CN101772905B - 无线信号解调装置 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于，提供一种提高了传输路径环境的变动跟随性的无线信号解调装置。并且，本发明是这样一种无线信号解调装置，其接收与载波频率的时间变化成比例地对复用了已知导频信号的信息信号的振幅进行调制而得到的无线信号。并且，本发明的无线信号解调装置具有：频率转换部(2)；信号合成部(3)；第1导频信号提取部(11)；第2导频信号提取部(13)；第1导频正交信号生成部(12)；第2导频正交信号生成部(14)；第1误差信号生成部(16)；和第1加权系数更新部，其使用第1导频正交信号和由第1误差信号生成部得到的第1误差信号，计算在信号合成部中使用的加权系数。

Description

无线信号解调装置

技术领域

本发明是涉及无线信号解调装置的发明，尤其涉及下述的无线信号解调装置，其接收与载波频率的时间变化成比例地对复用了已知导频信号的信息信号的振幅进行调制而得到的无线信号。 

背景技术

在经过各种传输路径到达的反射波、衍射波、散射波等的合成波到达接收点的移动接收环境下，在无线信号解调装置中产生接收功率电平急剧变动的多径衰落。由于该多径衰落，在无线信号解调装置中接收信号的质量恶化。因此，在移动接收环境下使用的无线信号解调装置需要提高接收信号的质量，这成为必须解决的技术问题。尤其需要开发下述的无线信号解调装置，其抑制因多径衰落导致的干扰，提高解调信号的希望功率对非希望功率之比(DUR：Desire power to Un-desire powerRatio)。 

作为缓解多径衰落的影响的技术，使用多个天线来有效地接收所期望的信号的分集技术已得到广泛应用。在该分集技术中，根据各个天线的接收功率来切换天线输出的切换分集，由于结构简单，被广泛用作移动接收环境下的无线信号解调装置。 

另外，作为其他的分集技术也在研究自适应阵列天线系统，其通过信号处理来独立控制由各个天线元件接收到的信号的振幅及相位，并自适应地进行系统整体的指向特性的控制。在该系统中，具有进行杂散波(spurious wave)的抑制、并将所期望的信号的DUR最大化的特性，但该特性依赖于在将信号合成时使用的加权系数的计算算法。 

在移动接收环境下，很难准确掌握有关接收信号的到来方向和来波数量的信息，因此该算法往往采用不需要上述信息的最小均方误差法 (MMSE：Minimum Mean Square Error)。 

另外，在该MMSE的算法中，基于发送信号是频率调制(FM：Frequency Modulation)波或相位调制(PM：Phase Modulation)波等的恒定包络信号这一前提，实现DUR的最大化，关于这种算法有CMA(Constant Modulus Algorithm，恒模算法)。该CMA是基于将包络线设为固定这一标准的算法。 

并且，该CMA的最大特长在于，是不需要所期望信号的复制品(replica)的盲算法这一点。因此，该CMA能够利用简单的结构应用于无线信号解调装置，并已经得到应用。另外，关于使用了上述的切换分集和CMA的无线信号解调装置，在专利文献1和专利文献2中有具体说明。 

另外，专利文献3公开了自适应阵列天线系统。在该专利文献3中公开的自适应阵列天线系统使用被时分复用于数据信号中的导频信号，补偿输出信号的相位及振幅的失真而产生基准信号，具有能够良好地接收所期望的信号的效果。 

专利文献1：日本特开平07-336130号公报 

专利文献2：日本特开2005-217849号公报 

专利文献3：日本特开平07-154129号公报 

但是，在使用以往的切换分集的无线信号解调装置中，伴随天线元件的切换，导致信号的相位不连续，存在接收性能恶化的问题。并且，在使用以往的切换分集的无线信号解调装置中，还存在以下问题：即使在存在杂散波的传输路径环境下，也未抑制该杂散波即进行合成。 

并且，在使用以往的CMA的无线信号解调装置中，收敛至最佳接收状态需要时间，移动接收环境下的传输路径环境的变动跟随性存在限度。另外，在使用以往的CMA的无线信号解调装置中，即使在存在杂散波的传输路径环境下，且杂散波的功率超过想要接收的信号的功率的情况下，存在导致接收了杂散波的问题。 

并且，在采用专利文献3的结构的无线信号解调装置中，在数据信号不是复数信号的情况下(例如，数据信号是解调频率调制信号得到的信号)，存在不能同时补偿输出信号的相位及振幅的失真的问题。 

发明内容

本发明就是鉴于上述问题而提出的，其目的在于，提供一种传输路径环境的变动跟随性提高的无线信号解调装置。 

本发明的无线信号解调装置的一个方式是下述的无线信号解调装置，其接收与载波频率的时间变化成比例地对复用了已知导频信号的信息信号的振幅进行调制而得到的无线信号，所述无线信号解调装置具有：频率转换部，其使用多个天线来接收无线信号，把由各个天线接收到的无线信号的频率转换为预定的频率，作为输出信号输出；信号合成部，其对由频率转换部得到的输出信号分别乘以加权系数，并将这些乘积之和作为合成输出信号输出；第1导频信号提取部，其提取由频率转换部得到的输出信号中所复用的导频信号；第2导频信号提取部，其提取由信号合成部得到的合成输出信号中所复用的导频信号；第1导频正交信号生成部，其生成与由第1导频信号提取部得到的第1导频信号正交的信号，并将该信号作为复数信号的第1导频正交信号输出；第2导频正交信号生成部，其生成与由第2导频信号提取部得到的第2导频信号正交的信号，并将该信号作为复数信号的第2导频正交信号输出；第1误差信号生成部，其使用第2导频正交信号和具有与导频信号相同频率的参照信号，将合成输出信号相对于已知的导频信号的误差作为第1误差信号输出；以及第1加权系数更新部，其使用第1导频正交信号和由第1误差信号生成部得到的第1误差信号，计算在信号合成部中使用的加权系数。 

根据本发明的无线信号解调装置的一个方式，使用在无线信号的解调过程中得到的导频正交信号，进行以MMSE为标准的最佳加权系数的更新，所以除了传输路径环境的变动跟随性提高之外，还具有能够解决错误接收杂散波的问题的效果。 

本发明的目的、特征、方面和优点，根据以下具体说明及附图将更加明确。 

附图说明

图1是本发明的实施方式1的无线信号解调装置的方框图。 

图2是本发明的实施方式1的第1导频信号提取部的方框图。 

图3是本发明的实施方式1的第2导频信号提取部的方框图。 

图4是本发明的实施方式1的第1加权系数更新部的方框图。 

图5是作为本发明的前提的无线信号解调装置的方框图。 

图6是作为本发明的前提的无线信号解调装置的第2加权系数更新部的方框图。 

图7是本发明的实施方式2的无线信号解调装置的方框图。 

图8是本发明的实施方式2的第1加权系数控制部的方框图。 

图9是本发明的实施方式3的无线信号解调装置的方框图。 

图10是本发明的实施方式3的第1加权系数控制部的方框图。 

具体实施方式

(实施方式1) 

图1表示本实施方式的无线信号解调装置的方框图。图1所示的无线信号解调装置具有下述功能：即，接收与载波频率的时间变化成比例地对复用了已知导频信号的信息信号的振幅进行调制而得到的无线信号。 

首先，在图1所示的无线信号解调装置中，使用多个天线1₁～1_n接收到的无线信号被输入到频率转换部2，该频率转换部2对接收到的无线信号进行频率转换，并作为接收信号R₁(t)～R_n(t)输出。其中，符号(t)在本说明书中指在时刻t的信号的值。 

接着，信号合成部3向由频率转换部2输出的接收信号R₁(t)～R_n(t)乘以后面叙述的加权系数，并将它们之和作为合成输出信号Y(t)输出。另外，关于在信号合成部3进行的具体的运算方法，将在本实施方式的后半部分中具体说明。 

接着，第1导频信号提取部11从由频率转换部2输出的接收信号 R₁(t)～R_n(t)中，提取被复用在该接收信号中的导频信号P₁(t)～P_n(t)。 

图2表示第1导频信号提取部11的结构示例。图2所示的第1导频信号提取部11具有第1解调部31和第1带通滤波器32。在第1解调部31中对接收信号R₁(t)～R_n(t)进行解调，并再生信息信号S₁(t)～S_n(t)。在第1带通滤波器32中，从解调后的信息信号S₁(t)～S_n(t)中提取第1导频信号P₁(t)～P_n(t)。 

另外，第1解调部31具有利用下述方法来解调信息信号S₁(t)～S_n(t)的功能，所述方法例如检测所输入的接收信号R₁(t)～R_n(t)的频率，并输出与该频率随时间变化的变化量成比例的振幅值。并且，第1解调部31也可以具有利用下述方法来解调信息信号S₁(t)～S_n(t)的功能，所述方法是检测所输入的接收信号R₁(t)～R_n(t)的相位，并输出与该相位随时间变化的变化量成比例的振幅值。 

实际上设置具有上述功能的n个第1解调部31，并使各个第1解调部31与1个输入R_i(i＝1～n)和1个输出S_i(i＝1～n)对应，但在图1中将n个第1解调部31表述为一个单元。 

第1带通滤波器32对于信息信号S₁(t)～S_n(t)，提取具有特定频率的信号成分作为第1导频信号P₁(t)～P_n(t)。该第1带通滤波器32也可以使用例如把包括已知的导频信号的频率的预定的频带作为通过频带的FIR(Finite Impulse Response：有限冲激响应)滤波器或IIR(InfiniteImpulse Response：无限冲激响应)滤波器构成。 

实际上设置具有上述结构的n个第1带通滤波器32，并使各个第1带通滤波器32与1个输入S_i(i＝1～n)和1个输出P_i(i＝1～n)对应，但在图2中将n个第1带通滤波器32表述为一个单元。 

接着，第1正交信号生成部12对于由第1导频信号提取部11得到的第1导频信号P₁(t)～P_n(t)，输出与它们正交的第1导频正交信号X₁(t)～X_n(t)。该第1导频正交信号X₁(t)～X_n(t)是复数信号，是各个信号的同相信号成分与正交信号成分进行了正交的信号。另外，第1正交信号生成部12可以使用例如希尔伯特变换滤波器实现，也可以 使用例如微分器实现。 

在第1正交信号生成部12使用希尔伯特变换滤波器的情况下，该滤波器的抽头数越多，滤波器的性能越高，正交性也越高，但存在电路规模变大的问题。因此，在由于电路规模的制约等不能取较多的抽头数的情况下，第1正交信号生成部12使用预定的有限抽头数量的FIR滤波器构成。并且，在第1正交信号生成部12使用微分器的情况下，例如可以构成为每隔预定的时间间隔来计算输入信号的差分。 

实际上设置具有上述结构的n个第1正交信号生成部12，并使各个第1正交信号生成部12与1个输入P_i(i＝1～n)和1个输出X_i(i＝1～n)对应，但在图1中将n个第1正交信号生成部12表述为一个单元。 

接着，第2导频信号提取部13从由信号合成部3得到的合成输出信号Y(t)中，提取被复用在该信号中的导频信号L(t)。 

图3表示第2导频信号提取部13的结构。图3所示的第2导频信号提取部13具有第2解调部33和第2带通滤波器34。第2解调部33对合成输出信号Y(t)进行解调，并再生信息信号U(t)。第2带通滤波器34从由第2解调部33得到的信息信号U(t)中提取第2导频信号L(t)。 

第2解调部33具有利用下述方法来解调信息信号U(t)的功能，所述方法例如检测所输入的合成输出信号Y(t)的频率，并输出与该频率随时间变化的变化量成比例的振幅值。并且，第2解调部33也可以具有利用下述方法来解调信息信号U(t)的功能，所述方法例如检测所输入的合成输出信号Y(t)的相位，并输出与该相位随时间变化的变化量成比例的振幅值。 

第2带通滤波器34对于信息信号U(t)，提取具有特定频率的信号成分作为第2导频信号L(t)。另外，第2带通滤波器34使用例如把包括已知的导频信号的频率的预定频带作为通过频带的FIR滤波器或IIR滤波器。 

接着，第2正交信号生成部14生成并输出第2导频正交信号J(t)，其与由第2导频信号提取部13得到的第2导频信号L(t)正交。该第2导频正交信号J(t)是复数信号，是同相信号成分与正交信号成分进行了正交的信号。另外，第2正交信号生成部14可以使用例如希尔伯特变换滤波器实现，也可以使用例如微分器实现。 

并且，在第2正交信号生成部14使用希尔伯特变换滤波器的情况下，该滤波器的抽头数越多，滤波器的性能越高，正交性也越高，但存在电路规模变大的问题。因此，在由于电路规模的制约等不能取较多的抽头数的情况下，第2正交信号生成部14使用预定的有限抽头数量的FIR滤波器构成。并且，在第2正交信号生成部14使用微分器的情况下，例如可以构成为每隔预定的时间间隔来计算输入信号的差分。 

接着，第1误差信号生成部16使用第2正交信号生成部14的输出J(t)和作为参照信号15的信号A(t)，生成第1误差信号E₁(t)。其中，参照信号15是具有与已知的导频信号相同频率的信号A(t)。并且，第1误差信号E₁(t)是根据式1计算的，并被输入到第1加权系数更新部17。 

E₁(t)＝J(t)-A(t)                      (式1) 

接着，第1加权系数更新部17被输入第1导频正交信号X₁(t)～X_n(t)以及第1误差信号E₁(t)并动作，以直接将式2所示的评价函数Q₁(t)最小化。其中，式2中的符号“∑”表示时刻i＝1～t之和，f被称为忘却系数，表示0以上1以下的常数。另外，所说忘却系数f指决定将过去的接收信号的相关信息保留何种程度的值，该值被设定得越小，保留效果越小。 

$Q_1\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}^{t-i}{\left|E_1\left(i\right)\right|}^2$ (式2) 

图4表示第1加权系数更新部17的结构示例。图4所示的第1加权系数更新部17具有第1加权系数保持电路35和第1运算器36。首先，在第1运算器36中，根据第1导频正交信号X₁(t)～X_n(t)和第1误差信号E₁(t)，运算第1加权系数W₁₁(t+Δt)～W_1n(t+Δt)。并且，第1加权系数保持电路35保持由第1运算器36运算的第1加权系数W₁₁(t+Δt)～W_1n(t+Δt)。接着，保持在第1加权系数保持电路35中的第1加权系数W₁₁(t+Δt)～W_1n(t+Δt)，在每当经过预定的时间时被再次输入到第1运算器36，第1加权系数W₁₁(t+Δt)～W_1n(t+Δt) 被更新。 

具体地讲，第1运算器36首先使用第1导频正交信号X₁(t+Δt)～X_n(t+Δt)和第1误差信号E₁(t+Δt)，根据式3计算用于更新第1加权系数的第1加权差分值D₁(t)。其中，X(t)、r_XX(t)分别是利用式4和式5表示的值，式中的H表示复数共轭转置，Δt表示微小时间。 

$D_1\left(t\right)=\frac{r_{\mathrm{XX}}^{-1}\left(t\right)X(t+\mathrm{\Δt})}{f+X^H(t+\mathrm{\Δt})r_{\mathrm{XX}}^{-1}\left(t\right)X(t+\mathrm{\Δt})}$ (式3) 

X(t)＝[X₁(t)X₂(t)…X_n(t)]^H          (式4) 

r_XX(t)＝X(t)X^H(t)                   (式5) 

然后，使用由第1加权系数保持电路35保持的第1加权系数W₁₁(t)～W_1n(t)和第1加权差分值D₁(t)，根据式6更新第1加权系数。其中，W₁(t)是利用式7表示的加权矢量，*表示复数共轭。并且，由第1加权系数更新部17得到的第1加权系数W₁(t+Δt)被输入到信号合成部3。 

W₁(t+Δt)＝W₁(t)+D₁(t)E₁*(t+Δt)    (式6) 

W₁(t)＝[W₁₁(t)W₁₂(t)…W_1n(t)]^H      (式7) 

最后，在信号合成部3中，向所输入的第1加权系数W₁(t+Δt)分别乘以天线1₁～1_n的接收信号R₁(t)～R_n(t)，将它们的相乘结果之和作为合成输出信号Y(t)输出。即，在信号合成部3中进行式8表示的运算，得到合成输出信号Y(t)。其中，R(t)是利用式9表示的接收信号矢量。在本实施方式的信号合成部3中，向由各个天线接收到的信号R₁(t)～R_n(t)乘以加权系数，并将它们之和作为合成输出信号Y(t)，所以具有消除信号相位的不连续性的效果。 

Y(t)＝W₁ ^H(t)R(t)                    (式8) 

R(t)＝[R₁(t)R₂(t)…R_n(t)]^H          (式9) 

在此，为了进行以往的无线信号解调装置与本实施方式的无线信号解调装置的性能比较，说明以往的无线信号解调装置之一即使用了CMA的装置(以下称为CMA方式装置)的结构示例。 

图5是表示CMA方式装置的结构示例的方框图。在图5所示的CMA 方式装置中，对与图1所示的无线信号解调装置相同的构成要素标注相同的标号，并省略具体说明。 

图5所示的功率计算部21使用从信号合成部3得到的合成输出信号Y(t)，计算该信号的合成功率值Z(t)，并输出给第2加权系数更新部23。在功率计算部21中，例如进行式10所示的运算来计算合成功率值Z(t)。 

Z(t)＝|Y(t)|²                (式10) 

然后，图5所示的第2加权系数更新部23动作，第2加权系数更新部23使用从功率计算部21得到的合成功率值Z(t)、和从固定值22输出的预定的值C(t)，直接将式11所示的评价函数Q₂(t)的值最小化。 

Q₂(t)＝|Z(t)-C(t)²|²         (式11) 

具体地讲，图6表示第2加权系数更新部23的结构示例。图6所示的第2加权系数更新部23具有第2加权系数保持电路37和第2运算器38。首先，第2运算器38根据合成功率值Z(t)和预定的值C(t)，运算第2加权系数W₂₁(t+Δt)～W_2n(t+Δt)。并且，第2加权系数保持电路37保持由第2运算器38运算出的第2加权系数W₂₁(t+Δt)～W_2n(t+Δt)。然后，保持在第2加权系数保持电路37中的第2加权系数W₂₁(t+Δt)～W_2n(t+Δt)，在每当经过预定的时间时被再次输入到第2运算器38，第2加权系数W₂₁(t+Δt)～W_2n(t+Δt)被更新。 

第2运算器38首先使用接收信号R₁(t)～R_n(t)、合成输出信号Y(t)、合成功率值Z(t)和预定的值C(t)，根据式12计算用于更新第2加权系数的第2加权差分值D₂(t)。其中，式12中的μ表示阶梯增益(stepgain)，是对更新加权系数的速度进行控制的常数。 

D₂(t)＝4μR(t)Y*(t){Z(t)-C(t)²}          (式12) 

然后，使用由第2加权系数保持电路37保持的第2加权系数W₂₁(t)～W_2n(t)和第2加权差分值D₂(t)，根据式13更新第2加权系数。其中，W₂(t)是利用式14表示的加权矢量。由第2加权系数更新部23得到的第2加权系数W₂(t)被输出给信号合成部3。 

W₂(t+Δt)＝W₂(t)-D₂(t)                   (式13) 

W₂(t)＝[W₂₁(t)W₂₂(t)…W_2n(t)]^H         (式14) 

最后，在信号合成部3中，将第2加权系数W₂(t)分别与天线1₁～1_n的接收信号R₁(t)～R_n(t)相乘，将它们的相乘结果之和作为合成输出信号Y(t)输出。即，在信号合成部3中进行式15表示的运算，得到合成输出信号Y(t)。 

Y(t)＝W₂ ^H(t)R(t)                       (式15) 

在如上所述的CMA方式装置中，在求出最佳加权系数的过程中，如式11～式13所示，使用被称为最速下降法的方法，该方法根据当前得到的第2误差函数的值(式11表示的评价函数Q₂(t))来更新第2加权系数。与此相对，在本实施方式的无线信号解调装置中，如式2、式3和式6所示，使用RLS(Recursive Least-Squares)算法的方法，该方法根据过去计算的第1误差函数的所有值(式2表示的评价函数Q₁(t))来更新第1加权系数。另外，RLS算法相对于CMA方式，具有收敛速度快的特点，关于这一点在アダプティブアンテナ技術(自适应天线技术)(菊間信良著，オ一ム社，第40～47页)中有具体说明。因此，本实施方式的无线信号解调装置具有提高传输路径环境的跟随性能的效果。 

并且，在本实施方式的无线信号解调装置中，为了生成导频正交信号而设置第1和第2正交信号生成部12、13，所以能够可靠地将导频信号复数化，在作为无线信号对被复用有已知的导频信号的信息信号进行频率调制后的信号进行接收的方式中，具有能够同时补偿无线信号的相位和振幅的失真的效果。 

另外，在本实施方式的无线信号解调装置中，使用在无线信号的解调过程中得到的导频正交信号，有效地进行以MMSE为标准的最佳加权系数的更新，所以除了上述效果之外，还能够解决错误接收杂散波的问题，相比于CMA方式具有接收性能提高的效果。 

(实施方式2) 

图7表示本实施方式2的无线信号解调装置的方框图。图7所示的无线信号解调装置与图1所示的无线信号解调装置的不同之处是，具有功率计算部21、第2加权系数更新部23、第2误差信号生成部24以及 第1加权系数控制部25。另外，功率计算部21计算合成输出信号Y(t)的合成功率值Z(t)。第2加权系数更新部23根据接收信号R₁(t)～R_n(t)、合成输出信号Y(t)、合成功率值Z(t)、和固定值22的预定的值C(t)，计算第2加权系数W₂₁(t)～W_2n(t)。第2误差信号生成部24根据合成功率值Z(t)和预定的值C(t)，生成第2误差信号E₂(t)。第1加权系数控制部25根据第1加权系数W₁₁(t)～W_1n(t)和第2加权系数W₂₁(t)～W_2n(t)，输出用于与各个接收信号相乘的第3加权系数W₃₁(t)～W_3n(t)。 

另外，在图7所示的无线信号解调装置中，对与图1所示的无线信号解调装置以及图5所示的CMA方式装置具有的构成要素相同的构成要素，标注相同的标号并省略具体说明。因此，下面对第2误差信号生成部24和第1加权系数控制部25进行具体说明。 

首先，在第2误差信号生成部24中，使用功率计算部21的合成功率值Z(t)和预定的值C(t)，根据式16计算第2误差信号E₂(t)。将算出的第2误差信号E₂(t)输入给第1加权系数控制部25。 

E₂(t)＝C(t)-Z(t)^1/2            (式16) 

第1加权系数控制部25使用第1加权系数W₁₁(t)～W_1n(t)、第1误差信号E₁(t)、第2加权系数W₂₁(t)～W_2n(t)和第2误差信号E₂(t)，输出与各个接收信号相乘的第3加权系数W₃₁(t)～W_3n(t)。具体地讲，图8表示第1加权系数控制部25的结构示例。 

图8所示的第1加权系数控制部25具有转换器41、第1控制信号发生器42和第1加权合成器43。首先，转换器41把第1误差信号E₁(t)和第2误差信号E₂(t)转换为转换信号F₁(t)和F₂(t)，并输出给第1控制信号发生器42。 

作为转换器41的具体转换方法，例如有把第1误差信号E₁(t)和第2误差信号E₂(t)的包络值作为转换信号F₁(t)和F₂(t)输出的方法。作为其他方法，例如还有把误差信号E₁(t)和第2误差信号E₂(t)的功率值作为转换信号F₁(t)和F₂(t)输出的方法。并且，转换器41也可以具有计算特定的时间区间中的平均值的功能，在具有该功能的情 况下，也可以输出误差信号E₁(t)和第2误差信号E₂(t)的包络值或功率值的时间平均值和方差值，作为转换信号F₁(t)和F₂(t)。 

接着，第1控制信号发生器42例如以满足式17的方式来计算输出信号M₁(t)，将该输出信号M₁(t)输出给第1加权合成器43。 

$M_1\left(t\right)=\frac{F_1\left(t\right)}{F_1\left(t\right)+F_2\left(t\right)}$ (式17) 

另外，在第1控制信号发生器42进行的运算不限于式17，例如也可以以满足式18的方式来计算输出信号M₁(t)。其中，式18中的符号Max()和Num()分别是根据式19、式20和式21而给出的函数。 

[0091] M₁(t)＝Num{Max(F₁(t)，F₂(t))}    (式18) 

Max(a，b)＝a      (a≥b)         (式19) 

Max(a，b)＝b      (a＜b)         (式20) 

Num(F_n(t))＝n                    (式21) 

然后，第1加权合成器43根据第1控制信号发生器42的输出信号M₁(t)，进行第1加权系数W₁₁(t)～W_1n(t)和第2加权系数W₂₁(t)～W_2n(t)的控制，并输出与各个接收信号相乘的第3加权系数W₃₁(t)～W_3n(t)。 

具体地讲，在利用式17求出输出信号M₁(t)的值的情况下，第1加权合成器43例如使用式22计算第3加权系数W₃₁(t)～W_3n(t)。另外，将算出的第3加权系数W₃₁(t)～W_3n(t)输入到信号合成部3。 

[0097] [W₃₁(t)W₃₂(t)…W_3n(t)]^H

＝M₁[W₁₁(t)W₁₂(t)…W_1n(t)]^H+(1-M₁)[W₂₁(t)W₂₂(t)…W_2n(t)]^H

                                                (式22) 

并且，在利用式18求出输出信号M₁(t)的值的情况下，第1加权合成器43例如可以使用式23或式24来计算第3加权系数W₃₁(t)～W_3n(t)。 

[W₃₁(t)W₃₂(t)…W_3n(t)]^H＝[W₁₁(t)W_t2(t)…W_1n(t)]^H(M₁＝1)(式23) 

[W₃₁(t)W₃₂(t)…W_3n(t)]^H＝[W₂₁(t)W₂₂(t)…W_2n(t)]^H(M₁＝2)(式24) 

[0102] 最后，在信号合成部3中，将由第1加权系数控制部25得到的第3 加权系数W₃₁(t)～W_3n(t)，与天线1₁～1_n的各个接收信号R₁(t)～R_n(t)相乘，把它们的相乘结果之和作为合成输出信号Y(t)输出。即，信号合成部3进行式25和式26所示的运算，得到合成输出信号Y(t)。 

Y(t)＝W₃ ^H(t)R(t)                  (式25) 

W₃(t)＝[W₃₁(t)W₃₂(t)…W_3n(t)]^H    (式26) 

图1所示的第1加权系数更新部17把第1导频正交信号X₁(t)～X_n(t)作为输入信号而动作，所以认为存在根据接收环境和无线传输路径的特性而不能进行所期望的动作的情况。例如，根据频率选择性衰落环境，当解调后的信号中几乎不出现导频信号被复用的频率成分的情况下，认为在图1所示的第1加权系数更新部17中不能进行所期望的动作。 

另一方面，在本实施方式的图7所示的第2加权系数更新部23中，把接收信号R₁(t)～R_n(t)作为输入信号而动作，所以能够与被复用在接收信号中的导频信号的质量无关地进行动作。 

因此，当解调后的信号中几乎不出现导频信号被复用的频率成分的情况下，认为第1误差信号E₁(t)的值与第2误差信号E₂(t)的值相比是非常大的值。因此，在实施方式2的无线信号解调装置中，通过在第1加权系数控制部25中监视第1误差信号E₁(t)和第2误差信号E₂(t)，能够选择第1加权系数W₁₁(t)～W_1n(t)或第2加权系数W₂₁(t)～W_2n(t)，而进一步提高接收性能。具体地讲，第1加权系数控制部25在判定为第1误差信号E₁(t)相比第2误差信号E₂(t)不怎么大的情况下，视为导频信号具有足够大的功率，而选择第1加权系数W₁₁(t)～W_1n(t)。另一方面，第1加权系数控制部25在判定为第1误差信号E₁(t)相比第2误差信号E₂(t)非常大的情况下，视为导频信号的功率不足，而选择第2加权系数W₂₁(t)～W_2n(t)。 

(实施方式3) 

图9表示本实施方式的无线信号解调装置的方框图。 

图9所示的无线信号解调装置的不同之处是，设置第2加权系数控制部26来取代图7所示的无线信号解调装置的第1加权系数控制部25。该第2加权系数控制部26与第1加权系数控制部25的不同之处是，除 了第1加权系数控制部25的输入信号外，还输入合成输出信号Y(t)。 

另外，在图9所示的无线信号解调装置中，对与图7所示的无线信号解调装置具有的构成要素相同的构成要素，标注相同的标号并省略具体说明。因此，下面对第2加权系数控制部26进行具体说明。 

第2加权系数控制部26被输入了第1加权系数W₁₁(t)～W_1n(t)、第1误差信号E₁(t)、第2加权系数W₂₁(t)～W_2n(t)、第2误差信号E₂(t)以及合成输出信号Y(t)。并且，第2加权系数控制部26根据这些输入来计算与各个接收信号相乘的第4加权系数W₄₁(t)～W_4n(t)。具体地讲，图10表示第2加权系数控制部26的结构示例。 

在图10所示的第2加权系数控制部26中，对与图8所示的第1加权系数控制部25的构成要素相同的构成要素，标注相同的标号并省略具体说明。该第2加权系数控制部26具有：具有与实施方式2相同功能的转换器41；把合成输出信号Y(t)作为输入并进行信号分析的合成信号分析部44；第2控制信号发生器45和第2加权合成器46。 

在合成信号分析部44中分析合成输出信号Y(t)的信号质量。具体地讲，例如有分析合成输出信号Y(t)的包络值或功率值，并将该分析信号的值作为K(t)输出的方法。例如，关于分析信号，也可以把合成输出信号Y(t)的包络值与预定的包络值之差作为K(t)输出。另外，合成信号分析部44也可以具有用于分析预定的时间区间中的信号变化的存储器，该情况时，也可以把合成输出信号Y(t)的包络值和功率值的方差值、或者把合成输出信号Y(t)的包络值与预定的包络值之差的方差值作为K(t)输出。 

下面，说明在合成信号分析部44中把合成输出信号Y(t)的包络值与预定的包络值之差的方差值作为K(t)输出的电路结构的一例。其中，在下面的说明中，把合成输出信号Y(t)的包络值与预定的包络值之差的方差值作为K(t)记述为方差值K(t)。 

实施方式2的第1加权系数更新部17以使合成输出信号Y(t)接近参照信号15即信号A(t)的方式工作。因此，误差信号E₁(t)的值随着时间经过而变化，与此对应，合成输出信号Y(t)的值也变化。 

更具体地讲，例如在导频信号的周期为T且延迟波相对直接波的延迟时间比导频信号的周期T短的情况下，第1加权系数更新部17更新加权系数，以获得延迟波的延迟时间相当于0的信号。并且，第1加权系数更新部17通过将第1误差信号E₁(t)最小化，使合成输出信号Y(t)的DUR最大化。因此，在第1误差信号E₁(t)随着时间经过而减小的情况下，方差值K(t)减小，合成输出信号Y(t)的DUR增加。另一方面，在第1误差信号E₁(t)增加的情况下，方差值K(t)增加，合成输出信号Y(t)的DUR减小。 

但是，在延迟波相对直接波的延迟时间比导频信号的周期T长的情况下，认为不能进行上述的动作。下面说明其一例。首先，在延迟波相对于直接波的延迟时间为5T/2的情况下，第1加权系数更新部17更新加权系数，以获得延迟波的延迟时间相当于2T(＝4T/2)的信号。此时，即使第1误差信号E₁(t)具有随着时间经过而减小的趋势，如上所述，方差值K(t)不减小，合成输出信号Y(t)的DUR不增加。因此，在延迟波相对直接波的延迟时间比导频信号的周期T长的情况下，不能正确进行无线信号的解调，方差值K(t)的值也成为比上述情况时大的值。 

另一方面，第2加权系数更新部23把接收信号R₁(t)～R_n(t)作为输入信号而动作，所以能够与被复用在接收信号R₁(t)～R_n(t)中的导频信号的质量无关地进行动作。即，例如在导频信号的周期为T、延迟波相对直接波的延迟时间为5T/2的情况下，第2加权系数更新部23持续更新加权系数，以获得延迟波的延迟时间相当于0的信号。因此，在第2误差信号E₂(t)具有随着时间经过而减小的趋势的情况下，第2加权系数更新部23动作，以使合成输出信号Y(t)的DUR增加。 

因此，在本实施方式的第2加权系数控制部26中，第2控制信号发生器45根据由第1误差信号E₁(t)得到的转换信号F₁(t)、由第2误差信号E₂(t)得到的转换信号F₂(t)和合成信号分析部44的方差值K(t)，生成控制信号M₂(t)。并且，在本实施方式的第2加权系数控制部26中，检测有无延迟时间比导频信号的周期T长的延迟波，并生成控制信号M₂(t)，所以具有能够进一步提高合成输出信号Y(t)的质量的效果。 

具体地讲，例如在转换信号F₁(t)减小(增加)时，方差值K(t)减小(增加)的情况下，第2加权系数控制部26判定为没有延迟时间比导频信号的周期T长的延迟波，并生成控制信号M₂(t)。并且，根据该控制信号M₂(t)，第2加权合成器46判定为合成输出信号Y(t)的信号质量提高，而选择第1加权系数W₁₁(t)～W_1n(t)。 

另一方面，在转换信号F₁(t)减小(增加)时，方差值K(t)增加(减小)或者几乎不变的情况下，第2加权系数控制部26判定为具有延迟时间比导频信号的周期T长的延迟波，并生成控制信号M₂(t)。并且，根据该控制信号M₂(t)，第2加权合成器46判定为没有观察到合成输出信号Y(t)的信号质量的提高，而选择第2加权系数W₂₁(t)～W_2n(t)。 

在本实施方式的无线信号解调装置中，在合成信号分析部44中生成进行如上所述的控制的控制信号M₂(t)，由此抑制因延迟时间超过导频信号的周期T的延迟波的接收而造成的信号质量恶化，具有进一步提高接收性能的效果。 

另外，在上述实施方式中示出的记载仅是示例了能够适用本发明的方式，本发明的无线信号解调装置并不限于这些方式。 

以上具体说明了本发明，但上述的说明只是示例，并不是全部的方面，所以本发明不限于这些示例。可以理解为在不脱离本发明的范围的情况下能够想到的未示出的无数变形例。 

Claims (6)

1.一种无线信号解调装置，其接收与载波频率的时间变化成比例地对复用了已知导频信号的信息信号的振幅进行调制而得到的无线信号，所述无线信号解调装置具有：

频率转换部，其使用多个天线来接收所述无线信号，把由各个所述天线接收到的所述无线信号的频率转换为预定的频率，作为输出信号输出；

信号合成部，其对由所述频率转换部得到的所述输出信号分别乘以加权系数，并将这些乘积之和作为合成输出信号输出；

第1导频信号提取部，其提取由所述频率转换部得到的所述输出信号中所复用的所述导频信号；

第2导频信号提取部，其提取由所述信号合成部得到的所述合成输出信号中所复用的所述导频信号；

第1导频正交信号生成部，其生成与由所述第1导频信号提取部得到的第1导频信号正交的信号，并将该信号作为复信号的第1导频正交信号输出；

第2导频正交信号生成部，其生成与由所述第2导频信号提取部得到的第2导频信号正交的信号，并将该信号作为复信号的第2导频正交信号输出；

第1误差信号生成部，其使用所述第2导频正交信号和具有与所述导频信号相同频率的参照信号，生成第1误差信号；

第1加权系数更新部，其使用所述第1导频正交信号和由所述第1误差信号生成部得到的所述第1误差信号，来计算第1加权系数；

功率计算部，其计算所述合成输出信号的合成功率值；

第2误差信号生成部，其使用预定值和由所述功率计算部得到的所述合成功率值，生成第2误差信号；

第2加权系数更新部，其使用所述预定值、由所述频率转换部得到的所述输出信号、由所述信号合成部得到的所述合成输出信号以及由所述功率计算部得到的所述合成功率值，来计算第2加权系数；以及

加权系数控制部，其根据所述第1误差信号和所述第2误差信号，通过合成由所述第1加权系数更新部得到的所述第1加权系数和由所述第2加权系数更新部得到的所述第2加权系数，来计算在所述信号合成部中使用的所述加权系数。

2.根据权利要求1所述的无线信号解调装置，其特征在于，所述第2误差信号生成部把从所述合成功率值减去所述预定值得到的值，作为所述第2误差信号输出。

3.根据权利要求1所述的无线信号解调装置，其特征在于，所述第2加权系数更新部具有：第2加权系数保持电路，其保持所述第2加权系数；以及第2运算器，其使用所述合成输出信号、所述合成功率值、所述预定值以及由所述频率转换部得到的所述输出信号，来计算用于更新所述第2加权系数的差分值，并对保持在所述第2加权系数保持电路中的所述第2加权系数，使用所述差分值更新所述第2加权系数的值。

4.根据权利要求1所述的无线信号解调装置，其中，所述加权系数控制部具有：

转换器，其输出把所述第1误差信号和所述第2误差信号转换为该信号的包络值或功率值后的转换信号；

第1控制信号发生器，其根据所述转换信号生成控制信号，该控制信号控制输出给所述信号合成部的所述加权系数的值；以及

第1加权合成器，其根据所述控制信号，利用所述第1加权系数和所述第2加权系数，生成输出给所述信号合成部的所述加权系数的值。

5.一种无线信号解调装置，其接收与载波频率的时间变化成比例地对复用了已知导频信号的信息信号的振幅进行调制而得到的无线信号，所述无线信号解调装置具有：

频率转换部，其使用多个天线来接收所述无线信号，把由各个所述天线接收到的所述无线信号的频率转换为预定的频率，作为输出信号输出；

信号合成部，其对由所述频率转换部得到的所述输出信号分别乘以加权系数，并将这些乘积之和作为合成输出信号输出；

第1导频信号提取部，其提取由所述频率转换部得到的所述输出信号中所复用的所述导频信号；

第2导频信号提取部，其提取由所述信号合成部得到的所述合成输出信号中所复用的所述导频信号；

第1导频正交信号生成部，其生成与由所述第1导频信号提取部得到的第1导频信号正交的信号，并将该信号作为复信号的第1导频正交信号输出；

第2导频正交信号生成部，其生成与由所述第2导频信号提取部得到的第2导频信号正交的信号，并将该信号作为复信号的第2导频正交信号输出；

第1误差信号生成部，其使用所述第2导频正交信号和具有与所述导频信号相同频率的参照信号，生成第1误差信号；

第1加权系数更新部，其使用所述第1导频正交信号和由所述第1误差信号生成部得到的所述第1误差信号，来计算第1加权系数；

功率计算部，其计算所述合成输出信号的合成功率值；

第2误差信号生成部，其使用预定值和由所述功率计算部得到的所述合成功率值，生成第2误差信号；

第2加权系数更新部，其使用所述预定值、由所述频率转换部得到的所述输出信号、由所述信号合成部得到的所述合成输出信号以及由所述功率计算部得到的所述合成功率值，来计算第2加权系数；以及

加权系数控制部，其根据所述第1误差信号和所述第2误差信号，通过对由所述第1加权系数更新部得到的所述第1加权系数和由所述第2加权系数更新部得到的所述第2加权系数进行合成，来计算在所述信号合成部中使用的所述加权系数；

其中，除所述第1误差信号和所述第2误差信号之外，所述加权系数控制部还根据由所述信号合成部得到的所述合成输出信号，利用所述第1加权系数和所述第2加权系数来计算在所述信号合成部中使用的所述加权系数。

6.根据权利要求5所述的无线信号解调装置，其中，所述加权系数控制部具有：

转换器，其输出把所述第1误差信号和所述第2误差信号转换为该信号的包络值或功率值后的转换信号；

合成信号分析部，其把分析所述合成输出信号的包络值或功率值而得到的值，作为分析信号输出；

第2控制信号发生器，其根据所述转换信号和所述分析信号生成控制信号，该控制信号控制输出给所述信号合成部的所述加权系数的值；以及

第2加权合成器，其根据所述控制信号，利用所述第1加权系数和所述第2加权系数，生成输出给所述信号合成部的所述加权系数的值。

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