CN100512032C - 自适应天线基站装置 - Google Patents

Abstract

一种自适应天线基站装置，包括包含N(N是自然数)个天线单元的阵列天线；N个用于在对所述高频信号进行频率变换后，分别对分别由天线单元接收的高频信号执行正交检测的接收部分；对应于包含在接收部分输出信号中的M(M是自然数)个路径成分的延迟时间，NxM个执行逆扩散操作的逆扩散部分；M个在天线单元中为每条路径执行相关的相关计算部分；合成相关计算部分输出信号的相关合成部分；及利用相关合成部分的输出估计到达方向(DOA)的DOA估计部分。这可以确保M个路径成分的DOA的成组估计，从而减小为多条路径估计DOA的计算量和装置的成本。

Description

自适应天线基站装置

技术领域

本发明涉及一种配备自适应天线的CDMA(码分多址)移动通信类型的基站装置，该天线根据利用阵列天线的方向估计结果改变其阵列天线的方向性。

背景技术

当基站装置接收的信号被不同的信号干扰时，其接收质量变坏。阵列天线被认为是抑制这种干扰并专门接收只来自于到达方向的要接收的电波的技术。通过调节接收信号要乘的加权系数(下文中称为“权”)来调节给予要接收的信号的幅度和相位，阵列天线可以专门接收只来自于到达方向的接收电波。

此外还有瑞克(Rake)接收法，它是一种提高接收质量的技术。即使在多路环境下，通过在时间轴上合成通过不同路径的信号，瑞克接收法还是可以提供一个路径分集增益。通常，即使是配备阵列天线的基站装置也经常执行这种瑞克接收。

在这种情况下，基站装置估计通过各条路径的信号的到达方向并接收带设置为由阵列天线估计方向的方向性的信号。以下将描述一种传统的既执行阵列接收又执行瑞克接收的自适应天线基站装置。

图8是显示该传统基站装置结构的方框图。在有M条路径的情况下，该基站装置包括N条天线60-1至60-N，N个接收部分61-1-1至61-N，N x M个逆扩散部分62-1-1至62-1-N，...，及62-M-1至62-M-N，M个束形成部分64-1至64-M，M个到达方向(DOA)估计部分63-1至63-M，一个瑞克合成部分65和一个数据判定部分66，其中N和M是整数。以下详细阐述这些元件。

在传统的基站装置中，由N个接收部分61-1-1至61-N通过N条天线60-1至60-N接收的信号进行射频处理(降频变换、A/D变换等)，并随后输入到N x M个逆扩散部分62-1-1至62-1-N，...，及62-M-1至62-M-N中，其中61-1-1至61-N是结合天线60-1至60-N提供的。

逆扩散部分62-1-1至62-1-N，...，及62-M-1至62-M-N对分别通过第一条路径至第M条路径到来的信号执行逆扩散过程。即，根据对通过第p条路径(p是从“1”到“M”的整数)信号的接收定时，逆扩散部分62-p-1至62-p-N对N个接收部分61-1-1至61-N的输出信号执行N个逆扩散过程。因此，逆扩散部分62-p-1至62-p-N获得已经由N条天线60-1至60-N接收的第p条路径上的信号(下文中称为“路径-p信号”)。路径p上的N个信号输入到DOA估计部分63-p和束形成部分64-p，其中这N个信号是逆扩散部分62-p-1至62-p-N的输出。

DOA估计部分63-1至63-M分别估计路径-1至路径-M信号的到达方向θ₁至θ_M。估计的到达方向θ₁至θ_M分别输入到M个束形成部分64-1至64-M。

通过用一个接收权乘这些信号，束形成部分64-p将N个路径-p信号或逆扩散部分的输出信号合成在一起，其中这个权是利用到达方向(DOA)θp产生的。因此，束形成部分64-p输出唯一一个阵列合成的路径-p信号，而束形成部分64-1至64-M输出M个将输入到瑞克合成部分65中的阵列合成信号。

瑞克合成部分65分别用信道估计值S₁至S_M的复共扼(S₁)^*至(S_M)^*乘输入的M个阵列合成路径-p信号来补偿信道变化h₁至h_M，然后瑞克合成这些信号。瑞克合成的信号在数据判定部分66中解调，从而输出接收数据。

现在给出对作为一种在传统基站装置中执行的到达方向估计操作的束形成方案的描述。DOA估计部分63-p根据在第p条路径信号一个采样点kΔT(其中k是自然数，而ΔT是采样间隔)来自天线60-n的信号X_n(k)形成由下列等式1给出的第p条路径的信号向量x(k)，并通过利用在预定Ns个采样周期上累加的第p条路径信号向量x(k)，计算出一个由等式2表示的相关矩阵R，其中n＝1至N，T表示变换，而H表示复共扼变换。

x(k)＝[x₁(k)x₂(k)…x_N(k)]^T   (1)

$R=\frac{1}{N_s}\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Ns}}{\text{\Σ}}}x\left(k\right)x{\left(k\right)}^H---\left(2\right)$

角频谱是通过利用从等式2获得的相关矩阵R改变由等式3给出的DOA估算函数F(θ)的θ来计算的，然后其最高峰值的位置被检测作为到达方向(DOA)的估计值θp。但是，应当指出，a(θ)是一个导引向量，它是由阵列天线元素的布局确定的，而且在元素间隔为d的等距线性阵列的情况下可以表示为等式4。在等式4中，λ是载波波长，而θ是阵列法线方向设置为0°方向的角。

F(θ)＝a^H(θ)Ra(θ)            (3)

$a\left(\mathrm{\θ}\right)=\left[\begin{array}{c}1\\ \exp \left\{\right[j2\mathrm{\πd}\·1\·\sin \mathrm{\θ}/\mathrm{\λ}\}\\ \·\\ \·\\ \·\\ \exp \left\{\right[j2\mathrm{\πd}\·(N-1)\·\sin \mathrm{\θ}/\mathrm{\λ}\}\end{array}\right]---\left(4\right)$

但是，具有上述结构的传统自适应天线基站装置逐条路径获得角频谱，而且对于每条路径都需要执行相同操作的DOA估计部分。这不利地增加了装置的规模。在瑞克合成M条路径信号的情况下，装置应当有M个执行相同操作的DOA估计部分。在获得角频谱的情况下，应当执行等式3和4中示出的操作。这引发了另一个问题，那就是随着天线单元个数的增加和进行瑞克合成的路径条数的增加，应当由传统自适应天线基站装置进行的计算量将呈指数增长。此外，由于该结构为每个通信终端都做了准备，因此如果基站装置能与之同时通信的通信终端个数(即，信道个数)增加，则装置的规模和计算量进一步增长。随着近来通信终端数据量的显著增加，装置的规模和计算量有进一步增长的趋势。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种配备阵列天线的自适应天线基站装置，其获得路径分集增益，有助于通过在估计到达方向时减少计算量来减小装置的尺寸，并且还具有通过在干扰方向上用阵列天线方向性形成空值而提高的期望信噪比(SIR)。

为了实现这个目的，根据本发明的自适应天线基站装置具有一种通用的结构，包括：包括N(N是整数)个天线单元的阵列天线；N个用于在对高频信号进行频率变换后，分别对分别由阵列天线的天线单元接收的高频信号执行正交检测的接收部分；N x M个用于根据接收部分的输出信号执行逆扩散操作的逆扩散部分，对应于包括在接收部分输出信号中的M(M是整数)个路径成分的延迟时间；M个用于在天线单元中对每条路径的逆扩散部分的输出信号执行相关的相关计算部分；一个用于合成相关计算部分输出信号的相关合成部分；及一个利用相关合成部分的输出估计到达方向的到达方向估计部分。

根据本发明第一方面的自适应天线基站装置包括一个包含N(N是自然数)个天线单元的阵列天线；N个用于对编码多路复用高频信号进行频率变换后，分别对分别由阵列天线的天线单元接收的编码多路复用高频信号执行正交检测的接收部分；N x M个用于根据接收部分的输出信号执行逆扩散操作的逆扩散部分，对应于包括在接收部分输出信号中的M(M是自然数)个路径成分的延迟时间；M个用于在天线单元中对每条路径的逆扩散部分的输出信号执行相关的相关计算部分；一个用于合成相关计算部分输出信号的相关合成部分；及一个通过利用相关合成部分的输出估计到达方向的到达方向估计部分。该自适应天线基站装置具有在单个到达方向估计过程中一次估计上限为M的路径方向的作用。

根据该自适应天线基站装置的第一种模式，通过对从每条路径的单个天线单元获得的作为参考的一个信号向量及从其他天线单元获得的信号向量执行复相关运算，可以计算出对应于单条路径的相关向量。与计算相关矩阵的情况相比，这种结构可以减少计算量，还可以相应地减小装置的规模。

根据该自适应天线基站装置的第二种模式，通过对从逐条路径的天线单元获得的信号向量的所有组合执行复相关运算，相关计算部分可以计算出对应于单条路径的相关矩阵。在输入路径成分的扩散角大的传播环境下，与使用相关向量的结构相比，这种结构可以更高精度估计出到达方向，而只有很小的计算量增加的代价。

在本发明第一方面的装置及本发明第一方面的第一和第二种模式的装置的任意一种中，到达方向估计部分可以根据相关合成部分的输出计算角频谱，检测角频谱最高峰值的位置并将检测到的位置设置为到达方向估计值。这种结构可以估计最大化M条路径组合功率的导引束方向并抑制干扰的影响。

在本发明第一方面的装置及本发明第一方面的第一和第二种模式的装置的任意一种中，到达方向估计部分可以根据相关合成部分的输出计算角频谱，检测角频谱峰值的位置并将检测到的位置设置为到达方向估计值，来到路径的上限为M。由于这种结构根据单个角频谱估计最大为M个路径成分的到达方向，因此它减小了计算量并相应地减小了装置的规模。

在本发明第一方面及本发明第一方面的第一至第四种模式的任意一种装置中，自适应天线基站装置还可以包括M个射束形成部分，用于通过利用到达方向估计部分的输出信号产生确定阵列天线的方向性的射束加权、用该权乘逆扩散部分的输出并逐条路径合成相乘的结果；用于合成逐条路径获得的射束形成部分的输出的瑞克合成部分；判断在瑞克合成部分合成的并输出经判定的数据的数据判定部分。通过将M条路径公用的阵列天线方向性指向最大化来自附近方向的M个路径成分的合成功率的方向来接收电波，这种结构能够抑制干扰的影响。

在本发明第一方面及本发明第一方面第一至第四种模式的任意一种装置中，自适应天线基站装置还可以包括发射束形成部分，用于通过利用到达方向估计部分的输出信号产生确定阵列天线的方向性的发射射束加权，并用该发射射束加权乘发射信号；N个用对应于天线单元的扩散码乘发射束形成部分的输出信号的扩散部分；及N个从阵列天线发射扩散部分的输出信号的发射部分。关于M个彼此之间方向有很大不同的路径成分，通过将M条路径公用的阵列天线方向性指向最大化来自附近方向M个路径成分的合成功率的方向来发射电波，这种结构抑制了对其它路径成分的干扰，并通过将阵列天线的方向性指向由单个角频谱估算的最多M个路径成分的到达方向来发射电波，减小了计算量和装置规模。

根据本发明第二方面的自适应天线基站装置包括一个包含N(N是自然数)个天线单元的阵列天线；N_u x N个用于分别对编码多路复用高频信号执行正交检测的接收部分，其中在对与包含在接收波中逐个用户的N_u(N_u是自然数)个用户区分信息中，进行频率变换后，对由阵列天线的天线单元接收的编码多路复用高频信号执行正交检波；N_u x N x M个用于对接收部分的输出信号执行对应于M(M是自然数)个包含在接收部分输出信号中的路径成分的延迟时间的逆扩散的逆扩散部分；N_u x M个在天线单元中对每条路径的逆扩散部分的输出信号执行相关的相关运算部分；N_u个用于合成相关计算部分输出信号的相关合成部分；用于合成相关合成部分N_u个输出信号的用户间相关合成部分；N_u个用于通过从用户间相关合成部分的输出减去成为对象的用户相关合成部分的输出，算出(N_u-1)个其它用户相关成分的其他用户相关相减部分；及N_u个通过利用其他用户相关相减部分的输出和利用天线单元间隔决定的导引向量，来估计目标用户到达方向的到达方向估计部分。这种结构抑制了源于来自另一用户输入电波的相关成分，并且精确地检测到来自预定用户的电波到达方向。

根据本发明第二方面的第一种模式，自适应天线基站装置还可以包括N_u x M个束形成部分，用于从N_u个到达方向估计部分的输出信号和N_u个其他用户相关相减部分的输出信号产生最小化其他用户成分接收功率的射束加权，用该射束加权乘M x N个扩散部分的输出信号并为每N_u个用户合成M条路径，其中对每N_u个用户来说该接收功率成为干扰波；N_u个用于合成束形成部分输出的瑞克合成部分；及N_u个根据编码从瑞克合成部分的输出端输出接收数据的数据判定部分。这种结构能够自适应地抑制干扰。

在本发明第二方面的装置或本发明第二方面第一种模式的装置中，自适应天线基站装置还可以包括用于从N_u个到达方向估计部分的输出信号合成阵列天线导引向量的全部用户方向合成部分；N_u个用于从到达方向估计值和对每N_u个用户而言全部用户方向合成部分的输出信号产生最小化来到其他用户发射功率的射束加权并用该射束加权乘发射信号的发射束形成部分；N_u x N个用于用对应于N_u个用户和N个天线单元的扩散码乘发射束形成部分输出信号的扩散部分；及N_ux N个从阵列天线发射扩散部分输出信号的发射部分。通过将M条路径公用的阵列天线方向性指向最大化来自附近方向M个路径成分合成功率的方向，并在其他同时通信的用户的阵列天线的方向上形成空值，这种结构提高了SIR。

在本发明第二方面第二种模式的装置中，全部用户方向合成部分可以在一个阵列天线估计方向上通过依赖于发射功率的加权系数合成导引向量。这种结构可以通过形成依赖于每个用户发射功率的空值来形成最优发射束。

在本发明第二方面及本发明第二方面第一至第三种模式的任意一种装置中，用户间相关合成部分可以合成用户的相关合成部分的输出，这是快数据速率信号。这种结构能够抑制源于以快数据速率输入的高发射功率电信号波的相关成分，并精确地检测来自一个预定用户的电波到达方向。

本发明还可包括一种自适应天线基站装置，包括：

阵列天线，包含N(N是自然数)个天线单元；

N个接收部分，对由所述阵列天线的各天线单元接收的编码多路复用的高频信号在频率变换后执行正交检波；

N x M个逆扩散部分，对所述接收部分的输出信号执行对应于所述接收部分输出信号包括的M(M是自然数)个路径成分的延迟时间的逆扩散；

M个相关运算部分，由所述逆扩散部分输出的信号产生每条路径的信号向量，在每条所述路径的信号向量中执行所述天线单元间的相关运算；

相关合成部分，合成所述相关运算部分输出信号；及

到达方向估计部分，通过所述相关合成部分的输出和根据天线单元间隔决定的导引向量估计到达方向。

一种自适应天线基站装置，包括：

阵列天线，包含N(N是自然数)个天线单元；

N_u x N个接收部分，对包含在接收波中的N_u个(N_u是自然数)的、各自的用户区分信息中，在频率变换后对由所述阵列天线的天线单元接收的编码多路复用高频信号执行正交检波；

N_u x N x M逆扩散部分，对所述接收部分的输出信号执行对应于包含在所述接收部分输出信号中的M(M是自然数)个路径成分的延迟时间的逆扩散；

N_u x M个相关运算部分，通过所述逆扩散部分的输出信号产生每条路径的信号向量，在每条所述路径的信号向量中执行所述天线单元间的相关运算；

N_u个相关合成部分，合成所述相关运算部分输出信号；

用户间相关合成部分，合成所述相关合成部分的N_u个输出信号；

U_u个其他用户相关相减部分，从所述用户间相关合成部分的输出中减去成为对象的用户相关合成部分的输出，算出(N_u-1)个其他用户相关成分；及

N_u个到达方向估计部分，从所述其他用户相关相减部分的输出和利用天线单元间隔决定的导引向量，估计成为对象的用户到达方向。

附图说明

图1是显示根据本发明第一种实施方案的自适应天线基站装置结构的方框图；

图2A和2B是显示由根据第一种实施方案的DOA估计部分执行的估计结果的曲线图；

图3是显示根据本发明第二种实施方案的自适应天线基站装置结构的方框图；

图4是显示根据本发明第三种实施方案的自适应天线基站装置结构的方框图；

图5是显示根据本发明第四种实施方案的自适应天线基站装置结构的方框图；

图6是显示根据本发明第五种实施方案的自适应天线基站装置结构的方框图；

图7是显示根据本发明第六种实施方案的自适应天线基站装置结构的方框图；

图8是显示传统自适应天线基站装置结构的方框图。

具体实施方式

现在参考图1至图7描述本发明的优选实施方案。

(第一实施方案)

图1是显示根据本发明第一种实施方案的自适应天线基站装置结构的方框图，该装置包括阵列天线1、接收部分2-1至2-N、逆扩散部分3-1-1至3-1-N、...、及3-M-1至3-M-N、相关计算部分4-1至4-M、相关合成部分5和DOA(到达方向)估计部分6。以下对这些元件进行详细讨论。

阵列天线1在N个天线单元1-1至1-N接收编码多路复用高频信号，将这些信号输入到分别在天线单元1-1至1-N中提供的接收部分2-1至2-N，顺序执行高频放大、频率变换、正交检测和A/D变换，并将结果信号输入到逆扩散部分3-1-1至3-1-N、...、及3-M-1至3-M-N。

逆扩散部分3-1-1至3-1-N、...、及3-M-1至3-M-N对附属于N个天线单元1-1至1-N的M个多路元件(下文中称为“第一条路径至第M条路径”)执行逆扩散过程。即，逆扩散部分3-1-1在附属于天线单元1-1的第一路径的接收定时执行逆扩散过程，而逆扩散部分3-1-p(p是不大于M的自然数)在附属于天线单元1-1的第p路径的接收定时执行逆扩散过程。这需要M x N个逆扩散部分。

每个相关计算部分4-1至4-M都构成一个由等式5给出的第p路径信号向量x^p(k)，该向量由在第p条路径信号一个采样点kΔT(其中k是自然数，而ΔT是采样间隔)来自天线单元1-n的信号x^p _n组成，并通过使用在预定每Ns采样周期上累加的第p条路径信号向量x^p(k)获得由等式6给出的相关向量r^p，其中n＝1至N，而T表示变换。

x^p(k)＝[x₁ ^p(k)x₂ ^p(k)…x_N ^p(k)]^T     (5)

$r^p=\frac{1}{N_s}\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Ns}}{\mathrm{\Σ}}}\left({x_n}^p\left(k\right)\right)*x^p\left(k\right)---\left(6\right)$

相关合成部分5合成在相关计算部分4-1至4-M中获得的、由等式7表示的相关向量。

$r=\underset{p=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{r}^p---\left(7\right)$

DOA估计部分6通过改变由等式8给出的DOA估计函数F(θ)的θ来计算角频谱，然后按照降序排列的接收功率电平检测第Nd个峰值(Nd是自然数)的位置作为DOA估计值。但是，应当指出，a(θ)是由阵列天线布局确定的导引向量，而且在元素间距为d的等距线性阵列的情况下可以用等式9来表示。在等式8和9中，λ是载波波长，θ是阵列法线方向设置为0°方向的角，而H表示复共扼变换。

F(θ)＝|r^Ha(θ)|            (8)

$a\left(\mathrm{\θ}\right)=\left[\begin{array}{c}1\\ \exp \left\{\right[-j2\mathrm{\πd}\·1\·\sin \mathrm{\θ}/\mathrm{\λ}\}\\ \·\\ \·\\ \·\\ \exp \left\{\right[-j2\mathrm{\πd}\·(M-1)\·\sin \mathrm{\θ}/\mathrm{\λ}\}\end{array}\right]---\left(9\right)$

图2A和2B示出了在天线单元1-1至1-N的数量N等于8而路径条数M等于2(假设路径是两条相同电平的路径)的情况下角频谱的计算结果。横坐标表示方位角[deg]，而纵坐标表示标准化后的接收功率电平[dB]。图2A示出了当路径1的来到角(AOA)是θ₁＝20°而路径2的AOA是θ₂＝-20°时的结果，图2B示出了当路径1的AOA是θ₁＝5°而路径2的AOA是θ₂＝-5°时的结果。在M条路径的AOA与导引束宽度分得足够开的情况下，关于最大M条路径的路径方向，由等式8示出的DOA估计属于束形成方案，而且可以检测角频谱中的峰值，其中导引束宽度是由通过阵列天线1(图2A)形成的阵列权W＝a^H(θ)形成的。在M条路径的AOA闭合(图2B)的情况下，角频谱中的峰值重叠，而最大化M条路径合成功率的导引束方向成为DOA。

根据该实施方案，如上所述，DOA估计部分6利用等式7中所示并通过合成每条单独路径的相关向量获得的相关向量来计算角频谱，而且当Nd＝1时，导引束方向成为最大化M条路径合成功率的方向，而当Nd大于等于1时，M条路径方向通过单个DOA估计过程同时估计。因为M条路径的DOA是从单个角频谱估计的，所以这种情况将减小计算量和装置规模。

尽管在该实施方案中DOA估计是利用相关向量执行的，但是DOA还可以利用通过利用等式10代替等式6计算相关矩阵的相关矩阵和利用等式11给出的DOA估计函数代替等式8给出的函数来估计。在这种情况下，在输入路径成分扩散角大的传播环境中，有可能比使用相关向量更加精确地执行DOA估计，而只有很小的计算量增加代价。

$r^p=\frac{1}{N_s}\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Ns}}{\text{\Σ}}}{x}^p\left(k\right)x^p{\left(k\right)}^H---\left(10\right)$

F(θ)＝a^H(θ)ra(θ)              (11)

尽管参考属于束形成方案的DOA估计算法给出了第一实施方案的操作，但是特征值分解算法，如MUSIC(多路信号分类法)或ESPRIT(通过旋转不变性技术的信号参数估计)，也可以代替其来使用。尽管这种情况增加了计算量，但提高了邻近来到路径成分的分辨率和路径成分的估计精度。

上述对实施方案的描述是在假设多条天线以半个载波波长为间距线性排列的前提下给出的。但是，本发明不限于这种特定的情况，而是还适用于任何具有多条天线并构成方向性的基站装置。

(第二实施方案)

图3是显示根据本发明第二种实施方案根据在DOA估计部分6中进行的估计结果构成接收定向束的自适应天线基站装置结构的方框图。该装置包括阵列天线1、接收部分2-1至2-N、逆扩散部分3-1-1至3-1-N、...、及3-M-1至3-M-N、相关计算部分4-1至4-M、相关合成部分5、DOA估计部分6、束形成部分7-1至7-M、瑞克合成部分8及数据判定部分9。以下将主要讨论其与第一实施方案的区别。

直到根据阵列天线1接收到的信号由DOA估计部分6获得DOA估计值之前的操作与第一实施方案类似。但是，在第二种实施方案中，DOA估计部分6只检测显示角频谱中最高峰值的方向并输出其估计值θs。

每个束形成部分7-1至7-M都产生将阵列天线1主束指向估计方向θs并输出阵列组合信号y^p(k)的射束加权向量W₁，其中y^p(k)是用由等式12表示的射束加权向量W₁乘第p条路径信号向量或所关联逆扩散部分3-1-1至3-1-N、...、及3-M-1至3-M-N输出的结果。应当指出，p在1到M之间。一种通用的射束加权向量W₁特例是导引向量a(θs)、切比雪夫(Chebyshev)射束加权等等。

y^p(k)＝W₁ ^Hx^p(k)               (12)

瑞克合成部分8用信道估计值S₁至S_M的复共扼值(S₁)^*至(S_M)^*乘阵列组合信号y¹(k)至y^M(k)，并在对信号变化h₁至h_M进行补偿之后执行瑞克合成。瑞克合成信号的符号是由数据判定部分9判定的，从而输出接收数据。

根据该实施方案，如从以上描述中显而易见的，根据DOA估计部分6中的估计结果，束形成部分7-1至7-M可以通过将对来自附近方向上M条路径公用的阵列天线1的方向性指向最大化这M条路径合成功率的方向来接收电波。

在基站阵列天线位于比附近建筑物足够高位置的情况下，输入波的角度扩散通常被认为大约是10°。在这样一种环境下，该实施方案的自适应性是非常有效的。

该实施方案可以通过DOA估计部分6中的唯一一次对M条路径公用的角扫描计算来估计最大化这M条路径合成功率的方向，而不需要对每条路径都估计DOA。这使得有可能减小计算量和算术运算电路的规模。

尽管该实施方案已经描述为用于使用CDMA(码分多路访问)系统作为多路复用系统的通信系统的基站装置，但本发明不限于这种情况。本发明还适用于可用在使用多路复用系统，如TDMA(时分多路访问)系统和OFDM(正交频分多路复用)系统，及使用合成这些多路复用系统的系统的通信系统中的基站装置。

以上对该实施方案的描述是在假设N条天线以半个载波波长为间距线性排列的前提下给出的。但是，本发明不限于这种特定的情况，而是还适用于任何具有N条天线并构成方向性的基站装置。

该第二实施方案利用瑞克合成技术合成通过每条单独路径的信号。但是，本发明不限于这种情况，而是还适用于任何能够逐条天线合成通过每条单独路径的信号的合成方案。

(第三实施方案)

图4是显示根据在第一实施方案DOA估计部分6中进行的估计结果自适应地构成发射方向性的自适应天线基站装置结构的方框图。该装置包括阵列天线1、接收部分2-1至2-N、逆扩散部分3-1-1至3-1-N、...、及3-M-1至3-M-N、相关计算部分4-1至4-M、相关合成部分5、DOA估计部分6、束形成部分7-1至7-M、调制部分20、发射束形成部分21、扩散部分23-1至23-N。以下将主要讨论其与第一实施方案的区别。

根据阵列天线1接收的信号由DOA估计部分6获得DOA估计值的操作与第一实施方案类似。

调制部分20将发射数据调制到适当的调制形式。调制形式包括模拟调制和数字调制的所有幅度调制系统、频率调制系统和相位调制系统。

发射束形成部分21将调制部分20的输出分成等于N或阵列天线1天线单元个数的几部分，并在发送它们之前用发射权向量W_s＝[W₁、W₂、...、W_n]中的元素乘子输出。

DOA估计部分6只检测面向具有Nd＝1并最大化角频谱的峰值方向，并且在输出估计值θs的时候，使用如由等式13表示的导引向量a(θ)或切比雪夫射束加权或类似将主束指向方向θs的向量作为发射权向量Ws。

W_s＝a^H(θs)                (13)

DOA估计部分6从高电平到低电平检测面向具有大于1的Nd的角频谱的峰值方向，并且在输出估计值θs的时候，使用由等式14给出的导引向量a(θs)的总和或组合权或类似多个将主束指向估计方向的切比雪夫射束加权作为发射权向量Ws。但是，应当指出，k＝1至Nd。

$\mathrm{Ws}=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{Nd}}}\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Nd}}{\mathrm{\Σ}}}{a}^H\left({\mathrm{\θ}}_k\right)---\left(14\right)$

扩散部分22-1至22-N通过带预定扩散率的扩散码扩散发射束部分21的输出信号并将结果信号发送到发射部分23-1至23-N。在对扩散部分22-1至22-N的输出进行预定射频处理(D/A变换、升频变换等)之后，发射部分23-1至23-N将结果信号通过天线单元1-1至1-N发送到通信终端。

如上所述，除了第一实施方案的效果，当Nd＝1时，第三实施方案的发射束形成部分21可以通过将M条路径公用的阵列天线1的方向性指向最大化来自附近方向这M条路径的合成功率的方向来发送电波。在基站阵列天线位于比附近建筑物足够高位置的情况下，输入波的角扩散通常被认为是大约10°。在这样一种环境下，该实施方案的自适应性是非常有效的，而且无需在不必要的方向发射电波就可以提高通信终端的接收特性。

该实施方案可以通过DOA估计部分6中的唯一一次角扫描计算估计最大化M条路径合成功率的方向，而不需要对每条单独路径估计DOA。这可以确保减小计算量和算术运算电路的规模。

当Nd大于1时，发射束形成部分21可以构成指向估计方向的束，其中M是Nd的上限。在这种情况下，当基站的阵列天线位于比附近建筑物足够高的位置时，输入波的角扩散通常变大，这造成了一种M个路径成分每个都具有很宽来到角度的环境。在这样一种环境下，关于不同方向的宽路径，该实施方案可以构成定向束。这使得通信终端可以从各个方向接收电波并有效地通过瑞克合成过程等接收组合的M个路径成分。这导致改善的接收特性。

根据该实施方案，有可能在通过单个DOA估计过程同时估计M条路的径方向。由于M条路径的DOA可以从单个角频谱来估计，因此有可能减小计算量和装置的规模。

尽管该实施方案描述为用于使用CDMA系统作为多路复用系统的通信系统的基站装置，但是本发明不限于这种情况。本发明还适用于用在使用多路复用系统，如TDMA系统和OFDM系统，及使用合成这些多路复用系统的系统的通信系统的基站装置。

上述对该实施方案的描述是在假设N条天线以半个载波波长为间距线性排列的前提下给出的。但是，本发明不限于这种特定的情况，而是还适用于任何具有N条天线并构成方向性的基站装置。

第三实施方案利用瑞克合成技术合成通过每条单独路径的信号。但是，本发明不限于这种情况，而是还适用于任何可以逐条天线合成通过每条单独路径的信号的合成方案。

(第四实施方案)

图5是显示根据本发明第四种实施方案的自适应天线基站装置结构的方框图。该装置包括阵列天线1、接收部分2-1至2-N、逆扩散部分3-1-1至3-1-N、...、及3-M-1至3-M-N、相关计算部分4-1至4-M、相关合成部分5、用户间相关合成部分30、其他用户相关相减部分31及DOA估计部分32。该基站装置同图1所示装置的区别在于它提供了后两个元件：合成在单个用户侧获得的相关合成部分5的输出的用户间相关合成部分30，及根据用户间相关合成部分30的输出减去其他用户相关成分的其他用户相关相减部分31。以下主要讨论区别于本发明第一种实施方案的操作。在以下描述中，包含在接收波中的N_u是同时通信的用户总数。

根据阵列天线1接收的信号由相关合成部分5获得由等式7示出的第u个用户相关向量r^(u)的操作同第一实施方案类似。但是，应当指出，u＝1至N_u。

用户间相关合成部分30合成从来自不是第u个用户的接收信号获得的由等式15表示的相关向量r^(u)。尽管等式15还合成所有用户相关合成部分5的输出，但是根据单个用户的SIR估计值，只有那些对其他用户成为不容忽视干扰的具有快数据速率的数据片段才可能被选择，然后可以合成相关合成部分5的输出。例如，只有那些具有比音速更快的数据速率的数据才被选择。

$V=\underset{u=1}{\overset{\mathrm{Ns}}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{\left(u\right)}---\left(15\right)$

通过从中间用户合成部分30的输出V中减去所关心第u_o个用户的相关向量r^(uo)，其他用户相关相减部分31可以获得包括其他用户相关向量的组合成分的由等式16表示的其他用户相关向量U^(uo)，然后计算由等式17表示的消除干扰相关向量R^(uo)，根据该向量消除了其他用户相关向量成分。在等式17中，r₁ ^(uo)是相关向量r^(uo)中的第一元素，而U₁ ^(uo)是其他用户相关向量U^(uo)中的第一元素，而α是小于1且特别设置为大约0.5的正常数。可选地，可以用如下方式修改这种结构，α随第u_o个用户的SIR估计值变化，而且当SIR足够高时可以添加使α变小的变量控制。

U^(uo)＝V-r^(uo)                (16)

$R^{\left(\mathrm{uo}\right)}=r^{\left(\mathrm{uo}\right)}-a\frac{{r_1}^{\left(\mathrm{uo}\right)}}{{U_1}^{\left(\mathrm{uo}\right)}}{U}^{\left(\mathrm{uo}\right)}---\left(17\right)$

DOA估计部分32获得如在第一实施方案中通过利用消除干扰相关向量R^(uo)或其他用户相关相减部分31的输出代替相关向量r^(uo)得到的DOA估计值。即，角频谱是通过改变由等式18给出的DOA估计函数F(θ)的θ，然后以接收功率电平降序排列的第Nd个峰值方向作为DOA估计值来计算的。但是，应当指出，a(θ)是由阵列天线单元布局确定的导引向量。

F(θ)＝|(R^(uo))^Ha(θ)|               (18)

如从以上描述中显而易见的，除了第一实施方案的效果，通过利用消除干扰相关向量R^(uo)或其他用户相关相减部分31的输出来估计DOA，第四实施方案还能够消除源于来自其他用户电波的相关向量成分，而且即使在来自其他用户的发射功率很大的情况下，也能够精确地检测来自第u_o个用户的电波DOA。即使在其他用户路径成分来自不同方向的情况下，计算通过合成从各条路径来到电波成分获得的相关向量的相关合成部分5能够同时清除这些路径元素。这有助于简化装置结构并减小所涉及的计算量。

尽管在该实施方案中对DOA的估计是利用相关向量执行的，但是DOA还可以利用通过根据等式10代替等式6计算的相关矩阵及利用由等式19给出的DOA估计函数代替由等式18给出的函数来估计。在这种情况下，在输入路径成分扩散角大的传播环境下，有可能比使用相关向量更精确地执行DOA估计，而只有很小的计算量增加代价。

F(θ)＝a^H(θ)R^(uo)a(θ)                 (19)

尽管参考属于束形成方案的DOA估计算法给出了第一实施方案的操作，但是特征值分解算法，如MUSIC或ESPRIT，也可以代替其来使用。尽管这种情况增加了计算量，但提高了邻近来到路径成分的分辨率和路径成分的估计精度。

尽管该实施方案描述为用于使用CDMA系统作为多路复用系统的通信系统的基站装置，但是本发明不限于这种情况。本发明还适用于用在使用多路复用系统，如TDMA系统和OFDM系统，及使用合成这些多路复用系统的系统的通信系统的基站装置。

以上对该实施方案的描述是在假设N条天线以半个载波波长为间距线性排列的前提下给出的。但是，本发明不限于这种特定的情况，而是还适用于任何具有N条天线并构成方向性的基站装置。

(第五实施方案)

图6是显示根据在第四种实施方案DOA估计部分32中进行的估计结果形成接收定向束的自适应天线基站装置结构的方框图。该装置包括阵列天线1、接收部分2-1至2-N、逆扩散部分3-1-1至3-1-N、...、及3-M-1至3-M-N、相关计算部分4-1至4-M、相关合成部分5、用户间相关合成部分30、其他用户相关相减部分31、DOA估计部分32、束形成部分40-1至40-M、瑞克合成部分8和数据判定部分9。以下主要讨论其与第四种实施方案的区别。在以下描述中，N_u是同时通信的用户总数。

根据阵列天线1接收的信号由DOA估计部分32获得DOA估计值的操作同第一实施方案的类似。但是，在第二种实施方案中，DOA估计部分32只检测显示角频谱中最高峰值的方向并输出其估计值θs。

根据DOA估计值θs和等式16中的其他用户相关向量U^(uo)，每个束形成部分40-1至40-M都产生由等式20给出的阵列天线1的射束加权向量W^(uo)并输出由等式21表示的阵列组合信号y^p(k)，其中U^(uo)是在由其他用户相关相减部分31执行的过程中获得的，而y^p(k)是用射束加权向量W^(uo)乘第p条路径信号向量或所关联逆扩散部分3-p-1至3-p-N输出的结果。在等式20中，I是N阶单位矩阵，TP(x)是从N阶向量 x 产生N x N厄密共扼对称Toeplitz矩阵的函数，而U₁ ^(uo)是其他用户相关向量U^(uo)中的第一元素。此外，β是小于1的正常数，并且是一个参数，考虑到越接近1，其他用户的来到功率就越大，该参数在到达方向构成空值。特别地，通用的β大约等于0.2。

$W^{\left(\mathrm{uo}\right)}=[I-\mathrm{\βTP}\left(\frac{U^{\left(\mathrm{uo}\right)}}{{U_1}^{\left(\mathrm{uo}\right)}}\right)]a\left(\mathrm{\θs}\right)---\left(20\right)$

y^p(k)＝(W^(uo))^Hx^p(k)       (21)

瑞克合成部分8用信道估计值S₁至S_M的的复共扼值(S₁)^*至(S_M)^*乘阵列组合信号y¹(k)至y^M(k)，并在对信道变化h₁至h_M进行补偿之后执行瑞克合成。瑞克合成信号的符号是由数据判定部分9判定的，从而输出接收数据。

如从以上描述中显而易见的，根据该实施方案，根据DOA估计部分32中的估计结果，通过将对来自邻近方向M条路径公用的阵列天线1的方向性指向最大化这M条路径合成功率的方向，束形成部分40可以接收电波。此外，来自阵列天线1的定向束的空值可以指向其他以不同扩散码被同时访问的通信终端的方向，从而有可能显著地提高SIR并改善基站的接收特性。

由于该实施方案利用相关向量估计DOA并构成束，因此同使用相关矩阵的情况相比，有可能减小计算量和算术运算电路的成本。

代替为各条路径和在这种实施方案中使用的相关合成部分5提供的相关计算部分4-1至4-M，可以使用这种选择来自M条路径最大功率路径并计算那条路径相关向量的结构。

在这种实施方案中，方向性是利用对所有路径公用的射束加权形成的。但是，在有可能为每条路径估计DOA的情况下，通过使用对每条路径以相似方法获得阵列天线1的射束加权的结构可以获得相同的效果。

尽管在该实施方案中DOA的估计和射束加权的产生是利用相关向量执行的，但是DOA还可以利用通过等式10代替等式6计算相关矩阵的相关矩阵和利用等式19给出的DOA估计函数代替等式18给出的函数来估计。在这种情况下，束形成部分40可以利用等式22或等式23产生射束加权。

$W^{\left(\mathrm{uo}\right)}=[I-\mathrm{\β}\frac{1}{{U_1}^{\left(\mathrm{uo}\right)}}{U}^{\left(\mathrm{uo}\right)}]a\left(\mathrm{\θs}\right)---\left(22\right)$

W^(uo)＝(U^(uo))^-1a(θs)      (23)

尽管该实施方案描述为用于使用CDMA系统作为多路复用系统的通信系统的基站装置，但是本发明不限于这种情况。本发明还适用于用在使用多路复用系统，如TDMA系统和OFDM系统，及使用合成这些多路复用系统的系统的通信系统的基站装置。

以上对该实施方案的描述是在假设N条天线以半个载波波长为间距线性排列的前提下给出的。但是，本发明不限于这种特定的情况，还适用于任何具有N条天线并构成方向性的基站装置。

第五种实施方案利用瑞克合成技术合成了通过每条单独路径的信号。但是，本发明不限于这种情况，而是还适用于任何能够逐条路径合成通过每条单独路径的信号的合成方案。

(第六实施方案)

图7是显示根据在第四种实施方案DOA估计部分32中进行的估计结果自适应地形成接收方向性的结构的方框图。该装置包括阵列天线1、接收部分2-1至2-N、逆扩散部分3-1-1至3-1-N、...、及3-M-1至3-M-N、相关计算部分4-1至4-M、相关合成部分5、其他用户相关相减部分31、DOA估计部分32、调制部分20、发射束形成部分51、扩散部分22-1至22-N、发射部分23-1至23-N、用户间相关合成部分30和全部用户方向合成部分50。在以下描述中，N_u是同时通信的用户总数。

直到根据从第u_o个用户接收的信号由DOA估计部分32获得DOA估计值之前的操作同第四实施方案类似。但是，在第六种实施方案中，从DOA估计部分32输出的到达方向估计个数是大于等于1的Nd。

对于第u个用户，全部用户方向合成部分50在来自DOA估计部分32的DOA估计值θ_k ^(u)合成阵列天线1的导引向量a(θ_k ^(u))，其中该向量是根据从每个用户接收的由等式24表示的信号获得的。应当指出k＝1至Nd，而u＝1至N_u。

$Z=\underset{u=1}{\overset{\mathrm{Nu}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Nd}}{\mathrm{\Σ}}}a\left({{\mathrm{\θ}}_k}^{\left(u\right)}\right)---\left(24\right)$

调制部分20将发射数据调制到适当的调制形式。该调制形式包括模拟调制和数字调制的所有幅度调制系统、频率调制系统和相位调制系统。

发射束形成部分51首先计算通过在估计方向利用第u_o个用户DOA估计值θ_k ^(uo)和全部用户方向合成部分50的输出Z合成其他用户导引向量获得的其他用户相关向量U^(uo)。然后，发射束形成部分51将主束指向第u_o个用户的估计方向，产生在其他用户方向构成空值的发射射束加权W^(uo)，将调制部分20的输出分成等于N或阵列天线1天线单元个数的几部分，并在发送之前用发射权向量W^(uo)＝[w₁、w₂、...、w_n]中的元素乘子输出。在等式26中，I是N阶单位矩阵，TP(x)是从N阶向量 x 产生N x N厄密共扼对称Toeplitz矩阵的函数，而U₁ ^(uo)是其他用户相关向量U^(uo)中的第一元素。此外，γ是小于1的正常数，并且鉴于γ越接近1，其他用户的来到功率就越大，所以γ是在到达方向构成空值的参数。特别地，通用的γ1等于大约0.2。尽管γ被认为是不依赖于用户的常数，但是它还可以根据单个用户中间的发射功率进行改变。

$U^{\left(\mathrm{uo}\right)}=Z-\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Nd}}{\mathrm{\Σ}}}a\left({{\mathrm{\θ}}_k}^{\left(\mathrm{uo}\right)}\right)---\left(25\right)$

$W^{\left(\mathrm{uo}\right)}=[I-\mathrm{\γTP}\left(\frac{U^{\left(\mathrm{uo}\right)}}{{U_1}^{\left(\mathrm{uo}\right)}}\right)]\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Nd}}{\mathrm{\Σ}}}\frac{a\left({{\mathrm{\θ}}_k}^{\left(u\right)}\right)}{\sqrt{\mathrm{Nd}}}---\left(26\right)$

扩散部分22-1至22-N以带预置扩散率的扩散码扩散发射束形成部分51的输出信号并将结果信号发送到发射部分23-1至23-N。在对扩散部分22-1至22-N的输出进行射频处理(D/A变换、升频变换等)之后，发射部分23-1至23-N通过天线单元1-1至1-N将结果信号发射到通信终端。

根据本发明的第六实施方案，如上所述，当DOA估计部分32的Nd为1时，发射束形成部分51能够通过将M条路径公用的阵列天线1的方向性指向最大化邻近方向这M条路径合成功率的方向来发射电波，并且对于其他同时通信的用户，能够形成带阵列天线1方向性的空值，从而确保SIR的提高。在基站阵列天线位于比附近建筑物足够高位置的情况下，输入波的角扩散通常认为是大约10°。在这样一种环境下，通过在通信终端方向上使发射束变窄，该实施方案的自适应性是非常有效的，而且有可能减小其他用户中的干扰并增加用户容量，而无需在不必要的方向发射电波。

该实施方案能够通过DOA估计部分32中对M条路径公用的单次角扫描估计最大化这M条路径合成功率的方向，而无需对每条路径都估计DOA。这使得有可能减小处理量和算术运算电路的规模。

当DOA估计部分32的Nd大于1时，发射束形成部分51能够形成指向M个估计方向的束。在基站阵列天线位于比附近建筑物足够高位置的情况下，输入波的角扩散通常会变大，这增加了每个都具有很宽角度的M个路径成分来到的环境。在这样一种环境下，有可能形成对不同方向宽路径的定向束。这使得通信终端能够从各个方向接收电波并通过瑞克合成过程等有效地接收合成的M个路径成分。这导致改善的接收特性。

由于该实施方案利用相关向量估计DOA并形成发射束，因此同使用相关矩阵的情况相比，有可能减小计算量和算术运算电路的成本。获得Wiener解决方案的已知等式需要逆矩阵计算，而该实施方案不需要逆矩阵计算，从而能够减小计算量。

代替在该实施方案中使用的为各条路径提供的相关计算部分4-1至4-M和相关合成部分5，可以使用从M条路径选择最大功率路径并计算那条路径相关向量的结构。

尽管该实施方案描述为用于使用CDMA(码分多路访问)系统作为多路复用系统的通信系统的基站装置，但本发明不限于这种情况。本发明还适用于用在使用多路复用系统，如TDMA系统和OFDM系统，及使用合成这些多路复用系统的系统的通信系统中的基站装置。

上述对该实施方案的描述是在假设M条天线以半个载波波长为间距线性排列的前提下给出的。但是，本发明不限于这种特定的情况，而是还适用于任何具有M条天线并构成方向性的基站装置。

该实施方案利用瑞克合成技术合成通过每条单独路径的信号。但是，本发明不限于这种情况，而是还适用于任何能够逐条天线合成通过每条单独路径的信号的合成方案。

简而言之，如上所述，本发明是针对配备了阵列天线的自适应天线基站装置，它能够在对M条路径估计DOA的时候减小计算量并提高计算速度或简化结构。由方向性控制函数将方向性指向由本发明DOA估计部分估计的方向的发射部分或接收部分能够确保SIR的提高和高质量的通信。

Claims (11)

1、一种自适应天线基站装置，包括：

阵列天线，包含N个天线单元，N是自然数；

N个接收部分，对由所述阵列天线的各天线单元接收的编码多路复用的高频信号在频率变换后执行正交检波；

N×M个逆扩散部分，对所述接收部分的输出信号执行对应于所述接收部分输出信号包括的M个路径成分的延迟时间的逆扩散，M是自然数；

M个相关运算部分，由所述逆扩散部分输出的信号产生每条路径的信号向量，在每条所述路径的信号向量中执行所述天线单元间的相关运算；

相关合成部分，合成所述相关运算部分输出信号；及

到达方向估计部分，通过所述相关合成部分的输出和根据天线单元间隔决定的导引向量估计到达方向。

2、根据权利要求1的自适应天线基站装置，其中，所述相关运算部分通过对每条路径的单个天线单元获得的作为参考的一个信号向量及从其他天线单元获得的信号向量执行复相关运算来计算对应于每条单独路径的相关向量。

3、根据权利要求1的自适应天线基站装置，其中，所述相关运算部分通过对从所述天线单元各路径获得的信号向量的所有组合执行复相关运算来计算对应于每条单独路径的相关矩阵。

4、根据权利要求1至3任何一项的自适应天线基站装置，其中，所述到达方向估计部分根据所述相关合成部分的输出计算角频谱，检测所述角频谱的峰值位置并将所述检测到的位置设置为所述到达方向的估计值。

5、根据权利要求1至3任何一项的自适应天线基站装置，其中，所述到达方向估计部分根据所述相关合成部分的输出计算角频谱，检测所述角频谱的峰值位置并将所述检测位置设置为所述到达方向的估计值，其中到达方向的上限为M个。

6、根据权利要求1至3任何一项的自适应天线基站装置，其中，还包括：

M个射束形成部分，用于产生通过利用所述到达方向估计部分的输出信号确定所述阵列天线方向性的射束加权，用所述射束加权乘所述逆扩散部分输出并逐条路径合成相乘结果；及

瑞克合成部分，合成逐条路径获得的所述射束形成部分输出；

数据判定部分，判定在瑞克合成部分合成的数据，并输出经判定的数据。

7、根据权利要求1至3任何一项的自适应天线基站装置，其中，还包括：

发射束形成部分，用于产生通过利用所述到达方向估计部分的输出信号确定所述阵列天线方向性的发射射束加权并用所述发射射束加权乘发射信号；

N个扩散部分，用对应于所述天线单元的扩散码乘所述发射束形成部分输出信号；及

N个发射部分，从所述阵列天线发射所述扩散部分输出信号。

8、一种自适应天线基站装置，包括：

阵列天线，包含N个天线单元，其中N是自然数；

N_u×N个接收部分，对包含在接收波中的N_u个的、各自的用户区分信息中，在频率变换后对由所述阵列天线的天线单元接收的编码多路复用高频信号执行正交检波，其中N_u是自然数；

N_u×N×M逆扩散部分，对所述接收部分的输出信号执行对应于包含在所述接收部分输出信号中的M个路径成分的延迟时间的逆扩散，其中M是自然数；

N_u×M个相关运算部分，通过所述逆扩散部分的输出信号产生每条路径的信号向量，在每条所述路径的信号向量中执行所述天线单元间的相关运算；

N_u个相关合成部分，合成所述相关运算部分输出信号；

用户间相关合成部分，合成所述相关合成部分的N_u个输出信号；

U_u个其他用户相关相减部分，从所述用户间相关合成部分的输出中减去成为对象的用户相关合成部分的输出，算出N_u-1个其他用户相关成分；及

N_u个到达方向估计部分，从所述其他用户相关相减部分的输出和利用天线单元间隔决定的导引向量，估计成为对象的用户到达方向。

9、根据权利要求8的自适应天线基站装置，其中，还包括：

N_u射束形成部分，从所述N_u个到达方向估计部分的输出信号及N_u个其他用户相关相减部分的输出信号产生对于各用户来说其他用户成分接收功率成为最小的射束加权，用所述射束加权乘M×N个逆扩散部分的输出信号，并为每N_u个用户合成M条路径；

N_u个瑞克合成部，合成所述射束形成部输出；

数据判定部分，判定在瑞克合成部分合成的数据，并输出经判定的数据。

10、根据权利要求8或9的自适应天线基站装置，其中，还包括：

全部用户方向合成部分，从所述N_u个到达方向估计部分的输出信号合成所述阵列天线导引向量；

N_u个发射束形成部分，用于从N_u个的每个用户到达方向的估计值和所述全部用户方向合成部分的输出信号，产生其他用户功率为最小的发射射束，并将所述其他用户功率为最小的发射射束与所述发射信号相乘；

N_u×N个扩散部分，用对应于所述N_u个用户和N个天线单元的扩散码乘所述发射束形成部分输出信号；及

N_u×N个发射部分，从所述阵列天线发射所述扩散部分输出信号。

11、根据权利要求10的自适应天线基站装置，其中，所述全部用户方向合成部分通过依赖于所述其他用户的发射功率的加权系数在所述阵列天线的估计方向合成所述导引向量。

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