WO2018179410A1 - 電動機制御装置、圧縮機及び電動機制御方法 - Google Patents

電動機制御装置、圧縮機及び電動機制御方法 Download PDF

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浩史 木野村
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株式会社安川電機
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    • H02P2205/07—Speed loop, i.e. comparison of the motor speed with a speed reference

Definitions

  • the present invention relates to an electric motor control device, a compressor, and an electric motor control method.
  • an electric motor control device such as an inverter
  • the electric motor is used for a purpose such as a compressor where the load fluctuates periodically, the speed of the electric motor periodically Fluctuations occur, causing vibration and noise.
  • Patent Document 1 a compensation voltage pattern in accordance with a change in load torque is obtained in advance for each predetermined rotation angle of the electric motor, stored in the internal memory of the control means, and an addition read from the internal memory for each predetermined rotation angle.
  • An electric motor control method is described in which a value obtained by adding data to a reference voltage is used as an applied voltage of an electric motor so that the output torque of the electric motor is changed to suppress fluctuations in rotational speed during one rotation.
  • a torque correction angle is generated by using a phase lock loop PLL system based on a target speed and a feedback speed, a torque correction width value is generated based on an additional torque reference value, a target speed, a torque correction angle, An automatic torque correction method for a compressor that generates a feedforward torque correction value based on a torque correction width value is described.
  • the object of the present invention is to suppress fluctuations in the speed of the motor without the need to measure the machine angle of the motor and, of course, without requiring a map of the correction amount according to the machine angle.
  • An electric motor control device includes a speed ripple component extraction unit that extracts a speed ripple component from a difference between a command angular frequency and a speed feedback angular frequency, and a phase of the speed ripple component from the speed ripple component.
  • a current control unit for controlling a current output to the motor based on a post-compensation torque command obtained by adding the torque compensation value to the torque command value. And having.
  • the phase synchronization circuit may calculate the phase using dq conversion from the velocity ripple component and a component obtained by shifting the phase of the velocity ripple component by 90 °. May be generated.
  • the phase synchronization circuit may further generate the phase based on a given offset value.
  • the motor control device may include an amplitude changing unit that changes the given amplitude.
  • the amplitude changing unit may gradually increase the amplitude after at least stabilization of the speed of the motor.
  • the amplitude changing unit may determine the amplitude according to the amplitude of the speed feedback.
  • the amplitude changing unit may gradually decrease the amplitude when the motor speed is changed.
  • a compressor according to another aspect of the present invention includes the motor control device according to any one of the above and an electric motor controlled by the motor control device.
  • An electric motor control method extracts a speed ripple component from a difference between a command angular frequency and a speed feedback angular frequency, generates a phase of the speed ripple component from the speed ripple component, A torque compensation value is generated by multiplying a value corresponding to the phase of the function by a given amplitude, a torque command value is calculated from a difference between the command angular frequency and the speed feedback angular frequency, and the torque command The compensated torque command is obtained by adding the torque compensation value to the value, and the current output to the motor is controlled based on the compensated torque command.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electric motor control device 1 according to an embodiment of the present invention.
  • the electric motor control device 1 is a device that supplies electric power so that the electric motor 2 rotates at a desired speed based on an input frequency command f ref .
  • the motor control device 1 is a so-called inverter control device (also simply referred to as an inverter), but is not necessarily limited thereto, and may be a control device such as a servo control device or a cycloconverter.
  • the electric motor 2 is an AC electric motor, but the form thereof is not particularly limited, and may be various induction machines or synchronous machines.
  • the motor 2 is a three-phase permanent magnet synchronous motor as an example.
  • An arbitrary load (not shown) is connected to the electric motor 2.
  • the load is not particularly limited, but here, a compressor is exemplified as a mechanism having a large torque fluctuation during one rotation of the electric motor 2.
  • the motor control device 1 includes a soft starter 10, a speed control unit 11, a current control unit 12, a voltage command calculation unit 13, an inverter circuit 14, a motor observer 15, and a current detector as basic configurations. 16 and a vibration suppression unit 17.
  • the soft starter 10 gradually increases the command angular frequency ⁇ com when starting up the motor 2 so that the motor 2 smoothly accelerates to a predetermined speed while avoiding overload. After a sufficient time has elapsed, ⁇ com matches 2 ⁇ f ref .
  • the so-called speed feedback is configured by subtracting the speed feedback angular frequency ⁇ FB from the command angular frequency ⁇ com , and the differential angular frequency ⁇ is input to the speed control unit 11.
  • the speed controller 11 is also referred to as a speed controller, and outputs a command torque T com from the differential angular frequency ⁇ .
  • a torque compensation value Tc is added to the command torque Tcom to suppress vibration, and a post-compensation command torque T (corresponding to a post-compensation torque command) is input to the current control unit 12.
  • the current control unit 12 is also called a current controller, and outputs a command value to the inverter circuit 14 so that the motor 2 outputs a desired torque based on the compensated command torque T.
  • the inverter circuit Since 14 is a voltage type, it outputs a voltage command V dq on the dq plane.
  • the voltage command V dq is further subjected to, for example, PWM modulation by the voltage command calculation unit 13 and applied to the inverter circuit 14.
  • the output from the current control unit 12 may be a current command. In that case, a current command calculation unit may be provided instead of the voltage command calculation unit 13. .
  • the motor observer 15 determines the estimated machine position ⁇ of the motor. Obs and a speed feedback angular frequency ⁇ FB which is an estimated angular frequency of the electric motor are obtained.
  • the estimated machine position ⁇ obs is used by the current detector 16 in order to obtain a current value I dq-obs that is a current value on the dq plane.
  • the current value I dq-obs need only be obtained depending on the type of the electric motor 2.
  • the vibration suppressing unit 17 outputs a torque compensation value Tc to be added to the command torque Tcom in order to suppress vibration of the electric motor. Since the vibration suppression unit 17 uses the difference between the command angular frequency ⁇ com and the speed feedback angular frequency ⁇ FB , the command angular frequency ⁇ com and the speed feedback angular frequency ⁇ FB are input here, but are output values. There is no direct relationship between the magnitude (amplitude) of the torque compensation value Tc and the magnitude of the difference between the command angular frequency ⁇ com and the speed feedback angular frequency ⁇ FB , and the vibration suppression unit 17 is a so-called feedback loop. Is not configured. For this reason, the addition of the torque compensation value Tc to the command torque Tcom can be considered as feedforward compensation.
  • the motor observer 15 and the current detector 16 may have any configuration here as long as the speed feedback angular frequency ⁇ FB can be obtained, and the configuration is changed to the configuration using the motor observer 15 and the current detector 16.
  • a sensor that continuously detects the mechanical position of the electric motor 2 such as a rotary encoder or a resolver may be provided, or a sensor that partially detects the mechanical position of the Hall element or the like may be provided in the electric motor 2.
  • a known configuration for estimating the machine position may be provided. However, as shown in FIG. 1, if the configuration includes the motor observer 15 and the current detector 16, it is not necessary to provide a special sensor in the motor 2, and the cost of the control system for the motor 2 including the motor control device 1 is low. Downsizing and downsizing.
  • FIG. 2 is a diagram showing a more detailed configuration of the current control unit 12.
  • the current control unit 12 includes, as an example, a torque limit circuit 120, an Iq command calculation circuit 121, an Id command calculation circuit 122, an output voltage limit control circuit 123, a non-interference control circuit 124, and a current control circuit. 125.
  • the configuration of the current control unit 12 is a known one and is not special.
  • the upper limit of the post-compensation command torque T input to the current control unit 12 is limited by the torque limiting circuit 120 so that it is not an excessive torque command.
  • the d component of Idq can be limited.
  • the inverter circuit 14 since the inverter circuit 14 is of a voltage type, the current value I dq is converted into a voltage value by the current control circuit 125, and non-interference is made by the non-interference control circuit 124, so that the voltage command V dq is obtained. It is done.
  • the torque limiting circuit 120, the output voltage limiting control circuit 123, and the non-interference control circuit 124 are not essential and are arbitrary configurations.
  • FIG. 3 is a diagram showing a more detailed configuration of the vibration suppressing unit 17.
  • the vibration suppression unit 17 includes a high-pass filter 170, a phase synchronization circuit 171, and a torque compensation value generation unit 179 including a periodic function calculation unit 177 and an amplitude change unit 178.
  • the vibration suppressing unit 17 removes the direct current component by the high-pass filter 170 from the difference between the speed feedback angular frequency ⁇ FB and the command angular frequency ⁇ com and extracts a speed ripple component ⁇ r that is an alternating current component.
  • the high-pass filter 170 has a configuration as an example of a speed ripple component extraction unit that extracts a speed ripple component from a difference between the speed feedback angular frequency ⁇ FB and the command angular frequency ⁇ com .
  • the specific configuration of the speed ripple component extraction unit is not limited to the high-pass filter 170 raised here.
  • an average value of the input signal may be measured online, and the measured value may be subtracted from the input signal. In this case, it is considered that the average value of the input signal measured online corresponds to the DC component.
  • the input signal may be subjected to frequency conversion such as FFT (Fast Fourier Transform) to remove a low frequency component (which is considered to correspond to a direct current component), and then reversely converted. Further, other configurations may be used.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the phase synchronization circuit 171 synchronizes the phase ⁇ of the velocity ripple component [Delta] [omega r, extracted.
  • the configuration of the phase synchronization circuit 171 is not necessarily limited, and a known one may be appropriately adopted. However, in this example, first, the velocity ripple component ⁇ r or itself is passed through the ⁇ -phase, all-pass filter 172. Using the phase shifted by 90 degrees as the ⁇ phase, the amplitude of the velocity ripple component ⁇ r is obtained from the ⁇ phase and the ⁇ phase by the amplitude calculation 173, and the coordinate conversion is performed by the dq conversion 174 to obtain the ⁇ - ⁇ plane. To coordinate transformation of velocity ripple component ⁇ r from dq plane to dq plane.
  • the all-pass filter 172 may be compensated by the prewarping 175 in order to compensate for the phase shift caused by the discretization calculation.
  • the amplitude obtained by the amplitude calculation 173 may remove noise caused by the discretization calculation or the like by the low-pass filter 176.
  • PI control is performed by inputting 0 as the target command value d * of the d-axis component.
  • the phase difference ⁇ of the speed ripple component obtained as a result is added to the phase difference ⁇ at the next calculation via the delay element Z ⁇ 1 to perform an integration calculation, and a pre- offset phase ⁇ pre is obtained.
  • the pre- offset phase ⁇ pre is input to the dq conversion 174 and used during the dq conversion.
  • This configuration means that the pre- offset phase ⁇ pre is obtained so that the d-axis component obtained by the dq conversion 174 becomes zero.
  • the pre- offset phase ⁇ pre is obtained by constraining the d-axis component to 0.
  • the pre- offset phase ⁇ pre generally indicates the phase of the velocity ripple component ⁇ r .
  • the pre- offset phase ⁇ pre can be obtained without detecting the machine position of the electric motor 2.
  • the offset value ⁇ offs is added to obtain a phase ⁇ suitable for torque compensation.
  • the offset value ⁇ offs is approximately 90 degrees because it is a torque phase difference with respect to the speed. However, since it varies slightly depending on the inertial mass and load of the electric motor 2, it is given in advance as a given designated value.
  • the obtained phase ⁇ is converted into a value corresponding to the phase of a given function by the periodic function calculation unit 177.
  • the periodic function calculation unit 177 uses an arbitrary function f ( ⁇ ) with a period of 2 ⁇ as a given function, but prepares an arbitrary periodic function according to the waveform of the speed vibration generated in the electric motor 2. Good.
  • the periodic function calculation unit 177 uses a sine wave function.
  • the periodic function calculation unit 177 is given an amplitude A (corresponding to a given amplitude) from the amplitude changing unit 178 and multiplied.
  • Af ( ⁇ ) obtained in this way becomes the torque compensation value T c and is added to the command torque T com to calculate a post-compensation command torque T. Therefore, the torque compensation value that generates the torque compensation value Tc by multiplying the value f ( ⁇ ) corresponding to the phase ⁇ of the periodic function f by the given amplitude A by the periodic function calculation unit 177 and the amplitude changing unit 178.
  • a generation unit 179 is configured.
  • the amplitude A output from the amplitude changing unit 178 may be given as a fixed value, but may be changed according to various conditions. Hereinafter, control of the amplitude A output from the amplitude changing unit 178 will be described.
  • FIG. 4 is a waveform diagram for explaining the vibration suppression operation by the vibration suppression unit 17.
  • the horizontal axis represents time, and from the upper stage, velocity ripple component ⁇ r , phase ⁇ , amplitude of velocity ripple component obtained by amplitude calculation 173, amplitude A output from amplitude changing unit 178, and torque compensation, respectively.
  • the value Tc is shown.
  • the section from time t 0 to t 1 shows the time from when the electric motor 2 is started until the speed is stabilized. Then, even if compensation for vibration suppression is performed until the speed of the electric motor 2 is stabilized, a speed deviation occurs. Therefore, the vibration is not necessarily suppressed, and in some cases, the vibration is amplified. Since there is a possibility, vibration suppression is not performed in the first place. In this example, the operation of the vibration suppressing unit 17 itself is stopped and no section is performed.
  • the time time t init until the electric motor 2 started at time t 0 is stabilized at time t 1 may be determined as appropriate. Although depending on the size of the load, t 1 is about several seconds to several tens of seconds, and may be about several minutes particularly in the case of a large machine.
  • a section between times t 1 and t 2 indicates a period from when the vibration suppressing unit 17 itself is activated until the phase synchronization circuit is stabilized.
  • the value of ⁇ and the amplitude of the velocity ripple component are unstable as shown in FIG. 4 until the value of ⁇ obtained by the dq conversion 174 shown in FIG. 3 is stabilized.
  • the amplitude changing unit 178 sets the amplitude A to 0 or a sufficiently low value in this section and keeps the torque compensation value Tc at 0 or almost 0 so that vibration is not substantially suppressed.
  • the time t st from the time t 1 to t 2 may also be determined as appropriate and is about 1 to several seconds.
  • the section from time t 2 to t 3 is a section where vibration suppression by the vibration suppression unit 17 is being performed.
  • the phase synchronization circuit is stable and the amplitude ⁇ is correctly obtained.
  • the amplitude changing unit 178 gradually increases the value of the amplitude A.
  • the amplitude of the torque compensation value Tc gradually increases. This is for the purpose of avoiding a mechanical shock by giving a gradual change to the behavior of the electric motor 2 without giving a sudden change.
  • the maximum value A max of the value of the amplitude A may be given in advance.
  • the change time t tr of the amplitude A is also arbitrary. Generally, it may be several seconds to several tens of seconds. Further, in the present example, the pattern of increasing the amplitude A is linearly increased as shown in the figure, but it may be increased along an arbitrary curve.
  • the time t 3 after the interval is an interval in which the vibration suppression by the vibration suppression section 17 is stably performed.
  • the elements shown in the figure do not change greatly in time, and both the speed ripple component ⁇ r and the amplitude of the speed ripple component obtained by the amplitude calculation 173 are suppressed to be small, and the vibration of the motor 2 is suppressed.
  • FIG. 5 is a waveform diagram for explaining the vibration suppression operation by the amplitude changing unit 178 when the frequency command f ref is used as the speed of the electric motor 2.
  • the frequency command f ref is used as the speed of the electric motor 2.
  • the command angular frequency ⁇ com may be used.
  • the frequency command f ref changes during the operation.
  • the frequency instruction f ref is kept at a relatively high value, the amplitude A becomes the maximum value A max.
  • the amplitude changing unit 178 gradually decreases the amplitude A.
  • the speed of the electric motor 2 exceeds a certain range from the detected stable value, it is detected that there is a change. More specifically, at time t 4 when the frequency command f ref deviates from the range of ⁇ d from the stable value shown in FIG. 5, it is detected that there is a speed change, and the amplitude A is gradually decreased.
  • the amplitude changing unit 178 increases the amplitude A gradually.
  • the value of the frequency command f ref is not changed at time t 5 and is stable.
  • the time t st in the section from time t 1 to time t 2 in FIG. 4 is used as the fixed time. This is the time until the value of ⁇ obtained by the dq conversion 174 is stabilized as described above, and is necessary for stable vibration suppression.
  • the amplitude change unit 178, from the time t6 has elapsed the time t st, and gradually increasing the amplitude A.
  • the operation of the amplitude changing section 178 basically does not necessarily suppress the vibration when the speed of the electric motor 2 is changing. Therefore, the speed of the electric motor 2 is stably changed without suppressing the vibration. If not, vibration is suppressed. Then, instead of abruptly switching between vibration suppression and non-vibration, the amplitude A is gradually changed to gently turn vibration suppression on and off to avoid mechanical shock.
  • the amplitude changing unit 178 may determine the amplitude A according to the amplitude of the speed feedback.
  • the maximum value A max of the amplitude A may be given in advance.
  • the determination of A max at the time of manufacture of a user or a device using the electric motor 2 requires adjustment by trial operation and measurement, and if there is load fluctuation or secular change, A given value of A max is not always optimal. If the value of A max is insufficient, vibrations cannot be sufficiently suppressed. If the value of A max is excessive, vibrations are not only suppressed, but reverse vibrations are promoted. End up.
  • the amplitude changing unit 178 compares the amplitude of the speed feedback with a predetermined threshold th, and stops the increase in the amplitude A when it is determined that the amplitude of the speed feedback is less than the threshold th and the vibration is sufficiently suppressed.
  • this value may be used as the value of the amplitude A.
  • the amplitude of the speed ripple component obtained by the amplitude calculation 173 can be used as the amplitude of the speed feedback, and when the value falls below the threshold value th shown as a reference, the amplitude regardless of A max.
  • the increase of the value of A may be stopped and the value of the amplitude A may be determined. By doing so, it is possible to reduce time and effort for predetermining the value of Amax , and it is possible to automatically obtain an appropriate value of amplitude A even when there is a load variation or secular change.
  • FIG. 6 is a flowchart showing the operation of the vibration suppressing unit 17.
  • the vibration suppression unit 17 is not activated in the initial state, and it is determined whether time t init has elapsed since the activation of the electric motor 2 (step ST1). If it has not elapsed (ST1: N), it waits until the time t init has elapsed until the speed of the electric motor 2 is stabilized, and if it has elapsed (ST1: Y), the vibration suppressing unit 17 is activated (step ST2).
  • the vibration suppression unit 17 When activated, the vibration suppression unit 17 extracts the speed ripple component ⁇ from the difference between the command angular frequency ⁇ com and the speed feedback angular frequency ⁇ FB (step ST3). Further, the phase ⁇ is generated from the speed ripple component ⁇ by the phase synchronization circuit 171 (step ST4). At this time, as already described, the phase ⁇ is generated from the velocity ripple component ⁇ and the component obtained by shifting the phase of the velocity ripple component ⁇ by 90 degrees using dq conversion.
  • the vibration suppression unit 17 determines whether or not the motor speed is continuously stable during the time t st (step ST5). This determination may be made based on whether the motor speed deviates from a predetermined range ( ⁇ d) from the stable motor speed. As the motor speed, any one of the frequency command f ref , the speed feedback angular frequency ⁇ FB , and the command angular frequency ⁇ com may be used.
  • step ST5 When the motor speed is continuously stable for the time t st (step ST5: Y), the amplitude of the speed feedback is below the threshold th and the vibration is already sufficiently suppressed, or the amplitude A is It is determined whether or not the maximum value Amax has been reached (step ST6).
  • the amplitude changing unit 178 When the amplitude of the speed feedback does not fall below the threshold th and the amplitude A has not reached its maximum value A max (step ST6: N), the amplitude changing unit 178 gradually increases the value of the amplitude A. (Step ST7). Then, using the obtained amplitude A, the torque compensation value Tc is obtained as Af ( ⁇ ) using the periodic function f ( ⁇ ), and torque compensation is performed to suppress vibration (step ST8).
  • step ST6 If the amplitude of the speed feedback is below the threshold th or if the amplitude A has reached its maximum value A max (step ST6: Y), it is not necessary to increase the amplitude A, so the value of the amplitude A Without changing, the process proceeds to step ST8 where vibration suppression is performed.
  • step ST5 N
  • the motor speed is not continuously stable during the time t st (step ST5: N)
  • the motor speed has changed or the time t st has not elapsed since the motor speed has stabilized.
  • the amplitude A is already 0 or has reached the minimum value Amin of the amplitude A (step ST9).
  • the minimum value Amin of the amplitude A is not necessarily set, and may be 0.
  • step ST9: N When the amplitude A is not 0 and does not reach the minimum value Amin of the amplitude A (step ST9: N), the amplitude changing unit 178 gradually decreases the amplitude A (step ST10). Then, it progresses to step ST8 and vibration suppression is performed.
  • step ST9: Y When the amplitude A is 0 or has reached the minimum value Amin of the amplitude A (step ST9: Y), the process immediately proceeds to step ST8, and vibration suppression is performed without changing the amplitude A. At this time, if the amplitude A is 0, vibration suppression is not performed at all.
  • step ST8 When vibration suppression is performed (step ST8), the process returns to step ST3 again, and vibration suppression is performed while the electric motor 2 is rotating. And according to the flow shown in FIG. 6, even when the speed of the point synchronization 2 changes during the operation, the vibration is not suppressed during the speed change, and the vibration can be suppressed while the speed is stable, In addition, the shock to the mechanism can be reduced by making the change between the two gentle.
  • the value of the amplitude A is automatically adjusted to a value that can sufficiently suppress vibration.
  • the command angular frequency ⁇ com and the speed feedback angular frequency ⁇ FB are independently input to the vibration suppressing unit 17 and subtracted in the vibration suppressing unit 17 to obtain the speed ripple component ⁇ r .
  • the speed ripple component ⁇ r may be directly input to the vibration suppressing unit 17.
  • obtained by inverting the sign of the difference angular frequency [Delta] [omega is equal to the velocity ripple component [Delta] [omega r, and inputs the one obtained by inverting the difference angular frequency [Delta] [omega or code to the vibration suppressing portion 17 directly You may do it.
  • a speed ripple component ⁇ r may be used as a configuration of the motor control device 1.
  • This may be directly input to the vibration suppressing unit 17.
  • the phase ⁇ of the speed ripple component ⁇ r is generated by the phase synchronization circuit 171, and the phase A torque compensation value Tc can be generated from ⁇ to compensate the torque command Tcom . Therefore, the speed fluctuation can be suppressed in accordance with the phase of the actual speed fluctuation generated in the electric motor 2. Therefore, it is not necessary to measure the mechanical angle of the electric motor 2 and, naturally, it is possible to suppress the speed fluctuation of the electric motor 2 without requiring a correction amount map corresponding to the mechanical angle.
  • the phase synchronization circuit 171 the speed ripple component [Delta] [omega r, from and its phase 90 ° shifted allowed components, and generates a phase ⁇ by d-q conversion. Therefore, even in the generation of the phase ⁇ , it is not necessary to measure the mechanical angle, and processing that causes a delay such as a low-pass filter in the calculation can be minimized. Further, since the phase ⁇ is generated by dq conversion without using the input frequency command f ref in the generation of the phase ⁇ , the torque compensation value T c is independently obtained even when the command torque T com is not stable. Can be calculated.
  • the phase ⁇ can be generated in the phase synchronization circuit 171 in consideration of a predetermined offset value ⁇ off . Therefore, for example, by setting in advance the inertia mass, load, delay of the PI loop, low-pass filter 176, etc. as the offset value ⁇ off in advance, the effect of suppressing the speed fluctuation can be applied quickly and reliably. is there.
  • the amplitude A of the torque compensation value Tc by the periodic function calculating unit 177 is set by the amplitude changing unit 178, so that the machine specifications such as the motor 2 and the parameters associated therewith are changed. There is no need to set in advance.
  • the amplitude changing unit 178 can suppress the speed variation without changing the speed A by changing the amplitude A.
  • the amplitude change unit 178 can gradually increase the amplitude A after the speed of the electric motor 2 is stabilized, suppression of the speed fluctuation is started during the speed change such as when the electric motor 2 is accelerated. It is possible to suppress speed fluctuations while preventing malfunctions due to the occurrence of such a problem, for example, problems such as a speed change being amplified.
  • the amplitude changing unit 178 can determine the amplitude A according to the amplitude of the speed feedback. In this case, the amplitude A is automatically set according to the magnitude of the speed fluctuation (such as the magnitude of vibration). By generating, it is also possible to suppress the speed fluctuation more effectively. Further, the amplitude changing unit 178 can also gradually reduce the amplitude A when the speed of the electric motor 2 is changed. In this case, when the speed fluctuation suppressing function is turned off, the speed is rapidly changed. Can be prevented from changing.
  • the motor control device includes a general-purpose or dedicated computer, and the computer can execute at least a part of the above-described series of processing by executing a program.
  • FIG. 7 is a block diagram showing an example of the hardware configuration of such a computer 100.
  • the computer includes a CPU 101 (Central Processing Unit), a recording device 102 such as a HDD (Hard Disk Drive), ROM (Read Only Memory), RAM (Random Access Memory), and a LAN (Local Area Network).
  • a connected communication device 103 an input device 104 such as a mouse / keyboard; a magnetic disk such as a flexible disk; and various optical disks such as a CD (Compact Disc), an MO (Magneto Optical) disk and a DVD (Digital Versatile Disc);
  • a drive 105 for reading and writing a removable storage medium such as a semiconductor memory, a monitor, etc.
  • An output device 106 such as such as an audio output device such as shown device speaker or headphones, may have.
  • the devices constituting the computer 100 may be connected by a data bus 107 and integrated so as to be able to communicate with each other.
  • the computer 100 may include an FPGA (Field Programmable Gate Array) or an ASIC (Application Specific Integrated Circuit) in addition to or instead of the CPU 101.
  • the computer 100 may execute at least a part of the series of processes by executing a program recorded in the recording device 102 / removable storage medium or a program acquired via a network.

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Abstract

指令角周波数と、速度フィードバック角周波数の差から、速度リップル成分を抽出する速度リップル成分抽出部と、前記速度リップル成分から前記速度リップル成分の位相を生成する位相同期回路（１７１）と、周期関数の前記位相に応じた値と、所与の振幅を乗算してトルク補償値を生成するトルク補償値生成部（１７９）と、前記指令角周波数と、前記速度フィードバック角周波数の差から、トルク指令値を演算する速度制御部（１１）と、前記トルク指令値に、前記トルク補償値を加算して得られる補償後トルク指令に基いて、電動機に出力する電流を制御する電流制御部（１２）と、を有する電動機制御装置（１）。

Description

電動機制御装置、圧縮機及び電動機制御方法
　本発明は、電動機制御装置、圧縮機及び電動機制御方法に関する。
　電動機をインバータなどの電動機制御装置を用いて速度制御する際に、電動機が圧縮機など、周期的に負荷が変動する用途に用いられていると、かかる負荷変動に伴い、周期的に電動機の速度変動が生じ、振動や騒音の原因となる。
　特許文献１には、負荷トルクの変動に合わせた補償電圧パターンを予め電動機の所定回転角度毎に求めて当該制御手段の内部メモリに記憶して、その所定回転角度毎に内部メモリから読み出した加算データを基準電圧に加算した値を電動機の印可電圧にすることにより、その電動機の出力トルクを変化させて１回転中の回転速度の変動を抑制する電動機の制御方法が記載されている。
　特許文献２には、目標速度およびフィードバック速度によって、位相ロックループＰＬＬの方式を利用してトルク補正角度を生成し、付加トルク参考値によってトルク補正幅値を生成し、目標速度、トルク補正角度とトルク補正幅値によってフィードフォワードトルク補正値を生成する圧縮機のトルクの自動補正方法が記載されている。
特開２００２－２４７８７８号公報 特許第５９１４７７７号公報
　本発明は、電動機の機械角度を測定する必要がなく、当然に機械角度に応じた補正量のマップをも必要とせずに、電動機の速度変動を抑制することをその課題とする。
　本発明の一の側面による電動機制御装置は、指令角周波数と、速度フィードバック角周波数の差から、速度リップル成分を抽出する速度リップル成分抽出部と、前記速度リップル成分から前記速度リップル成分の位相を生成する位相同期回路と、周期関数の前記位相に応じた値と、所与の振幅を乗算してトルク補償値を生成するトルク補償値生成部と、前記指令角周波数と、前記速度フィードバック角周波数の差から、トルク指令値を演算する速度制御部と、前記トルク指令値に、前記トルク補償値を加算して得られる補償後トルク指令に基いて、電動機に出力する電流を制御する電流制御部と、を有する。
　また、本発明の一の側面による電動機制御装置では、前記位相同期回路は、前記速度リップル成分と、前記速度リップル成分の位相を９０°ずらせた成分から、ｄ－ｑ変換を用いて前記位相を生成してよい。
　また、本発明の一の側面による電動機制御装置では、前記位相同期回路は、更に所与のオフセット値に基いて前記位相を生成してよい。
　また、本発明の一の側面による電動機制御装置は、前記所与の振幅を変化させる振幅変化部を有してよい。
　また、本発明の一の側面による電動機制御装置では、前記振幅変化部は、少なくとも、前記電動機の速度の安定後、前記振幅を徐々に増加させてよい。
　また、本発明の一の側面による電動機制御装置では、前記振幅変化部は、速度フィードバックの振幅に応じて、前記振幅を決定してよい。
　また、本発明の一の側面による電動機制御装置では、前記振幅変化部は、電動機速度に変化があった場合、前記振幅を徐々に減少させてよい。
　本発明の別の一側面による圧縮機は、上述のいずれかに記載の電動機制御装置と、前記電動機制御装置により制御される電動機と、を有する。
　本発明の別の一側面による電動機制御方法は、指令角周波数と、速度フィードバック角周波数の差から、速度リップル成分を抽出し、前記速度リップル成分から、前記速度リップル成分の位相を生成し、周期関数の前記位相に応じた値と、所与の振幅を乗算してトルク補償値を生成し、前記指令角周波数と、前記速度フィードバック角周波数の差から、トルク指令値を演算し、前記トルク指令値に、前記トルク補償値を加算して補償後トルク指令を得、前記補償後トルク指令に基いて、電動機に出力する電流を制御する。
本発明の一実施形態に係る電動機制御装置の構成を示すブロック図である。 電流制御部のより詳細な構成を示す図である。 振動抑制部のより詳細な構成を示す図である。 振動抑制部による振動抑制の動作を説明する波形図である。 電動機の速度として周波数指令を用いた時の振幅変化部による振動抑制の動作を説明する波形図である。 振動抑制部の動作を示すフロー図である。 電動機制御装置としての一連の処理をソフトウェアで行うコンピュータのハードウェア構成の一例を示すブロック図である。
　図１は、本発明の一実施形態に係る電動機制御装置１の構成を示すブロック図である。
　電動機制御装置１は、入力された周波数指令ｆｒｅｆに基づき、電動機２が所望の速度で回転するよう電力を供給する装置である。ここでは、電動機制御装置１は、いわゆるインバータ制御装置（単にインバータともいう。）であるが、必ずしもこれに限定されず、例えば、サーボ制御装置やサイクロコンバータなどの制御装置であってもよい。電動機２は、交流電動機であるが、その形式は特に限定されず、各種の誘導機であっても、同期機であってもよい。ここでは、電動機２は一例として、３相永久磁石同期電動機である。電動機２には、図示しない任意の負荷が接続されている。この負荷は、特に限定はされないが、ここでは、電動機２の一回転中にトルク変動の大きい機構として、圧縮機を例示する。
　＜電動機制御装置＞
　図２に示すように、電動機制御装置１は、基本的な構成として、ソフトスタータ１０、速度制御部１１、電流制御部１２、電圧指令演算部１３、インバータ回路１４、モータオブザーバ１５、電流検出器１６及び、振動抑制部１７を有している。ソフトスタータ１０は、電動機２の起動時に、過負荷を避けスムースに電動機２が所定の速度まで加速するよう、指令角周波数ωｃｏｍを徐々に増加させる。十分な時間の経過後は、ωｃｏｍは２πｆｒｅｆに一致する。指令角周波数ωｃｏｍからは速度フィードバック角周波数ωＦＢが減算されていわゆる速度フィードバックが構成され、差分角周波数Δωが速度制御部１１に入力される。
　速度制御部１１は、速度制御器とも言い、差分角周波数Δωから、指令トルクＴｃｏｍを出力する。指令トルクＴｃｏｍには、トルク補償値Ｔｃが加算されて振動抑制が行われ、補償後指令トルクＴ（補償後トルク指令に相当）が電流制御部１２に入力される。
　電流制御部１２は、電流制御器とも言い、補償後指令トルクＴに基いて、所望のトルクを電動機２が出力するようインバータ回路１４への指令値を出力するものであり、ここでは、インバータ回路１４は電圧型であるので、ｄ－ｑ平面上の電圧指令Ｖｄｑを出力している。電圧指令Ｖｄｑはさらに、電圧指令演算部１３により例えばＰＷＭ変調されてインバータ回路１４に印加される。なお、インバータ回路１４が電流型である場合には、電流制御部１２からの出力は電流指令であってよく、その場合は電圧指令演算部１３に変えて電流指令演算部を設けるようにしてよい。
　電流制御部１２からの電圧指令Ｖｄｑと、インバータ回路１４と電動機１６間に設けられた電流検出器１６から検出された電流値Ｉｄｑ－ｏｂｓから、モータオブザーバ１５は、電動機の推定機械位置θｏｂｓと、電動機の推定角周波数である速度フィードバック角周波数ωＦＢを求める。推定機械位置θｏｂｓは、ｄ－ｑ平面上での電流値である電流値Ｉｄｑ－ｏｂｓを得るため、電流検出器１６で使用されるが、これは必ずしも必須ではなく、電流検出器１６や電動機２の形式により、電流値Ｉｄｑ－ｏｂｓが得られればよい。
　振動抑制部１７は、電動機の振動を抑制するため、指令トルクＴｃｏｍに加算するべきトルク補償値Ｔｃを出力する。振動抑制部１７は、指令角周波数ωｃｏｍと、速度フィードバック角周波数ωＦＢの差を用いるため、ここでは指令角周波数ωｃｏｍと速度フィードバック角周波数ωＦＢが入力されているが、出力値であるトルク補償値Ｔｃの値の大きさ（振幅）と指令角周波数ωｃｏｍと速度フィードバック角周波数ωＦＢの差の値の大きさとの間に直接の関係はなく、振動抑制部１７はいわゆるフィードバックループを構成しない。このため、指令トルクＴｃｏｍへのトルク補償値Ｔｃの加算は、フィードフォワード補償と考えることができる。
　なお、以上説明した電動機制御装置１の構成において、電流制御部１２と振動抑制部１７については、その詳細を後ほど説明する。その他の構成、すなわち、ソフトスタータ１０、速度制御部１１、電圧指令演算部１３、モータオブザーバ１５及び電流検出器１６は、任意の公知の構造を採用してよく、その詳細は本発明の技術的主題でないため、その詳細の説明は割愛する。
　さらに、モータオブザーバ１５及び電流検出器１６は、ここでは、速度フィードバック角周波数ωＦＢが得られるものであればどのような構成であってもよく、モータオブザーバ１５及び電流検出器１６による構成に変えて、ロータリエンコーダ又はレゾルバのような、電動機２の機械位置を連続的に検出するセンサを設けるようにしてもよいし、電動機２にホール素子等の機械位置を部分的に検出するセンサを設けて、機械位置を推定する公知の構成を設けるようにしてもよい。ただし、図１に示したように、モータオブザーバ１５及び電流検出器１６による構成であれば、電動機２に特別のセンサを設ける必要がなく、電動機制御装置１を含む電動機２の制御システムの低コスト化・小型化を図ることができる。
　＜電流制御部＞
　図２は、電流制御部１２のより詳細な構成を示す図である。図２に示すように、電流制御部１２は、一例として、トルク制限回路１２０、Ｉｑ指令演算回路１２１、Ｉｄ指令演算回路１２２、出力電圧制限制御回路１２３、非干渉制御回路１２４及び、電流制御回路１２５を有している。電流制御部１２の構成は公知のものであり、特殊なものではない。
　電流制御部１２に入力された補償後指令トルクＴは、トルク制限回路１２０により過大なトルク指令とならないよう、その上限が制限され、そののちＩｑ指令演算回路１２１及びＩｄ指令演算回路１２２によりｄ－ｑ平面上の電流値Ｉｄｑへと変換される。なお、インバータ回路１４で出力できる電圧には限界があるため、本例では、必要に応じて、出力電圧制限制御回路１２３をトルク制限回路１２０と切り替えてＩｄ指令演算回路１２２と接続し、電流値Ｉｄｑのｄ成分を制限できるようになっている。
　本例ではインバータ回路１４は電圧型であるため、電流値Ｉｄｑは、電流制御回路１２５により電圧値に変換され、また、非干渉制御回路１２４により非干渉化がなされ、電圧指令Ｖｄｑがえられる。ここで、トルク制限回路１２０、出力電圧制限制御回路１２３、非干渉制御回路１２４はいずれも必須のものではなく、任意構成である。また、電流制御部１２を構成する各機能は、公知の構成を適宜採用すればよいため、それぞれの詳細の説明は割愛する。
　＜振幅抑制部＞
　図３は、振動抑制部１７のより詳細な構成を示す図である。図３に示すように、振動抑制部１７は、ハイパスフィルター１７０、位相同期回路１７１、並びに、周期関数演算部１７７及び振幅変化部１７８を含むトルク補償値生成部１７９を有している。
　振動抑制部１７は、速度フィードバック角周波数ωＦＢと指令角周波数ωｃｏｍとの差から、ハイパスフィルター１７０により直流成分を除去して交流成分である速度リップル成分Δωｒを抽出する。なお、ハイパスフィルター１７０は、速度フィードバック角周波数ωＦＢと指令角周波数ωｃｏｍとの差から、速度リップル成分を抽出する速度リップル成分抽出部の一例としての構成である。
　なお、速度リップル成分抽出部の具体的構成は、ここで上げたハイパスフィルター１７０に限定されない。例えば、入力信号の平均値をオンラインで計測し、その計測値を入力信号から差し引く構成であってもよい。この場合、オンライン計測された入力信号の平均値が直流成分に該当すると考えられる。あるいは、入力信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）等の周波数変換をし、低周波成分（これが直流成分に該当すると考えられる）を除去したのち、逆変換する構成であってもよい。さらにその他の構成であっても差し支えない。
　振動抑制部１７は、この速度リップル成分Δωｒから、位相同期回路１７１により、速度リップル成分Δωｒの位相θを同期させ、抽出する。位相同期回路１７１の構成は必ずしも限定されず、公知のものを適宜採用しても差し支えないが、本例では、まず、速度リップル成分Δωｒかそれ自体をα相、オールパスフィルタ１７２を通過させて位相を９０度ずらしたものをβ相として、α相とβ相から振幅演算１７３にて速度リップル成分Δωｒの振幅を得るとともに、ｄ－ｑ変換１７４にて座標変換を行い、α－β平面からｄ－ｑ平面への速度リップル成分Δωｒの座標変換を行う。
　オールパスフィルタ１７２にて位相を９０度ずらすのは、この後ｄ－ｑ変換を行って、位相θを同期させるためである。この同期演算については後述する。また、オールパスフィルタ１７２には、離散化演算による位相ずれを補償するため、プリワーピング１７５より補償を行ってよい。また、振幅演算１７３で得られた振幅は、ローパスフィルタ１７６により離散化演算等に起因するノイズを除去してよい。
　ここで、ｄ－ｑ変換１７４により得られたｄ軸成分に対し、ｄ軸成分の目標指令値ｄ＊として、０を入力してＰＩ制御を行っている。その結果得られる速度リップル成分の位相差分Δθが遅延素子Ｚ－１を介して、次回演算時の位相差分Δθに加算されることで、積分演算が行われ、オフセット前位相θｐｒｅが得られる。同時に、オフセット前位相θｐｒｅは、ｄ－ｑ変換１７４に入力され、ｄ－ｑ変換時に用いられる。この構成は、すなわち、ｄ－ｑ変換１７４により得られたｄ軸成分が０となるようにオフセット前位相θｐｒｅを求めるということである。換言するならば、ｄ－ｑ変換の際に、ｄ軸成分を０に拘束してオフセット前位相θｐｒｅを求めていることになる。
　そして、このオフセット前位相θｐｒｅが速度リップル成分Δωｒの位相をおおむね示している。このように、速度リップル成分Δωｒと（α相）、速度リップル成分Δωｒの位相を９０°ずらせた成分から（β相）、ｄ－ｑ変換を用いてオフセット前位相θｐｒｅを求めることで、電動機２の機械位置を検出せずとも、速度リップル成分Δωｒの位相を求めることができる。
　得られたオフセット前位相θｐｒｅは、速度リップル成分Δωｒの速度自体に対する位相であるから、オフセット値θｏｆｆｓを加算してトルク補償に適した位相θを得る。オフセット値θｏｆｆｓは速度に対するトルクの位相差であるからおおむね９０度であるが、電動機２の慣性質量や負荷により若干の変動があるため、所与の指定値としてあらかじめ与えておく。
　得られた位相θは、周期関数演算部１７７により、所与の関数の位相に応じた値に変換される。ここで、周期関数演算部１７７は、所与の関数として、周期２πの任意の関数ｆ（θ）を使用するが、電動機２に生じる速度振動の波形に応じた任意の周期関数を用意してよい。本例では、電動機２に使用する速度振動は、ほぼ正弦波関数にて近似できるため、周期関数演算部１７７は、正弦波関数を使用する。
　また、周期関数演算部１７７には、振幅変化部１７８より振幅Ａ（所与の振幅に相当）が与えられ、乗算される。こうして得られたＡｆ（θ）がトルク補償値Ｔｃとなり、指令トルクＴｃｏｍに加算され、補償後指令トルクＴが算出される。従って、周期関数演算部１７７と振幅変化部１７８により、周期関数ｆの位相θに応じた値ｆ（θ）と、所与の振幅Ａを乗算してトルク補償値Ｔｃを生成するトルク補償値生成部１７９が構成される。
　ここで、振幅変化部１７８より出力する振幅Ａは、一定の固定値として与えてもよいが、種々の条件により変化させてもよい。以下、振幅変化部１７８が出力する振幅Ａの制御について説明する。
　＜振動抑制の動作＞
　図４は、振動抑制部１７による振動抑制の動作を説明する波形図である。同図は、横軸を時間に取り、上段からそれぞれ、速度リップル成分Δωｒ、位相θ、振幅演算１７３により得られた速度リップル成分の振幅、振幅変化部１７８から出力される振幅Ａ、トルク補償値Ｔｃを示している。
　まず、時刻ｔ０～ｔ１の区間は、電動機２を起動してから速度が安定するまでを示している。そして、電動機２の速度が安定するまでは、振動抑制のための補償を行ったとしても、速度のずれが生じるため、必ずしも振動の抑制ができるとは限らず、場合によってはかえって振動を増幅させる可能性もあるため、そもそも振動抑制を行わない。本例では、振動抑制部１７自体の動作を止め、何もしない区間となっている。時刻ｔ０に起動された電動機２が時刻ｔ１に安定するまでの時間時刻ｔｉｎｉｔは、適宜定めておいてよい。負荷の大きさにもよるが、ｔ１は数秒から数十秒程度であり、特に大型の機械の場合には、数分程度としてよい。
　続いて、時刻ｔ１～ｔ２の区間は、振動抑制部１７自体を起動してから、位相同期回路が安定するまでを示している。この区間では、図３に示したｄ－ｑ変換１７４により求められるΔθの値が安定するまで、図４に示すように、θの値及び、速度リップル成分の振幅の値は不安定である。この区間で振動抑制のための補償を行ったとしても、θの値が必ずしも正確でないため、振動抑制が十分でないか、または増幅する恐れがある。そこで、振幅変化部１７８は、この区間においては振幅Ａを０または十分に低い値として、トルク補償値Ｔｃを０又はほぼ０に保ち、実質的に振動抑制を行わないようにしている。時刻ｔ１～ｔ２までの時間ｔｓｔもまた適宜定めてよく、１～数秒程度である。
　さらに、時刻ｔ２～ｔ３の区間は、振動抑制部１７による振動抑制が行われつつある区間である。この区間では、位相同期回路は安定しており、振幅θが正しく得られている。この時、振幅変化部１７８は、振幅Ａの値を徐々に増加させていく。これに伴い、トルク補償値Ｔｃの振幅も徐々に増加していく。これは、電動機２の挙動に対して急減な変化を与えず、徐々に変化を与えることで、機構的なショックを避ける目的である。振幅Ａの値の最大値Ａｍａｘは、あらかじめ与えておいてよい。また、振幅Ａの変化時間ｔｔｒも任意である。おおむね、数秒～数十秒程度としてよい。さらに、振幅Ａを増加させていくパターンは、本例では図示のように直線状に増加させているが、これを任意の曲線に沿って増加させるものとしても差し支えない。
　最後に、時刻ｔ３以降の区間は、振動抑制部１７による振動抑制が安定して行われている区間である。この区間では、同図に示した要素に大きな時間的変化はなく、速度リップル成分Δωｒ、振幅演算１７３により得られた速度リップル成分の振幅がともに小さく抑えられており、電動機２の振動が抑制されていることがわかる。
　＜振幅変化時の振動抑制動作＞
　さらに、振幅変化部１７８は、電動機２の速度に応じて振幅Ａを変化させてよい。図５は、電動機２の速度として周波数指令ｆｒｅｆを用いた時の振幅変化部１７８による振動抑制の動作を説明する波形図である。なお、ここでは電動機２の速度は速やかに周波数指令ｆｒｅｆに追従するものとして、周波数指令ｆｒｅｆを用いているが、これに変えて速度フィードバック角周波数ωＦＢを用いても同様である。あるいは、指令角周波数ωｃｏｍを用いてもよい。
　図５に示した例では、周波数指令ｆｒｅｆが運転の途中で変化する場合が示されている。同図に示した最初の状態（時刻ｔ４より前）では、周波数指令ｆｒｅｆは比較的高い値に保たれており、振幅Ａも最大値Ａｍａｘとなっている。その後、周波数指令ｆｒｅｆが低下し始め、電動機２の速度の変化が検出されると、振幅変化部１７８は、振幅Ａを徐々に減少させる。この検出は、電動機２の速度が、その検出された安定値からある一定の範囲を超えた場合に変化ありと検出するようにしている。より具体的には、図５に示した、周波数指令ｆｒｅｆがその安定値から±ｄの範囲を逸脱した時刻ｔ４において、速度変化ありと検出され、振幅Ａを徐々に減少させる。
　一方で、一定の時間の間、電動機２の速度に変化がない場合には、電動機２の速度が安定したものと検出される。その場合には、今度は振幅変化部１７８は、振幅Ａを徐々に増加させる。図５では、時刻ｔ５にて、周波数指令ｆｒｅｆの値の変化がなくなり安定している。本例では、一定の時間として、図４の時刻ｔ１～ｔ２の区間の時間ｔｓｔを用いている。これは、先に説明したようにｄ－ｑ変換１７４により求められるΔθの値が安定するまでの時間であり、安定した振動抑制のために必要なためである。そして、振幅変化部１７８は、この時間ｔｓｔが経過した時刻ｔ６より、振幅Ａを徐々に増加させている。
　周波数指令ｆｒｅｆの値が増加する場合にも同様である。時刻ｔ８で電動機２の速度変化が検出され、やはり振幅Ａは減少させられる。時刻ｔ９で周波数指令ｆｒｅｆの値の変化が止まり、この時間ｔｓｔ経過後の時刻ｔ１０から時刻ｔ１１まで、振幅Ａは再び増加され、振動抑制が行われる。
　この振幅変化部１７８の動作は、基本的に、電動機２の速度が変化している場合には、振動抑制が必ずしも効果的でないため、振動抑制を行わず、電動機２の速度が安定して変化していない場合に振動抑制を行うものである。そして、振動抑制を行うか、行わないかを急激に切り替えるのでなく、振幅Ａを徐々に変化させることでなだらかに振動抑制の入切を行って、機構的なショックを避けるようにしている。
　さらに、振幅変化部１７８は、速度フィードバックの振幅に応じて、振幅Ａを決定するようにしてもよい。図４に戻り、上の説明では、振幅Ａの最大値Ａｍａｘはあらかじめ与えておいてよいものとして説明した。しかしながら、Ａｍａｘをユーザ、あるいは電動機２を用いた機器（例えば圧縮機）の製造時で定めるのは、試運転と計測による調整が必要であり、また、負荷変動や経年変化があると、最初に与えたＡｍａｘの値が常に最適であるとは限らない。そして、Ａｍａｘの値に不足があると、振動抑制が十分にできず、また、Ａｍａｘの値が過大であると、振動を抑制するばかりか、かえって逆向きの振動を助長することとなってしまう。
　そこで、振幅変化部１７８は、速度フィードバックの振幅と所定の閾値ｔｈとを比較し、速度フィードバックの振幅が閾値ｔｈを下回り、十分に振動が抑制されたと判断した時点で振幅Ａの増加を止めるようにして、かかる値を振幅Ａの値として用いてもよい。図４では、速度フィードバックの振幅として、振幅演算１７３により得られた速度リップル成分の振幅を用いることができ、参考として示した閾値ｔｈをこの値が下回って時点で、Ａｍａｘに関わらず、振幅Ａの値の増加を止め、振幅Ａの値として決定してよい。このようにすることで、Ａｍａｘの値をあらかじめ決める手間を軽減し、負荷の変動や経年変化があった場合にも、適切な振幅Ａの値を自動的に得ることができる。
　＜動作フロー＞
　図６は、振動抑制部１７の動作を示すフロー図である。まず、振動抑制部１７は初期状態では起動されておらず、電動機２の起動から時間ｔｉｎｉｔ経過したかを判断する（ステップＳＴ１）。経過していなければ（ＳＴ１：Ｎ）、時間ｔｉｎｉｔ経過して電動機２の速度が安定するまで待ち、経過していれば（ＳＴ１：Ｙ）、振動抑制部１７を起動する（ステップＳＴ２）。
　振動抑制部１７は、起動されると、指令角周波数ωｃｏｍと、速度フィードバック角周波数ωＦＢの差から速度リップル成分Δωを抽出する（ステップＳＴ３）。また、さらに、速度リップル成分Δωから位相同期回路１７１により、位相θを生成する（ステップＳＴ４）。このとき、すでに説明したとおり、速度リップル成分Δωと、速度リップル成分Δωの位相を９０度ずらした成分からｄ－ｑ変換を用いて位相θを生成している。
　つづけて、振動抑制部１７は、電動機速度が時間ｔｓｔの間継続的に安定しているか否かを判断する（ステップＳＴ５）。この判断は、安定した電動機速度から所定の範囲（±ｄ）を電動機速度が逸脱するか否かにより判断してよい。また、電動機速度としては、周波数指令ｆｒｅｆ、速度フィードバック角周波数ωＦＢ、指令角周波数ωｃｏｍのいずれを用いてもよい。
　電動機速度が時間ｔｓｔの間継続的に安定している場合（ステップＳＴ５：Ｙ）、速度フィードバックの振幅が閾値ｔｈを下回っており、すでに十分に振動抑制が行われているか、又は振幅Ａがその最大値Ａｍａｘに到達しているかを判断する（ステップＳＴ６）。速度フィードバックの振幅が閾値ｔｈを下回っておらず、かつ振幅Ａがその最大値Ａｍａｘに到達していない場合（ステップＳＴ６：Ｎ）、振幅変化部１７８は、振幅Ａの値を徐々に増加する（ステップＳＴ７）。そして、得られた振幅Ａを用いて、トルク補償値Ｔｃは、周期関数ｆ（θ）を用いてＡｆ（θ）として求められ、トルク補償がなされて振動抑制が行われる（ステップＳＴ８）。
　速度フィードバックの振幅が閾値ｔｈを下回っているか、又は振幅Ａがその最大値Ａｍａｘに到達している場合には（ステップＳＴ６：Ｙ）、振幅Ａを増加させる必要はないので、振幅Ａの値は変化させることなく、ステップＳＴ８へと進み振動抑制が行われる。
　一方で、電動機速度が時間ｔｓｔの間継続的に安定していない場合（ステップＳＴ５：Ｎ）、すなわち、電動機速度が変化しているか、電動機速度が安定してから時間ｔｓｔ経過していない場合には、振幅Ａがすでに０であるか、あるいは、振幅Ａの最小値Ａｍｉｎに到達しているかを判断する（ステップＳＴ９）。なお、ここで振幅Ａの最小値Ａｍｉｎは必ずしも設定しなくともよく、０としてもよい。
　振幅Ａが０でなく、振幅Ａの最小値Ａｍｉｎにも到達していない場合（ステップＳＴ９：Ｎ）は、振幅変化部１７８は、振幅Ａを徐々に減少させる（ステップＳＴ１０）。その後、ステップＳＴ８へと進み振動抑制が行われる。振幅Ａが０であるか、又は振幅Ａの最小値Ａｍｉｎに到達している場合（ステップＳＴ９：Ｙ）は、ただちにステップＳＴ８へと進み、振幅Ａを変化させることなく振動抑制が行われる。この時、振幅Ａが０であると、振動抑制は全く行われないことになる。
　振動抑制が行われると（ステップＳＴ８）、再度ステップＳＴ３へと戻り、電動機２が回転している間は、振動抑制が行われる。そして、図６に示したフローによれば、点同期２の速度が運転途中で変化した場合にも、速度変化中は振動抑制を行わず、速度が安定している間は振動抑制を行え、かつ、両者間の変化をなだらかなものとして機構へのショック等を軽減できる。また、振幅Ａの値は振動抑制が十分になしうる値へと自動調整される。
　なお、以上の説明では、振動抑制部１７に、指令角周波数ωｃｏｍと、速度フィードバック角周波数ωＦＢがそれぞれ独立に入力され、これを振動抑制部１７内で差し引くことにより速度リップル成分Δωｒを求めていたが、電動機制御装置１の構成によっては、速度リップル成分Δωｒを直接振動抑制部１７に入力するようにしてもよい。図１に示した例では、差分角周波数Δωの符号を反転させたものは速度リップル成分Δωｒに等しいから、振動抑制部１７に差分角周波数Δωまたはその符号を反転させたものを直接入力するようにしてもよい。あるいは、電動機制御装置１の構成として、例えばロバスト性を付与する目的で速度補償器や、位相補償器を備えたものである場合に、速度リップル成分Δωｒを使用している場合があるため、これを直接振動抑制部１７に入力するようにしてもよい。
　＜効果の例＞
　以上説明したように、本実施形態に係る電動機制御装置１によれば、速度リップル成分Δωｒを抽出した後、位相同期回路１７１により、その速度リップル成分Δωｒの位相θを生成し、その位相θからトルク補償値Ｔｃを生成して、トルク指令Ｔｃｏｍを補償することができる。したがって、電動機２で生じる実際の速度変動の位相にあわせて、その速度変動を抑制することが可能である。したがって、電動機２の機械角度を測定する必要がなく、当然に機械角度に応じた補正量のマップをも必要とせずに、電動機２の速度変動を抑制することができる。更に、一旦速度リップル成分Δωｒの位相θを生成後に、トルク補償値Ｔｃを生成することで、トルク補償値Ｔｃの演算遅れを抑えることができるため、速度変動の抑制効果を高めることができる。更に、トルク補償値Ｔｃの演算を、速度制御部１１とは独立して行い、トルク補償値Ｔｃをフィードフォワードすることが可能であるため、速度制御部１１の出力であるトルク指令Ｔｃｏｍが急変した場合であっても、トルク補償値Ｔｃの演算が影響されずに済み、速度変動の抑制を継続する事が可能である。
　また、電動機制御装置１によれば、位相同期回路１７１が、速度リップル成分Δωｒと、その位相を９０°ずらせた成分とから、ｄ－ｑ変換により位相θを生成する。したがって、この位相θの生成においても、機械角度を測定する必要がなく、かつ、演算におけるローパスフィルターなどの遅延が生じる処理を最小限に抑えることができる。また、位相θの生成において、入力された周波数指令ｆｒｅｆを用いずにｄ－ｑ変換により位相θを生成ので、指令トルクＴｃｏｍが安定していない場合でも、独立してトルク補償値Ｔｃを算出できる。
　また、電動機制御装置１によれば、位相同期回路１７１において、予め定められたオフセット値θｏｆｆを考慮して、位相θを生成することができる。したがって、例えば、予め慣性質量や負荷、ＰＩループやローパスフィルタ１７６等の遅れを、予めオフセット値θｏｆｆとして設定しておくことで、速度変動の抑制効果を迅速かつ確実に効かせることが可能である。
　更に、電動機制御装置１によれば、周期関数演算部１７７によるトルク補償値Ｔｃの振幅Ａは、振幅変化部１７８により、設定されるため、電動機２などの機械諸元やそれに伴うパラメータ等を事前に設定する必要がない。また、振幅変化部１７８は、振幅Ａを変化させることにより、急激な速度の変化を伴わずに速度変動を抑制することができる。
　この際、振幅変化部１７８により、電動機２の速度が安定した後に、振幅Ａを徐々に増加させることができるため、電動機２の加速時などの速度変化中に、速度変動の抑制を開始してしまうことによる誤動作、例えば、かえって速度変化が増幅してしまうなどの不具合を防止しつつ、速度変動を抑制することができる。
　また、振幅変化部１７８は、速度フィードバックの振幅に応じて、振幅Ａを決定することも可能であり、この場合、速度変動の大きさ（振動の大きさなど）に応じて、振幅Ａを自動生成することにより、速度変動をより効果的に抑制することも可能である。更に、振幅変化部１７８は、電動機２の速度に変化があった場合に、振幅Ａを徐々に減少させることもでき、この場合、速度変動の抑制機能をオフするなどの際に、急激に速度が変化することを抑制することができる。
　以上説明した実施形態の構成は具体例として示したものであり、本明細書にて開示される発明をこれら具体例の構成そのものに限定することは意図されていない。当業者はこれら開示された実施形態に種々の変形を加えてもよく、また、フロー図に示した制御は、同等の機能を奏する他の制御に置き換えてもよい。本明細書にて開示される発明の技術的範囲は、そのようになされた変形をも含むものと理解すべきである。
　また、上記実施形態で説明した一連の処理の少なくとも一部は、専用のハードウエアにより実行させてもよいが、ソフトウエアにより実行させてもよい。一連の処理をソフトウエアにより行う場合、電動機制御装置には汎用又は専用のコンピュータが含まれ、当該コンピュータがプログラムを実行させることにより、上記の一連の処理の少なくとも一部を実現することができる。
　図７は、そのようなコンピュータ１００のハードウェア構成の一例を示すブロック図である。コンピュータは、ＣＰＵ１０１（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）と、ＨＤＤ（Ｈａｒｄ　Ｄｉｓｋ　Ｄｒｉｖｅ）・ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）・ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）等の記録装置１０２と、ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ　Ａｒｅａ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）・インターネット等のネットワークに接続された通信装置１０３と、マウス・キーボード等の入力装置１０４と、フレキシブルディスク等の磁気ディスク、各種のＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ　Ｄｉｓｃ）・ＭＯ（Ｍａｇｎｅｔｏ　Ｏｐｔｉｃａｌ）ディスク・ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）等の光ディスク、半導体メモリ等のリムーバブル記憶媒体等を読み書きするドライブ１０５と、モニタなどの表示装置・スピーカやヘッドホンなどの音声出力装置などの出力装置１０６等と、を有してもよい。これらコンピュータ１００を構成する機器は、データバス１０７により接続され、互いに情報通信可能に統合されてよい。また、このコンピュータ１００は、ＣＰＵ１０１に加えて又は換えて、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）又はＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）を有してもよい。そして、このコンピュータ１００は、記録装置１０２・リムーバブル記憶媒体に記録されたプログラム、又はネットワークを介して取得したプログラムを実行することにより、上記一連の処理の少なくとも一部を実行してもよい。

Claims (9)

  1. 　指令角周波数と、速度フィードバック角周波数の差から、速度リップル成分を抽出する速度リップル成分抽出部と、
    　前記速度リップル成分から前記速度リップル成分の位相を生成する位相同期回路と、
    　周期関数の前記位相に応じた値と、所与の振幅を乗算してトルク補償値を生成するトルク補償値生成部と、
    　前記指令角周波数と、前記速度フィードバック角周波数の差から、トルク指令値を演算する速度制御部と、
    　前記トルク指令値に、前記トルク補償値を加算して得られる補償後トルク指令に基いて、電動機に出力する電流を制御する電流制御部と、
    を有する電動機制御装置。
  2. 　前記位相同期回路は、前記速度リップル成分と、前記速度リップル成分の位相を９０°ずらせた成分から、ｄ－ｑ変換を用いて前記位相を生成する
    請求項１に記載の電動機制御装置。
  3. 　前記位相同期回路は、更に所与のオフセット値に基いて前記位相を生成する、
    請求項２に記載の電動機制御装置。
  4. 　前記所与の振幅を変化させる振幅変化部を有する
    請求項１～３のいずれか１項に記載の電動機制御装置。
  5. 　前記振幅変化部は、少なくとも、前記電動機の速度の安定後、前記振幅を徐々に増加させる、
    請求項１～４のいずれか１項に記載の電動機制御装置。
  6. 　前記振幅変化部は、速度フィードバックの振幅に応じて、前記振幅を決定する、
    請求項５に記載の電動機制御装置。
  7. 　前記振幅変化部は、電動機速度に変化があった場合、前記振幅を徐々に減少させる、
    請求項５又は６に記載の電動機制御装置。
  8. 　請求項１～７のいずれかに記載の電動機制御装置と、
    　前記電動機制御装置により制御される電動機と、
    を有する圧縮機。
  9. 　指令角周波数と、速度フィードバック角周波数の差から、速度リップル成分を抽出し、
    　前記速度リップル成分から、前記速度リップル成分の位相を生成し、
    　周期関数の前記位相に応じた値と、所与の振幅を乗算してトルク補償値を生成し、
    　前記指令角周波数と、前記速度フィードバック角周波数の差から、トルク指令値を演算し、
    　前記トルク指令値に、前記トルク補償値を加算して補償後トルク指令を得、
    　前記補償後トルク指令に基いて、電動機に出力する電流を制御する、
    電動機制御方法。
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