CN101902196A - 电动机控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动机控制装置，具体为，其具备：根据相位角指令值将被给予的指令电流振幅值分配到指令电流的电流指令分配器；使指令电流与流通于电动机的电流相一致地进行电流控制而输出指令电压的电流控制器；根据指令电压与电动机电流运算电动机功率，使用电动机功率运算转矩变动量的转矩变动量运算器；及根据转矩变动量生成相位角的相位角生成器。

Description

电动机控制装置

技术领域

本发明涉及一种不受电动机参数变动的影响而进行高效的电动机控制的电动机控制装置。

背景技术

作为高效地驱动具有磁凸极性的电动机的方法，公知有最大转矩控制技术。最大转矩控制是指对于相同大小的输出电流使产生转矩最大化。输出电流指令被分配到d轴电流(影响磁通的电流)与q轴电流(影响转矩的电流)，根据被分配的电流指令执行电流控制。可使用电流振幅I_s、d轴电感L_d、q轴电感L_q、感应电压常数Φ_a，通过(1)式得到提供最大转矩条件的最适合的电流相位角β(q轴到电流矢量的相位角)。

$\mathrm{\β}={\sin }^{-1}\left(\frac{-{\mathrm{\Φ}}_a+\sqrt{{\mathrm{\Φ}}_a^2+8{(L_q-L_d)}^2{I}_s^2}}{4(L_q-L_d)I_s}\right)...\left(1\right)$

另外，d轴电流i_d可使用(2)式的电流关系式通过(3)式求出。

$I_s=\sqrt{i_d^2+i_q^2},$ i_d＝-I_s sinβ，i_q＝I_s cosβ            …(2)

$i_d=\frac{{\mathrm{\Φ}}_a}{2(L_q-L_d)}-\sqrt{\frac{{\mathrm{\Φ}}_a^2}{4{(L_q-L_d)}^2}+i_q^2}...\left(3\right)$

例如，日本公开公报特开2003-259680号中公开有下述技术。在电动机的电流指令值由I_s给予时，根据相位角β及(2)式的关系，将电流指令的振幅I_s分配到d轴电流i_d与q轴电流i_q，对每个轴电流进行电流控制。另外，在q轴电流指令值由i_q给予时，代入(3)式将d轴电流指令值作为i_d来求出，对每个轴电流进行电流控制。

这样，预先根据直接运算或电动机参数将成最大转矩的电流相位角、或者d轴电流i_d与q轴电流i_q的关系式进行数据表格化而求出，用这些来运算d轴电流指令值与q轴电流指令值，实现最大转矩。

另外，例如在日本公开公报特开2000-209886号中公开有以下技术，使用对应于转子位置的电压的通电相位信息与电流信息，每隔规定时间就以一定量的相位变化量使通电相位发生变化，接近成最小电流的电流相位角。

上述控制装置第1，由于使成最小电流的通电相位以一定量进行变化，因此到达成最小电流的电流相位角需要较长时间。而且，由于不以用于迅速到达目标值的指标进行控制，因此向成最小电流的电流相位角的收敛并不好。

第2，在成最小电流的通电相位附近，如果通电相位以相位变更量的幅度发生变动，则电流也发生变动，控制状态不稳定。

发明内容

本发明的目的在于提供一种电动机控制装置以及其控制方法，使电动机控制的工作点迅速地向成最大转矩、成最小电流或成最小功率损失的电流相位角收敛的同时，不受电动机参数变动的影响。

根据本发明的一个实施方式，电动机控制装置不使用电动机参数便求出实现最大转矩控制、最小电流控制或最小功率损失的电流相位角，根据电动机的产生转矩、电动机电流或功率损失的变动量生成电流相位角。

根据本发明的另一个实施方式，电动机控制装置具备：使用根据指令电压与电动机电流运算的电动机功率来运算转矩变动量的转矩变动量运算器；及根据转矩变动量生成电流相位角的相位角生成器，在所生成的电流相位角上加算交流探测信号。

根据本发明的其他另一个实施方式，电动机控制装置具备：运算电动机的电流变动量的电流变动量运算器；及根据电流变动量生成电流相位角的相位角生成器。

根据本发明的其他另一个实施方式，电动机控制装置具备：使用根据指令电压与电动机电流运算的电动机功率来运算功率损失变动量的功率损失变动量运算器；及根据功率损失变动量生成电流相位角的相位角生成器，在所生成的电流相位角上加算交流探测信号。

根据一个实施方案，电动机控制装置的控制方法使用电动机功率及交流探测信号运算转矩变动量，使转矩变动量成零地进行控制而生成电流相位角，在所生成的电流相位角上加算交流探测信号来求出相位角指令，根据该相位角指令进行电流控制。

根据另一个实施方案，电动机控制装置的控制方法使电动机电流的变动量成零地进行控制而生成电流相位角，根据所生成的电流相位角将指令电流分配到d轴、q轴成分，根据该分配的指令电流进行电流控制。

根据其他另一个实施方案，电动机控制装置的控制方法使用电动机功率及交流探测信号运算功率损失变动量，使功率损失变动量成零地进行控制而生成电流相位角，在所生成的电流相位角上加算交流探测信号来求出相位角指令，根据该相位角指令进行电流控制。

附图说明

通过参照附图并考虑以下的详细说明，可以更加容易地理解并得到该发明的更优秀的评价与多的付随利益。

图1是第1实施方式所涉及的电动机控制装置I的框图。

图2是说明第1实施方式所涉及的转矩变动量运算器的图。

图3是第2实施方式所涉及的电动机控制装置J的框图。

图4是说明第2实施方式所涉及的电流变动量运算器的图。

图5是第3实施方式所涉及的电动机控制装置K的框图。

图6是说明第3实施方式所涉及的电流变动量运算器的图。

图7是表示第4实施方式所涉及的电动机控制装置I控制方法的流程图。

图8是表示第5实施方式所涉及的电动机控制装置J控制方法的流程图。

图9是表示第6实施方式所涉及的电动机控制装置K控制方法的流程图。

具体实施方式

以下参照附图对本发明的实施方式进行说明。在各图中，对同样的构成要素标注相同的符号。

图1是本发明的第1实施方式所涉及的电动机控制装置I的框图。

电动机控制装置I具备：作为负荷的电动机101；检测流通于电动机101的相电流的电流检测器102；及检测电动机101位置的位置检测器103。

而且，电动机控制装置I具备：向电动机101外加后述的电压指令(vdref、vqref)的变频器部104；及将检测出的相电流向电动机101磁通方向(d轴)i_d与垂直于该d轴的方向(q轴)i_q进行坐标变换的坐标变换器105。

而且，电动机控制装置I具备：使后述的电流指令分配器109的输出即d轴电流指令值idref及q轴电流指令值iqref与检测电流值i_d、i_q各自的差Δi_d、Δi_q成零地进行控制并输出电压指令(vdref、vqref)的电流控制器106；从idref减去i_d输出Δi_d的减算器107；及从iqref减去i_q输出Δi_q的减算器108。

而且，电动机控制装置I具备：根据相位角指令值θ_ref将被给予的电流振幅指令值Isref分配到d轴与q轴各自的电流指令值(idref、iqref)的电流指令分配器109；及运算转矩变动量δT的转矩变动量运算器110。

而且，电动机控制装置I具备：根据转矩变动量δT来生成相位角θ_avg的相位角生成器111与输出探测信号sinω_ht的信号发生器112；使探测信号sinω_ht成A_mag倍而输出的增益乘算器113；及加算增益乘算器113的输出与相位角θ_avg而输出相位角指令值θ_ref的加算器114。

本实施方式的最大转矩控制通过以下而实现：在电流相位角θ(以下也简称为相位角θ)叠加交流探测信号，用使对应于电流振幅的相位角θ的偏微分成零的相位角来控制产生相同转矩T的条件下的电流矢量。另外，通过根据该相位角θ将电流矢量向d轴与q轴分配来进行电流控制，从而用最小电流对产生的转矩进行控制。换言之，对相同输出电流成最大转矩的工作点是对于产生转矩的相位角θ的偏微分成零

的点，通过在该工作点进行控制来实施本实施方式。

并且，所述(1)式中的最适合的电流相位角β与下面说明的相位角θ的关系为β＝90度-θ。

下面，在导出具体算式的同时，详细说明怎样利用在相位角θ叠加的探测信号sinω_ht来实现最大转矩控制。

如果使叠加探测信号sinω_ht之前的相位角为θ_avg，探测信号sinω_ht的振幅为A_mag，角频率为ω_h，则叠加后的相位角θ成为(4)式。

θ＝θ_avg+A_magsinω_ht        …(4)

如果用该相位角θ分配电流I_s，则d轴电流i_d、q轴电流i_q成为(5)式。

i_d＝I_scosθ＝I_scos(θ_avg+A_mag sinω_ht)

                                            …(5)

i_q＝I_s sinθ＝I_s sin(θ_avg+A_mag sinω_ht)

如果将探测信号的振幅A_mag设定成足够小，则(6)式成立。

cos(A_mag sinω_ht)≌1，sin(A_mag sinω_ht)≌A_mag sinω_ht    …(6)

如果将(6)式代入(5)式，则d轴电流i_d、q轴电流i_q可以变形为(7)式。

i_d＝I_s cos(θ_avg+A_mag sinω_ht)

＝I_s{cosθ_avg cos(A_mag sinω_ht)-sinθ_avg sin(A_mag sinω_ht)}

≌I_s cosθ_avg-I_sA_mag sinω_ht·sinθ_avg

i_q＝I_s sin(θ_avg+A_mag sinω_ht)            …(7)

＝I_s{sinθ_avg cos(A_mag sinω_ht)+cosθ_avg sin(A_mag sinω_ht)}

≌I_s sinθ_avg+I_s A_mag sinω_ht·cosθ_avg

而且，通过电压v与电流I_s的内积运算，可以如(8)式求出电动机功率P_e。

P_e＝v_di_d+v_qi_q                        …(8)

如果将电动机电压电流方程式即(9)式代入到(8)式，则电动机功率P_e成为(10)式。

$v_d=R_s{i}_d+L_d\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}-\mathrm{\ω}{L}_q{i}_q$

$v_q=R_s{i}_q+L_q\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\ω}{L}_d{i}_d+{\mathrm{\ω\Φ}}_a...\left(9\right)$

$P_e=R_s(i_d^2+i_q^2)+L_d\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}{i}_d+L_q\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}{i}_q+\mathrm{\ω}(L_d-L_q)i_d{i}_q+\mathrm{\ω}{\mathrm{\Φ}}_a{i}_q...\left(10\right)$

由于(10)式的第1项表示铜损，第2项+第3项表示无功功率，第4项+第5项表示电动机的机械输出，因此分别成为(11)式、(12)式、(13)式。

$R_s(i_d^2+i_q^2)=R_s{I}_s^2(1+A_{\mathrm{mag}}^2{\sin }^2{\mathrm{\ω}}_{h}t)$

$=R_s{I}_s^2+\frac{R_s{I}_s^2{A}_{\mathrm{mag}}^2}{2}(1-\cos 2{\mathrm{\ω}}_{h}t)...\left(11\right)$

$L_d\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}{i}_d+L_q\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}{i}_q=-(L_d-L_q)I_s^2{A}_{\mathrm{mag}}{\mathrm{\ω}}_h\frac{1}{2}\sin 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{avg}}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t...\left(12\right)$

$+\frac{1}{2}(L_d{\sin }^2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{avg}}+L_q{\cos }^2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{avg}})I_s^2{A}_{\mathrm{mag}}{\mathrm{\ω}}_h\sin 2{\mathrm{\ω}}_{h}t$

$\mathrm{\ω}(L_d-L_q)i_d{i}_q+\mathrm{\ω}{\mathrm{\Φ}}_a{i}_q=\{\mathrm{\ω}(L_d-L_q)I_s^2\frac{1}{2}\sin 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{avg}}(1-\frac{A_{\mathrm{mag}}}{2})+\mathrm{\ω}{\mathrm{\Φ}}_a{I}_s\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{avg}}\}$

$+\frac{1}{4}\mathrm{\ω}(L_d-L_q)I_s^2{A}_{\mathrm{mag}}^2\frac{1}{2}\sin 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{avg}}\cos 2{\mathrm{\ω}}_{h}t...\left(13\right)$

$+\{(L_d-L_q)I_s^2\cos 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{avg}}+{\mathrm{\Φ}}_a{I}_s\cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{avg}}\}\mathrm{\ω}{A}_{\mathrm{mag}}\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t$

另一方面，使用电动机的极对数PPn，以(14)式表示电动机的产生转矩T。

T＝pp_n{(L_d-L_q)i_di_q+Φ_ai_q}                    …(14)

在将(7)式代入到(14)式后，如果求出产生转矩T的单位相位角θ_avg的变动部分(偏微分)，则得到(15)式。

$\frac{\∂T}{\∂\mathrm{\θ}}=\frac{\∂}{\∂\mathrm{\θ}}{\mathrm{pp}}_n\{(L_d-L_q)I_s^2\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{avg}}\cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{avg}}+{\mathrm{\Φ}}_a{I}_s\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{avg}}\}...\left(15\right)$

$={\mathrm{pp}}_n\{(L_d-L_q)I_s^2\cos 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{avg}}+{\mathrm{\Φ}}_a{I}_s\cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{avg}}\}$

在此，如果使在(13)式表示的机械输出中的sinω_ht的振幅为δT，则δT使用(15)式可以变形为(16)式。

$\mathrm{\δT}=\frac{\mathrm{\ω}{A}_{\mathrm{mag}}}{{\mathrm{pp}}_n}\frac{\∂T}{\∂\mathrm{\θ}}...\left(16\right)$

(16)式表示如果可以提取δT，则可以检测出单位相位角θ的转矩变动量。

在此，首先使用带通滤波器(BPF)从电动机功率P_e中只提取fh(＝ωh/2π)的频率带的信号成分。如(17)式所示，电动机功率P_e的fh频率带中除了δT(第2项)之外，在(12)式中表示的无功功率部分(第1项)也被提取一部分。

在此，由于只提取与正弦信号即sinω_ht相同的频率成分，因此乘算sinω_ht。

根据(18)式可知，由于直流成分只是δT，因此可以使用低通滤波器(LPF)来提取δT。如果使用表示该低通滤波器功能的函数LPF[]，则(18)式可以表示为(19)式。

LPF[(fh的频率成分)×sinω_ht]＝δT            …(19)

如果使该δT成零地生成相位角θ，则可以实现最大转矩控制。这样求出相位角θ就是本发明的基本原理。

图2是转矩变动量运算器110的控制框图。转矩变动量运算器110具备电动机功率运算器201与转矩变动量提取器202。

电动机功率运算器201将电压指令值vdref、vqref与检测电流id、i_q作为输入，使用上述(8)式运算电动机功率P_e。

转矩变动量提取器202具备：提取探测信号sinω_ht具有的相同频率成分fh的带通滤波器(BPF)；在由该带通滤波器(BPF)提取的信号中乘算探测信号sinω_ht的乘算器；及从该乘算结果中只提取直流成分的低通滤波器(LPF)。

转矩变动量提取器202将电动力功率P_e与探测信号sinω_ht作为输入，通过对应于上述原理说明中的(17)、(18)、(19)式的运算，提取与单位相位角θ_avg的转矩变动量成比例的成分δT来作为转矩变动量运算器110的输出。

返回到图1接着进行说明。

相位角生成器111是作为可调节收敛时间的积分器而构成的控制器，使转矩变动量运算器110输出的转矩变动量δT成零地进行控制并输出相位角θ_avg。并且，相位角生成器111也可以由比例积分器、比例积分微分器构成，根据控制器增益与积分时间常数来调节收敛时间。

这样，相位角生成器111在电动机控制所需的收敛时间向单位相位角θ_{av g}的转矩变动量成零的工作点确实地收敛。

加算器114将使探测信号sinω_ht成A_mag倍而输出的增益乘算器113的输出与相位角θ_avg进行加算，将实现最大转矩控制的相位角指令值θ_ref向电流指令分配器109输出。

并且，探测信号sinω_ht具有的频率fh优选设定在例如在进行其他控制与电流控制时的各自的响应频率之间，以便与其他控制器的响应频率不一致，不影响电动机驱动。

这样，电动机控制装置I实现了在不采用使用参数的直接运算或表格而使电流相位角迅速地向成最大转矩的工作点收敛的同时，不受电动机参数变动的影响的高效的电动机控制。

图3是第2实施方式的电动机控制装置J的框图。第1实施例是对被给予的电流指令执行电流控制，求出此时的转矩最大点的相位角的构成，与此相比，第2实施例是对被给予的速度指令实施速度控制，对维持用于对负荷保持等速的转矩的电流指令执行电流控制，求出此时的电流最小点的相位角的构成。

伴随该构成的差异，本实施方式的电动机控制装置J在第1实施方式的电动机控制装置I中追加速度检测器313、减算器314及速度控制器315，另外代替转矩变动量运算器110而具备电流变动量运算器310，去除信号发生器112、增益运算器113及加算器114。对于与第1实施方式的相同之处则省略说明，并使用相同符号。

并且，相位角生成器311虽然与相位角生成器111是相同构成，但是输入信号、输出信号不同。另外，信号发生器112、增益运算器113及加算器114之所以能够去除，是因为在第2实施方式中，用于进行相位运算的电流变动量可从使用电流检测器102而得到的检测电流中直接得到。

速度检测器313对通过位置检测器103检测的位置进行微分运算而得到速度ω。

速度控制器315通过减算器314运算被给予的速度指令值ωref与速度ω的偏差，控制成其值成为零，输出电流指令Isref。在该控制运算中使用比例积分器或比例积分微分器等。

图4是电流变动量运算器310的控制框图。电流变动量运算器310具备电流振幅运算器401、电流差分器402、相位差分器403、除算器404。

电流振幅运算器401使用被输入的d轴、q轴电流i_d、i_q，通过(20)式运算电流振幅值I_s。

$I_s=\sqrt{i_d^2+i_q^2}...\left(20\right)$

电流差分器402将所保存的上一次运算周期中的电流振幅值I_s(k-1)与这次运算周期中运算的电流振幅值I_s(k)的差作为电流振幅差分值来进行运算。

相位差分器403保存上一次被输入的相位角指令值θ_ref(k-1)，将与这次被输入的相位角指令值θ_ref(k)的差作为相位角差分值来进行运算。

如(21)式所示，除算器404用电流振幅差分值除以相位角差分值，求出单位相位角指令值θ_ref的电流变动量δI_s，向相位角生成器311输出。

$\mathrm{\δ}{I}_s=\frac{I_s\left(k\right)-I_s(k-1)}{{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ref}}\left(k\right)-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ref}}(k-1)}...\left(21\right)$

返回到图3接着进行说明。

与相位角生成器111相同，相位角生成器311是作为可调节收敛时间的积分器而构成的控制器，使电流变动量运算器310输出的电流变动量δI_s成零地进行控制，输出相位角指令值θ_ref。并且，相位角生成器311由比例积分器或比例积分微分器构成。收敛时间的调节也可以根据这些控制器增益与积分时间常数来定电动机控制所需的收敛时间。

这样，电动机控制装置J实现了不采用使用电动机参数的直接运算或函数表而使电流相位角迅速向成为最小电流的工作点收敛，且不受电动机参数变动的影响的高效的电动机控制。

图5是第3实施方式的电动机控制装置K的框图。第1实施方式是求出转矩最大点的相位角的构成，而第3实施方式是求出功率损失最小点的相位角的构成。

伴随该构成上的差异，第3实施方式的电动机控制装置K在第1实施方式的电动机控制装置I上追加有速度检测器313、转矩波动补偿器515、加算器516。省略说明与第1实施方式相同处，并使用了相同符号。

并且，虽然功率损失变动量运算器510与转矩变动量运算器110是相同的构成，但是由于转矩波动补偿器515的作用而输出信号相异，虽然相位角生成器511与相位角生成器111是相同的构成，但是由于输入信号不同，因此是不同的符号。

在第3实施方式中实现考虑到电动机铁损的最大效率控制。

如果考虑电动机铁损P_i，则根据因铜损P_c、机械输出P_t、探测信号而变动的机械输出变动量δP_t与功率损失变动量δP_m，(10)式的电动机功率P_e如(22)式表示。

P_e＝P_c+P_i+P_t+δP_m+δP_t                ...(22)

机械输出变动量δP_t与在第1实施方式中说明的转矩变动量成比例(δP_t∝δt)。虽然功率损失变动量δP_m在铁损为零时对于δP_t是较小值，但是在铁损大时，对于δP_t却是不能忽略的较大值。在将第1实施方式应用于铁损大的电动机时，由于在提取转矩变动量时功率损失变动量进行干扰，因此最大转矩的工作点不能成为最大效率的工作点。

因此，为了更高精度地实现最大功率，在第3实施方式中是进行最小功率损失控制，而不是进行最大转矩控制。为了能够实现，在电流控制器的外侧环路附加使通过速度求出的转矩变动成为零的转矩波动补偿器。

其结果，由于δP_t成为零，因此虽然功率损失变动量运算器510与转矩变动量运算器110是完全相同的构成，但是其输出信号却是功率损失变动量δP_m。

在第1实施方式中使(19)式表示的转矩变动量δt成零地生成相位角θ_avg，与此同样，在第3实施方式中如(23)式所示地运算功率损失变动量δP_m。

δP_m＝LPF[(Pe中的fh的频率)×sinω_ht)]            ...(23)

在第3实施方式中的基本原理是使该δP_m成零地生成相位角θ_avg，实现最小功率损失控制产生的最大效率。

图6是转矩波动补偿器515的控制框图。转矩波动补偿器515具备带通滤波器(BPF)501、速度波动差分器502、符号反转器503、转矩波动控制器504。

带通滤波器(BPF)501从检测的速度ω中提取与探测信号sinω_ht具有的频率相同的频率成分fh。

速度波动差分器502将被保存的在上一次运算周期中的速度波动ω_h(K-1)与在这次运算周期中运算的速度波动ω_h(K)的差作为与转矩波动成比例的信号Th(K)来进行运算。

符号反转器503使与转矩波动成比例的信号Th(K)的符号反转。

转矩波动控制器504是作为可调节收敛时间的积分器而构成的控制器。该控制器使与转矩波动成比例的信号Th(K)成零地进行控制，输出转矩波动补偿电流Ish。并且，转矩波动控制器504也可以由比例积分器或比例积分微分器构成，根据控制器增益与积分时间常数来调节收敛时间。

返回到图5接着进行说明。

加算器516在电流指令值Isref上加算转矩波动补偿器515输出的转矩波动补偿电流Ish，输出新的电流指令值Is’ref。

相位角生成器511是作为可调节收敛时间的积分器而构成的控制器。该控制器使功率损失变动量运算器510输出的功率损失变动量δP_m成零地进行控制，输出相位角θ_avg。并且，相位角生成器511也可以由比例积分器或比例积分微分器构成，根据控制器增益与积分时间常数来调节收敛时间。

这样，相位角生成器511在电动机控制所需的收敛时间向单位相位角θ_{a vg}的功率损失变动量成零的工作点确实地收敛。

加算器114将使探测信号sinω_ht成A_mag倍而输出的增益乘算器113的输出与相位角θ_avg进行加算，将实现最小功率损失控制的相位角指令值θ_ref向电流指令分配器109输出。

这样，第3实施方式的电动机控制装置K实现了在不采用使用电动机参数的直接运算或函数表格而使电流相位角迅速地向成最小功率损失的工作点收敛，且不受电动机参数变动影响的高效的电动机控制。

图7是表示第4实施方式所涉及的电动机控制装置I控制方法的流程图。按顺序说明各处理步骤。

在步骤ST1中，电流指令分配器109根据相位角指令值θ_ref将被给予的指令电流Isref分配到指令电流idref、iqref。虽然每经过规定时间就实施用流程图表示的一系列处理，但是该相位角指令值θ_ref使用在后述步骤ST6中上一次运算的值。

其次，在步骤ST2中，电流控制器106使指令电流idref、iqref与电动机电流i_d、i_q相一致地进行电流控制而算出指令电压vdref、vqref，并通过变频器部104输出到电动机101。电动机电流i_d、i_q使用对由电流检测器102检测出的电动机的相电流进行坐标变换而得到的d-q坐标系中的i_d、i_q。并且，由坐标变换器105进行坐标变换。

其次，在步骤ST3中，使用在步骤ST2中运算的指令电压vdref、vqref与电动机电流i_d、i_q来运算电动机功率P_e。

其次，在步骤ST4中，使用电动机功率P_e及在步骤ST6中说明的交流信号来运算转矩变动量δT。该步骤由：从电动机功率P_e中提取在步骤ST6中说明的交流信号具有的频率成分的步骤；在该提取信号上乘算所述交流信号的步骤；及提取该乘算值的直流成分的步骤构成。并且，由转矩变动量运算器110进行步骤ST3及步骤ST4。

其次，在步骤ST5中，相位角生成器111使转矩变动量δT成零地进行控制，作为其结果生成相位角θ_avg。

其次，在步骤ST6中，加算器114在相位角θ_avg上加算交流信号而作为相位角指令值θ_ref。

并且，由于在第1实施方式中详细说明了上述动作，因此在此省略其说明。

由于这样实施本发明第4实施方式的电动机控制装置的控制方法，因此收到与第1实施方式相同的作用效果。并且，处理顺序并不局限于此。

图8是表示第5实施方式所涉及的电动机控制装置J控制方法的流程图。按顺序说明各处理步骤。

在步骤ST1中，速度控制器315使被给予的指令速度ωref与电动机速度ω相一致地输出指令电流Isref。

其次，在步骤ST2中，电流指令分配器109根据相位角指令值θ_ref将指令电流Isref分配到指令电流idref、iqref。虽然每经过规定时间就实施用流程图表示的一系列处理，但是该相位角指令值θ_ref使用在后述步骤ST5中上一次运算的值。

其次，在步骤ST3中，电流控制器106使指令电流idref、iqref与电动机电流i_d、i_q相一致地进行电流控制而算出指令电压vdref、vqref，并通过变频器部104输出到电动机101。电动机电流i_d、i_q使用对由电流检测器102检测出的电动机的相电流进行坐标变换而得到的d-q坐标系中的i_d、i_q。并且，由坐标变换器105进行坐标变换。

其次，在步骤ST4中，电流变动量运算器310使用在步骤ST3中运算的电动机电流i_d、i_q与在后述的步骤ST5中运算的相位角指令值θ_ref来运算电动机电流的变动量δI_s。该步骤由：算出电动机电流i_d、i_q的振幅变化量的步骤；及以相位角指令值θ_ref的变化量进行除算而运算变动量δI_s的步骤构成。

其次，在步骤ST5中，相位角生成器311使电流变动量δI_s成零地进行控制，作为其结果生成相位角指令值θ_ref。

并且，由于在第2实施方式中详细说明了上述动作，因此在此省略其说明。

由于这样实施本发明第5实施方式的电动机控制装置的控制方法，因此收到与第2实施方式相同的作用效果。并且，处理顺序并不局限于此。

图9是表示第6实施方式所涉及的电动机控制装置K控制方法的流程图。按顺序说明各处理步骤。

在步骤ST1中，电流指令分配器109根据相位角指令值θ_ref将指令电流Is’ref分配到指令电流idref、iqref。虽然每经过规定时间就实施用流程图表示的一系列处理，但是该相位角指令值θ_ref使用在后述步骤ST6中上一次运算的值。

其次，在步骤ST2中，电流控制器106使指令电流idref、iqref与电动机电流i_d、i_q相一致地进行电流控制而算出指令电压vdref、vqref，并通过变频器部104输出到电动机101。电动机电流i_d、i_q使用对由电流检测器102检测出的电动机的相电流进行坐标变换而得到的d-q坐标系中的i_d、i_q。并且，由坐标变换器105进行坐标变换。

其次，在步骤ST3中，使用在步骤ST2中运算的指令电压vdref、vqref与电动机电流i_d、i_q来运算电动机功率P_e。

其次，在步骤ST4中，使用电动机功率P_e及在步骤ST6中说明的交流信号来运算功率损失变动量δP_m。该步骤由：从电动机功率P_e中提取在步骤ST6中说明的交流信号具有的频率成分的步骤；在该提取信号中乘算所述交流信号的步骤；及提取该乘算值的直流成分的步骤构成。并且，由功率损失变动量运算器510进行步骤ST3及ST4。

其次，在步骤ST5中，相位角生成器511使功率损失变动量δP_m成零地进行控制，作为其结果生成相位角θ_avg。

其次，在步骤ST6中，加算器114在相位角θ_avg上加算交流信号而作为相位角指令值θ_ref。

其次，在步骤ST7中，转矩波动补偿器515通过速度ω运算转矩波动补偿电流Ish。

其次，在步骤ST8中，加算器516在被给予的指令电流Isref上加算转矩波动补偿电流Ish，并作为新的电流指令Is’ref。

并且，由于在第3实施方式中详细说明了上述动作，因此在此省略其说明。

由于这样实施本发明第6实施方式的电动机控制装置的控制方法，因此收到与第3实施方式相同的作用效果。并且，处理顺序并不局限于此。

并且，本发明并不局限于上述的实施方式，可以适当地进行变形。例如，第1及第3实施方式的电动机功率运算器201，在具有电压传感器时也可以使用检测出的电压，也可以使用电流指令值idref、iqref。而且，也可以是使用电动机的相电压与相电流来同样地进行运算的构成。

另外，第2及第3实施方式的速度检测器313也可以是使用电压指令、电流检测等并根据电动机的电气方程式进行速度运算的构成。

显然，由于从上所述可以知道本发明可以进行更多的变更或变化，因此可以通过具体说明的方法之外的方法来实施本发明。

Claims (14)

1.一种电动机控制装置，其特征在于，具备：

输出指令电压来驱动电动机的变频器部；

根据相位角指令值将被给予的指令电流振幅值分配到指令电流的电流指令分配器；

使所述指令电流与流通于所述电动机的电流相一致地进行电流控制而输出所述指令电压的电流控制器；

根据所述指令电压与所述电动机电流运算电动机功率，使用该电动机功率运算转矩变动量的转矩变动量运算器；

及根据所述转矩变动量生成相位角的相位角生成器，

所述相位角指令值是在所述相位角上加算交流信号后的值。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，所述转矩变动量运算器具备：

从所述电动机功率中提取所述交流信号具有的频率成分的带通滤波器；

在该带通滤波器的提取信号中乘算所述交流信号的乘算器；

及提取该乘算器输出的直流成分的低通滤波器。

3.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述相位角生成器使所述转矩变动量成零地生成所述相位角。

4.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

利用所述电动机功率的机械输出的所述交流信号所具有的频率成分的振幅来算出所述转矩变动量。

5.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电流指令分配器分配所述电动机磁通方向d轴与垂直于该d轴的方向q轴的指令电流，

所述电流控制器对每个所述d轴与q轴进行电流控制而输出所述指令电压。

6.一种电动机控制装置，其特征在于，具备：

输出指令电压来驱动电动机的变频器部；

使被给予的指令速度与所述电动机速度相一致地输出指令电流振幅值的速度控制器；

根据相位角指令值将所述指令电流振幅值分配到指令电流的电流指令分配器；

使所述指令电流与流通于所述电动机的电流相一致地进行电流控制而输出所述指令电压的电流控制器；

运算所述电动机电流的变动量的电流变动量运算器；

及根据所述电流变动量生成所述相位角指令值的相位角生成器。

7.根据权利要求6所述的电动机控制装置，其特征在于，所述电流变动量运算器具备：

用所述电动机电流振幅的变化量除以所述相位角指令值的变化量的除算器；

8.根据权利要求6所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述相位角生成器使所述电动机电流的变动量成零地生成所述相位角指令值。

9.根据权利要求6所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电流指令分配器分配所述电动机磁通方向d轴与垂直于该d轴的方向q轴的指令电流，

所述电流控制器对每个所述d轴与q轴进行电流控制而输出所述指令电压。

10.一种电动机控制装置，其特征在于，具备：

输出指令电压来驱动电动机的变频器部；

使用所述电动机的速度运算转矩波动补偿电流值的转矩波动补偿器；

根据相位角指令值将被给予的指令电流振幅值与所述转矩波动补偿电流值的加算值分配到指令电流的电流指令分配器；

使所述指令电流与流通于所述电动机的电流相一致地进行电流控制而输出所述指令电压的电流控制器；

根据所述指令电压与所述电动机电流运算电动机功率，使用该电动机功率运算功率损失变动量的功率损失变动量运算器；

及根据所述功率损失变动量生成相位角的相位角生成器，

其中，所述相位角指令值是在所述相位角上加算交流信号后的值。

11.根据权利要求10所述的电动机控制装置，其特征在于，所述功率损失变动量运算器具备：

从所述电动机功率中提取所述交流信号具有的频率成分的带通滤波器；

在该带通滤波器的提取信号中乘算所述交流信号的乘算器；

及提取该乘算器输出的直流成分的低通滤波器。

12.根据权利要求10所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述相位角生成器使所述功率损失变动量成零地生成所述相位角。

13.根据权利要求10所述的电动机控制装置，其特征在于，

使用在所述电动机功率的功率损失中所述交流信号具有的频率成分的振幅来算出所述功率损失变动量。

14.根据权利要求10所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电流指令分配器分配到所述电动机磁通方向d轴与垂直于该d轴的方向q轴的指令电流，

所述电流控制器对每个所述d轴与q轴进行电流控制而输出所述指令电压。

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