JP2009503955A

JP2009503955A - アンテナ選択装置および方法

Info

Publication number: JP2009503955A
Application number: JP2008523089A
Authority: JP
Inventors: ボーリュー、ノーマン; リー、ウェンユー
Original assignee: ザガヴァナーズオヴザユニヴァーシティオヴアルバータ
Priority date: 2005-07-29
Filing date: 2006-07-31
Publication date: 2009-01-29
Also published as: EP1911171A1; CA2616879A1; WO2007012194A1; US20080285686A1

Abstract

アンテナ選択ダイバーシティのための装置と方法を提供する。各々のアンテナを通じて受信され、時空間ブロックエンコードされた信号の積率（モーメント）を合計することによって、かつ、最大積率和を持つ少なくとも１つのアンテナを選択することによって、アンテナが選択される。
【選択図】図４

Description

関連出願
本出願は、「アンテナ選択装置および方法 (ANTENNA SELECTION APPARATUS AND METHODS)」の名称で、２００５年７月２９日に出願された米国仮特許出願第６０／７０３４１８号の便益に関連しかつ主張するものであり、該出願は、参照することによってその全てが本明細書に組み込まれる。

本発明の分野
本発明は、概しては無線通信に関し、特にはアンテナ選択に関するものである。

背景
アラムティのスキーム(scheme)は、重要な、無線送信ダイバーシティ（ダイバーシチ）技術である。それは、３Ｇ規準（ＩＥＥＥ８０２．１６およびＩＭＴ２０００の両方）の一部であり、広帯域無線サービスの未来を表している。２つの送信(transmitter)アンテナを用いて、１つの送信アンテナのみを有するシステムよりも良好なシステム性能を提供することが証明されている。３Ｇ規準は、移動局（モバイルステーション）から移動端末へのダウンリンク送信、または、移動基地局用の送信規格(transmission specification)を実行するために、それを使用する。従って、移動電話（モバイルフォン）、無線ＰＤＡ、Ｗｉ−Ｆｉコンピュータ等のような移動端末は、アラムティの方式を用いて、受信機の設計を実行しなければならない。２００５年現在、世界中で５００百万以上の携帯デバイスがあり、新たなる経済的な移動端末受信機の設計は、世界の無線市場に巨大な衝撃を生み出す。

しかしながら、アラムティのスキームを支えるすべての既存の受信機の設計は、最大比合成(maximal ratio combining)（ＭＲＣ）技術か、または、従来の選択合成(selection combining)（ＳＣ）法のいずれかを使用する。ＭＲＣまたはＳＣを用いて、ＬアンテナおよびＬ受信機ブランチを持った受信機は、Ｌ受信機ブランチの全てに対して、チャンネルゲインおよび／または信号対雑音比（ＳＮＲ）の情報を推定しなければならない。結果として、追加の回路を組み立てることに関連する実施と設計の費用が存在する。さらに、通常の作動では、この回路は、付加的な電力を消費し、それは、移動通信デバイスにおけるようなパワーが限定された用途に対しては問題となり得る。チャンネル認識の必要条件は、また、推定されるチャンネル情報または信号対雑音比の情報が正確でないときに、既存のスキームを性能の低下（頑強性の欠如）にさらすことになる。

より簡単な受信機ハードウェアの実施と良好なシステム性能とをなお保持しながらも、低減された電力消費を提供する受信アンテナ選択スキームに対する必要性が、依然として存在する。

発明の概要
１つの広い態様によると、本発明は、長さＬの時空間ブロックコード(space-time block code)ＳＴＢＣを含み各アンテナを通じて受信された複数Ｍ個の通信信号のなかからＮ個の通信信号を選択するための装置を提供し、ここでＭ≧２、Ｍ＞Ｎ≧１、Ｌ≧２であって、当該装置は、選択器を有し、該選択器は、各受信アンテナについて、ブロックコード継続期間のＬ時間の間隔の各々に対して、その受信アンテナで受信された通信信号の原信号と雑音サンプルを加えた各々の積率を決定するように、かつ、それらの積率を合計してそれぞれの積率和を作り出すように構成されており、かつ、当該装置は、後続の通信信号処理のために、Ｎ個の最大積率和を持ったＮ個の通信信号を選択するように構成されている。

いくつかの実施形態では、選択器は、複数の積率計算器を有しており、該計算器は、個々のアンテナを有する複数の通信信号受信機ブランチとのそれぞれの接続のためのものであって、かつ、複数の通信信号ブランチを通じて受信された通信信号の積率の和を計算するように構成されている。

いくつかの実施形態では、第ｉ番目の通信信号受信機ブランチを通じて受信された通信信号が、ダイバーシティ信号ｒ_j,i を有しており、該ダイバーシティ信号は、ＳＴＢＣブロックコード継続期間のｊ＝１，・・・，Ｌの時間間隔の間に、送信アンテナから受信されたものであり、かつ、通信信号受信機ブランチの各々に対して、積率和が、前記Ｌの時間間隔の全てに対して、ｎ＞＝２として、|r_j,i|、または、|r_j,i|ⁿ を、合計することによって決定される。

いくつかの実施形態では、ＳＴＢＣが、アラムティ・コード(code)を有している。

いくつかの実施形態では、通信信号が、コヒーレント変調スキーム、非コヒーレント変調スキーム、および、差分変調スキームのうちの、いずれか１つを使用して生成されるシンボルを有する。

いくつかの実施形態では、通信信号は、バイナリー位相シフトキーイング(Binary Phase Shift Keying)（ＢＰＳＫ）、および、ＭＰＳＫのうちの、いずれか１つを使用して生成されるシンボルを有する。

いくつかの実施形態では、選択器は、さらに、複数の通信信号受信機ブランチのうちの、選択された通信信号受信機ブランチと、別の通信信号受信機ブランチとを通じて受信された、それぞれの通信信号の振幅における差分が、閾値を超えるかどうかを決定するように構成されており、かつ、その差分が閾値を超えるものである別の通信信号受信機ブランチを、選択するように構成されている。

いくつかの実施形態では、後続の通信信号処理が、時空間信号合成、および、信号検波のうちの少なくとも１つを有する。

いくつかの実施形態では、Ｍ＝２、および、Ｎ＝１である。

いくつかの実施形態では、Ｎ＝２である。

別の広い態様によると、本発明は、通信デバイスを提供し、当該デバイスは、複数のアンテナを有し、該アンテナは、時空間ブロックコードＳＴＢＣエンコードされたダイバーシティ通信信号を、複数の送信アンテナから受信するためのものであり、当該デバイスは、前記複数のアンテナに作動可能なように結合された装置を有し、かつ、当該デバイスは、前記装置に作動可能なように結合され、かつ、選択された通信信号を処理するように構成された通信信号処理経路を有する。

いくつかの実施形態では、当該通信デバイスは、通信ネットワーク基地局および移動端末のうちの、いずれか１つを有する。

別の広い態様は、通信システムを提供し、該システムは、ネットワーク要素を有する通信ネットワークを有し、該ネットワーク要素と通信するために構成された無線通信デバイスを有する。該ネットワーク要素の少なくとも１つと該無線通信デバイスは、上記で概要を述べたような選択器装置を構成している。

いくつかの実施形態では、ネットワーク要素の少なくとも１つと無線通信デバイスが、複数の送信アンテナを有している。

別の広い態様によると、本発明は、通信信号受信機ブランチ選択方法を提供し、当該方法は、複数の受信機ブランチの各々に対して、時空間ブロックコードの全長にわたって、時空間ダイバーシティ通信信号の雑音サンプルを加えた信号のそれぞれの積率和を決定することを有し、各通信信号受信機ブランチは、複数の送信アンテナから通信信号を受信するための各々のアンテナに作動可能なように結合されており、当該方法は、最大の積率和を持っている複数の通信信号受信機ブランチから、少なくとも１つの通信信号受信機ブランチを選択することを有し、かつ、当該方法は、選択された通信信号受信機ブランチからの通信信号を、後続の通信信号処理へ提供することを有する。

いくつかの実施形態では、当該方法は、選択することの後に、さらに、選択された通信信号受信機ブランチを通じて受信された、および、他の複数の通信信号受信機ブランチを通じて受信された、通信信号の積率和を決定することを有し、当該方法は、選択された通信信号受信機ブランチと、前記複数の通信信号受信機ブランチの別の通信信号受信機ブランチとを通じて受信された、通信信号の積率和における差分が、閾値を超えるかどうかを決定することを有し、かつ、当該方法は、その差分が閾値を超えるものである別の通信信号受信機ブランチを選択することを有するものである。

別の実施形態では、機械読み取り可能(machine-readable)な媒体が、命令を格納しており、該命令は、実行した場合に、請求項１９に記載の方法を遂行する命令である。

本発明の他の態様および特徴は、その特定の説明上の実施形態の次の記載を検討することで、当業者に明らかになるであろう。

添付した図面を参照して、本発明の実施例を、以下により詳細に説明する。

詳細な説明
多重入力・多重出力（multiple-input multiple-output)（ＭＩＭＯ）システムは、無線通信チャンネルの容量および信頼性を改善するので、多大な興味を引きつけてきた。ＭＩＭＯシステムの影響は、Ｇ．フォシニ（G. Foshini）およびＭ．ガン（M. Gans）、「多重アンテナを使用するときのフェージング環境においての無線通信の制限について」、無線個人通信（Wireless Personal Commun.）、第６巻、第３号、３１１−３３５頁、１９９８年３月（この文献は参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）に議論されている。しかしながら、ＭＩＭＯシステムの採用は、システムの複雑性および実施化の費用を増加させる。ほどよく良好な性能を維持しながらも、実施化の複雑性と電力消費とを低減するための有望なアプローチは、アンテナ選択のいくつかの形態を採用することである。

一般に、ＭＩＭＯアンテナ選択合成（ＳＣ）は、受信機（Ｒｘ）アンテナ選択、送信機（Ｔｘ）アンテナ選択、および、結合Ｔｘ／Ｒｘ選択を含む。Ｔｘ／Ｒｘ選択およびＴｘ選択の両方は、受信機から送信機に帰還されるチャンネル推定を必要とする。帰還(feedback)チャンネルの必要性を避けるために、システムを簡易に維持するために、いくつかのシステムは、Ｒｘ選択ダイバーシティのみを実施する。ＭＩＭＯＲｘ選択ダイバーシティでは、ＬＲｘアンテナからのＬ_s は、Ｔｘがすべての利用できるアンテナを使用する間、選択される。ある過去の仕事は、ＭＩＭＯＲx選択ダイバーシティを検討していた。Ａ．グライェブ（A. Ghrayeb）およびＴ．Ｍ．デゥマン（T. M. Duman）、「準静的(quasi-static)フェージングチャンネル上のアンテナ選択を備えたＭＩＭＯシステムの性能分析（Performance analysis of MIMO systems with antenna selection over quasi-static fading channels）」、媒介技術についてのＩＥＥＥ会報（IEEE Trans. Veh. Technol.）第５２巻、第２号、２８１−２８８頁、２００３年３月、
Ｉ．バチェシ（I. Bahceci）、Ｔ．Ｍ．デゥマン（T. M. Duman）およびＹ．アルトゥンバサク（Y. Altunbasak）、「多重アンテナ伝送システムのためのアンテナ選択：性能分析およびコード構成（Antenna selection for multiple-antenna transmission systems: performance analysis and code construction）」、情報理論についてのＩＥＥＥ会報（IEEE Trans. Inform. Theory）第４９巻、第１０号、２６６９−２６８１頁、２００３年１０月、および、
Ｘ．ツェン（X. Zeng）およびＡ．グライェブ（A. Ghrayeb）「アンテナ選択を用いた時空間ブロックコードに対する性能限界（Performance bounds for space-time block codes with receive antenna selection）」、情報理論についてのＩＥＥＥ会報（IEEE Trans. Inform. Theory）第５０巻、第９号、２１３０−２１３７頁、２００４年９月、
では（これらの文献は、参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）、ＲＸ選択基準は、最大の受信信号対雑音比（ＳＮＲ）を達成する意味において選択される。ペアワイズエラーの確率（蓋然性）の近似は、上記のＡ．グライェブ（A. Ghrayeb）およびＴ．Ｍ．デゥマン（T. M. Duman）の参考文献内に与えられる。ペアワイズエラーの確率上の上界が、上記のＩ．バチェシ（I. Bahceci）、Ｔ．Ｍ．デゥマン（T. M. Duman）およびＹ．アルトゥンバサク（Y. Altunbasak）の参考文献内に示されている。上記のＸ．ツェン（X. Zeng）およびＡ．グライェブ（A. Ghrayeb）の参考文献内で、ビットエラー率（ＢＥＲ）上の上界が、導出されている。

バイナリー位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）変調と、低速の非周波数選択性レイリーフェージングチャンネル内の受信機選択ダイバーシティとを用いた、ＭＩＭＯシステムのＢＥＲ性能へのチャンネル推定誤り(channel estimation error)の影響は、以下に解析的に検討される。概略的例として、Ｓ．Ｍ．アラムティ（S. M. Alamouti）、「無線通信のための簡単な送信ダイバーシティ技術（A simple transmit diversity technique for wireless communications）」、通信分野の選択領域についてのＩＥＥＥ会誌（IEEE J. Select. Area Commun.）、第１６巻、第８号、１４５１−１４５８頁、１９９８年１０月（この文献は参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）に記載されるような、送信機でのアラムティ時空間ブロックコード（ＳＴＢＣ）の場合が、詳細に考慮される。「最良」のＬＲｘアンテナが、ある選択基準に従って選択される。全ての現在使用されている選択合成スキームは、ダイバーシティブランチのすべてまたはいくつかに対して、複素チャンネルゲインのある認識を必要とし、従って複素チャンネルゲインは、受信機で推定されなければならないので、チャンネル推定誤りは、すべての現在の実施上の選択合成スキームの性能に影響する。

アラムティのスキームは、２つの送信アンテナからのデータシンボルの送信の仕方を定める送信スキームである。図１は、アラムティ送信スキームと併せた２×２ＭＩＭＯシステムを示すブロック図である。

システム１０では、送信機におけるエンコーダーは、１２で表されて、２つのアンテナ１４、１６に作動可能なように結合されている。受信機では、ＭＲＣまたはＳＣデコーダー２２は、２つの受信アンテナ２４、２６に、および検波器２８に作動可能なように結合される。

チャンネル（そこで通信信号が送信機からシステム１０内の受信機に送信される）が、たとえば、無線通信ネットワークを通じて確立する。ある種類のチャンネルおよび送信エンコーディングスキームが、本明細書で詳細に考慮されるが、本発明がいずれの種類のチャンネルまたはエンコーディングにも制限されないことを理解すべきである。本明細書で提供される実施例は、単に概略的な目的で意図されて、本発明の範囲を制限するものではない。

アラムティ送信スキームでは、２つのデータシンボルｓ₁およびｓ₂は、２つの送信アンテナ１４、１６を通じて２つの時間間隔で送信される。より具体的に、バイナリー位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）変調を用いて、時間間隔ｔで、データシンボルｓ₁が、アンテナＴｘ１１４から送信されて、データシンボルＳ₂が、アンテナＴｘ２１６から送信されて、そして次の時間間隔ｔ＋Ｔで、−ｓ₂が、アンテナＴｘ１１４から送信されて、ｓ₁が、アンテナＴｘ２１６から送信される。従って、これらの２つのデータシンボルは、時空間ダイバーシティを提供するために、異なる空間および異なる時間で個別に送信される。

受信機（Ｒｘ）側で、ＲｘアンテナＲｘ１２４は、第一の時間間隔で信号ｒ_１１を、第二の時間間隔でｒ₂₁を受信して、そしてＲｘアンテナＲｘ２２６は、第一の時間間隔でｒ₁₂を、第二の時間間隔でｒ₂₂を受信し、ここでｒ₁₁、ｒ₂₁，ｒ₁₂およびｒ₂₂は、無線チャンネルにより損われたｓ₁およびｓ₂の信号合成を表す。

無線チャンネルは、時系列であり、図１内のチャンネルゲインｇ₁₁、ｇ₁₂、ｇ₂₁およびｇ₂₂は、時間でランダムに変化しており、信号検波のための受信機で推定される必要がある。

アラムティ送信スキームを一般に記載してきたが、異なる周知の選択スキームおよび本発明の実施形態による選択スキームが、さらに詳細に考慮されることになる。

以下に記載される第一のスキームは、１つのＴｘアンテナおよびＬＲｘアンテナ（複数）システムに対する、対数尤度比(log-likelihood ratio)（ＬＬＲ）選択であり、サン・ウー・キム（Sang Wu Kim）およびエン・ヨン・キム（Eum Yong Kim）、「レイリーフェージングチャンネル内のＢＰＳＫ信号に対する最適選択ダイバーシティ（Optimum selection diversity for BPSK signals in Rayleigh fading channels）」、通信についてのＩＥＥＥ会報（IEEE Trans. Commun.）第４９巻、第１０号、１７１５−１７１８頁、２００１年１０月（この文献は、参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）に提案されている。ＬＬＲ選択では、すべての複素ダイバーシティ・ブランチゲインの完全な認識が必要とされており、ＬＬＲの最大の振幅を提供するブランチが選択される。この選択スキームは、無線通信およびネットワーク会議予稿集（Proc. Wireless Communications and Networking Conference）（２００３年３月、第１巻、４１１−４４７頁）におけるのサン・ウー・キムおよびエン・ヨン・キム、「誤り確率を最小化する最適受信アンテナ選択（Optimum receive antenna selection minimizing error probability）」（この文献は、参照によって本明細書に組み込まれる）で拡張されており、アラムティ・スキームを用いた、２つのＴｘアンテナと、Ｎ_ＲのＲｘアンテナシステムとを含んでいる。このスキームに対するＢＥＲは、単積分を含む表現により以下に与えられる。しかしながら、完全チャンネル推定が、この参考文献内に記載されるスキームで仮定される。チャンネル推定誤りの存在の原因となる、このＬＬＲ選択スキームに対する閉じた形のＢＥＲ表現が、以下に提供される。

従来の選択合成は、以下で考慮される第二のスキームである。最良のアンテナの選択は、検波器入力でのダイバーシティブランチの間での最大のＳＮＲに基づく。ダイバーシティブランチのすべてに対して、複素チャンネルゲインの完全な認識を必要とするＬＬＲ選択とは異なり、ＳＮＲ選択は、ダイバーシティブランチ上のフェージング振幅を順序付けすることを必要とする。Ｄ．ゴア（D. Gore）およびポールラジ（A. Paulraj）「最適アンテナ選択を用いる時空間ブロックコーディング（Space-time block coding with optimal antenna selection）」、音響、発声および信号処理についてのＩＥＥＥ国際会議予稿集（Proc. IEEE Int. Conf. on Acoustics, Speech, and Signal Processing）、２００１年５月、第４巻、２４４１−２４４４頁（この文献は、参照によって本明細書に組み込まれる）では、ＳＮＲ選択は、送信選択に用いられている。最大の、および二番目に大きいＳＮＲを提供する２つのＴｘアンテナが、ＳＴＢＣを送信するために使用される。システムの性能は、停止容量分析を用いて見積もられているが、厳密なＢＥＲ結果は与えられない。上記のＸ．ツェン（X. Zeng）およびＡ．グライェブ（A. Ghrayeb）の参考文献において、および、サン・ウー・キムおよびエン・ヨン・キムによる「誤り確率を最小限にする最適受信アンテナ選択（Optimum receive antenna selection minimizing error probability）」と題する上記の参考文献において、受信側でのＳＮＲ選択のＢＥＲが、評価されている。この結果は、チャンネル推定誤りの効果を含むように、本明細書で拡張されている。

ＬＬＲ選択とＳＮＲ選択スキームの両方がアンテナ選択に対するチャンネル認識を必要とするので、本発明の実施形態による新たなる選択スキームが提案される。このスキームは、本明細書では、主に、時空間二乗和(Space-Time Sum-of-Square)（ＳＴＳｏＳ）選択と呼ぶ。ＳＴＳｏＳ選択スキームは、Ｒｘアンテナ選択をするために、チャンネルゲインの認識を必要としない。さらに、ブランチ選択は、時空間デコーディングの前に行われて、そのために時空間デコーディングのためのチャンネル推定は、選択されるブランチに対してのみ行われて、著しい複雑性の低減を達成する。２つの前のスキームと比べると、この新規のスキームは、実施することがはるかに簡単であり、ＳＮＲ選択スキームと本質的に同じ性能を提供する。

一実施形態において、提案されるＳＴＳｏＳ選択合成は、アンテナ選択を行う前に、受信信号の振幅を二乗することを含む。さらにハードウェア実施化を簡単にするために、受信信号の振幅のみを処理する別のスキームがまた、提案される。ＳＴＳｏＳ選択と同様に、本明細書で時空間絶対値和（ＳＴＳｏＭ）選択と呼ばれるこのスキームは、チャンネル推定を必要としない。以下に提供されるシミュレーション結果は、ＳＴＳｏＭ選択が、ＳＴＳｏＳおよびＳＮＲ選択よりもわずかに乏しいＢＥＲ性能のみを有することを示している。

ＳＮＲ選択合成を実施するために、受信機は、「最良」のブランチを選択するために、すべてのダイバーシティ・ブランチを監視しなければならない。受信機はまた、最良のブランチを使用するために、頻繁に切り換えてもよい。いくつかの実用上の実施では、スイッチングの過渡状態を低減するために、スイッチングを最小限にすることが望ましい。すべてのブランチよりも、むしろ１つのブランチのみを監視することがまた望ましい。従って、選択合成は、多くの場合、最良のブランチを連続的に選択するよりもむしろ、実用システム内の切換(switched)ダイバーシティの形態で実施されて、受信機は、個別のブランチを選択し、その質が予め定められた閾値以下に降下するまで、このブランチを監視する。たとえば、Ｗ．Ｃ．ジェイク（W. C. Jake）、「マイクロ波移動通信（Microwave Mobile communication）」、ＩＥＥＥ出版、ピスカタウェイ（Piscataway）、ニュージャージー、１９９３年）、および、Ｗ．リー（W. Lee）、「移動通信工学（Mobile Communication Engineering）」、マグローヒル、ニューヨーク、１９８２年（これら文献は、参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）に記載される、切換ダイバーシティを参照する。これが生じるとき、受信機は、別のブランチに切り換える。Ｍ．Ａ．ブランコ（M. A. Blanco）およびＫ．Ｊ．ズネック（K. J. Zhunek）、「レイリーフェージィングを有する信号の検波のための切換ダイバーシティシステムの性能および最適化（Performance and optimization of switched diversity systems for the detection of signals with Rayleigh fading）」、通信についてのＩＥＥＥ会報（IEEE Trans. Commun.）第２７巻、１８８７−１８９５頁、１９７９年１２月、および、Ａ．Ａ．アブ−ダッヤ（A. A. Abu-Dayya）およびＮ．Ｃ．ボリュ（N. C. Beaulieu）、「一般化されたフェージィングチャンネル上の切換ダイバーシティシステムの分析」、通信についてのＩＥＥＥ会報（IEEE Trans. Commun.）第４２巻、第１１号、２９５９−２９６６頁、１９９４年１１月（これら文献は、参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）は、１つのＴｘアンテナと、Ｎ_ＲのＲｘアンテナとを備えた切換ダイバーシティシステムを研究している。時空間コーディングを持たないこのシステムに対する性能分析が、これらの参照文献内でそれぞれ、レイリーフェージィングにおいて、およびナカガミフェージィングにおいて、与えられている。

Ｈ．ヤン（H. Yang）およびＭ．アルイニ（M. Alouini）、「多重ブランチ切換ダイバーシティシステムの性能分析」、通信についてのＩＥＥＥ会報（IEEE Trans. Commun.）第５１巻、第５号、７８２−７９４頁、２００３年５月（この文献は、参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）において、切換ダイバーシティは、送信側で用いられて、受信信号電力の累積分布関数（cdf）、確率密度関数（pdf）、および、積率母関数(moment-generating function)（MGF）が、再び時空間コーディング無しに導出されている。

本願は、ＴｘでのアラムティコードおよびＲｘでの切換ダイバーシティを備えた送信システムの分析を提供する。チャンネル推定誤りの効果の原因となる平均ＢＥＲが、導出されて、この切換ダイバーシティスキームに対するＢＥＲを最小にする最適なスイッチングの閾値が、決定される。

全体的には、我々が考慮するシステムでは、上記のＳ．Ｍ．アラムティ（S. M. Alamouti）の参考文献に記載されているようなアラムティのスキームが、２つのＴｘアンテナと、ＬＲｘアンテナとを用いて適用される。図１は、説明のための２つのＲｘアンテナの特定の場合に対する、時空間ブロックコードシステムを示している。ＢＰＳＫ変調に対して、送信信号は、＋１または−１のいずれかであり得る。上記のように、たとえば２つの情報ビットに対応する信号ｓ_１およびｓ_２は、２つの連続した時間間隔で同時に送信される。単一ビットシンボルは、単に説明目的のために議論するものである。本発明は、１以上のビットシンボルに用いられてもよい。

第ｉ番目の受信機ブランチ上のこれらの２つの間隔（インターバル）内の対応する受信信号は、等価な基底帯域の形態で、次のように表現することができる。

ここで、ｇ_j,i 、ｊ＝１、２、ｉ＝１，・・・，Ｌは、第ｊ番目のＴｘアンテナと、第ｉ番目のＲｘアンテナとの間の複素ゲインであり、ｎ_j,i 、ｊ＝１、２、ｉ＝１，・・・，Ｌは、追加のチャンネル雑音を表す。ｇ_j,i およびｎ_j,i の実数（または虚数）要素の分散は、それぞれに

および

で表される。受信信号の平均ＳＮＲは、ここで

として定義される。検波器２８（図１）によるｓ_１およびｓ_２の最尤（maximum likelihood（ＭＬ））デコーディングは、上記のＳ．Ｍ．アラムティ（S. M. Alamouti）の参考文献に記載されるような、デコーダー（復号器）２２内の、ＳＴ合成器(combiner)の出力に基づいている。

ここで、

は、実数および虚数部において、

を有するｇ_j,i の推定値である。信号推定値は、

であり、ここで、

は、Ｉ．Ｓ．グラードシュテイン（I. S. Gradshteyn）およびＩ．Ｍ．リジク（I. M. Ryzhik）、「積分、級数、および積の表（Table of Integral, Series, and Products）」、学術出版（Academic Press）、第６版、２０００年（この文献は、参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）のｐ．ｘｌｖで定義されている。

複素チャンネルゲインｇ_j,i は、フェージィング補償の前に、受信機で推定される。独立したダイバーシティブランチに対する同一の統計を、そして、ｇ_j,iと

との間の相関が、各ブランチ上で同じであることを仮定する。マイケルＪ．ガン（Michael J. Gans）、「最大比合成器内のガウス誤りの影響（The effect of Gaissian error in maximal ratio combiners）」、ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．、第１９巻、第４号、４９２−５００頁、１９７１年８月（この文献は、参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）の結果を拡張して、チャンネルゲインの分散およびその推定が等しくない場合を含んでおり、次のように定義する。

ここで、ｘ_j,i およびｙ_j,i は、

とは相関していない。パラメータＲ_C およびＲ_CS は、次の式により与えられる。

Ｇ．Ｌ．シュトューバー（G. L. Stuber）、「移動通信の原理（Principle of Mobile Communication）」、ノルウェル、マサチューセッツ：クルーワー（Kluwer）、第二版、２００１年（この文献は、参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）に記載されるレイリーフェージィング仮定のもとで、Ｒ_CS＝０であり、（３）を、次のように簡単化することができる。

ここで、

および

である。Ｌ．カオ（L. Cao）およびＮ．Ｃ．ボリュ（N. C. Beaulieu）、「チャンネル推定誤りを用いたダイバーシティ１６−ＱＡＭの厳密な誤り率分析（Exact error-rate analysis of diversity 16-QAM with channel estimation error）」、通信についてのＩＥＥＥ会報（IEEE Trans. Commun.）、第５２巻、第６号、１０１９−１０２９頁、２００４年６月（この文献は、参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）に記載されているように、ｄ_j,i の実数（または虚数）要素の分散は、

であり、式中ρは、チャンネルフェージィングとその推定値との相互相関係数の二乗された振幅であり、その推定値は次のとおりである。

パイロットシンボル補助変調（ＰＳＡＭ）が、フェージィングチャンネルゲインを推定するために用いられるとき、チャンネルフェージィングとその推定値との相互相関係数は、次のように表される。

ここで、Ｋは、補間器(interpolator)のサイズであり、

および

は、補間器係数であり、

は、ドップラーシフトであり、Ｔ_S は信号間隔であり、Ｎはフレームのサイズであり、

は、第一種の第０次のベッセル関数である。ρの詳細な導出は、以下の付録Ａに含まれている。

対称性により、ＢＥＲは、ｓ₁ およびｓ₂ に対して同じであり、よって、後の分析は、ｓ₁ のみを考慮する。ｓ₁、ｉ＝１、２に対する結果は、変数に適切に新しく名を付けることにより得ることができる。

（１）、（２ａ）および（５）を用いて、合成器出力ｙ_1,i は、次のように書くことができる。

ｓ₂＝＋ｓ₁または−ｓ₁であり、各々は、１／２の確率(probability、蓋然性)を有するので、ＢＥＲを

として計算することができる。式中、最後の２つの等式は、対称性から起こる。ｓ₂＝ｓ₁＝１の場合に対して、（８）から、ｙ_1,iに対する決定変数を、次のように書くことができる。

および

の条件で、

、

および

が独立であり、それぞれに、分散

、

および

を持った、ゼロ平均ガウスランダム変数(zero-mean Gaussian random variables)であることが示されている。
従って、

は、

および

を条件として、同様にガウスランダム変数である。これは、平均

と、分散

とを有する。

続くＢＥＲ計算を簡単にするために、等式の両側を

で割ることにより（９）における表現を標準的にする。そして（９）は、次のように書くことができる。

とする。ａ_i を条件として、新たな決定変数(decision variable)

は、平均ａ_i と、分散

とを有する。（６）および

を用いて、この分散は、

へと、簡単化される。

実効ＳＮＲの決定

よって、分散は、

である。

および

は、独立であり、ゼロ平均複素ガウスランダム変数であり、ａ_i は、４度の自由度を有するカイ二乗分布を有し、Ｊ．Ｇ．プロアキス（J. G. Proakis）「デジタル通信（Digital Communication）」、マグローヒル、１９９５年（この文献は、参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）によると、その pdf は、次の式により与えられる。

ＢＥＲ計算は、

の条件付き確率に基づく。即ち、

である。

ＬＬＲ選択合成
ＬＬＲＲｘ選択システムモデルは、サン・ウー・キムおよびエン・ヨン・キムによる「誤り確率を最小化する最適受信アンテナ選択（Optimum receive antenna selection minimizing error probability）」と題する上記の参考文献内に記載される。アラムティ・スキームおよび不完全チャンネル推定を用いて、データシンボルＳ₁に対する対数尤度比は、

およびｙ_1,iとして、次の式により与えられる。

（８）から、

を条件として、ｙ_1,i が、平均

および実数／虚数部の分散

を有する複素ガウスランダム変数であることを示すことができる。次に、（１３）を続けて、次の式を得る。

Ｒ_C 、

、

および

は、受信機ブランチのすべてにわたって同じであるので、ＬＬＲＲｘ選択合成は、

の最大の振幅を提供するブランチを選択することに等しい。次の点に留意する。完全チャンネル推定(perfect channel estimation)を用いて、即ち、

および

、

である場合、それは、サン・ウー・キムおよびエン・ヨン・キムによる「エラーの確率を最小化する最適受信アンテナ選択（Optimum receive antenna selection minimizing error probability）」と題する上記参考文献の等式（３７）の結果に整合する。式中Ｎ₀は、雑音パワースペクトル密度である。

ＬＬＲ選択結合に対するＢＥＲに対する最終的な表現は、付録Ｂで導出される。それは、次のとおりである。

ここで、Ａ−Ｃ、ｍ₁ −ｍ₇ は、（３９ｂ）および（４０ｂ）でそれぞれ与えられる。

より簡単な準最適選択(sub-optimum selection)の合成則(combining rule)は同様に、サン・ウー・キムおよびエン・ヨン・キムによる「レイリーフェージィングチャンネル内のＢＰＳＫ信号に対する最適選択ダイバーシティ（Optimum selection diversity for BPSK signals in Rayleigh fading channels）」と題する上記の参考文献内で提案されている。

の振幅の代わりに、

が、この包絡ＬＬＲ選択結合のために使用される。この包絡ＬＬＲ選択結合スキームのＢＥＲに対するシミュレーション結果は、以下の他の選択合成スキームに対する結果と共に与えられることになる。

ＭＲＣダイバーシティ
図２は、ＭＲＣ受信機を有する２×２ＭＩＭＯシステムを示すブロックダイヤグラムである。システム３０の受信側は、システム１０の送信側と同じであり（図１）、エンコーダー３２および送信アンテナＴｘ１３４、Ｔｘ２３６を含む。システム３０のチャンネル部分はまた、システム１０のそれと同じであってもよい。図２は、ＭＲＣ受信機の詳細を示している。

図２に示されるような、アラムティ・スキームに対する従来のＭＲＣ受信機が、図示説明のための２つの受信アンテナＲｘ１４２，Ｒｘ２５２を持って実施されている。ＭＲＣを用いる受信機では、受信機は、受信信号を合成（コンバイン）するために、Ｌ時空間（ＳＴ）合成器４６、５８を必要とする。ＳＴ合成器４６、５８の目的は、アンテナＲｘ１４２、Ｒｘ２５２および対応するＲＦ回路４４、５４を通じて受信される信号を処理して、それらに検波器６２による検波のための準備をさせることである。基本的に、ＳＴ合成器４６、５８は、チャンネル推定器４８、５６からチャンネル情報を得て、次にこれらの推定されるチャンネルゲインを使用して、ｒ₁₁ 、ｒ₂₁ 、ｒ₁₂ 、ｒ₂₂に重みを加えて、ｙ₁₁ 、ｙ₂₁ 、ｙ₁₂ 、ｙ₂₂ を得る。ＳＴ合成器４６、５８の後、生成される信号ｙ₁₁およびｙ₂₁ が、加算器６０で共に加えられ、ｙ₁ が得られる。同様に、ｙ₁₂ およびｙ₂₂が互いに加えられてｙ₂ が得られる。最後に、検波器６２が、ｙ₁ およびｙ₂ の実数部の信号を抽出し、かつ、それを使用して、それぞれにシンボルＳ₁およびＳ₂ を決定する。正の場合、ａ＋１シンボルが決定される。そうではない場合、ａ−１シンボルが決定される。

ＭＲＣでは、すべての合成器（コンバイナー）の出力は、重みを加えられて、上記のＳ．Ｍ．アラムティ（S. M. Alamouti）の参考文献の図１に示されるような決定変数を形成するために合計される。（１０）から、各合成器４６、５８の出力は、次のとおりである。

を条件として、この決定変数は、平均ｙ、および、分散

を有するガウスランダム変数である。上記のＪ．Ｇ．プロアキス（J. G. Proakis）の参考文献で議論されるように、ｙの pdf は、４Ｌ度の自由度を持ったカイ二乗曲線に分布されている

上記のＪ．Ｇ．プロアキス（J. G. Proakis）の参考文献に続いて、アラムティ・コーディングを持ったＭＲＣに対するＢＥＲは、次のように得られる。

ＳＮＲ選択合成
従来の選択合成受信機を有する２×２ＭＩＭＯシステムが、図３に示されている。図２について上述したように、システム７０の送信機およびチャンネル部分は、システム１０（図１）のものと同じであってもよい。システム７０の送信機は、エンコーダー７２および送信アンテナＴｘ１７４、Ｔｘ２７６を含む。

ＳＣ受信機は、受信アンテナＲｘ１８２、Ｒｘ２９２、ＲＦ回路８４、９４、ＳＴ合成器８６、９６、および、推定器(estimator)８８、９８に関して、図２のＭＲＣ受信機と同じ構造を有する。その差は、ＳＣ受信機が、検波器１０２による最終の信号検波に対して１つの受信機ブランチのみを選択する選択モジュール１００を含むことである。選択を実施するために、受信機は、ｙ_1iおよびｙ_2i 、ｉ＝１、２、のＳＮＲを計算し、次に最大のＳＮＲを有するブランチを選択するための、１００で表される追加の回路を必要とする。そのブランチのみからの合成器出力信号ｙ_1iおよびｙ_2i は、検波器１０２に送信される。従って、ＭＲＣとは対照的に、１つのブランチのみが選択されるとき、他のブランチは、全電力消費を低減するために遮断される。

Ｒｘ選択合成スキームモデルは、上記のＸ．ツェン（X. Zeng）およびＡ．グライェブ（A. Ghrayeb）の参考文献、および、サン・ウー・キムおよびエン・ヨン・キムによる「誤り確率を最小化する最適な受信アンテナ選択（Optimum receive antenna selection minimizing error probability）」と題する参考文献に記載されるモデルと同じである。ＳＮＲ選択合成では、最大のＳＮＲを有するＲｘアンテナが、時空間デコーディングのために選択されることになる。（８）から、ＳＮＲは、第ｉ番目のＲｘアンテナが選択されるとすると、

である。従って、最大のＳＮＲを与えるアンテナは、最大のａ_i を与えるものである。

とする。
次に、サン・ウー・キムおよびエン・ヨン・キムによる「誤り確率を最小化する最適な受信アンテナ選択（Optimum receive antenna selection minimizing error probability）」と題する上記の参考文献に記載されるように、ビット誤り率の表現は、次のように書きなおすことができる。

ここで、Ｈ．Ａ．デービッド（H. A. David）「順序付け統計（Order Statistics）」、ウィリイ（Wiley）、ニューヨーク、１９８１年（この文献は、参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）に記載されるように、Ａ_maxの pdf は、次のとおりである。

そして、

は、（１２）で与えられる。

二項理論を用いて（１９ｂ）における

を拡張して、次の式が与えられる。

（２０）を項別に積分すると、ＢＥＲに対する最終表現は、次のように導かれる。

ここで開示されているような本発明の実施態様は、ＳＣと同じ性能を有するが、はるかに簡単な実施と、低減された電力消費とを有する。

スイッチ・アンド・ステイ(switch-and-stay)選択
上記のＭ．Ａ．ブランコ（M. A. Blanco）およびＫ．Ｊ．ズネック（K. J. Zhunek）の参考文献に記載されているスイッチ・アンド・ステイ選択合成(switch-and-stay selection combining)（ＳＳＣ）は、次の様に機能する：
アンテナ１が使用されていると仮定して、アンテナ１の瞬間の信号電力が、アンテナ２内の瞬間の信号電力の値に関わりなく、ある閾値、γ_th 、より下に降下する場合にのみ、アンテナ２に切り換える。アンテナ２からアンテナ１への切換は、同じ方法で行われる。この対策の主な利点は、１つの包絡信号のみが、任意の瞬間で検討される必要があることである。従って、それは、同時に両アンテナからの信号のトラックを維持することを必要としないために、従来の選択合成よりも実施することがはるかに簡単である。しかしながら、ＳＳＣの性能は、選択合成の性能よりも劣る。Ｔｘアンテナ側でアラムティ・スキームを用いて、上記のＨ．ヤン（H. Yang）およびＭ．アルイニ（M. Alouini）の参考文献に記載されるように、Ｒｘアンテナブランチ上のフェージィングが、独立に、そして同一にレイリー分布すると仮定すると、Ｒｘ側でのブランチの数は、１つよりも大きい場合、平均ＢＥＲ性能に影響する。結果として、２つのＲｘアンテナが、ここに仮定される。

チャンネル推定誤りを有するＲｘＳＳＣでは、ＢＥＲは、（８）内の選択された第ｉ番目のブランチγ_C の瞬間の実効ＳＮＲに関連しており、式中

である。
γ_C の pdf を条件として、ＢＥＲは、

である。最終のＢＥＲ表現は、付録Ｃに導出される。それは、次のとおりである。

ここで、Ｋ₁およびＫ₂ は、それぞれ（４５ｂ）および（４５ｃ）内に与えられる。

ＢＥＲが、スイッチングの閾値、γ_th に依存することに留意する。最適値、

は、等式

の解である。γ_th に関して（２２）を微分すると、次の式が得られる。

ここで、

は、逆ガウスＱ-関数を示し、

は、実効ＳＮＲ（１１）である。

時空間二乗和(Space-Time Sum-of-Squares)（ＳＴＳｏＳ）選択
図４は、システム１１０のブロックダイアグラムであって、そこで本発明の態様が実行されている。送信機は、２つのアンテナＴｘ１１１４、Ｔｘ２１１６に作動可能なように結合されているエンコーダー１１２を有している。送信アンテナＴｘ１１１４、Ｔｘ２１１６は、無線通信媒体を通じて受信機に通信信号を送信する。

受信機は、２つの受信機ブランチを有し、これらブランチは、２つのアンテナＲｘ１１２２、Ｒｘ２１２４を有し、これらは、それぞれに、２つの受信信号振幅計算器１２６，１２８に作動可能なように接続されている。振幅選択器１３０は、振幅計算器１２６，１２８に、同様に、ＳＴ合成器１３２およびチャンネル推定器１３８に、作動可能なように結合されている。２つの振幅計算器１２６、１２８と、振幅選択器１３０とは、受信機ブランチ選択器１３６を有している。ＳＴ合成器１３２は、検波器１３４に作動可能なように結合されている。

本発明の実施形態は、図４に明瞭に示したものと比べて、送信機および受信機が、より少ない、より多い、または異なるコンポーネントを含み、類似のまたは異なる相互接続を持っているシステムにおいて実施されてもよい。たとえば、システム１１０の送信機および受信機は、２つのアンテナを有するが、本発明の原理は、送信機および／または受信機が２つ以上のアンテナを有するシステムに適用できる。従って、システム１１０は、同様に後の図面の内容は、単に説明を目的としていることを理解すべきである。本発明は、図面内に特定して示されて、本明細書内で詳細に記載してきた例示の実施形態には限定されない。

アンテナＲｘ１１２２およびＲｘ２１２４は、無線通信媒体を通じて受信される電磁信号を電気信号に変換する。多くの種類のアンテナが、無線通信の分野の当業者に知られており、本明細書に開示される選択スキームが適用可能である他の種類のアンテナが、将来開発されることもある。

受信機ブランチ選択器１３６の振幅計算器１２６，１２８は、アンテナ１２２，１２４により受信される通信信号を処理し、ハードウェア、処理器による実行のためのソフトウェア、またはそれらの組み合わせで実施されてもよい。振幅計算器１２６、１２８の機能を支えるソフトウェアは、メモリ（図示されず）内に保存されて、たとえばマイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、用途特定集積回路（ＡＳＩＣ）、プログラム可能論理デバイス（ＰＬＤ）、および／またはフィールドプログラム可能なゲートアレイ（ＦＰＧＡ）のような処理器により実行される。

受信機ブランチ選択器１３６の振幅選択器１３０、ＳＴ合成器１３２、チャンネル推定器１３８および検波器１３４は同様に、ハードウェア、ソフトウェア、またはそれらのある組み合わせ内に実施されてもよい。

操作においては、ＳＴＳｏＳ技術によると、受信機ブランチ選択器１３６の振幅計算器１２６、１２８は、各々の受信機ブランチからの振幅値を計算して、そして受信機ブランチ選択器１３６の振幅選択器１３０は、最大の振幅を有する受信機ブランチを選択して、選択された受信機上で受信される信号ｒ₁ 、ｒ₂ を、処理のために、ＳＴ合成器１３２およびチャンネル推定器１３８に送る。ＳＴ合成器１３２は、チャンネル推定器１３８からチャンネル情報を得て、次にチャンネル情報を使用して、ｒ₁およびｒ₂ に重みを加えて、ｙ₁ およびｙ₂ を得る。ＳＴ合成器１３２の後、検波器１３４は、ｙ₁およびｙ₂ の実数部の記号を抽出して、それぞれシンボルｓ₁ およびｓ₂ を決定するために、それを使用する。選択されたブランチから受信される信号のみを使用することにより、受信機は、データ検波の前に、１つのＳＴ合成器１３２および１つのチャンネル推定器１３８のみを必要とする。すべてのＬ受信機ブランチに対して、Ｌチャンネル推定器およびＬＳＴ合成器を必要とするＭＲＣおよび従来のＳＣと比べると、ＳＴＳｏＳは、Ｌ−１チャンネル推定器およびＬ−１ＳＴ合成器の節約を提供する。

振幅計算器１２６、１２８が、振幅値を計算するために加えられてきたが、これらは、推定器および合成器よりもはるかに複雑ではない、簡単な算術回路のみを含む。チャンネル推定器は、たとえば、パイロットシンボルを抽出するためのバッファー、個々のチャンネルゲインを推定するための計算回路、チャンネルゲインを補間する補間器のような構成部品を含んでもよい。さらに、選択が、ＲＦ処理経路または連鎖の前に行われる場合（それは、ＲＦ連鎖の前か、またはＲＦ連鎖の後のどちらかで行われることができる）、結果として、極めて高価であるアナログ回路上のハードウェアを著しく節約する。さらに、ＳＴＳｏＳにおいて、選択は、チャンネル情報を用いずに行われて、そのために受信機の性能は、チャンネル推定の精度に依存しない。

ＬＬＲ系およびＳＮＲ系選択合成スキームは、選択するブランチを決定するために、受信機ブランチフェージィングゲインのすべての認識を必要とする。これは、受信機の複雑性を増加させる。ＳＴＳｏＳにより、受信機ブランチ選択器１３６の振幅計算器１２６，１２８は、受信信号振幅の測定のときに、二乗された振幅を計算し、そして２つの受信信号の二乗された振幅の最大の和、すなわち

を提供するブランチは、受信機ブランチ選択器１３６の振幅選択器１３０により選択される。このスキームは、二乗則合成と類似するものと思われてもよいが、二乗(square-law)合成は、非コヒーレント変調に限定される。一実施形態では、本発明は、コヒーレント変調と関連付けられて実施化される。

ＳＴＳｏＳの１つの利点は、それが、選択を行うためにチャンネル推定を必要としないことである。従って、受信機の実施化は、他の選択スキームよりも簡単である。さらに、この新規のスキームは、以下に示されるように、ＳＮＲ系選択に匹敵する性能を提供する。

上記を観測し、さらに、ｓ₁ ＋ｓ₂ ＝±２かつｓ₁ −ｓ₂ ＝０、または、ｓ₁＋ｓ₂ ＝０かつｓ₁ −ｓ₂ ＝±２を観測して、次のようになる。

従って、

の最大値を有するブランチを選択することは、次式の最大値を有するブランチを選択することに等しい。

ここで、

および

は、独立な、複素雑音サンプルであり、それぞれの分散

は、実数および虚数要素の各々の内にある。

ＳＮＲが大きくなるとき、（２５）内の雑音項は小さくなるので、ＳＴＳｏＳ選択は、

の最大値を有するブランチを選択することと等価であることに留意する。他方、ＳＮＲ選択合成において、最大の

を提供するアンテナを選択することは、最大の

を提供するアンテナを選択することと等価である。なぜならば、

が、受信機ブランチのすべてにわたって同じであるからである。チャンネルゲイン推定は、大きなＳＮＲ値を有するＳＮＲに依存するので、

を有する。結果として、ＳＮＲ選択は、同様に

の最大値を有するブランチを選択することと等価である。従って、ＳＮＲが大きくなるとき、ＳＴＳｏＳ選択は、ＳＮＲ系選択に等価になる。

ブランチ選択に影響する雑音が、ＳＴＳｏＳ合成器内で３ｄＢだけ効果的に低減されることをさらに観測する。また、ＳＮＲが小さくなるとき、ＳＴＳｏＳ選択とＳＮＲ選択の両方が、雑音項、たとえば、ＳＴＳｏＳ選択に対する

および、ＳＮＲ選択に対する推定誤りにより支配されることに留意する。これらの項の両方は、ガウス曲線に分布し、そのために選択方法の両方のＢＥＲ性能は、０．５に近づく。結果として、２つの方法の間のＢＥＲの差は、なお区別することができない。

以下に議論されるシミュレーション結果は、ＳＴＳｏＳ選択が、ＳＮＲ系選択と本質的に同じ性能を有することを示している。

時空間絶対値和(Space-Time Sum-of-Magnitudes)（ＳＴＳｏＭ）の選択
本発明の別の実施形態は、受信信号の絶対値(magnitudes)の和に基づく選択合成を含む。ＳＴＳｏＭ用の受信機の構造は、図４に示されているＳＴＳｏＳのものと極めて類似している。その差は、受信機ブランチ選択器１３６の振幅計算器１２６、１２８が、受信信号振幅の測定のときに、二乗の和の代わりに、絶対値の和を計算することである。それは、一般に、二乗振幅よりも信号振幅を抽出することがより容易であるので、ＳＴＳｏＭ方法は、ＳＴＳｏＳのさらに簡単化された実施であると考慮されてもよい。

従って、ＳＴＳｏＳ選択合成は、

の最大の和を提供する受信機ブランチを選択するが、ＳＴＳｏＭ選択合成は、最大の和

を有するブランチを選択する。ＳＴＳｏＳ選択と同様に、ＳＴＳｏＭ選択と呼ばれるこのスキームは、チャンネル推定を必要としない。受信機のみが、２つの受信信号ｒ_1,i およびｒ_2,i の振幅を得て、次に合計することを必要とするので、ＳＴＳｏＳよりも簡単である。次の節内のシミュレーション結果は、それが、ＳＴＳｏＳおよびＳＮＲ選択よりもわずかに乏しいＢＥＲ性能のみを有することを示している。

数値結果および議論
以下に議論されるＢＥＲ結果は、

の関数であって、それは転じて、ρと

の関数である。図５〜６は、それぞれに、２×２(2 by 2)システム、および、２×４(2 by 4)システムに対する、完全チャンネル推定および相互相関０．７５を有する非周波数選択性レイリーフェージィングチャンネル内の異なる選択ダイバーシティスキームに対するビット当たりのＳＮＲに対する平均ＢＥＲのプロットを示している。包絡選択、ＳＴＳｏＳ選択、およびＳＴＳｏＭ選択のスキームが、コンピュータシミュレーションにより評価される。予測されるように、これらの結果は、すべての場合に対して、フェージィング推定誤りを増加させる（ρの値を減少させる）と、ＢＥＲは増加することを示している。

図５および６、ならびに同様に図７〜１０に示される性能結果は、動作状況の例組を用いて得られた。異なる結果が、異なるシミュレーションパラメータまたは本発明の実施形態の実際の実施化を用いて得られてもよい。

図５において、ＬＬＲ選択およびＭＲＣの性能が、二重のダイバーシティに対して同じであることが観察される。その性能は、ＭＲＣに対して、合成器出力

の記号が

の最大値により決定されるので、実際に同一であり、それは、ＬＬＲ選択則と合致する。また図５において、ＳＴＳｏＳ選択およびＳＮＲ選択の性能が、少なくともグラフ上の精度で同じであることが観察される。ＳＴＳｏＭ選択スキームは、ほぼ同様にＳＴＳｏＳおよびＳＮＲ選択スキームを行うが、それは、両者よりも実施化することが簡単である。ＳＴＳｏＳ選択が行うように、ＳＴＳｏＭ選択は、いずれのチャンネル推定も必要とせず、最良のブランチを選択する。チャンネルすべてのチャンネル推定を必要とする包絡ＬＬＲ選択スキームは、ＳＴＳｏＳ、ＳＴＳｏＭおよびＳＮＲ選択スキームよりも良好に行われるが、ＬＬＲおよびＭＲＣ設計と同様ではない。ＳＳＣ選択は、予測されるように、その簡単さの代わりに、最も乏しい性能を提供する。

図６は、完全チャンネル推定およびρ＝０．７５による、４倍(4-fold)のダイバーシティに使用される様々な選択スキームに対する、ビット当たりのＳＮＲの関数とした平均ＢＥＲのプロットを示している。数多くの注目に値する観測結果がある。はじめに、ＭＲＣおよびＬＬＲは、同じではなく、ＭＲＣは、予測されたように、ＬＬＲよりも性能が優れている。第二に、ＬＬＲ選択は、予測されるように、包絡選択よりも性能が優れている。第三に、包絡選択は、ＳＴＳｏＳおよびＳＴＳｏＭよりも性能が優れている。第四に、ＳＮＲおよびＳＴＳｏＳ選択の性能は、二重ブランチの場合に対してあったように、同じである。これは、著しい結果である。ＳＮＲ選択を実施するために、ダイバーシティチャンネルのすべてのゲインが、推定されなければならない。ＳＴＳｏＳ選択を実施するために、チャンネル推定は必要ない。復調は、（２ａ）によるチャンネル推定を含むが、ＳＴＳｏＳの場合、２つのチャンネルゲインのみが推定されることを必要するのに対し、ＳＮＲ選択の場合、２Ｌチャンネルゲインが、ブランチ選択を実施するために、推定されなければならない。さらなる試験で、ＳＮＲおよびＳＴＳｏＳスキームが、Ｗ．リー（W. Lee）、「アラムティＭＩＭＯシステムに対する受信選択合成ダイバーシティについてのチャンネル推定誤りの影響（Effects of channel estimation errors on receiver selection combining diversity for Alamouti MIMO systems）」、修士論文、アルバータ大学、エドモントン、カナダ、２００５年（この文献は、参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）において、Ｌ＝８およびＬ＝１２に対して比較されている。すべての場合について、性能は同じである。

図７および８は、それぞれ２×２システムおよび２×４システム対する、ビット当たり５ｄＢのＳＮＲを有する様々な選択スキームに対する、ρを関数とした平均ＢＥＲのプロットを示している。両図面から、乏しいチャンネル推定、すなわちρa０で、ＢＥＲ曲線のすべては、０．５に集束することを観測する。この点で、システムは、ランダム雑音によりのみ影響されて、最も悪いＢＥＲ性能を示す。ρを増加させると、選択スキームすべてに対して誤り率の減少がある。ρ＝１のとき、様々な選択スキームを有するシステムは、最良の性能に達し、ここで、ＢＥＲ値は、ρ＝１および

＝５ｄＢの点で、図５および６内の値に合う。

図５〜８は、特定の一定値ρに対する、ＳＮＲに対する平均ＢＥＲを示している。これらの結果は、選択スキーム間の性能の差を明らかに示す。それらはまた、受信電子機器が、限界に達し、チャンネルゲインのより良好な推定を提供することができない状況を表す。他方、多くの実際の推定器は、ＳＮＲ依存性を示す、すなわちＳＮＲが増加するにつれて、より良好な推定を与えることになる。これらの場合において、より大きなＳＮＲ値は、より高い値のρを意味する、より良好なチャンネル推定に至る。

ＢＥＲについてのこの効果を示すために、例としてＰＳＡＭを考慮する。ハミング窓(Hamming window)を有する正弦波補間器が、１４のフレーム寸法および０．０３の規格化ドップラーシフトで、フェージィング推定を補間するために使用されることを仮定する。図９は、Ｌ＝２での０ｄＢ〜１０ｄＢのＳＮＲに対する平均ＢＥＲを示している。ρは同様に、シンボル位置の関数であり、すなわち、同じフレーム内の同じＳＮＲ値で、異なる場所に配置されるデータシンボルは、異なるρ値を被るので、例として、フレーム内に第３のデータシンボルのＢＥＲを与える。（３３）から計算されて、ＰＳＡＭシステムに対するρの値は、ＳＮＲが０ｄＢから１０ｄＢに変わるとき、０．５１３から０．９１３に変化する。

図５および６内の結果と同様に、図９において、ＭＲＣおよびＬＬＲ選択は、最良の性能をなお有しており、次に包絡ＬＬＲ選択は、ＳＮＲおよびＳＴＳｏＳ選択の性能よりも優れており、続いてＳＴＳｏＭ選択よりも性能がわずかに優れている。最も簡単な選択スキームは、ＳＳＣ選択は、最も悪いＢＥＲ性能を有する。再び、ＳＮＲおよびＳＴＳｏＳスキームの性能は、区別することができない。

図６は、４倍(4-fold)のダイバーシティに対する同様の結果を示している。この場合、ＭＲＣは、ＬＬＲ選択よりも性能が優れているが、ＳＮＲおよびＳＴＳｏＳ選択は再び、同じ性能を有し、ＳＴＳｏＭ選択よりも少しばかり良い。

本発明の実施形態を、システムまたは装置に関連させて、上記で述べてきた。図１０は、本発明の別の実施形態による方法を示す流れ図である。

該方法１４０は、通信信号が受信されると、１４２で始まる。複数の受信機ブランチの各々の上で受信信号の振幅は、１４４で計算される。１つのブランチが、相対的な振幅に基づいて１４６で選択される。好ましい実施形態によると、受信信号が最も高い振幅を有するブランチが、選択される。選択されたブランチを通じて受信される信号が、１４８で、ＳＴ合成および信号検波のような、さらに先の処理のために提供される。

図１０は、本発明の１つの実施例を表す。他の実施形態が、明瞭に示されているものよりも多くの、または少ない操作を含んでもよく、同様のまたは異なる順序で行われてもよい。

図１０に示される操作、およびいくつかの実施形態において行われてもよい追加の操作を行う様々な方法は、上記のシステムおよび装置の記載から明らかになる。方法１４０の他の変化は、そのいくつかは当業者に明らかであり得て、同様に可能である。

上記の実施形態では、単一の受信機ブランチ／信号が選択されている。より全体的に言うと、長さＬの時空間ブロックコードを含む各々のアンテナを通じて受信される複数Ｍ個の信号から、Ｎ個の信号を選択する方法が、使用されることができて、ここで、Ｍ≧２、Ｍ＞Ｎ≧１、Ｌ≧２である。そのような用途では、ブロックコード継続期間のＬ信号間隔の各々に対して、受信アンテナ上で受信される信号の原信号(raw signal)と雑音のサンプルの各々の積率(moment)が、決定されて、これらの積率は、各々の積率和(moment sum)を作り出すために合計される。次に、Ｎ個の最大積率和を有するＮ個の信号が、後の通信信号処理のために選択される。記載される特定の実施形態において、Ｎは１であるが、それは、２またはある他の数字であってもよい。このより一般化された実施化のブロック図が、図１２に示される。

図１１は、本発明の実施形態が実施される、システム１５８のブロック図である。送信機は、２つのアンテナＴｘ１１４４、Ｔｘ２１４６に作動可能なように結合されている、ブロック長Ｌを有するＳＴＢＣエンコーダー１４２を含む。送信アンテナＴｘ１１４４、Ｔｘ２１４６は、無線通信媒体を通じて受信機に通信信号を送信する。

受信機は、Ｍ個の受信機ブランチを有しており、Ｍ個の受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３、・・・、ＲｘＭ１４８を含む。Ｍ個の受信アンテナは、それぞれ、受信機ブランチ選択器１６０のＭ個の受信信号振幅計算器１５０に作動可能なように結合されている。受信機ブランチ選択器１６０のＭ個の受信信号振幅計算器１５０はまた、同様に受信機ブランチ選択器１６０の一部分である振幅選択器１５２に作動可能なように結合されている。受信機ブランチ選択器１６０の振幅選択器１５２はまた、Ｎ個のＳＴ合成器１５４に作動可能なように結合される。Ｎ個のＳＴ合成器１５４は、検波器１５６に作動可能なように結合される。

本発明の実施形態は、送信機および受信機が、図１１に明瞭に示されるものよりも、同様のまたは異なる相互接続で、少ない、多い、または異なる構成部品を含む、システムにおいて実施されてもよい。たとえば、システム１５８の送信機は２つのアンテナを有するが、本発明の原理は、送信機が２つ以上のアンテナを有する、システムに適用可能である。従って、システム１５８は、単に説明を目的としていることを理解すべきである。

図４に示される受信アンテナＲｘ１１２２およびＲｘ２１２４ように、図１１に示されるＭ個の受信アンテナ１４８は、無線通信媒体を通じて受信される電磁信号を電気信号に変換する。多くの種類のアンテナが、無線通信の分野の当業者に知られており、本明細書に開示される選択スキームがそれに対して適用可能であり得る、他の種類のアンテナが、将来開発されることもある。

受信機ブランチ選択器１６０のＭ個の振幅計算器１５０は、Ｍ個の受信アンテナ１４８により受信される通信信号を処理し、ハードウェア、処理器による実行ためのソフトウェア、またはそれらのある組み合わせ内に実施化されてもよい。受信機ブランチ選択器１６０のＭ個の振幅計算器１５０の機能を支えるソフトウェアは、メモリ（図示されず）保存されてもよく、たとえば、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、用途特定集積回路（ＡＳＩＣ）、プログラム可能論理デバイス（ＰＬＤ）、および／またはフィールドプログラム可能なゲートアレイ（ＦＰＧＡ）のような処理器により実行されてもよい。

受信機ブランチ選択器１６０の振幅選択器１５２、Ｎ個のＳＴ合成器１５４、および検波器１５６は、同様に、ハードウェア、ソフトウェア、またはそれらのある組み合わせ内に実施化されてもよい。

動作中、図１１に示される受信機ブランチ選択器１６０のＭ個の振幅計算器１５０は、図４に示される受信機ブランチ選択器１３６の振幅計算器１２６、１２８と同じ方法で動作する。図１１に示される受信機ブランチ選択器１６０の振幅選択器１５２は、図４に示される受信機ブランチ選択器１３６の振幅選択器１３０と同様に動作し、しかしながら、さらに先の単一処理のために、単一の受信機ブランチを選択するよりはむしろ、振幅選択器１５２は、Ｍ個の振幅計算器１５０により決定されるように、最大の振幅値を有するＭ個の受信機ブランチのうちのＮを選択して、選択された受信機上で受信される信号を、処理のために、Ｎ個のＳＴ合成器１５４に送る。選択されたブランチからの受信信号のみを使用することにより、受信機は、データ検波の前に、Ｎ個のＳＴ合成器１５４およびＮ個のチャンネル推定器（図示されず）のみを必要とする。

いくつかの実施形態では、受信機ブランチ選択器１６０のＭ個の振幅計算器１５０は、ＳＴＳｏＳを実施するために、受信信号振幅の測定のとき、二乗振幅(squared amplitude)を計算することに適している。

いくつかの実施形態において、受信機ブランチ選択器１６０のＭ個の振幅計算器１５０は、ＳＴＳｏＭを実施するために、受信信号振幅の測定のとき、絶対値の和を計算することに適している。

図４に示される振幅計算器１２６、１２８のように、図１１に示される受信機ブランチ選択器１６０のＭ個の振幅計算器１５０は、推定器および合成器よりもはるかに複雑ではない、簡単な算術回路のみを含む。

新規のアンテナまたは受信機ブランチ選択スキーム、ＳＴＳｏＳ選択ダイバーシティおよびＳＴＳｏＭ選択ダイバーシティは、ＳＮＲ選択とほぼ同じ性能を提供するが、実施化は非常に簡単である。つまり、新規の選択スキームは、ＳＴ合成器、チャンネル推定器、および可能であればＲＦ連鎖についての多大なハードウェアの節約、低減される電力消費、結果としてはるかに簡単でより用途の広い受信機構造を提供する。さらに、意外にも、ＳＴＳｏＳは、ＳＣ方法と同じ誤り確率の性能を提供する。より簡単なＳＴＳｏＭ方法は、２つのアンテナを用いるＳＣ方法と比べて、ＳＮＲ＝１０ｄＢのとき、０．６ｄＢの電力損失のみを被る。いくつかの実施形態におけるアラムティ送信システムに対して、新規の選択スキームは、たとえば多数の受信アンテナを備えた広帯域無線システムにおいて、製品作製費用および動作時電力消費を低減するための有力な解決策である。

記載してきたことは、単に本発明の実施形態の原理の適用の説明である。他の配置および方法が、本発明の範囲から逸れることなく、当業者により実施されることができる。

たとえば、上記のＳＴＳｏＳおよびＳＴＳｏＭは、最も高い振幅受信信号に対応する受信連鎖を選択する。振幅が著しく異ならない場合、受信機ブランチスイッチングを限定するために、受信信号振幅が閾値の量を超えることで異なるときのみ、選択ブランチが切り換えられてもよい。その閾値は、予め定められているか、または設定可能であるかのいずれかであってよく、絶対値または計算される振幅（複数）の相対値として定義され得る。

通信信号受信機のコンポーネント間の機能の分割は、同様に、図面に明瞭に示されているものと異なっていてもよい。たとえば、受信機ブランチまたは単一経路を選択するための装置またはシステムは、振幅選択器および分割計算器、または、図４に示される受信機ブランチ選択器のような、単一のコンポーネントを含んでもよい。図４では、信号振幅を計算し、計算された振幅に基づいて単一の経路を選択するように構成されている。

上記の受信アンテナまたは送信アンテナとしてのアンテナの表記は、アンテナが通信信号を送信または受信するのみであることを示唆することを意図していない。通信信号を送信するために使用されるアンテナはまた、通信信号を受信してもよい。

加えて、方法およびシステムの前後に主に記載されているが、本発明の他の実施化がまた、たとえば機械読み取り可能な媒体上に格納される命令として、意図される。

記載される実施形態は、原信号と雑音のサンプルの二乗の和を使用することに焦点をあててきたが、より一般的に、信号と雑音のサンプルの積率（パワー）のいずれの適切な和が、ＳＴＢＣブロック長上で用いられ、得られることができる。

上記の方法およびシステムは、単にＢＰＳＫ以外の他の変調スキームに用いられ、たとえば、ＭＰＳＫ、コヒーレントおよび非コヒーレント変調形式、いくつかの特定の例を指定するための差分変調形式に適用されることができる。

付録Ａ
ρの導出
Ａ．ＰＳＡＭ内のフェージィング推定
ＰＳＡＭが、チャンネル推定のために使用されることを仮定する。ＰＳＡＭフレーム形式が、Ｊ．Ｋ．カバース（J. K. Cavers）、「レイリーフェージィングチャンネルのためのパイロットシンボル補助変調の分析（An analysis of pilot symbol assisted modulation for Rayleigh fading channels）」、媒介技術についてのＩＥＥＥ会報（IEEE Trans. Veh. Technol.）第４０巻、第１１号、６８６−６９３頁、１９９１年（この文献は参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）の図２内で考察されているそれに類似していることを仮定しており、ここでは、パイロットシンボルは、データシーケンス内に周期的に挿入される。２つのＴｘアンテナがあり、アラムティ・スキームが使用されるので、２つの連続したパイロットシンボルがデータシンボルの間で共に送信されることを仮定する。フェージィングゲインが２つの連続したシンボル間隔にわたって一定のままであるとの仮定のもとで、Ｎ／２クラスタは、各々２つのシンボルを有し、Ｎ個のシンボルの１つのフレーム内に形式付けされて、ここで、Ｎは偶数であり、最初の２つのパイロットシンボル（ｎ＝０）のあとに、Ｎ−２のデータシンボル（１≦ｎ≦Ｎ／２−１）が続く。合成信号は、“Ｌ非周波数選択性レイリーフェージィングチャンネル上に送信される。受信機では、整合フィルタ検波の後、パイロットシンボルは、抽出されて、次の方法でチャンネルの推定を形成するために補間される。

上記の仮定を含めて、（１）を次のように書き直す。

ここで、

は、第１の受信シンボルを表しており、これは、第ｉ番目の受信機ブランチ内の、第ｋ番目のデータフレームの、第ｎ番目のシンボルクラスタにおけるものであり、そして、フェージィングゲインｇおよび雑音ｎに対しても同様である。パイロットシンボルは、一般性を失うことなく、受信機に知られているので、フレームの第一のクラスタ（ｎ＝０）での２つのパイロットシンボルは、それぞれ値＋１および−１を有する。次に、２つの受信パイロットシンボルに対して、（２６ａ）は、次のようになる。

（２７ａ）および（２７ｂ）を加えて、

の推定値を次のように得る。

（２７ａ）を（２７ｂ）から引くと、次のようになる。

第ｉ番目のブランチの第ｋ番目のフレーム内の第ｎ番目のシンボル（１≦ｎ≦Ｎ／２−１）でのフェージィングは、

の先行フレームからの、そして

の後続フレームへの、パイロットシンボルを持った、Ｋ個の隣接するフレームの２Ｋ個のパイロットシンボルから推定される。これらの推定は、次式で与えられる。

ここで、

は、第ｋ番目のフレーム内の第ｎ番目のデータシンボルに対する補間係数である。

Ｂ．Ｒ_C の導出
全方向散乱(omni-directional scattering)レイリーフェージィングチャンネル(Rayleigh fading channel)では、上記のＪ．Ｋ．カバース（J. K. Cavers）の参考文献は、フェージィングゲインの実部の自己相関が次のとおりであると述べている。

データシンボルに対する相関の計算は、全てのブランチにおいて同じであるので、（２８）、（２９）における下付文字｛1,i｝および｛2,i｝を抜く。そして、（２８）、（２９）を、（４ａ）、（３０）と組み合わせて、次式を得る。

Ｃ．

の導出
（２８）および（２９）から、

の分散は、次のように導かれる。

Ｄ．ρの導出
（６）から、（３１）および（３２）を用いて、次式を得る。

ρが、補間の種類、データシンボル配置、ドップラーシフト、データフレーム長およびシンボル間隔の関数であることに留意する。Ｙ．−Ｓ．キム（Y. -S. Kim）、Ｃ．−Ｊ．キム（C. -J. Kim）、Ｇ．−Ｙ．ジュオン（G. -Y. Jeong）、Ｙ．−Ｊ．バン（Y. -J. Bang）、Ｈ．−Ｋ．パーク（H. -K. Park）、Ｓ．Ｓ．コイ（S. S. Choi）、「ＰＳＡＭチャンネル探測技術に基づく、新たなレイリーフェージィングチャンネル推定（New Rayleigh fading channel estimator based on PSAM channel sounding technique）」、通信についてのＩＥＥＥ国際会議予稿集ＩＣＣ１９９７（Proc. IEEE Int. Conf. on Communications ICC 1997）、１９９７年６月、第３巻、１５１８−１５２０頁（この文献は参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）に記載されるような、正弦波補間器が使用されて、ハミング窓が用いられるとき、補間係数は、次式によって与えられる。

付録Ｂ
（１５）の導出
Ｅ．Ａ．ニースミス（E. A. Neasmith）およびＮ．Ｃ．ボリュ（N. C. Beaulieu）、「選択ダイバーシティについての新たな結果（New results on selection diversity）」、通信についてのＩＥＥＥ会報（IEEE Trans. Commun.）、第４６巻、第５番、６９５〜７０３頁、１９９８年５月（この文献は参照によってその全体が本明細書に組み込まれる）における分析と同様に、ＬＬＲ受信選択合成のためのＢＥＲは、次のとおりである。

は、

に比例するので、

および

を（１３）の中の

の条件と定めると、次のようになる。

および

とすると、次のようになる。

ここで、

は、ｒ₁ の pdf である。

であるので、

は、

に等しく、
式中

は、ｒ_i の pdf である。
（１０）から、

は、

を条件と定めるとき、平均ａ_ｉおよび分散

で分布されたガウス曲線であることを有する。ａ_i にわたって平均すると、ｒ_i の pdf は、次の式により与えられる。

積分変数を

に変えて、上記のＩ．Ｓ．グラードシュテイン（I. S. Gradshteyn）およびＩ．Ｍ．リジク（I. M. Ryzhik）の参考文献内の式（３．４７２）からの結果

を用いると、（３８）は、次のように簡単にすることができる。

次に、第ｉ番目のブランチに対しては、次のとおりである。

ここで、

（３７）（３８）および（４０）を組み合わせて、ＢＥＲに対する最終表現が、次式のように得られる。

付録Ｃ
（２２）の導出
上記のＡ．Ａ．アブ−ダッヤ（A. A. Abu-Dayya）およびＮ．Ｃ．ボリュ（N. C. Beaulieu）の参考文献に続いて、γ_c の cdf は、次のように書くことができる。

（１２）から、γ_c,1 およびγ_c,2 の両方は、次式で与えられるカイ二乗分布を有する。

pdf は、（４２）におけるｃｄｆを、γ_c に関して微分することにより得られる。

次に、ＢＥＲは、次のとおりである。

図１は、アラムティ伝送スキームを備えた２×２ＭＩＭＯシステムを示すブロック図である。図２は、ＭＲＣ受信機を有する２×２ＭＩＭＯシステムを示すブロック図である。図３は、従来の選択合成受信機を有するＭＲＣ受信機を有する２×２ＭＩＭＯシステムを示すブロック図である。図４は、本発明の実施形態がその中に実施されている、システムのブロック図である。図５−６は、異なる選択ダイバーシティスキームに対する、ビットあたりのＳＮＲに対する平均ＢＥＲのプロットを示しており、それぞれに、２×２システムおよび２×４システムに対する、完全チャンネル推定および相互相関０．７５により特定されるチャンネル推定量を持った非周波数選択性レイリーフェージングチャンネルにおけるものである。図５−６は、異なる選択ダイバーシティスキームに対する、ビットあたりのＳＮＲに対する平均ＢＥＲのプロットを示しており、それぞれに、２×２システムおよび２×４システムに対する、完全チャンネル推定および相互相関０．７５により特定されるチャンネル推定量を持った非周波数選択性レイリーフェージングチャンネルにおけるものである。図７−８は、それぞれ２×２システムおよび２×４システムに対する、ビットあたり５ｄＢのＳＮＲを伴う様々な選択スキームに対するチャンネル推定量ρに応じた平均ＢＥＲのプロットを示している。図７−８は、それぞれ２×２システムおよび２×４システムに対する、ビットあたり５ｄＢのＳＮＲを伴う様々な選択スキームに対するチャンネル推定量ρに応じた平均ＢＥＲのプロットを示している。図９は、パイロットシンボル補助変調（ＰＳＡＭ）がチャンネルゲインを推定するために使用されるとき、２×２システムに対する、０ｄＢ〜１０ｄＢのＳＮＲに対する平均ＢＥＲのプロットを示している。図１０は、本発明の実施形態による方法を示す流れ図を示している。図１１は、一般化された合成器の実施形態のブロック図である。

Claims

長さＬのＳＴＢＣ（時空間ブロックコード）を含み各アンテナを通じて受信された複数Ｍ個の通信信号のなかからＮ個の通信信号を選択するための装置であり、ここでＭ≧２、Ｍ＞Ｎ≧１、Ｌ≧２であって、
当該装置は選択器を有し、該選択器が、
各受信アンテナについて、ＳＴＢＣのブロックコード継続期間のＬ時間の間隔の各々に対して、その受信アンテナで受信された通信信号の原信号と雑音サンプルを加えた各々の積率を決定するように、かつ、それらの積率を合計してそれぞれの積率和を作り出すように構成されており、かつ、
後続の通信信号処理のために、Ｎ個の最大積率和を持ったＮ個の通信信号を選択するように構成されている、
前記装置。
選択器が、複数の積率計算器を有しており、該計算器は、個々のアンテナを有する複数の通信信号受信機ブランチとのそれぞれの接続のためのものであって、かつ、複数の通信信号ブランチを通じて受信された通信信号の積率の和を計算するように構成されている、請求項１に記載の装置。
第ｉ番目の通信信号受信機ブランチを通じて受信された通信信号が、ダイバーシティ信号ｒ_j,i を有しており、該ダイバーシティ信号は、ＳＴＢＣブロックコード継続期間のｊ＝１，・・・，Ｌの時間間隔の間に、送信アンテナから受信されたものであり、かつ、
通信信号受信機ブランチの各々に対して、積率和が、前記Ｌの時間間隔の全てに対して、ｎ＞＝２として、|r_j,i|、または、|r_j,i|ⁿを、合計することによって決定される、請求項１に記載の装置。
第ｉ番目の通信信号受信機ブランチを通じて受信された通信信号が、ダイバーシティ信号ｒ_j,i を有しており、該ダイバーシティ信号は、ＳＴＢＣブロックコード継続期間のｊ＝１，・・・，Ｌの時間間隔の間に、送信アンテナから受信されたものであり、かつ、
通信信号受信機ブランチの各々に対して、積率和が、前記Ｌの時間間隔の全てに対して、ｎ＞＝２として、|r_j,i|、または、|r_j,i|ⁿを、合計することによって決定されている、請求項２に記載の装置。
前記ＳＴＢＣが、アラムティ・コードを有している、請求項１に記載の装置。
前記通信信号が、コヒーレント変調スキーム、非コヒーレント変調スキーム、および、差分変調スキームのうちの、いずれか１つを使用して生成されるシンボルを有する、請求項１に記載の装置。
前記通信信号が、バイナリー位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）、および、ＭＰＳＫのうちの、いずれか１つを使用して生成されるシンボルを有する、請求項１に記載の装置。
前記選択器が、さらに、
複数の通信信号受信機ブランチのうちの、選択された通信信号受信機ブランチと、別の通信信号受信機ブランチとを通じて受信された、それぞれの通信信号の振幅における差分が、閾値を超えるかどうかを決定するように構成されており、かつ、
その差分が閾値を超えるものである別の通信信号受信機ブランチを、選択するように構成されている、
請求項１に記載の装置。
後続の通信信号処理が、時空間信号合成、および、信号検波のうちの少なくとも１つを有する、請求項１に記載の装置。
Ｍ＝２、および、Ｎ＝１である、請求項１に記載の装置。
Ｎ＝２である、請求項１に記載の装置。
通信デバイスであって、
複数のアンテナを有し、該アンテナは、時空間ブロックコードＳＴＢＣエンコードされたダイバーシティ通信信号を、複数の送信アンテナから受信するためのものであり、
前記複数のアンテナに作動可能なように結合された請求項１記載の装置を有し、かつ、
前記装置に作動可能なように結合され、かつ、選択された通信信号を処理するように構成された通信信号処理経路を有する、
前記通信デバイス。
当該通信デバイスが、通信ネットワーク基地局および移動端末のうちの、いずれか１つを有する、請求項１２に記載の装置。
通信システムであって、
ネットワーク要素を有する通信ネットワークを有し、
該ネットワーク要素と通信するために構成された無線通信デバイスを有し、
該ネットワーク要素の少なくとも１つと該無線通信デバイスが、請求項１に記載の装置を構成している、
前記通信システム。
通信システムであって、
ネットワーク要素を有する通信ネットワークを有し、
該ネットワーク要素と通信するために構成された無線通信デバイスを有し、
該ネットワーク要素の少なくとも１つと該無線通信デバイスが、請求項１２に記載の通信デバイスを構成している、
前記通信システム。
ネットワーク要素の少なくとも１つと無線通信デバイスが、複数の送信アンテナを有しており、該アンテナが、長さＬの時空間ブロックコードを含む通信信号を送信するためのものである、請求項１４に記載の通信システム。
ネットワーク要素の少なくとも１つと無線通信デバイスが、複数の送信アンテナを有している、請求項１５に記載の通信システム。
通信信号受信機ブランチ選択方法であって、
複数の受信機ブランチの各々に対して、時空間ブロックコードの全長にわたって、時空間ダイバーシティ通信信号の雑音サンプルを加えた信号のそれぞれの積率和を決定することを有し、各通信信号受信機ブランチは、複数の送信アンテナから通信信号を受信するための各々のアンテナに作動可能なように結合されており、
最大の積率和を持っている複数の通信信号受信機ブランチから、少なくとも１つの通信信号受信機ブランチを選択することを有し、かつ、
選択された通信信号受信機ブランチからの通信信号を、後続の通信信号処理へ提供することを有する、
前記方法。
選択することの後に、さらに、
選択された通信信号受信機ブランチを通じて受信された、および、他の複数の通信信号受信機ブランチを通じて受信された、通信信号の積率和を決定することを有し、
選択された通信信号受信機ブランチと、前記複数の通信信号受信機ブランチの別の通信信号受信機ブランチとを通じて受信された、通信信号の積率和における差分が、閾値を超えるかどうかを決定することを有し、かつ、
その差分が閾値を超えるものである別の通信信号受信機ブランチを選択することを有するものである、
請求項１８に記載の方法。
実行した場合に、請求項１９に記載の方法を遂行する命令を格納している、機械読み取り可能な媒体。