が２次元状に配置される場合への適用事例であった。

しかしながら、本実施形態の受信側のＭＩＭＯ処理量を低減する仕組みは、送受信のアンテナが２次元状に配置される場合に限らず、図１３（２）に示すように、送受信のアンテナが３次元状に配置される場合にも同様に適用できる。

たとえば、図１３（２）では、送信側の半導体チップ１０３には、７つのアンテナ１３６_1〜１３６_7が距離Ｇを隔てて設けられ、各アンテナ１３６_@と正対するように半導体チップ２０３_@にはアンテナ２３６_@が設けられている。アンテナ２３６_@も距離Ｇを隔てて設けられる。

図では、送信側の半導体チップ１０３から受信側の半導体チップ２０３への所望波のみを示しているが、対向配置されていないアンテナ間での不要波については、前述の２次元配置の場合と同様に考えればよい。そして、３次元配置の場合においても、所望波と不要波のパス差Δｄを前述のパス条件２となるようにすることで、それぞれ前述と同様の作用効果が得られる。

因みに、半導体チップ１０３における各アンテナ１３６に対して、半導体チップ２０３の各アンテナ２３６が配置される箇所は、基本的には、半導体チップ１０３（各アンテナ１３６）の平面に対して平行な平面上である。各アンテナ１３６同士や各アンテナ２３６同士で形成される最小セルは正三角形になる。

所望波と隣接する両隣のアンテナからの不要波（干渉波）を考慮する場合、図１３（２）に示すように、３次元に適用されるチャネル行列は正六角形での状態に着目すればよいことになる。たとえば、正六角形の中心のアンテナ１３６_1，２３６_1間を所望波のチャネルと考える。つまり、送信側の正六角形の中心のアンテナ１３６_1から同じく受信側の正六角形の中心のアンテナ２３６_1へ所望波が伝達される。このとき、アンテナ２３６_1の不要波の解析対象となる隣接するアンテナは、正六角形の頂点に配置されたアンテナ１３６_2〜１３６_7となる。

［デジタルのＭＩＭＯ処理］
図１３Ａには、受信側のＭＩＭＯ処理をデジタル処理で行なう場合の基本的な手法が示されている。参考例としてのパス条件１を満たすようにアンテナ配置を設定する場合の図９（２）に示した構成や、パス条件２を満たすようにアンテナ配置を設定する場合の図１０（２）に示した構成はＭＩＭＯ処理部６０４（６０４Ａ，６０４Ｂ）がアナログ処理に対応する場合で示している。

しかしながら、ＭＩＭＯ処理部６０４における逆行列演算はアナログ回路を想定することに限らず、処理速度が間に合えばデジタル信号処理で行なってもよい。この場合、復調機能部８４００から出力される復調処理後またはフィルタ処理部８４１０から出力されるＬＰＦ処理後のアナログ信号をデジタル信号に変換してＭＩＭＯ処理部６０４に供給するように対処すればよい。

たとえば、図１３Ａ（１）は参考例としてのパス条件１に対応した図９（２）に対する対処例を示し、図１３Ａ（２）は本実施形態で採用するパス条件２に対応した図１０（２）に対する対処例を示す。何れも、フィルタ処理部８４１０とＭＩＭＯ処理部６０４との間にＡＤ変換器６３２（ＡＤＣ）を介在させている。その他の点は変更がない。図示しないが、ＬＰＦ処理もデジタルで行なう場合には、復調機能部８４００とフィルタ処理部８４１０との間にＡＤ変換器６３２を介在させればよい。

＜受信ＭＩＭＯシステム＞
図１４〜図１５Ａは、図５から図１３Ａにて説明した受信側に適用するＭＩＭＯ処理の具体的な適用例（受信ＭＩＭＯシステムと称する）を説明する図である。図１４に示す第１実施形態の受信ＭＩＭＯシステム４Ａは、パス条件を規定する「ｎ」が偶数（ｎ＝２ｍ：ｍは正の整数）の場合に対応した構成であり、図１４Ａに示す第２実施形態の受信ＭＩＭＯシステム４Ｂは、パス条件を規定する「ｎ」が奇数（ｎ＝２ｍ−１：ｍは正の整数）の場合に対応した構成である。図１４および図１４Ａでは、Ｍ系統に対して、送信側が１チップ構成であり、受信側も１チップ構成の１対１の構成であるが、受信側を半導体チップ２０３を系統別に使用する１対Ｎの構成としてもよい。図１５は、パス条件２の場合における受信側のアンテナ２３６で受信される所望波と不要波の合成信号の状況を説明する図である。図１５Ａは、包絡線検波と自乗検波の相違を説明する図である。

本実施形態の受信ＭＩＭＯシステム４Ａは、受信側では、復調機能部８４００の振幅検波回路８４０３は、直交検波や同期検波を適用せずに、包絡線検波や自乗検波を適用する点に特徴がある。また、包絡線検波や自乗検波との組合せを考慮してＭ系統の全てを振幅のみを変調する方式（ここではＡＳＫ方式）とする。

アンテナ配置に関してはパス差Δｄがパス条件２を満たすようにする、つまり、パス差Δｄ＝（ｎ／２）λｃの関係に近付くように、各アンテナ１３６，２３６を配置する。パス条件２を適用するので、ＭＩＭＯ処理部６０４としては、図１０（２）に示した第２例のＭＩＭＯ処理部６０１Ｂが使用される。

より好ましくは、図１４に示す第１実施形態のように、パス条件２において、特にｎが偶数（つまりΔｄ＝ｍλｃ）となるようにする。もちろん、図１４Ａに示す第２実施形態のように、パス条件２において、ｎが奇数（つまりΔｄ＝（ｍ−１／２）λｃ）となるようにすることを排除するものではない。

包絡線検波は、図１５（１）に示すように、入力信号の包絡線をそのまま出力するが、自乗検波は、図１５（２）に示すように、入力信号の包絡線を自乗したものを出力する。よって、図１５（３）に示すように、受信信号に対して、包絡線検波出力は線形であるが、自乗検波では入力信号のレベルによって自乗の影響の出方が変わり、自乗検波出力は非線形である。そのため、自乗検波では、線形処理を行なう通常のＭＩＭＯ処理では結果が多少不正確になる難点がある。また、図１５（３）から分かるように、自乗検波は、受信信号レベルが小さいときには、復調出力が顕著に小さくなってしまうため、所望波と不要波の合成信号レベルが小さくなるケースでは採用し難い。

このため、不正確さ（非線形性）を許容できない場合には、包絡線検波出力にＭＩＭＯ処理を組合せて使用するのがよいし、不正確さを許容できる場合には、自乗検波にＭＩＭＯ処理を組合せて使用することもでき、図１４に示す第１実施形態の構成を採ることになる。

一方、「ｎ」が奇数の場合には合成信号の平均値が小さくなるので包絡線検波との組合せが好ましく自乗検波との組合せは事実上採り難いため、図１４Ａに示す第２実施形態の構成を採ることになる。

ここで、図８から推測されるように、パス差Δｄ＝（ｎ／２）λｃの関係においてはｎが偶数の場合と奇数の場合で、受信される合成信号の平均レベルの大きさが影響される。具体的には、図１５Ａ（１）に示すように、ｎが偶数（ＥＶＥＮ）の場合は、図８にて示したように実数項（ｃｏｓ項）は正であるから（位相遅れがないので：同相になるので）、所望波と不要波は同相で現われるため、実効的なＡＳＫの搬送信号成分は大きくなる。つまり、受信側のアンテナ２３６で受信される合成信号の平均値が必ず大きくなる。合成信号の位相が逆転することはあり得ない。

たとえば、理解し易いようにＡＳＫの一例としてＯＯＫの場合を考える。所望波が「１」のときには所望波レベルよりも不要波レベルの方が小さいので不要波が「１」でも合成信号の位相が逆転することはない。よって、復調機能部８４００で包絡線検波や自乗検波を行なっても、所望波と不要波の合成信号の復調が適正にできる。変調度に関わらず（ＯＯＫの適用でも）、受信信号の位相が反転しないため、包絡線検波および自乗検波の何れにおいても、振幅情報が保持されそれぞれの信号が受信できる。

パス条件２の適用において「ｎ」が偶数の場合には、所望波と不要波の合成信号の平均値が大きくなるので、図１４に示す第１実施形態のように、包絡線検波との組合せは当然の如く採り得るし、不正確さを許容できる場合には、自乗検波との組合せも採り得る。

一方、図１５Ａ（２）に示すように、ｎが奇数（ＯＤＤ）の場合は、図８にて示したように実数項（ｃｏｓ項）は負であるから（πの位相遅れがあるので：逆相になるので）、所望波に対して不要波は逆相で現われるので、実効的なＡＳＫの搬送信号成分はレベルが小さくなる。つまり、受信側のアンテナ２３６で受信される合成信号の平均値が小さくなる。

したがって、「ｎ」が奇数の場合は、受信側のアンテナ２３６における所望波と不要波が逆相関係となり、それらの合成信号の位相が逆転し得るため、受信信号（合成信号）は、あたかもＢＰＳＫの如くになり得る。

たとえば、理解し易いようにＡＳＫの一例としてＯＯＫの場合を考える。ＯＯＫの場合において、所望波が「０」のときに不要波が「１」であれば合成信号の位相が逆転する。したがって、このままでは、復調機能部８４００で包絡線検波や自乗検波を行なうと、所望波と不要波の合成信号の復調が適正にできないことになる。

これらを踏まえると、パス条件２を適用する場合に、復調機能部８４００で包絡線検波や自乗検波を行なう場合、「ｎ」を偶数（ｎ＝２ｍ）に設定してパス差Δｄがｍλｃの関係に近付くようにアンテナを配置し、図１４に示す第１実施形態の構成を採用するのが望ましい。こうすることで、所望波と干渉波の位相を揃えることができ、所望波と干渉波の振幅情報は包絡線検波や自乗検波を通しても維持される。この場合でも、パス条件２の適用例であり、チャネル行列Ｈやその逆行列Ｈ＾-1は実数のみの成分となり、ＭＩＭＯ処理量を削減できる。

一方、パス条件２を適用する場合に「ｎ」を奇数（ｎ＝２ｍ−１）に設定してパス差Δｄが（ｍ−１／２）λｃの関係に近付くようにアンテナを配置すると、受信信号のレベル低下や位相反転が起こり得る。よって、このままでは、図１４Ａに示す第２実施形態の構成の採用も難しい。

しかしながら、パス差Δｄがパス条件２を満たし、かつ「ｎ」を奇数（ｎ＝２ｍ−１）に設定する場合でも、図１５Ａ（３）に示すように、所望波と不要波の合成信号の位相反転が起きないように、予め送信側にて変調度を落としておくことで対処可能である。具体的には、図１５Ａ（３−１）に示すように、アンテナ２３６で受信される所望波の最小信号レベルをａ、アンテナ２３６で受信される不要波の最大信号振幅レベルをｂとしたとき、ａ＞ｂを満たすように変調度を設定するのがよい。

送信側で不要波の信号成分の受信振幅に相当する分だけ変調度を落とすことで、図１５Ａ（３−２）に示すように、パス条件２の適用において「ｎ」を奇数とする場合でも、所望波と不要波の合成信号の位相反転を防止でき、合成信号の復調に確実に対応できる。

変調度を落とすため実態としてはＯＯＫの適用は無理であるが、受信信号の位相が反転しないように変調度を適正に設定することで、包絡線検波および自乗検波の何れにおいても、振幅情報が保持されそれぞれの信号が受信できるようになる。なお、所望波と不要波の合成信号のレベルが小さくなるので、図１４Ａに示す第２実施形態の構成のように、実態としては包絡線検波の適用に限られ自乗検波の適用は無理と言ってよい。

１…無線伝送システム、４…受信ＭＩＭＯシステム、９…ミリ波信号伝送路、９Ａ…誘電体伝送路、９Ｂ…自由空間伝送路、９Ｌ…中空導波路、１００…第１通信装置、１０３，２０３…半導体チップ、１０７，２０７…信号生成部、１０８，２０８…伝送路結合部、１１０，２１０…送信側信号生成部、１１５…変調部、１１６…周波数変換部、１２０，２２０…受信側信号生成部、１２５…周波数変換部、１２６…復調部、１３６，２３６…アンテナ、２００…第２通信装置、２１０…送信側信号生成部、２２０…受信側信号生成部、６０３，６０４…ＭＩＭＯ処理部、８３００…変調機能部、８３０２…周波数混合部、８３０４…送信側局部発振部、８４００…復調機能部、８４０２…周波数混合部、８４０３…振幅検波回路

Claims (11)

1. 一対一に対応する送信アンテナと受信アンテナの組合せであるアンテナ対を複数備え、
   複数の前記アンテナ対の内の一方の前記送信アンテナから発せられた無線信号が前記一方のアンテナ対の前記受信アンテナに直接に所望波として到達し、かつ、前記一方のアンテナ対とは異なる他のアンテナ対の前記送信アンテナから発せられた無線信号が前記一方のアンテナ対の前記受信アンテナに直接に不要波として到達するように構成されており、
   送信対象信号で搬送信号を変調して対応する送信アンテナから送信する変調機能部が前記アンテナ対のそれぞれに対応して設けられており、かつ、複数の伝送対象信号の全ての系統の前記変調機能部は振幅のみを変調する方式を採用し、さらに、
   全ての系統について受信した変調信号を包絡線検波または自乗検波する復調機能部と、
   前記復調機能部により復調された前記複数の受信アンテナのそれぞれと対応する復調信号のそれぞれに基づいて、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間における伝送空間の伝達特性に基づく補正演算を行なうことで送信対象信号に対応する出力信号を取得する伝達特性補正部と、
   を備える無線伝送システム。
2. 前記伝達特性補正部は、前記複数の受信アンテナのそれぞれの系統について、前記復調機能部において復調された復調成分について、所望信号と対応する実数項に関する補正演算と不要信号と対応する実数項に関する補正演算を行ない、前記所望信号と対応する実数項に関する補正済みの信号と他の受信アンテナの系統についての不要信号と対応する実数項に関する補正済みの信号を加算することで送信対象信号に対応する出力信号を取得する
   請求項１に記載の無線伝送システム。
3. 前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間における前記所望波のアンテナ間距離と前記不要波のアンテナ間距離の差であるパス差が、前記伝達特性を規定する行列の前記所望波の各要素が実数項のみで表わされ、前記伝達特性を規定する行列の前記不要波の各要素が実数項のみで表わし得るように設定されている
   請求項１または２に記載の無線伝送システム。
4. 前記復調機能部で使用する搬送信号の波長をλｃ、アンテナの指向性に依存した位相特性をゼロとしたとき、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間における前記所望波のアンテナ間距離と前記不要波のアンテナ間距離の差であるパス差が（ｎ／２）λｃ（ｎは１以上の正の整数）に設定されている
   請求項１または２に記載の無線伝送システム。
5. 前記ｎが偶数であって、前記パス差がｍλｃ（ｍは１以上の正の整数）に設定されている
   請求項４に記載の無線伝送システム。
6. 前記ｎが奇数であって、前記パス差が（ｍ−１／２）λｃ（ｍは１以上の正の整数）に設定されており、
   前記送信側の無線通信装置は、所望波と不要波の合成信号の位相反転が起きないように、変調度を設定する
   請求項４に記載の無線伝送システム。
7. 所望波の前記送信アンテナからの放射角および対応する前記受信アンテナへの入射角をθ１、不要波の前記送信アンテナからの放射角および対応する前記受信アンテナへの入射角をθ２とし、それぞれの前記アンテナの指向性に依存した位相特性をφａ（θ１）、φａ（θ２）としたとき、前記パス差は、−（φａ（θ２）−φａ（θ１））／π）λｃだけ修正される
   請求項４〜６の内の何れか一項に記載の無線伝送システム。
8. 全ての系統について、前記変調機能部および前記復調機能部で使用する搬送信号の周波数を共通にする
   請求項１〜７の内の何れか一項に記載の無線伝送システム。
9. 一対一に対応する送信アンテナと受信アンテナの組合せであるアンテナ対を複数備えたシステムにおいて、複数の前記アンテナ対の内の一方の前記送信アンテナから発せられた無線信号が前記一方のアンテナ対の前記受信アンテナに直接に所望波として到達し、かつ、前記一方のアンテナ対とは異なる他のアンテナ対の前記送信アンテナから発せられた無線信号が前記一方のアンテナ対の前記受信アンテナに直接に不要波として到達するように構成されている前記受信アンテナのそれぞれと対応するように設けられ、搬送信号の振幅のみが変調されている受信した変調信号を包絡線検波または自乗検波する復調機能部と、
   前記復調機能部により復調された前記複数の受信アンテナのそれぞれと対応する復調信号のそれぞれに基づいて、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間における伝送空間の伝達特性に基づく補正演算を行なうことで送信対象信号に対応する出力信号を取得する伝達特性補正部と、
   を備えた無線通信装置。
10. 前記伝達特性補正部は、前記複数の受信アンテナのそれぞれの系統について、前記復調機能部において復調された復調成分について、所望波と対応する実数項に関する補正演算と不要波と対応する実数項に関する補正演算を行ない、前記所望波と対応する実数項に関する補正済みの信号と他の受信アンテナの系統についての不要波と対応する実数項に関する補正済みの信号を加算することで送信対象信号に対応する出力信号を取得する
    請求項９に記載の無線通信装置。
11. 一対一に対応する送信アンテナと受信アンテナの組合せであるアンテナ対を複数設け、
    複数の前記アンテナ対の内の一方の前記送信アンテナから発せられた無線信号が前記一方のアンテナ対の前記受信アンテナに直接に所望波として到達し、かつ、前記一方のアンテナ対とは異なる他のアンテナ対の前記送信アンテナから発せられた無線信号が前記一方のアンテナ対の前記受信アンテナに直接に不要波として到達するように構成して、空間分割多重により無線伝送を行なうとともに、
    送信側の無線通信装置においては、複数の伝送対象信号の全ての系統について搬送信号の振幅のみを変調し、
    受信側の無線通信装置においては、
    全ての系統について受信した変調信号を包絡線検波または自乗検波により復調信号を取得し、
    前記復調された前記複数の受信アンテナのそれぞれと対応する復調信号のそれぞれに基づいて、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間における伝送空間の伝達特性に基づく補正演算を行なうことで送信対象信号に対応する出力信号を取得する
    無線伝送方法。

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