CN1056486C - 用于修正一个无传感器的,磁场定向工作的感应式电机模型磁通的直至频率零的磁通方向的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种用于修正一个利用电机模型取决于无传感器的、磁场定向工作的感应式电机(10)的两个状态矢量(i_s、u_s)形成的模型磁通矢量(Ψ_r)的直至频率零的磁通方向的方法，其中为感应式电机(10)的定子电流矢量(i_s)的形成磁场和转矩的电流分量(i_s ^Ψ1*，i_s ^Ψ2*)各预定一个额定值并且向形成磁场的电流分量(i_s ^Ψ1*)的额定值加入一个随时间非恒定变化的电流测试信号([ΔI_s]_T)，本发明并且涉及一种实施此方法的装置。依照本发明感应式电机(10)被控制在饱和范围并由求出的感应式电机(10)的电压矢量(u_s)重新获得转子电流矢量(-Δi_r)的响应信息，所述转子电流矢量是由定子电流矢量(i_s)的测试移动(Δ)转换的。因此就得到了一种方法，利用此方法可无需影响感应式电机(10)在直至零的小频率的情况下修正所谓的电压模型的误差。

Description

用于修正一个无传感器的,磁场定向工作的感应式电机模型磁通的直至频率零的磁通方向的方法和装置

本发明涉及一种用于修正一个利用电机模型取决于无传感器的、磁场定向工作的感应式电机的两个状态矢量形成的模型磁通矢量的直至频率零的磁通方向的方法，其中为感应式电机的定子电流矢量的形成磁场和转矩的电流分量各预定一个额定值，并且向形成磁场的电流分量的额定值输入一个随时间非恒定过程的电流测试信号，本发明并且涉及一种实施此方法的装置。

在对感应式电机进行调节和控制时，宜根据穿透电机的磁通的实时方向对定子电流进行控制，亦即采用与磁通平行的电机电流分量调整到所需的磁场强度，并通过与磁通垂直的电机电流分量调整转矩和转速。故对于感应式电机这种磁场定向地工作，需要一定子电流的执行机构和一前置于定子电流执行机构的控制装置，其中控制装置必须得到有关磁通方向的信息。可以由一电机模型提供该信息，作为感应式电机的电气模型的该电机模型由工作参数确定出模拟的模型磁通的磁通方向。当此时为形成磁场的(平行于磁通的)和形成转矩的(垂直于磁通的)电机定子电流分量分别预定一额定值(磁场定向的额定值)，则可通过控制装置将电机电流调节或控制在由两个额定值按模型磁通方向组成的、定子定向的定子电流矢量上。

在采用磁场定向的高质量动态调节方案时为实施调节规则，当异步电机转速低时必须用机械传感器检测转子定位或转子速度。当转速超过一定的最低值，从而由感应电压根据电气参数可以计算出磁通时，则没有定位传感器和测速发电机，异步电机也可以高质量动态地工作。但这在低转速范围内迄今尚未实现。所以许多研究课题的目的都在于用数学模型和/或通过充分利用物理现象取代机械传感器。

在一种无传感器的、磁场定向工作的异步电机中，采用所谓的电压模型作为电机模型，该电压模型根据状态参数-异步电机的电流和定子电压计算出该电机的磁通的数值和相位。电压模型计算出磁通作为电动势的积分，即作为定子中扣除阻抗和感抗压降后的电压积分。但当转速低时电压模型只能提供一个不精确的信号，其中定子阻抗的错误的参数、在测量电压时作为测量误差出现的直流电压分量和工程积分器的积分误差都会导致测定误差。故只有在频率较高时才有可能借助电压模型进行磁场定向地工作。另外，对于电动势积分器必须通过预给一起始值设定积分常数。

在有些情况下也可以采用电动势矢量的轴作为方向矢量替代磁通方向，该轴相对于稳定状况下的磁场轴偏转90°。虽然这样可以省去积分，但在频率低的情况下仍不可能有得到足够精确调节的工作。换句话说，需要有另外一种检测方向矢量的方案。

所谓的电流模型用于根据电流和转子定位的瞬时参数模拟导致在转子中形成磁通的过程。但为此需要一个用于测定转子定位的机械式传感器。虽然可以采用一种增量旋转传感器或另一种诸如纯转速表等非定位编码的传感器降低为此所需的费用，但在电机静止或缓慢运行时转子轴必须采用其它方式检测(测位)。即使采用定位编码的机械传感器，这种测位常常也是很昂贵的。

尤其在其转子中具有明显形成的优先方向的感应式电机中，例如也包括磁阻电机，会产生转子测位问题。可在具有自己的励磁绕组的电机中解决这一问题，这是通过使励磁绕组尚在静止状态下使励磁，并根据在定子中的感应电压计算出所形成的并指向转子轴方向的磁通。但在永磁磁铁励磁时不存在这种可能性并因而也不能解决低转速时出现的问题。

为了异步电机的磁场定向工作，当转速低时电压模型并不能用于确定磁通的定位，而电流模型也存在相同的有关转子测位的问题。因此在这里常常也需要一个昂贵的机械传感器。

在国际专利申请WO 92/19038的说明书引言部分中，详细地介绍了用于异步电机、同步电机和磁阻电机的多个解决转子磁通测位问题的方案。在WO 92/19038中提出的发明方案在于，对其设计为异步电机的感应式电机在开始测量前充磁并且测量加在异步电机上的测量信号的反馈，其中测量信号是由变换器产生的电压跃变，该电压跃变促使电流变化，该电流变化被检测并输送给一个计算机，该计算机求出一综合特征参数，该特征参数与定子电压空间矢量和定子电流空间矢量的瞬时变化的商成比例，其中电压空间矢量的方向是由已知的变换器-控制状况产生的，下面对此电压空间矢量的方向称作综合特征参数，计算机并计算出磁通，其中综合特征参数的实数部分以及虚数部分随磁通角的双值近似成正弦变化并根据已知的综合计算方法由实数部分和虚数部分确定所求的磁通角的双值。

采用此方法时不需要机械传感器并且该方法对应于参数-转子阻抗的误差并不敏感，其中可以省去电压测量。另外本来已有的用于馈送的变换器用于作为测量信号发生器。

在所述国际专利申请WO 92/19038中引述了由H.福格尔曼(德国卡尔斯鲁厄大学，1986)撰写的学位论文“作为转速调节驱动装置的不带感应传感器的永磁磁铁励磁的由变换器馈送的同步电机”，该论文涉及一种用于感应器位置测位的方法。采用此方法时一利用变换器产生的、较高频率的电流作为测试信号与原有的电网信号叠加。其基本构思在于，一个沿一定的(空间矢量)方向输入的电交变信号由于沿纵轴和横轴的电感不同，通常在正交方向上也会引起反应。只有在交变信号精确地沿转子纵向及横向施加时，这种耦合才不会出现。由此得出判断一个信号是否沿所寻找的最佳方向的准则。为获得精确的测量结果的前提条件是，永磁磁铁励磁的同步电机具有凸极特性，即沿纵向和横向具有不同的电感，如例如在磁通集中配置中的情况那样。

在EP 0 228 535 A1中记载了一种用于测定感应式电机的磁通角及用于使电机定位的工作的方法和装置。采用此方法时，在定子绕组系统的一电气状态参数中加入一高频分量。定子绕组系统的电气状态参数指的是各定子线圈中的电流和电压，并且加入高频分量的线圈的轴决定加入的高频分量的方向。显然例如在一个或多个定子线圈中加入高频电流时，在这些线圈的电压中和其它线圈的电流和电压中也会出现高频分量，其振幅取决于在磁通轴及加入的分量方向间的角度差。所以可由一构成定子绕组系统另一状态参数的状态信号获得高频分量的振幅；由获得的振幅与所加高频分量的预定方向的关系确定所寻求的方向角。

根据此方法规定，利用一相对于基准矢量的频率为高频的附加-额定矢量在定子电流上叠加一高频分量。该叠加可以通过与磁场定向的额定矢量或与相应的变换成在定子定向的坐标系中的矢量进行矢量相加或采用其它的数学等效方式加以实现。因此控制矢量也含有一个相应的高频分量，该高频分量通过变流器加到定子电流上。如果附加矢量是一个方向迅速变化的矢量，则控制参数也相应地迅速变化。通过将一高频分量加入定子电流或定子电压中，在定子绕组中这样输入高频电压分量(或电流分量)，即，使它们的包络线磁场轴或转子轴的定位相配。通过适当的手段可使这些包络线与方向矢量的分量相配。为产生方向矢量备有一个磁通计算器，该计算器由电机的电气参数计算出一说明磁通的模型矢量的与定子有关的分量。

该方法考虑的出发点是，加入定子线圈之一内的这一个状态参数的高频分量，感应出同一线圈的另一状态参数的高频分量和另一些线圈的状态参数的高频分量。高频分量取决于转子及磁场轴的定位。采用一大约250Hz的正弦波作为附加额定矢量。利用此方法可实现同步电机磁场定向地工作。

在EP 0 071 847 B1中记载了一种用于确定磁场定向的感应式电机的转子时间常数的方法和装置。按此方法，在用于形成磁场的(平行于磁通的)分量的额定值中输入一随时间非恒定过程的干扰量；检测由另一分量(形成转矩或垂直于磁通的电机电流分量)确定的工作参数(转矩或转速)的实际值随时间的变化过程；确定干扰量和检测出的工作参数在随时间的变化过程中相互关系的相关参数；以及根据相关参数改变输入的用于转子时间常数的参数，直到相关参数实际上为零时为止。感应式电机的转子加速度或由此加速度导出的参数(转矩或转速)适用于作为要检测的工作参数。干扰量最好具有一种周期性的、统计的或伪统计的随时间变化过程。在形成磁场的电流分量的额定值上输入此干扰量，在磁场定向精确的情况下并不会对形成转矩的分量产生影响。若为干扰量选用一个随时间的变化过程，而这一变化过程与电流额定值随时间的变化过程有足够显著的差别，例如具有一个很高的频率，则因此产生的高频叠加就可以单值地与磁通矩和转矩的不良去耦相结合，即与转子时间常数的错误调整相结合。因此一正弦信号适用于作为干扰量。

本发明的目的在于提出一种用于修正一个利用电机模型取决于无传感器的、磁场定向工作的感应式电机的两个状态矢量产生的直至频率零的模型磁通矢量的磁通方向的方法和装置。

依照本发明，该目的通过采用权利要求1及4的特征部分中的特征得以解决。

本发明方法以一在磁饱和范围内起作用的效应为基础。本效应建立在特殊方式的基础之上，利用此方式在该范围的定子电流矢量的移动被变换成转子电流矢量的移动。在考虑到饱和的情况下，即严格根据感应式电机的理论，由一台馈送以电流的异步电机的公式可以推导出所述的变换特性。对于定子电流矢量足够高速的并且小幅度的移动可以得出一简单的关系，该关系在图1中示出。从图1中可见，定子电流矢量这种所谓的测试移动(用Δ表示)是如何变换成转子电流矢量的。在定子坐标系中预定的电流矢量Δi_s ^s利用矢量旋转器2被转换成磁通坐标系。为此感应式电机的磁通矢量的方向在角输入端。由在此产生的坐标Δi_s ^ψ1和Δi_s ^ψ2通过系数e₁₁和e₂₂产生负的转子电流坐标-Δi_r ^ψ1和-Δi_r ^ψ2。在利用另一个矢量旋转器4变换回定子坐标后，得到由Δi_s ^s产生的转子电流矢量-Δi_r ^s所述变换实际是无滞后地进行的。变换系数e₁₁和e₂₂在饱和范围内大小是不同的，其中在此范围内总是e₁₁＜e₂₂，此点在该结构上是很显著的。这意味着，饱和时平行于转子磁通的电流变换的增益小于垂直于转子磁通的电流变换。基于该效应原则上讲可以识别出转子磁通的方向。

下面将对所述系数e₁₁和e₂₂与电机饱和状态的关系加以说明。在图2中出于此目的示出标称值气隙磁通φ_L与磁化电流i_μL间的关系。用两个特性参数表示每一个工作点P：其一是定位矢量的角度α，另一个是有关工作点P上的正切角度β。系数e₁₁和e₂₂与这两个角度密切相关。其关系式为 $e_{11}\≈\frac{1}{1+1_{\mathrm{\σr}}\·\frac{1}{\mathrm{tg\β}}}----\left(1\right)$ $e_{22}\≈\frac{1}{1+1_{\mathrm{\σr}}\·\frac{1}{\mathrm{tg\α}}}----\left(2\right)$ 当tgβ≠tgα        (3)时，则据此始终可得出两个不相同的变换系数e₁₁和e₂₂。并且在饱和范围中此情况总是如此。除tgα和tgβ外，系数的区别大小还取决于漏感1_σr。在图3中绘出通用值为1_σr＝0.1时e₁₁和e₂₂与饱和度的关系曲线。从图中可以看出，对于工作点P区别是相当明显的，即

e₁₁≈0.8

e₂₂≈0.95       (4)由于本发明的方法应有可能在不影响感应式电机的情况下实现，故有关转子电流矢量的信息是由定子电压的矢量获得的。采用此方法得到一个信号，该信号将唯一性地说明所评价的磁通轴是否与真正的磁通轴一致或位于其右侧或左侧。该信号将用于跟踪模型磁通矢量，直至信号趋近于零为止。这时所评价的磁通轴就会与真正的磁通轴准确吻合。由于采用所述的电压模型作为电机模型，故本发明的方法仅用于直至频率为零的低频率，以便修正电压模型在此范围内的不精确性。高于低频率时取消对由电压模型计算出的磁通位置的修正。

本方法及用于实施本方法的装置的有益设计在从属权利要求2和3及5至10中给出。

为对本发明做进一步的说明参照了附图，附图中示意表示出实施本发明方法的装置的实施例。

图1用于定子电流矢量的小幅度和快速移动时的电流变换网络的等效图，

图2感应式电机的间隙磁通与磁化电流间的关系，

图3在漏感为1_σr＝0.1时变换系数e₁₁和e₂₂与磁化电流的关系曲线，

图4用于计算旨在确定磁通角度的所述饱和效应的方框图，

图5在矢量图中电流测试信号的形成，

图6在矢量图中表示由电流测试信号产生的转子电流矢量的轨迹，

图7旋转角度γ与所评估的磁通定位与真正的磁通定位的偏差间的关系曲线，

图8在一与测试磁导矢量有关的坐标系中的相关矢量，

图9用于实施本发明方法的装置的电路图，

图10用于产生随时间非恒定变化过程的电压分量的根据图9的装置的实施方式，

图11用于形成相关矢量分量的根据图9的装置的实施方式，

图12至14在与测试导磁矢量相关的坐标系中的相关矢量分量，

图15在不具有和具有定子电流测试波的饱和范围内负载的情况下转子磁通坐标系中的定子电流矢量，

图16在定子坐标系中具有定子电流测试波的定子电流矢量，

图17逆转运行时形成磁场和转矩的、与定子有关的电流分量、电气转矩和转速随时间t的变化曲线，

图18在频率为零负荷下由逆转运行向直流运行过渡时形成磁场和转矩的、与定子有关的电流分量、电气转矩和转速随时间t的变化曲线，其中

图19作为图18的继续表示稳定的直流运行。

图4中的电路配置对用于确定磁通角的所述饱和效应的计算的基本方案做了说明。该电路配置由一预定部分6和一输出部分8构成。由一任意结构的控制装置12向电流控制的感应式电机10提供能量。该控制装置12产生电流分量i_s ^s1**  和电流分量i_s ^s2**的额定值，这两个电流分量的额定值分别与加法器14及16连接。一个测试电流矢量Δi_s ^s*与电流分量额定值i_s ^s1**和i_s ^s2**相加。为产生该测量电流矢量Δi_s ^s*对转子磁通轴设定一评估参数 ，此评估参数在这里是由一事先用恒频馈送的角积分器18产生(在位置1的S1)。在被馈送以角评估参数

的矢量旋转器20的第一输入端上加有随时间变化的电流测试信号[Δi_s]T。采用此方式产生的测试电流矢量Δi_s ^s*仅实施平行于磁通评价轴

的移动。由第二角积分器22和矢量旋转器24产生电流测试信号[Δi_s]T。给角积分器22输送的是一个恒定的测试频率 ，给矢量旋转器24的第一输入端输送的是一个恒定的测试振幅a。采用此方式产生如下式的余弦波的电流测试信号。 ${\left[{\mathrm{\Δi}}_S\right]}_T=a\·\cos {{\stackrel{\·}{\mathrm{\α}}}^{\widehat{\mathrm{\Ψ}}}}_t$

在图5的矢量图中综合示出了所述的特征。电流测试信号[Δi_s]T可以用由一以测试频率 旋转的测试导磁矢量a获得的在所评价的磁通轴上的投影加以说明，该磁通轴与定子轴的夹角为 。在测试导磁矢量a旋转时，该投影经过用粗线表示的轨迹变动；采用此方式产生一个沿磁通评价轴

方向移动的脉动的测试矢量Δi_s。

图6中示出由所述测试矢量Δi_s产生的转子电流的矢量-Δi_r描绘出什么样的轨迹。为此我们选取一个这种测试波的起始点As。根据图1中所述的变换规律必然形成测试矢量Δi_s的磁场定向的坐标，即Δi_s ^ψ1，Δi_s ^ψ2并将它们与e₁₁或e₂₂相乘。利用公式(4)的值得出图6中所示的转子电波起始点Ar的坐标-Δi_r ^ψ1，-Δi_r ^ψ2。采用此方式还得到了转子电流的矢量-Δir的整个波轨迹(用粗虚线示出)。

从图中可见，转子电流矢量-Δi_r的波轨迹对应于测试矢量Δi_s的波轨迹有所旋转，确切地说旋转角度γ。其之所以旋转的原因在于，测试矢量Δi_s的磁场定向的坐标Δi_s ^ψ1，Δi_s ^ψ2不同程度地缩短，因此这种旋转直接表达了按图1的饱和电机的电流变换规律。

在此实际情况中最重要的认识是，旋转角度γ取决于磁通轴_r ^s与磁通评估轴 的夹角δ。可以很容易地看出旋转角γ总是与δ反向，此外当δ＝0时，γ为零；利用图6中绘制的数据箭头得出图7中所述的关系。因此旋转角γ单值地说明评估的磁通轴 与真正的磁通轴_r ^s是否吻合或在其右侧或左侧。

按图4的电路配置的计算部分8中表示了旋转角γ的确定。这一计算按下述步骤进行：

a)测量定子坐标系中负的转子电流的定子定向的矢量-i_r ^s的分量-i_r ^s1和-i_r ^s2。

b)利用矢量旋转器26将该矢量-i_r ^s变换成由所评估的磁通轴

确定的坐标系，因此在由所评估的磁通轴 确定的坐标系中得到负的转子电流的磁场定向的矢量 的分量 和

c)采用所谓的升降滤波器28(它根据测试频率进行相位补偿)由上述信号

和

提取具有分量

和

的测试矢量

。可以用两个长度恒定的矢量和来表述这一以测试导磁矢量a的旋转频率

脉动的矢量，所述两个矢量中的第一个矢量以

(顺相序系统)旋转，而其第二个矢量以 (反相序系统)旋转。

d)由移动的脉冲测试矢量 通过利用一矢量旋转器30到测试导磁矢量a的轴 中和接着采用低通滤波器32的低通滤波坐标变换，求出顺相序系统。采用此方法产生的矢量d^a(图8)是一个静态参数(在图8中用一个点表示)。图中示出，该矢量d^a相对于坐标轴a旋转的位移角为γ(图8)。因此d^a的与轴垂直分量d^a2是角γ的量度；这样就求出了这一重要的参数。

在调节电路34中采用所获得的信号作为实际值并将此信号作用于产生角 的角积分器18(S1在位置2)，现在通过此调节电路34改变所评估的磁通角

，直至旋转角γ等于零。这样

贴靠在_r ^s上，即在平衡的状态下等于真正的磁通角，从而基本上解决了磁通角检测的问题。

所述方法的特点是，一旦找到测试轴后，所采用的定子电流矢量的测试移动在平衡状态下平行于转子磁通进行并因而不会对电气转矩造成影响；因而此测试过程对操作人员而言实际上是觉察不到的。

由于必须测量转子电流的矢量并且该测量不可能不影响电机，故迄今所述的测量方法的基本形式当然还不是解决在说明书引言部分中所述问题的方案。测量方法的这一基本形式也仅仅是对方法的基本工作方式加以说明。

在实践中，有关转子电流矢量的重要的信息是由定子电压矢量获得的。在图9中详细示出了用于实施本发明方法的装置的电路图。异步电机10被视为感应式电机。为对该异步电机10进行控制，在控制装置36的输入端为形成磁通的定子电流分量给定一个额定值i_s ^ψ1**，用该形成磁通的定子电流分量将可以使感应式电机10的磁通保持恒定不变。在该控制装置36的另一输入端上为与磁通垂直的定子电流分量给定额定值i_s ^ψ2**，该额定值例如由一外差式的图中未进一步示出的转速调节器产生。另外，一执行机构38控制感应式电机10的电流，其中例如对三相感应式电机10的每个相位电流，一个电流调节器40根据由控制装置36提供的额定值i^* _R，S，T和通过实际值线路馈送的定子电流实际值i_R、S、T产生相应的控制电压，该控制电压在控制机构42内被加工成为设置在交流电网N与交流电机10间的变换器44的相应的触发脉冲。

电机模型46，在这里是所谓的电压模型，根据定子电流矢量i_s的笛卡儿分量i^s1 _s和i^s2 _s和定子电压矢量u_s的笛卡儿分量u^s1 _s和u^s2 _s计算出感应式电机的模拟磁通的模型值。该磁通例如可以作为相应的矢量 由其数值 和角度

计算出，其中在实施此方法时仅需要角度

前置于定子电流-执行机构38的控制装置36利用在输入端输入的与磁通平行的和与磁通垂直的定子电流分量i_s ^ψ1**和i_s ^ψ2*以及磁通方向-模型参数

，以便为定子电流-执行机构38产生输入参数。为此例如可以备有一个矢量旋转器48，该矢量旋转器将磁场定向的预定的额定-定子电流的分量换算成与定子有关的、位置固定的坐标i_s ^s1*和i_s ^s2*，即实施基准系统旋转一个输入的磁通方向-模型参数 。坐标变换器50由两个与定子有关的笛卡儿分量i_s ^s1*和i_s ^s2*产生三个额定值i^* _R，S，T，这三个额定值根据接在三个变换器输出端上的定子绕组的方向通过矢量相加产生定子电流-额定矢量。

发生器52产生一个具有随时间非恒定变化过程的电流测试信号[Δi_s]_T，该信号与形成磁场的电流分量的额定值i_s ^ψ1**相叠加。该叠加是通过一加法器54实现的。振幅a和频率 被输送给发生器52。在加法器54至发生器52的接线上接有一个开关器S1。

形成磁场的电流分量的额定值i_s ^ψ1**位于另一加法器56的输出端，在加法器的输入端上加有形成磁场的电流分量的额定值i_s ^ψ1***并接有一个电流升降装置58。该电流升降装置58具有一个分压器60，例如一个电位器60，和一个开关S2。利用此开关S2一个可调电流值与形成磁场的电流分量的额定值i_s ^ψ1***相加，从而使感应式电机在饱和范围内工作。随着电流升降装置58的开关S2的闭合，开关S1同样也被闭合，从而可使由发生器52产生的电流测试信号[Δi_s]_T与形成磁场的电流分量增大的额定值i_s ^ψ1**相加。

如上所述，利用电机模型46由求出的状态矢量定子电流i_s和求出的控制矢量定子电压u_s计算出感应式电机模拟磁通

的模型参数，其中作为相应矢量

的该磁通

通过其数值

和角度

说明。该磁通方向

一方面输送给控制装置36矢量旋转器48并且另一方面输送给用于产生电压分量 和

的装置62，但该电压分量含有的带有随时间非恒定变化过程的比例较大。为产生状态矢量定子电流i_s和控制矢量定子电压u_s，求出的相位电流i_R、S、T和端子电压u_R、S、T的实际值分别被输送给一个坐标变换器64和66。该坐标变换器64和66分别将一个三相系统转换成正交两相系统。同样，状态矢量u_s的正交电压分量u^s1 _s和u^s2 _s也被输送给装置62。在图10中对装置62的实施例做了进一步的说明。电压分量 和

位于该装置62的输出端，但该电压分量含有由电流测试信号[Δi_s]_T造成的随时间非恒定变化过程的比例较大。这些电压分量

和

被输送给用于产生坐标矢量d^a的分量d^a1和d^a2的装置68。该装置68垂直于轴线的分量d^a2所在的一个输出端通过跟踪装置70与电机模型46连接。利用开关S3可以把跟踪装置70接通。图11进一步示出了装置68的实施方式。

图10示出用于产生电压分量

和

的图9中装置62的实施方式。该装置62由输入侧的矢量旋转器72和输出侧的滤波器74构成。矢量旋转器72的两个输出端与滤波器74的两个输入端导电连接。在矢量旋转器72的输入端加有感应式电机10的状态矢量定子电压u_s的正交电压分量u^s1 _s和u^s2 _s，所述正交电压分量通过坐标变换器66由感应式电机10的端子电压的实际值u_R、S、T形成。所评估的模型值

的磁通方向

加在矢量旋转器72的角输入端。通过矢量旋转器72正交定子定向的电压分量u^s1 _s和u^s2 _s被转换成与磁通相关的坐标系统，电压分量的一个正交轴与电机磁通矢量ψ_r的模型值

的方向吻合。因此获得了磁场定向的电压分量 和

，这些电压分量具有直流部分和由电流测试信号[Δi_s]_T导致的交流部分。该磁场定向的电压分量

和 被滤波器74相位滤波，尤其是被升高(即去除直流部分)，从而在滤波器74的输出端产生电压分量 和

，但该电压分量含有随时间非恒定变化过程的比例较大；这是由于电流测试信号[Δi_s]_T造成的。对于位于滤波器74输出端的电压矢量

可用以下的近似式来表示：

当测试频率足够高时，则与图1的近似相符，该近似适用；另外，待测磁通角_r ^s的工作频率

不得超过一些规定值。也就是说，该近似主要适用于最低的频率范围。

在图11中示出用于产生相关矢量d^a的分量d^a1和d^a2的装置的实施方式。如图9所示，该装置68的输入端与装置62的输出端连接。该装置68由用于顺相序系统和反相序系统的两条通道76和78构成。通道76和78的结构相同。通道76及78在输入侧具有一个矢量旋转器80或82，并且在输出侧具有一个滤波器84和86，该滤波器后置于矢量旋转器80或82。这两条通道76和78的输出端以分量方式通过一个加法器88和90相互连接在一起。在这两个加法器88和90的输出端产生相关矢量d^a的分量d^a1和d^a2。矢量旋转器80和82的角输入端与发生器52的角输出端连接在一起，在发生器输出端产生测试导磁矢量a的定位

根据公式(6)的电压矢量由四部分构成。其具体内容涉及

和

的欧姆和漏感压降。在公式(6)的部分II中有以基本形式出现的带有比例系数的项。当部分I、III和VI为零时，可以将基本形式的结构保持不变，直接采用；此点在图11中是由矢量旋转器80和滤波器84决定的，其中在此产生矢量f^a并且尤其是分量f^a2。通过在定子电压u_s矢量上加补偿可实现公式(6)的部分I、III和IV部分为零。但在本设计中没有采取这种补偿，这是因为该补偿需要对电机参数进行识别；本设计宁可通过对电路配置的扩展，使所述这些部分的影响不起作用。

对于公式(6)的部分I甚至什么也不必做。实践表明，Δi_s的随行矢量在变换到测试导磁矢量a的坐标系统后总是产生一个水平矢量，从而使部分I和部分II的和以图12中所示的方式反映到测试导磁矢量a的坐标系统中。也就是说，公式(6)的部分I根本不会改变在滤波器84输出端上的结果的相关的第二坐标。

与此相反，由于感应漏泄电压之故在图12中的矢量上还要分别加上一个与此迄今已有的矢量垂直的矢量，故公式(6)的部分III和IV将会大大改变滤波器84输出端上的结果，从而使结果虚假，甚至不能使用(图13)。但有一种简单的方法可以避免此虚假。亦即如图11所示，利用矢量旋转器82和滤波器86将整个电压矢量 附加转换到测试导磁矢量a＇、测试导磁矢量a与磁通有关的镜象的a＇-轴上，这样就得到了

及它的部分I至IV的反相序系统。在此可以发现，在进行该变换时欧姆分量以与图13的情况相同的方式被投影，但漏感分量却如图14所示向另一方向延伸。用g^a′标记如此产生的整个矢量。

但这时矢量f^a和g^a＇又更多地含有公式(6)的部分I和II，确切地说分别为两倍，而如图13和14所见，公式(6)的部分III和IV自我补偿。总之，在图11上设置的和输出端上产生相应于图12双倍大小的矢量图。因此通过在这里讨论的测量配置仅在采用定子电压(和用于电流注入的定子电流)的情况下可以求出小频率并且尤其频率为零时的磁通角_r ^s。

为实现所述方法完美的功能，必须使电机工作在饱和范围内。出于对损耗的考虑，建议仅在绝对必要时才启动此种工作。另外，在频率较高时有时电压要取不允许高的值。所以在这里所述的方法被称作修正方法，其任务在于，在低的频率范围内对已有的电机模型进行支持或加以替代。就此而言，其前提是，用于在图9中所示的异步电机10的磁场定向的电机模型46已经存在，并且独自令人满意地覆盖频率范围内的大部分。在此情况下，看来宜采用图9电机模型46的输出，代替图4的角积分器18的输出作为评估的磁通轴

，并以相宜的方式采用图4的调节器34作为电机模型46的跟踪器。用开关S2和S3表示的磁化电流的提升和电机模型跟踪器70的接通，在此是根据频率

进行的。在开关S2和S3的闭合的同时，通过S1加入测试波。

就公式(6)要提及的是，该近似仅在待测磁通的工作频率低时才足够精确。在工作频率较高时在公式(6)中还要分别加入一转子的取决于频率

的漏泄电压项，该项以干扰的形式出现，甚至在小于一个数量级时也是如此。由于已了解了此频率

，故必要时可以通过将相应的电流加入到电压矢量

上对该漏泄电压进行补偿。

所述方法是为异步电机10设计的并经过试验确定；但只要存在低欧姆闭合的转子绕组，不管它是阻尼绕组还是励磁绕组，它同样也适用于同步电机，这是因为作为此方法基础的效果所涉及的是感应电机由初级绕组至低欧姆次级绕组的电流变换。

此方法在一台25千瓦的异步电机上已做过试验，该电机由一脉冲变换器馈电并配备有一个磁滞电流调节器。图15示出在饱和范围负荷的情况下转子磁通坐标系统中的定子电流矢量i_s，确切地说在左图中不带定子电流-测试波励磁并且在右图中带有定子电流-测试波励磁。在此图中可看出，定子电流-测试移动，尤其是电流实际值平行于转子磁通伸展并因此不会对电气转矩造成影响。此点可被视为所述方法的积极的特点。在图16中示出在定子坐标系中的测试工作时的属于图15右图的定子电流矢量i_s。经证实，为了不致对作为本方法基础的图1所示的关系及公式(6)的正确性造成不利的影响，测试频率为20Hz已经够大了。为在低的频率范围内实现本方法的完美的功能，在转速为+3％和-3％之间，以±80％的额定转矩进行了换向运行。在图17中给出加速负载力矩，该负载力矩将大大迟滞转速上升。在图17的下图中清楚地示出转矩曲线和转速曲线；时间单位为秒。在图17的上图和中图中示出含有测试波的定子线圈电流i_s ^s1和i_s ^s2。在图18和19中示出频率为零时的负荷运行。在换向旋转过程中大约在t＝4.3时加入一负载力矩，该力矩阻止了任何进一步的加速，从而使被加载的电机10保持在频率为零的状态。为说明这种负载的稳定性，此负载的加入将保持较长的时间。可根据这时产生的同相电流毫无问题地识别出状态“频率零”，图18的上图和中图中示出了该同相电流。

由于在频率零时通常在定子电压u_s中不含有有关转子磁通ψ_r的信息，故迄今的任何一种电机模型在此工作点上都是无效的。但采用在此所述的方法对此工作点在一定程度上模拟了一个磁通信息，如上所述，该信息足以实现完美的磁场定向的工作。

Claims (10)

1.一种用于修正一个电机模型(46)取决于无传感器的、磁场定向工作的感应式电机(10)的两个状态矢量(i_s，u_s)形成的模型磁通矢量 直至频率零的磁通方向

的方法，其中

a)为感应式电机(10)的定子电流矢量(i_s)的形成磁场和转矩的电流分量(i_s ^ψ1*，i_s ^ψ2*)各预定一个额定值，

b)向形成磁场的电流分量(i_s ^ψ1*)的额定值加入一个随时间非恒定变化过程的电流测试信号([Δi_s]_T)，其特征在于：

c)增大形成磁场的电流分量(i_s ^ψ1**)，使感应式电机(10)在饱和范围内工作，

d)检测感应式电机(10)定子电压矢量(u_s)的电压分量(u^s1 _s，u^s2 _s)的随时间变化过程并变换成磁通定向的电压分量

e)由该磁通定向的电压分量

形成电压分量

但该电压分量含有的随时间非恒定变化过程的比例较大，

f)由从电流测试信号([Δi_s]_T)推导出的参量随时间的变化过程和规定的电压分量

确定出相关矢量(d^a)的分量(d^a1，d^a2)，以及，

g)用相关矢量(d^a)垂直轴线的分量(d^a2)对模拟的模型磁通矢量

的磁通方向 进行跟踪，直至相关矢量(d^a)与轴线垂直的分量(d^a2)为零。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：采用按公式 ${\left[{\mathrm{\Δi}}_S\right]}_T=a\·\cos {{\stackrel{\·}{\mathrm{\α}}}^{\widehat{\mathrm{\Ψ}}}}_t$ 的余弦波作为电流测试信号([Δi_s]_T)。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于：为产生相关矢量(d^a)的分量(d^a1、d^a2)，随时间非恒定变化过程的电压分量

被分别转换到测试导磁矢量(a)的a-轴上和在磁通方向

上成镜像反映的测试导磁矢量(a＇)的a＇-轴上并接着进行过滤；以及所产生的这些矢量(f^a、g^a)以分量方式相加，其中垂直轴线的分量(f^a2、g^a2)的和构成相关矢量(d^a)的垂直分量(d^a2)。

4.一种用于实施如权利要求1所述方法的装置，其具有

a)一个无传感器的感应式电机(10)的定子电流(i_s)的执行机构(38)，

b)一个电机模型(46)，在其输入端加有感应式电机(10)的状态矢量(i_s、u_s)的笛卡儿分量(i^s1 _s、i^s2 _s、u^s1 _s、u^s2 _s)，

c)一个前置于定子电流-执行机构(38)的控制装置(36)，在其输入端加有形成磁通和转矩的电流分量(i_s ^ψ1*，i_s ^ψ2*)的额定值，

d)一个用于产生具有随时间非恒定变化过程的电流测试信号([Δi_s]_T)发生器(52)，其特征在于：

e)备有一个用于增大形成磁场的电流分量(i_s ^ψ1**)的额定值的电流增大装置(58)，

f)一个用于产生具有随时间非恒定变化过程的电压分量

的、后置于感应式电机(10)的定子电压(u_R、u_S、u_T)的坐标变换器(66)的装置(62)，

g)一个用于产生相关矢量(d^a)的分量(d^a1、d^a2)的装置(68)，它后置于用于产生电压分量

的装置(62)，

h)用于产生相关矢量(d^a)的装置(68)的、产生与垂线正交的分量(d^a2)的输出端通过跟踪装置(70)与电机模型(46)连接。

5.如权利要求4所述的装置，其特征在于：增大电流的装置(58)具有一个分压器(60)和一个开关(S2)，该开关的输入端与分压器(60)的输出端连接，并且其输出端与加法器(56)连接。

6.如权利要求4所述的装置，其特征在于：用于产生电流测试信号([Δi_s]_T)的发生器(52)具有一个角积分器(22)、一个矢量旋转器(24)和两个分压器，其中的一个分压器的输出端与角积分器(22)连接，角积分器的输出端与矢量旋转器(24)的角输入端连接，而另一分压器的输出端与矢量旋转器(24)的一信号输入端连接，矢量旋转器(24)的第二个信号输入端接零。

7.如权利要求4所述的装置，其特征在于：用于产生电压分量 的装置(62)由矢量旋转器(72)和滤波器(74)的串联电路构成。

8.如权利要求4所述的装置，其特征在于：用于产生相关矢量(d^a)的装置(68)由矢量旋转器(80、82)和滤波器(84、86)的两个串联电路(76、78)构成，其中两个滤波器(84、86)的输出以分量方式分别与加法器(88、90)连接，加法器的输出构成装置(68)的输出。

9.如权利要求4所述的装置，其特征在于：用于产生电压分量

的装置(62)、用于产生相关矢量(d^a)分量(d^a1、d^a2)的装置、跟踪装置(70)和电机模型(46)构成一构件单元。

10.如权利要求9所述的装置，其特征在于：作为构成单元配备有一微处理器。

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