CN101627593B - 使用频率平滑进行信道估计 - Google Patents

Abstract

提供了一种用于提供经频率平滑的通信训练信号的系统和方法。该方法在正交调制发射机中生成经频率平滑的无偏训练信号。经频率平滑的无偏训练信号包括多个导频信号乘积，其中每个导频信号乘积包括由基准频率副载波表示的复平面信息乘以由镜像频率副载波表示的复平面信息。多个导频信号乘积之和等于0。该方法提供经频率平滑的无偏训练信号从而其能在单个码元周期内被发送。还提供了用于在计算接收机信道估计时使用经频率平滑的训练信号的系统和方法。

Description

使用频率平滑进行信道估计

根据35U.S.C.§119要求优先权

本专利申请要求于2007年3月22日提交的题为“QUADRATUREIMBALANCE MITIGATION USING UNBIASED TRAINING SIGNALS(使用无偏训练信号进行正交不平衡缓解)”的临时申请No.60/896,480的优先权，该临时申请的状态为待审，代理人案卷号为071040P1。

根据35U.S.C.§120要求优先权

本专利申请是于2007年3月9日提交的题为QUADRATURE MODULATIONROTATING TRAINING SEQUENCE(正交调制旋转训练序列)的专利申请号USS/N.11/684,566的部分继续，其中其状态为待审，且已转让给本申请受让人并因此通过援引明确纳入于此。

本专利申请是于2007年5月30日提交的题为QUADRATURE IMBALANCEMITIGATION USING UNBIASED TRAINING SEQUENCES(使用无偏训练序列进行正交不平衡缓解)的专利申请号US S/N.11/755,719的部分继续，其代理人案卷号为060395B1，其状态为待审，且已转让给本申请受让人并因此通过援引明确纳入于此。

本专利申请涉及与本申请同时提交的题为QUADRATURE IMBALANCEESTIMATION USING UNBIASED TRAINING SEQUENCES(使用无偏训练序列进行正交不平衡估计)的美国专利申请，其代理人案卷号为060395B2且已转让给本申请受让人，并因此通过援引明确全部纳入于此。

背景

领域

本发明一般涉及通信信道估计，尤其涉及用于通过移除正交不平衡误差来改进在训练接收机信道估计中正交调制无偏训练序列的使用的系统和方法。

背景

图1是常规接收机前端的示意框图(现有技术)。常规的无线通信接收机包括将辐射信号转换成传导信号的天线。在一些初始滤波之后，传导信号被放大。给定充分的功率电平，该信号的载波频率可通过将该信号与本地振荡器信号混频(下变频)来转换。由于收到信号是正交调制的，因此该信号在组合之前通过分开的I和Q路径被解调。在频率转换之后，可使用模数转换器(ADC)将模拟信号转换成数字信号以供基带处理。该处理可包括快速傅立叶变换(FFT)。

存在可能被引入接收机的多种误差，其不利地影响信道估计和对预期信号的恢复。误差可能源自混频器、滤波器、以及诸如电容器等无源组件。这些误差如果在I和Q路径之间导致不平衡则会恶化。为了估计信道并且由此消零这些误差中的一些，通信系统可使用包括训练序列的消息格式，训练序列可以是重复或预定数据码元。通过例如使用正交频分复用(OFDM)系统，可针对每一个副载波重复地传送相同的IQ星座点。

为了在便携式的电池供电设备中节省功率，一些OFDM系统仅使用单个调制码元来进行训练。例如，激励星座中的单个方向(例如，I路径)但不激励另一个方向(例如，Q路径)。也可与导频频调一起使用相同类型的单向训练。注意：用±1码元值加扰单个调制信道(例如，I信道)并不旋转星座点，并且对正交信道不提供激励。

在存在大带宽系统中盛行的正交路径不平衡的情况下，上述功率节省训练序列导致有偏信道估计。有偏信道估计可在一个方向(即，I路径)上很好地对准IQ星座，但在正交方向上提供正交不平衡。优选的是任何不平衡都在这两个信道间平均地分布。

图2是图解接收机侧的正交不平衡的示意图(现有技术)。尽管未示出，发射机侧不平衡是类似的。假设Q路径是参考。传入波形是cos(wt+θ)，其中θ是信道的相位。Q路径用-sin(wt)进行了下变频。I路径用

进行了下变频。

和2ε是硬件不平衡，分别为相位误差和振幅误差。低通滤波器H_I和H_Q对于每一条路径是不同的。滤波器引入附加振幅和相位畸变。然而，这些附加畸变集中在和2ε内。注意，这两个滤波器是实际的并且以相同的方式影响+w和-w两者。

假定这些误差较小：

右手侧的第一分量cos(wt)是经稍微定标的理想I路径。第二分量是来自Q路径的较小泄漏。在下变频传入波形之后：

在I路径中：(1+2ε)cos(θ)+2ε.sin(θ).

在Q路径中：sin(θ)。

这些误差导致对正交调制星座中码元位置的误解，其进而又导致不正确解调的数据。

概述

无线通信接收机容易因与混频器、放大器和滤波器相关联的硬件组件中缺乏容错而产生误差。在正交解调器中，这些误差还可导致I与Q路径之间的不平衡，从而导致不正当地处理的数据。

训练信号可用于校准接收机信道。然而，不激励I和Q路径两者的训练信号并不解决两条路径之间的不平衡问题。无偏训练信号可用于激励I和Q路径两者，其得到更好的信道估计。常规地，根据与正或基准(+f)副载波相关联的预定信息来推导信道估计。如果还使用负或镜像(-f)副载波，就能获得更好的信道估计。此外，通过将毗邻或几乎毗邻的基准副载波与毗邻或几乎毗邻的镜像副载波恰当地组合，就可对充当移除信道偏移误差的手段的训练信号应用频率平滑。

相应地，提供了一种用于提供经频率平滑的通信训练信号的方法。该方法在正交调制发射机中生成经频率平滑的无偏训练信号。经频率平滑的无偏训练信号包括多个导频信号乘积，其中每个导频信号乘积包括由基准频率副载波表示的复平面信息乘以由镜像频率副载波表示的复平面信息。多个导频信号乘积之和等于0。该方法提供经频率平滑的无偏训练信号从而其能在单个码元周期内被发送。

通常，经频率平滑的无偏训练信号包括多个毗邻基准频率副载波和多个毗邻镜像频率副载波。例如，经频率平滑的无偏训练信号可包括一组无居间副载波的毗邻基准频率副载波、和无居间副载波的多个毗邻镜像频率副载波。

在一方面，经频率平滑的无偏训练信号可表示如下：

∑p_i p_im＝0，i＝1到n；

其中p是基准频率副载波

其中p_m是镜像频率副载波，以及

其中n等于导频信号乘积的数目。

还提供了一种用于使用经频率平滑的无偏训练信号来计算信道估计的方法。该方法在正交解调接收机中接受经频率平滑的无偏训练序列。经频率平滑的无偏训练序列包括多个导频信号乘积的倍数，其中每个导频信号乘积包括由基准频率副载波(f)表示的预定复平面信息(p)、乘以由镜像频率副载波(-f)表示的预定复平面信息(p_m)。多个导频信号乘积之和等于0。该方法处理经频率平滑的无偏训练信号，生成表示复平面信息的多个经处理码元(y)。将每一个经处理码元(y)乘以对应的基准信号的共轭(p^*)，并获得经频率平滑的信道估计(h)。

以下呈现用于生成经频率平滑的无偏训练信号的上述方法、系统以及用于使用经频率平滑的无偏训练信号来计算信道估计的系统的附加细节。

附图简述

图1是常规接收机前端的示意框图(现有技术)。

图2是图解接收机侧的正交不平衡的示意图(现有技术)。

图3是描绘示例性数据传送系统的示意框图。

图4是用于提供经频率平滑的无偏训练信号的系统或设备的示意框图。

图5是描绘经频率平滑的无偏训练信号的简单示例的示图。

图6是描绘经频率平滑的无偏训练信号的第二示例的示图。

图7是描绘实现为伴随通信码元的导频码元组的无偏训练信号的示图。

图8是描绘实现为非预定通信数据前的前同步码的经频率平滑的无偏训练信号的示图。

图9是用于使用经频率平滑的无偏训练信号来计算信道估计的系统或设备的示意框图。

图10描绘通过向WiMedia UWB标准应用无偏训练信号算法达成的性能。

图11是图解用于提供经频率平滑的通信训练信号的方法的流程图。

图12是图解用于使用经频率平滑的通信训练信号来计算信道估计的方法的流程图。

详细描述

现在参照附图描述各种实施例。在以下描述中，出于解释目的阐述了众多的具体细节以图提供对一个或多个方面透彻的理解。但是显而易见的是，没有这些具体细节也可实践此类实施例。在其它实例中，以框图形式示出公知的结构和设备以便于描述这些实施例。

如在本申请中所使用的，术语“处理器”、“处理设备”、“组件”、“模块”、“系统”等旨在指示计算机相关实体，或者硬件、固件、软硬件组合、软件，或执行中的软件。例如，组件可以是但不限于在处理器上运行的进程、发生、处理器、对象、可执行件、执行的线程、程序、和/或计算机。作为说明，在计算设备上运行的应用和该计算设备两者皆可以是组件。一个或多个组件可驻留在执行的进程和/或线程中，且组件可以局部化在一台计算机上和/或分布在两台或多台计算机之间。此外，这些组件可从其上存储着各种数据结构的各种计算机可读介质来执行。各组件可借助于本地和/或远程进程来通信，诸如根据具有一个或多个数据分组的信号(例如，来自通过该信号与本地系统、分布式系统中的另一组件交互、和/或在诸如因特网之类的网络上与其它系统交互的一个组件的数据)。

各种实施例将以可包括数个组件、模块等的系统的方式来呈现。将理解和领会，各种系统可包括其他组件、模块等，和/或可以并不包括结合附图所讨论的所有组件、模块等。也可以使用这些办法的组合。

所描述的各个说明性逻辑框、模块、以及电路可用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑器件、分立的门或晶体管逻辑、分立的硬件组件、或其设计成执行本文中描述的功能的任何组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器，但在替换方案中，处理器可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器、或状态机。处理器还可以被实现为计算设备的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核心协同的一个或更多个微处理器、或任何其他这样的配置。

结合本文所公开的实施例所描述的方法或算法可直接在硬件中、在由处理器执行的软件模块中、或在这两者的组合中实施。软件模块可驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM、或本领域中所知的任何其他形式的存储介质中。存储介质可被耦合到处理器以使得该处理器能从/向该存储介质读取和写入信息。在替换方案中，存储介质可以被整合到处理器。处理器和存储介质可以驻留在ASIC中。ASIC可驻留在节点中或其他地方。在替换方案中，处理器和存储介质可作为分立组件驻留在节点中、或接入网中的其他地方。

图3是描绘示例性数据传送系统300的示意框图。基带处理器302具有线304上的输入以接受来自媒体接入控制(MAC)级的数字信息。在一方面，基带处理器302包括编码器306，其具有线304上的输入以接受数字(MAC)信息以及线308上的输出以提供频域中的经编码数字信息。交织器310可用于交织该经编码数字信息，从而在线312上提供频域中的经交织信息。交织器310是将单个高速输入信号转换成多个并行低速率流的设备，其中每一个低速率流与特定副载波相关联。快速傅立叶逆变换(IFFT)314接受频域中的信息，对输入信息执行IFFT运算，并且在线316上提供数字时域信号。数模转换器318将线316上的数字信号转换成线320上的模拟基带信号。如以下更详细地描述的，发射机322调制基带信号，并且在线324上提供经调制载波信号作为输出。注意：能够执行如上所述的相同功能的替换电路配置将是本领域技术人员已知的。尽管未显式示出，但接收机系统可包括一组用以反向处理从发射机接受的信息的类似组件。

图4是用于提供经频率平滑的无偏训练信号的系统或设备的示意框图。系统400包括具有线404上的输入以接受通常是数字形式的训练信息的发射机或信号发生器装置402。例如，该信息可从MAC级提供。发射机具有线406上的输出以提供正交调制的经频率平滑的无偏训练信号。

发射机402可包括发射机子系统407，诸如使用天线408经由空中或真空介质通信的射频(RF)发射机子系统。然而，应理解，本发明可应用于能够携带正交调制信息的任何通信介质(例如，无线、有线、光)。发射机子系统407包括同相(I)调制路径410或装置，用于生成I调制训练信息。发射机子系统407还包括正交(Q)调制路径412或装置，用于生成Q调制训练信息。线404a上的I路径信息在混频器414处用载波fc进行上变频，而线404b上的Q路径信息在混频器416处用该载波的相移版本(fc+90°)进行上变频。I路径410和Q路径412在组合器418处汇总并在线420上提供。在一些方面，该信号在放大器422处被放大并且在线406上被提供给天线408，在此经频率平滑的无偏训练信号被辐射。I和Q路径可被替换地称为I和Q信道。经频率平滑的无偏训练信号还可被称为频率平衡训练序列，并且是在母申请中描述且以下详细地描述的较大类的平衡或无偏训练信号的部分。

经频率平滑的无偏训练信号包括多个导频信号乘积，其中每个导频信号乘积包括由基准频率副载波表示的复平面信息乘以由镜像频率副载波表示的复平面信息。多个导频信号乘积之和等于0。发射机402在单个码元周期内提供经频率平滑的无偏训练信号。

替换地但未示出，经频率平滑的训练信号(FSTS)的分量例如被顺序地提供或成批提供，并收集在存储器(未示出)中。一旦收集了整个FSTS，其可被提供用于在单个码元周期内使用。在这方面，存储/收集和组合装置可被认为是发射机402的部分，即使它们实现在不同模块或设备(未示出)中。还应理解，在一些方面，发射机402充当信号发生，而FSTS在通信介质上的实际发送是由其它模块或设备来实现的。

通常，发射机402还发送正交调制(非预定)通信数据。经频率平滑的无偏训练信号被接收机(未示出)用来创建信道估计，其准许更准确地恢复该非预定通信数据。在一方面，正交调制通信数据在发送了无偏训练序列之后被发送。在另一方面，无偏训练序列以导频信号的形式与通信数据并发地被发送。该系统并不限定于训练信号与正交调制通信数据之间的任何特定时间关系。

消息是预定格式的码元编组。消息的持续期可为若干码元周期。每一个码元周期可传送一个或多个码元。一些消息包括在消息的主体之前的前同步码。例如，消息可作为包含许多OFDM码元的长分组来形成。

FSTS可包括2个或2个以上导频信号乘积。在一方面，发射机402生成包括多个毗邻基准频率副载波和多个毗邻镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号。通常，基准副载波和对应的镜像副载波相对紧密地(在频谱意义上)邻近。例如，经频率平滑的无偏训练信号可包括一组无居间副载波的毗邻基准频率副载波、和无居间副载波的多个毗邻镜像频率副载波。居间副载波例如可以是携带通信(非预定)数据或与训练信号无关的其它信息的副载波。在一种变型中，该组包括FSTS中的所有基准和镜像副载波。

在另一方面，经频率平滑的无偏训练信号可表示如下：

∑p_i p_im＝0，i＝1到n；

其中p是基准频率副载波

其中p_m是镜像频率副载波，以及

其中n等于导频信号乘积的数目。

如上所述，导频信号乘积之和等于0。然而，由于系统误差，该总和有时可能被更准确地称为约为0。在最差情形分析中，L个导频信号乘积如下被积分：

|sum p_i·p_im|＝L。

如果L为100％并且如果|sum p_i·p_im|＝L/4，则误差为25％。具有25％误差的经频率平滑的无偏训练序列仍产生优异的结果。如果使用L/2(50％误差)，则获得良好的结果，因为来自信道估计的IQ干扰仍下降6dB。

如以下更详细地解释的，经频率平滑的无偏训练信号可如下使用加权导频信号乘积来表示：

∑w_i p_i p_im＝0，i＝1到n；

其中w是加权因子。

在一方面，与导频信号乘积中的一些相关联的唯一性权重可为1(归一化)。在一些方面，各个加权因子具有大约相同的值，并且加权因子可作为常数从该等式移除。

图5是描绘经频率平滑的无偏训练信号的简单示例的示图。第一导频信号乘积具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波500、以及表示该第一复平面值的频率-f上的镜像副载波502。在此，副载波“箭头”可被认为是振幅为1且角度为90度的相量。第二导频信号乘积具有表示第一复平面值的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波504、以及表示该第一复平面值+180度的毗邻频率-f的频率-(f+1)上的镜像副载波506。继续该示例，表示镜像副载波506的箭头可具有振幅1和角度270度。

尽管所有副载波具有归一化成1的相同值，但在此示例中，应理解此示例的更复杂变型可使用非一致振幅。同样，FSTS不被限于使用仅90度和270度角度。此外，尽管仅示出2导频信号示例，但相同的方法可应用于具有2个以上导频信号乘积的FSTS。例如，所描绘的FSTS可被修改为增加第三导频信号乘积(未示出)，其具有表示第一复平面值的毗邻频率+f的频率(f-1)上的副载波、以及表示该第一复平面值+180度的毗邻频率-f的频率-(f-1)上的镜像副载波。

图6是描绘经频率平滑的无偏训练信号的第二示例的示图。第一导频信号乘积具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波600、以及表示该第一复平面值的频率-f上的镜像副载波602。再次，副载波“箭头”可被认为是振幅为1且角度为90度的相量。第二导频信号乘积具有表示第一复平面值+90度的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波604、以及表示该第一复平面值-90度的毗邻频率-f的频率-(f+1)上的镜像副载波606。继续该示例，表示基准副载波604的箭头可具有振幅1和角度180度，而镜像副载波606可具有振幅1和角度0度。

再次，各副载波在此示例中具有归一化成1的相同值，并且应理解此示例的更复杂变型可使用非一致振幅。同样，FSTS不被限于使用仅0度、90度和180度角度。此外，尽管仅示出2导频信号示例，但相同的方法可应用于具有2个以上导频信号乘积的FSTS。例如，所描绘的FSTS可被修改为增加第三导频信号乘积(未示出)，其具有表示第一复平面值+90度的毗邻频率+f的频率(f-1)上的副载波、以及表示该第一复平面值-90度的毗邻频率-f的频率-(f-1)上的镜像副载波。

图7是描绘作为伴随通信码元的导频码元组而实现的无偏训练信号的示图。在一方面，除接受训练信息以外，发射机接受(非预定)通信数据。随后，生成具有P个导频信号乘积的经频率平滑的无偏训练信号，连同(N-P)个通信数据码元(副载波)一起。总之，在一个码元周期中提供N个副载波，包括经频率平滑的无偏训练信号和正交调制通信数据。许多通信系统——诸如遵循IEEE 802.11和UWB的那些——出于信道训练目的而使用导频频调。

或者，经频率平滑的训练信号(FSTS)的分量、或通信数据码元、或这两者可被顺序地提供或成批提供，并收集在存储器(未示出)中。一旦收集了码元周期中的所有码元，它们可被提供用于在单个码元周期内使用。在这方面，存储/收集和组合装置可被认为是发射机的部分，即使它们实现在不同模块或设备中。

图8是描绘作为非预定通信数据前的前同步码而实现的经频率平滑的无偏训练信号的示图。如图所示，发射机在第一码元周期中使用一组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波来提供经频率平滑的无偏训练信号。发射机接受通信数据，在这组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波上生成正交调制通信数据，并在第一码元周期之后的第二码元周期中提供正交调制通信数据。

尽管仅明确标出了第一和第二码元周期，但是应理解，前同步码可包括多个码元周期，其中FSTS用在一些或所有前同步码码元周期中。同样，通信数据可继前同步码之后在多个码元周期(如图所示)中提供。例如，超宽带(UWB)系统使用在传送通信数据或信标信号之前传送的6个码元周期。因此，这6个码元周期中的一个或多个可用于传送FSTS。

尽管未具体描绘，但是图4的发射机或该发射机的元件可实现为用于生成经频率平滑的无偏训练信号的处理设备。在该情形中，该处理设备可包括信号发生器模块，其具有用以接受训练信息的输入以及用以提供正交调制的经频率平滑的无偏训练信号的输出。如上所述，经频率平滑的无偏训练信号可包括多个导频信号乘积，其中每个导频信号乘积包括由基准频率副载波表示的复平面信息乘以由镜像频率副载波表示的复平面信息。如上所述，多个导频信号乘积之和等于0。信号发生器模块将在单个码元周期内提供经频率平滑的无偏训练信号。

图9是用于使用经频率平滑的无偏训练信号来计算信道估计的系统或设备的示意框图。系统或设备900包括具有线904上的输入以接受经频率平滑的无偏训练信号的正交解调接收机或接收装置902。与图4的发射机相同，接收机902可以是连接到天线905以接收辐射信息的RF设备。然而，接收机可替换地经由有线或光学介质(未示出)接收无偏训练序列。

接收机902具有同相(I)解调路径906，用于接受I解调训练信息。正交(Q)解调路径908接受Q解调训练信息。与常规的相同，接收机902包括模数转换器(ADC)909、快速傅立叶变换器(FFT)910、解交织器912、以及解码器914。接收机响应于收到FSTS提供训练信息。经频率平滑的无偏训练序列包括多个导频信号乘积的倍数。导频信号乘积包括由基准频率副载波(f)表示的预定复平面信息(p)、乘以由镜像频率副载波(-f)表示的预定复平面信息(p_m)。多个导频信号乘积之和等于0。

处理器或处理装置916具有线918上的输入以接受训练信息，处理器生成表示复平面信息的多个经处理码元(y)。处理器916将每一个经处理码元(y)乘以对应基准信号的共轭(p^*)，并且在线920上的输出处提供经频率平滑的信道估计(h)。在一些方面，接收机902作为ADC 909的输出来提供训练信息。在这方面，FFT、解交织器、和解码器过程，或其等效是由处理器916执行的。

FSTS包括2个或更多导频信号乘积。在一方面，接收机接受包括多个毗邻基准频率副载波和多个毗邻镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号。“毗邻”的涵意取决于副载波间距、频率、以及其它调制特性。在另一方面，经频率平滑的无偏训练信号包括一组无居间副载波的毗邻基准频率副载波、和无居间副载波的多个毗邻镜像频率副载波。该组可包括FSTS中所有副载波的全部、或仅其子集。

收到的经频率平滑的无偏训练信号可表示为所传送FSTS，如下：

∑p_i p_im＝0，i＝1到n；

其中p是基准频率副载波

其中p_m是镜像频率副载波，以及

其中n等于导频信号乘积的数目。

与所传送FSTS相同，收到的FSTS可包括加权导频信号乘积，如下：

∑w_i p_i p_im＝0，i＝1到n；

其中w是加权因子。

所传送FSTS的两个示例已在图5和6中进行了描述。这些相同的示例是收到FSTS的有效示例。

在一方面，接收机902可在同一个码元周期中接受具有P个导频信号乘积的经频率平滑的无偏训练信号、以及(N-P)个通信数据码元，并且提供训练信息和通信数据两者，同时参见图7。在另一方面，接收机902在第一码元周期中接受具有一组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号。接收机还可在第一码元周期之后的第二码元周期中在这组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波上接受正交调制通信数据，并提供通信数据，参见图8。

尽管未具体示出，但图9的接收机也可实现为用于使用经频率平滑的无偏训练信号来计算信道估计的处理设备。在该实例中，该处理设备包括接收机模块，其具有用以接受经频率平滑的无偏训练序列的输入以及用以提供训练信息的输出。如上所述，经频率平滑的无偏训练序列包括多个导频信号乘积，其中每个导频信号乘积包括由基准频率副载波(f)表示的预定复平面信息(p)、乘以由镜像频率副载波(-f)表示的预定复平面信息(p_m)。如上所述，多个导频信号乘积之和等于0。

计算模块具有输入以接受训练信息。计算模块生成表示复平面信息的多个经处理码元(y)，将每一个经处理码元(y)乘以对应基准信号的共轭(p^*)，并且在输出处提供经频率平滑的信道估计(h)。

无论是实现在前同步码中的还是实现为导频信号的训练信号都是类似的，因为所传送数据的信息内容通常是准许接收机进行校准并进行信道测量的预定或“已知”数据。在接收通信(非预定)数据时，有3个未知量：数据本身、信道、和噪声。接收机不能对噪声进行校准，因为噪声是随机改变的。信道是通常与延迟和多径相关联的测量。对于相对短的时段，如果使用诸如训练或导频信号等预定数据，则可测量源自多径的误差。一旦已知信道，就可使用此测量来移除收到的通信(非预定)数据中的误差。因此，一些系统在数据解码开始前提供训练信号来测量信道。

然而，例如在或者发射机或者接收机在空间中移动或时钟漂移时，信道可能改变。于是，许多系统连同“未知”数据一起继续发送更多“已知”数据以便跟踪信道的缓慢改变。

尽管未具体示出，但图4的发射机和图9的接收机可被组合以构成收发机。事实上，这样的收发机的发射机和接收机可共享各元件，诸如天线、基带处理器、以及MAC级电路。以上作出的解释旨在描述既传送无偏训练序列又基于收到来自设备网络中其他收发机的无偏训练序列来计算无偏信道估计的收发机。

功能描述

现代高数据率通信系统在两个不同的信道上传送信号，即同相和正交信道(I和Q)。这两个信道构成复平面中的2D星座。QPSK和QAM是星座示例。I和Q信道可由因RF组件的变化而不能完全平衡的RF硬件携带，这导致IQ不平衡。在日益常见的直接转换系统中，这种不平衡问题愈发严重。IQ不平衡使得星座畸变并且导致I与Q信道之间的串话：信号与其自身产生干扰。提高发射功率不起作用，因为自生成的干扰随着信号功率而增大。信噪比(SINR)达到对用给定RF硬件能达成的最高数据率造成限制的上限。为了提高数据率，高成本解决方案是使用更高价更昂贵的硬件。一种可能的较低成本的解决方案是数字地估计IQ不平衡并对其进行补偿。数字估计和补偿概念的概念在本领域中先前已被提升。然而，这些解决方案趋向于较昂贵，因为它们不依赖于特殊类型的训练序列。这些解决方案常常仅考虑一侧的不平衡，通常是接收机处。

以下给出关注正交频分复用(OFDM)的示例，其中洞悉学习从发射机到接收机的端到端不平衡的时域系统。而且，在OFDM中，不平衡被建模为频率的函数，计及滤波器的频率响应中的变化。

呈现了两种增强：一种是具有0成本，其通过使用无偏训练序列来消除来自信道估计的干扰。由于信道估计的误差常常比数据本身的误差对性能更有害，因此达成实质性增益。如果需要更多增益，则第二种相对低成本增强补偿数据畸变。

以下提供IP不平衡的模型。提供分析以显示使用无偏训练序列的常规信道估计可如何缓解IQ不平衡的部分。随后，提供简易扩展以计算IQ不平衡参数，从而验证算法有效。使用所估计的参数，呈现简单的补偿算法以缓解数据畸变。还给出针对WiMedia的UWB的模拟结果，以及用以修改标准的建议。

IQ不平衡模型

当同相(I)与正交(Q)信道之间的功率(振幅)平衡或正交性(相位)不维持时，出现IQ不平衡。IQ不平衡因此由振幅不平衡2ε和相位不平衡

来表征。

时域信号

经由I和Q信道传送和接收复码元x。在理想的无噪信道中，码元x被完整地接收到。但在存在IQ不平衡的情况下，可能接收到有噪或畸变版本。

Y＝αx+βx^*，(1)

其中

是建模该不平衡的复数量，α≈1且β≈0。非线性模型(i)经由以下矢量形式被线性化

$\left(\begin{array}{c}y\\ y^{*}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\mathrm{\α}& \mathrm{\β}\\ {\mathrm{\β}}^{*}& {\mathrm{\α}}^{*}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\\ x^{*}\end{array}\right)$

$\→Y=\mathrm{BX}.---\left(3\right)$

B是不平衡矩阵。第二行是废弃的，因为其是第一行的复制版本。但其给出相同大小和类型的输入和输出，从而发射机和接收机处的不平衡块可被连接，如下所述。发射机处的不平衡矩阵由B_t定义，而在接收机处其由B_r定义。

一抽头信道

考虑适于OFDM的一抽头信道。恰适矩阵形式的一抽头信道h为

$H=\left(\begin{array}{cc}h& 0\\ 0& h^{*}\end{array}\right).---\left(4\right)$

在发射机和接收机处不平衡的情况下，以及在平均高斯白(AWGN)噪声n——矢量形式N＝(n n^*)^T下，收到信号表达为线性块的连接：

$Y=B_{r}H{B}_{t}X+N$

$\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{H}^{\′}X+N$

$\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left(\begin{array}{cc}{h}^{\′}& {\mathrm{\β}}^{\′}\\ {\mathrm{\β}}^{\′*}& h^{\′*}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\\ x^{*}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}n\\ n^{*}\end{array}\right)$

$\→y=h^{\′}x+{\mathrm{\β}}^{\′}{x}^{*}+n.---\left(5\right)$

整个结果是IQ不平衡和信道组合以创建全局信道h′，加上由全局不平衡参数β′表征的不合需畸变或干扰。全局不平衡参数β′在信道改变时改变，并且可能需要定期估计。

接下来，考虑其中码元x并非横跨整个复平面而是被限定于给定(1D)轴的状况。例如，该轴可与BPSK调制、实轴、虚轴、或之间的任何轴相关联。在这种情形中，可写出x^*＝kx，其中k是复常数(旋转)，并且

$Y=(h^{\′}+{\mathrm{\β}}^{\′}k)x+n$

$\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{h}^{\′\′}x+n.---\left(6\right)$

如果x被限于唯一性轴，则IQ不平衡消失，变成整个信道响应的积分部分。

频域信号

虽然先前的模型适用于时域信号，现在考虑修改，其中感兴趣的信号x在频域中频率f上给出。在时域中，该信号由复频调xe^j2πft来携带。替换式(1)中的各项，获得以下等式：

αxe^j2πft+βx^*e^-j2πft。    (7)

在OFDM中，由IQ不平衡造成的干扰并非出现在相同的频率f上，而是在镜像频率-f上，反之亦然。在-f上传送的内容在频率+f上造成干扰。如果信号x_m是在频率-f上传送的信号，其中索引m标示镜像频率-f上的量，则在频率-f上获得以下：

α_mx_me^-j2πft+β_mx_m ^*e^j2πft。(8)

已使用时域等式的一般化。IQ不平衡参数α和β在此是频率的函数。这建模了归因于系统中不同的低通(基带)或带通(IF)滤波器的不平衡。I和Q路径不可能具有严格相同的滤波器，且因此该不平衡随着频率变化。在时域系统中，存在这种不平衡，但补偿起来非常昂贵。要求用以处理不同信道上的不同卷积的均衡器和模型扩展。因此在时域中，使用块状或平均不平衡。频域系统能够利用简单均衡器结构并在每频率基础上建模不平衡。

如果式(7)和(8)的输出每副载波被组合，则观测到以下：

Y＝(αx+β_mx_m ^*)e^j2πft

y_m＝(α_mx_m+βx^*)e^-j2πft。(9)

省略副载波(由FFT自动处理)，在+f和-f上的信号的线性模型函数可写为：

$\left(\begin{array}{c}y\\ y_m^{*}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\mathrm{\α}& {\mathrm{\β}}_m\\ {\mathrm{\β}}^{*}& {\mathrm{\α}}_m^{*}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\\ x_m^{*}\end{array}\right)$

$\→Y=\mathrm{BX}.---\left(10\right)$

在频域模型中，第二行不再是废弃的。该模型一次处理一对镜像频率。频率f上的一抽头信道h以及-f上的h_m由以下矩阵建模：

$H=\left(\begin{array}{cc}h& 0\\ 0& h_m^{*}\end{array}\right).---\left(11\right)$

频率f上的AWGN噪声n以及频率-f上的n_m构成噪声矢量 $N={\left(\begin{array}{cc}n& n_m^{*}\end{array}\right)}^T.$ 端到端模型为

$Y=B_{r}H{B}_{t}X+N$

$\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{H}^{\′}X+N$

$\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left(\begin{array}{cc}{h}^{\′}& {\mathrm{\β}}_m^{\′}\\ {\mathrm{\β}}^{\′*}& {h_m^{\′}}^{*}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\\ x_m^{*}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}n\\ n_m^{*}\end{array}\right)$

$\→y=h^{\′}x+{{\mathrm{\β}}_m}^{\′}{x_m}^{*}+n$

y_m＝h_m′x_m+β′x^*+n_m    (12)

h′、h_m′是全局信道抽头，而β′、β_m′是全局不平衡参数。不平衡参数在信道改变时改变，并且可能需要有规律地进行估计。

由于IQ不平衡排他地从镜像频率生成干扰，因此值得注意两个有趣情形。如果在镜像频率上未传送信号，或者信道是衰落的，则不产生干扰。另一方面，如果信号或信道较强，则干扰可能较强。于是，在OFDM中，IQ不平衡的效应更成问题。

常规信道估计器

在检查补偿算法之前，示出如何简单地通过使用无偏训练序列来无成本地解决该问题的一半。无偏训练序列完全消除来自信道估计的干扰，从而显著地改善性能。事实上，信道估计中的误差常常比数据中的误差更有害，因为信道估计趋向于在星座中造成偏斜。

用导频频调来激励模型(12)。在频率+f上传送导频p，以及在频率-f上传送导频p_m。在不失一般性的情况下假定导频具有单位模(信道携带有效功率)，则通过反旋转p^*来获得频率f上的常规信道估计：

$\hat{H}=h^{\′}{\mathrm{pp}}^{*}+{{\mathrm{\β}}^{\′}}_m{p_m}^{*}{p}^{*}+n$

$=h^{\′}+{{\mathrm{\β}}^{\′}}_m{p_m}^{*}{p}^{*}+n---\left(13\right)$

通过对若干信道观测取平均，噪声被自动减少(出于清楚起见，省略噪声反旋转)。关于项β′_mp_m ^*p^*，许多OFDM系统(例如，WiMedia的UWB)使用简单地为重复码元的训练序列。因此，该项不因取平均而衰减。对整个OFDM码元应用+1或-1的加扰不起作用，因为在p^*和p_m ^*两者的符号都反向时什么都不改变。相反，完成以下操作：在累积数个观测之后，使得乘积之和为空：

∑_ip_ip_im＝0。(14)

通常，训练序列包括偶数个码元，并且足以确保每一对总和为0。

P₁p_1m+p₂p_2m＝0。(15)

满足该条件的简单序列的示例在表1中给出。这些类型的训练序列标示为无偏训练序列，因为一方面产生无偏信道估计，另一方面，训练信号在时域中平均地横跨复平面的I和Q维。例如，无偏训练序列不是只沿着实轴集中。

作为证明：考虑单位模复标量a_i＝p_ie^jθ＝p_ime^-jθ，p_i与p_im之间的一半。在时域中，导频总和为2a_icos(2πft+θ)。在时域中以及在给定的OFDM码元中，2个镜像导频横跨由复常数a_i确定的唯一性方向。若干传送了L个码元，则方向上的总(或平均、或累积)功率为

当且仅当∑_ia_ia_i≡∑_ip_ip_im＝0时，此功率在任何方向

上是恒定的。达成复平面的均匀横跨。

IQ不平衡估计

在估计全局信道h′之后，考虑对全局不平衡参数β_m′的估计。对式(12)的仔细分析揭示了此参数可按照与常规信道估计非常类似的方式来获得。即，β_m′可像携带导频p_m ^*的“信道”来对待。由此，通过反旋转p_m，就可获得对不平衡的估计。不平衡的无偏估计的条件与式(14)相同。

总之，通过使用无偏训练序列和两个常规信道估计，获得了对端到端信道和不平衡参数的良好估计(表2)。

在毗邻副载波上平滑

除了在毗邻OFDM码元上取平均之外，还可在一个码元内在毗邻副载波上平滑信道估计。在OFDM中，循环前缀被设计成较短，并且假设信道逐频调缓慢变化。同样，RF链中的滤波器应具有较短的时间响应并且其频率响应也缓慢地变化，即IQ不平衡跨各副载波缓慢地变化。相同的信道平滑技术可用于平滑和改善不平衡参数估计。通过使用无偏训练序列，在信道估计与不平衡估计之间不存在交互。每一个估计可独立地被平滑。

如果使用唯一性OFDM码元进行估计，则不可能找到满足式(14)的无偏训练序列。在这种情形中，通过在2个或多个毗邻副载波的群上应用来自式(14)的总和，可获得几乎无偏的训练序列。随后平滑自动消去来自镜像频率的全部或部分干扰。一种解决方案是在毗邻副载波上将导频旋转90度(在正和负频率上在镜像方向上移动)。

在毗邻频率上平滑信道估计的效应可使用与权重矢量的卷积来执行，而非独立地对每一个导频简单取平均。相同的平滑效应还适用于IQ不平衡参数B。

根据信道估计方程，可以看出在对多个码元周期(例如，OFDM码元)取平均之后，信道估计(h`)等于原始信道h加上一些不合需项：

h`＝h+(1/P)B_msum{p_i ^*p_im ^*}+n

其中P是总导频功率，通常假定为在逐码元间是恒定的。但P在一般情形中不必为恒定的。“n”是噪声，以及p_i和p_im分别为频率f上的感兴趣导频和频率-f上的镜像导频。

以上等式假定针对每一对导频和镜像导频发生取平均，其中索引i和镜像索引im与其它导频(例如，索引i’和i’m)独立。即，每一对可通过在多个码元周期上收集每一对的观测值并执行取平均来分开处理。

然而，如果毗邻导频被取平均，获得如下新信道平均：

h`＝h+sum{w_j-iB_imp_i ^*p_im ^*}+n

其中索引i现在标示毗邻副载波而非不同码元周期。索引j是中心导频，而w_j-i是加权函数。随后，公式w_j-iB_imp_i ^*p_im ^*可写为卷积：

w＊(B_mp^*p_m ^*)＝0

注意：符号“＊”标示卷积，而“^*”(上标)标示复共轭。

加权函数w是已知的且取决于如何对信道取平均。导频p和p_m是未知的。通过优化导频，该等式的值——其是添加到h的不合需噪声——可以是最小化的不平衡参数B_m。参数B_m在该等式中是未知的且取决于物理硬件(IQ不平衡)。但由于B_m在优化p和p_m时是未知的，并且如果假定在毗邻频率上取平均意味着Bm不会显著变化，则可假定B_m是独立于索引i的常数。由此，可从该等式去掉项B_m以获得：

w＊(p^*p_m ^*)＝0

其功率对于给定波形w被最小化。通过约束p和p_m的值，例如，该功率在索引i改变时可保持恒定。

在不存在约束(除总导频功率以外)的情况下，此问题解决起来并不太难。卷积可写为由矢量w形成的Toeplitz矩阵W乘以矢量A＝(p^*p_m ^*)。为最小化卷积WA的功率，即矢量的模最优为：

minA^HW^HWA

注意：“A”包含相关项。即，A(i)和A(im)是相等项。因此仅“A”的一半是未知的，其使得该问题有点难解决。但是如果w关于原点对称，因此矩阵和矢量可按镜像方式交换。剩下的是一半大小的矩阵，以及矢量W’和A’。那么，最优卷积WA为：

minA’^HW’^HW’A’

受制于恒定的总导频功率。此解仍非足够简单，除非假定总导频功率大约相等，从而A’的模是恒定的。作出该新假定，则该问题的解是矩阵的W’^HW’最弱本征向量。

给定这多个上述假定，该问题现在容易解决了。该解决方案给出了导频的形状的想法。然而，这些假定之一经常是无效的。通常，导频具有非常简单的结构，诸如1+j、或1、或j。否则，导频具有至少恒定模，由此为exp(jθ)。

给定此新约束，该问题可使用最优化技术来解决。由于具有25％或甚至50％误差的无偏训练信号是有用的，因此能达成优异的性能。于是，找出这些导频趋向于无偏但非在事实上是难以实现的100％无偏的简单结构是足够的。

这样的结构可通过假定w缓慢改变来获得。因此，每2个毗邻导频可合并在一起并且这两个导频的问题可分开优化，假定恒定w。随后，可推断这些导频的整体结构。将每两个毗邻导频组合在一起，就像不存在加权w(或恒定权重)一样对其取平均使得回到经频率平滑的无偏训练信号的原始公式：

p₁p_1m+p₂p_2m＝0

其中p₁和p₂在频率上毗邻，而非落在连贯的码元周期中。一个简单的FSTS涉及在频率中逐个导频地将导频旋转90度，以镜像方式从中心频率到边缘频率。或者，负(镜像)频率导频的符号可翻转，同时维持正(基准)频率导频的符号不变(或者反之)。能达成良好加扰的其它组合是可能的。

使用所有正(基准)频率导频设置成等于1、而每隔一个负(镜像)频率导频的符号反向(例如，+1，-1，+1，-1等)对WiMedia UWB的模拟显示出与时间无偏训练序列相当的优异结果。频率平滑是经由逐导频具有相对缓慢变化的w＝sinc函数来执行的。此加权函数是其它需求(诸如甚至在不存在IQ不平衡的情况下的信道估计改善)所要求的。

估计

使用无偏训练序列和上述常规信道估计得到最小平方(LS)估计器。在所有LS估计器中，最小均方误差(MMSE)意义显示出显著价值。

最小平方估计器

L个传输X_i、L个噪声项N_i以及L个观测Y_i可分别被连接成2×L矩阵：

x＝(X₁ X₂  …  X_L)

N＝(N₁ N₂  …  N_L)

y＝(Y₁ Y₂  …  Y_L)。(16)

则式(12)变成

y＝H′x+N。(17)

未知数是H′。LS估计器为

${\hat{H}}^{\′}=y{x}^H{\left({\mathrm{xx}}^H\right)}^{-1}.---\left(18\right)$

当满足条件(14)时，容易验证xx^H是对角的(交叉项消失)。其与单位矩阵成比例，因为导频被归一化为单位模。那么

${\hat{H}}^{\′}=y{x}^H/L=1/L{\mathrm{\Σ}}_i{Y}_i{X_i}^H---\left(19\right)$

确切地为如前一节中描述的分别反旋转p_i ^*、p_im、p_im ^*和p_i的4个常规信道估计。对频率f获得两个估计，并且对镜像频率-f获得两个估计。

最优估计器

无偏训练序列和常规信道估计是LS估计器。但任何估计器 ${\hat{H}}^{\′}=y{x}^H{\left({\mathrm{xx}}^H\right)}^{-1}$ 也是LS估计器。以下表明使用无偏训练序列得到优异的估计器。模型(17)可被视为在L维空间中的2个矢量上(x的行)经由2个连贯传输发送的未知信息H′。分别由x_j，N_j and y_i标示x、N和y的行j，其中j∈{1，2}。模型(12)和(17)可写为

y₁＝h′x₁+β′_mx2+N₁

y₂＝β′x₁+h′_mx₂+N₂。(20)

存在2个传输，各自涉及2个矢量x₁、x₂，并且其中每个矢量携带将被估计的复振幅信息。LS估计器包括按照与另一个矢量平行的方式投影到每一个矢量上以便消去干扰。当这2个矢量正交时，即当点积(14)为0时，获得非常好的结果。通过定义，无偏训练序列为验证此条件的训练序列。其他序列使用非正交矢量，并且经受矢量x₁与x₂之间的角度的性能损耗函数。许多OFDM系统当前使用非常差种类的训练序列，其中x₁和x₂是共线的，并且不能恰当地估计H′中的4个条目。这些训练序列趋向于估计信道h′和h′_m的噪化版本。

为了计算均方误差(MSE)，估计误差为 ${\hat{H}}^{\′}-H^{\′}={\mathrm{Nx}}^H{\left({\mathrm{xx}}^H\right)}^{-1}.$ 这是2×2矩阵，即4个误差值。每一个值可通过左乘和右乘矢量(1  0)^T和(0  1)^T的组合来隔离。假定ENN^H是单位矩阵，或者更一般地，为具有元素σ²和σ_m ²的对角矩阵，则可以表明和

的MSE分别为σ²(xx^H)^-1的第一和第二对角元素。并且对于

和

MSE分别为σ_m ²(xx^H)^-1的第一和第二对角元素。

总MSE为2(σ²+σ_m ²)tr(xx^H)^-1。现在的问题是找出总导频功率恒定即tr(xx^H)＝2L这一约束下使tr(xx^H)^-1最小化的x。使用本征分解，该问题可被写为受制于∑λ_j恒定而最小化∑1/λ_j。该问题通过拉格朗日乘法来解决，并且通常在所有本征值相等时为最优。这意味着xx^H＝LI与单位矩阵成比例。

总MSE已被最小化，并且所得的每元素MSE为σ²/L或σ_m ²/L。但此每元素MSE很可能是所能获得的最佳的，即使使用了唯一性矢量传输亦然。MSE不大可能针对2个矢量传输被改进，且因此每元素MSE已被最小化。无偏训练序列加常规信道估计器就是所有LS估计器的MMSE。

IQ不平衡补偿

如果来自无偏信道估计的增益不足，则IQ不平衡参数可被估计(如先前描述的)并且用于补偿数据畸变。H′在模型(12)中估计，Y＝H′X+N。现在关注未知数据X。模型与具有互相关的任何2抽头信道相同。任何信道均衡算法可能都是适合的。呈现了适于普遍的比特交织编码QAM和衰落信道的简单均衡算法。

迫零(ZF)办法H′^-1Y＝X+H′^-1N的一个重点在于其在镜像信道较弱时增强噪声，除非考虑了复杂的有色噪声。本解决方案使用ZF，但仅在镜像信道不弱时使用。在式(12)中，将x_m替换成其值，获得以下等式：

＝(h′-β_m′β′^*/h_m′^*)x+(β_m′/h_m′^*)y_m ^*-(β_m′/h_m′^*)n_m ^*+y_n

≈h′x+(β_m′/h_m′^*)y_m ^*+n′+n，           (21)

其中 $n^{\′}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}-({{\mathrm{\β}}_m}^{\′}/{{h_m}^{\′}}^{*}){n_m}^{*}$

为噪声增强。注意，假定二阶不平衡项β′^*β_m′＜＜h′h_m′^*。当这种近似无效时，考虑校正的信道 ${h^{\′}}_c\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{h}^{\′}-{{\mathrm{\β}}_m}^{\′}{{\mathrm{\β}}^{\′}}^{*}/{{h_m}^{\′}}^{*},$ 这需要精确地估计信道和不平衡参数。

基本上，ZF技术包括计算

z＝y-(β_m′/h_m′^*)y_m ^*≈h′x+n′+n。(22)

通过从收到信号y减去镜像频率量(β_m′/h_m′)y_m，获得无IQ不平衡的简单信道模型。解码链的其余部分不变。

只要噪声增强比来自IQ不平衡的原始干扰弱，即|n′|²＜|β_m′x_m ^*|²，这种解决方案就运行良好。若非如此，则使用原始y而非经不平衡校正的z。不必为了作出判定而估计n′。可选择稳健的平均意义上的改进。因此，考虑期望值

E|n′|²＝(|β_m′|²/|h_m′|²)E|n_m|²＜|β_m′|²E|x_m ^*|²

$\→{\left|{h_m}^{\′}\right|}^2\frac{E{\left|x_m^{*}\right|}^2}{E{\left|n_m\right|}^2}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{\mathrm{SNR}}_m>1.---\left(23\right)$

当镜像频率的信噪比SNR_m大于1时，使用经不平衡校正的z。否则，保持原始信号y。由于信道和不平衡估计的不准确性，使用较大的SNR更安全，例如SNR_m＞2在WiMedia UWB下运行良好。注意，SNR_m通常可经由公式SNR_m＝|h_m′|²SNR从全局SNR获得。

表3总结了避免噪声增强的ZF算法。

模拟结果

图10描绘通过向WiMedia UWB标准应用无偏训练信号算法达成的性能。在IEEE 802.15.3的信道模型CM2(大约4米的室内微环境)中模拟最高数据率480Mbps。屏蔽和频带跳跃被关闭。IQ不平衡是恒定的并且在振幅上等于2ε＝10％(0.8dB)，在相位上等于

度。在发射机和接收机处存在相同的不平衡量。该图作为Eb/No的函数示出分组差错率(PER)。在没有任何形式的补偿下，性能快速降级。表4列出各种算法相对于理想情形的损耗。

端到端IQ不平衡和信道组合以形成全局2×2信道矩阵。使用无偏训练序列无成本地达成相当可观的增益。无偏训练序列自动消去来自信道估计的端到端自生成干扰。而且，这种训练序列对于估计IQ不平衡参数而言是理想的，并且给出简单算法来补偿数据畸变：避免噪声增强的迫零。

WiMedia UWB尤其受益于以下增强：包含只在I信道上传送的6个码元的常规偏倚训练序列可被分成2半以创建无偏序列。前3个码元在I信道上发送，而最后3个码元在Q信道上发送。通过均匀地横跨复平面，创建对于高数据率具有大增益的无偏训练序列。对于后向兼容性，此方案可保留用于高数据率模式并经由信标来信令，或者可盲检测训练序列类型。

在OFDMA(例如WiMAX)中，副载波f和-f可被指派给不同用户。如果功率控制驱动一个用户到高功率电平，则可能出现相当可观的干扰。因此这是定位镜像频率上不同用户的导频的好主意。导频应满足无偏训练序列准则。每个用户无需额外努力而自动获益。导频可跳跃到不同的位置，同时维护镜像位置。

可用Rake均衡器组合若干一抽头信道将时域公式扩展到码分复用(CDMA)。无偏训练序列自动改进每抽头的信道估计。用于CDMA的简单无偏训练序列包括持续地将复码元旋转90度。

该理论可扩展到除CDMA以外的其它时域系统(例如，TDMA)。信道估计通过收到信号与匹配滤波器的卷积来获得，匹配滤波器是FSTS的复共轭的镜像版本。换言之，忽略AWGN，其是信道、所传送FSTS、以及匹配滤波器的卷积。可以表明，信道估计包含IQ不平衡产生的自干扰(偏置)项。通过在频域中考虑该等式，如果仔细选择FSTS，则可使得自干扰项几乎消失。实际上，通过所有上述FSTS，自干扰趋向于在求和来自毗邻频调的值之后消去(假定慢信道变化)。于是，用于时域系统的无偏训练信号可被设计成对毗邻频调具有频域约束。

事实上，已研究了GSM训练序列并且观察到某些训练序列和某些MSK调制旋转比其它的表现更好。不给出关于为何存在性能差异的简单深入。如以上针对时域系统提及的，性能差异可能是由于每一组毗邻频率及其镜像频率在时域中对复平面的良好(无偏)-低劣跨度。

图11是图解用于提供经频率平滑的通信训练信号的方法的流程图。尽管出于清楚的目的将该方法描述为编号步骤的序列，但是该编号不一定指示这些步骤的次序。应理解，这些步骤中的一些可被跳过、并行执行、或在无需维持该序列的严格次序的情况下执行。如本文中所使用的，术语“生成”、“推导”、和“乘以”是指可通过使用机器可读软件指令、硬件、或软硬件组合来实现的过程。该方法始于步骤1100。

步骤1102在正交调制发射机中生成经频率平滑的无偏训练信号。经频率平滑的无偏训练信号包括多个导频信号乘积，其中每个导频信号乘积包括由基准频率副载波表示的复平面信息乘以由镜像频率副载波表示的复平面信息。多个导频信号乘积之和等于0。步骤1104在单个码元周期内提供经频率平滑的无偏训练信号。在一方面，FSTS的分量可顺序地或成批提供并被存储，直至收集了整个FSTS。在这方面，后续步骤(未示出)可在单个码元周期中传送收集的FSTS。

在一方面，在步骤1102中生成经频率平滑的无偏训练信号包括生成多个毗邻基准频率副载波和多个毗邻镜像频率副载波。FSTS可包括2个或更多导频信号乘积。在另一方面，步骤1102生成包括一组无居间副载波的毗邻基准频率副载波、和无居间副载波的多个毗邻镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号。

在一方面，经频率平滑的无偏训练信号可表示如下，如在步骤1102a中所描绘的：

∑p_i p_im＝0，i＝1到n；

其中p是基准频率副载波

其中p_m是镜像频率副载波，以及

其中n等于导频信号乘积的数目。

在另一方面，经频率平滑的无偏训练信号可表示如下，如在步骤1102b中所描绘的：

∑w_i p_i p_im＝0，i＝1到n；

其中w是加权因子。

作为示例，经频率平滑的无偏训练信号可包括第一导频信号乘积，其具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波、以及表示该第一复平面值的频率-f上的镜像副载波。FSTS可进一步包括第二导频信号乘积，其具有表示第一复平面值的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波、以及表示该第一复平面值+180度的毗邻频率-f的频率-(f+1)上的镜像副载波。

作为另一个示例，经频率平滑的无偏训练信号可作为第一导频信号乘积来生成，其具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波、以及表示该第一复平面值的频率-f上的镜像副载波。那么，FSTS还可包括第二导频信号乘积，其具有表示第一复平面值+90度的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波、以及表示该第一复平面值-90度的毗邻频率-f的频率-(f+1)上的镜像副载波。

在不同方面，在步骤1102中生成经频率平滑的无偏训练信号包括生成P个导频信号乘积。在这方面，步骤1103生成(N-P)个通信数据码元。通常，步骤1104在单个码元周期中提供FSTS和通信数据码元。步骤1106在一个码元周期中传送N个副载波，包括经频率平滑的无偏训练信号和正交调制通信数据。

或者，步骤1102使用一组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波来生成经频率平滑的无偏训练信号，以及步骤1104在第一码元周期中提供经频率平滑的训练信号。步骤1108在这组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波上生成正交调制通信数据。步骤1110在第一码元周期之后的第二码元周期中提供正交调制通信数据。

上述流程图也可解读为其上存储有用于经频率平滑的通信训练信号的指令的机器可读介质的表述。这些指令可对应于步骤1100到1110，如以上解释的。

图12是图解用于使用经频率平滑的无偏训练信号来计算信道估计的方法的流程图。该方法始于步骤1200。步骤1202在正交解调接收机中接受经频率平滑的无偏训练序列。经频率平滑的无偏训练序列包括多个导频信号乘积，其中每个导频信号乘积包括由基准频率副载波(f)表示的预定复平面信息(p)、乘以由镜像频率副载波(-f)表示的预定复平面信息(p_m)。多个导频信号乘积之和等于0。步骤1204处理经频率平滑的无偏训练序列，生成表示复平面信息的多个经处理码元(y)。步骤1206将每一个经处理码元(y)乘以对应基准信号的共轭(p^*)。步骤1208获得经频率平滑的信道估计(h)。

注意，经处理码元(y)与基准副载波相关联。或者，步骤1204可处理经频率平滑的无偏训练信号，生成表示与镜像副载波相关联的复平面信息的多个经处理码元(y_m)。随后，步骤1206将每一个经处理码元(y_m)乘以对应基准信号的共轭(p_m ^*)，以及步骤1208获得与镜像副载波相关联的经频率平滑的信道估计(h_m)。作为另一种替换方案，上述步骤得到(h)和(h_m)信道估计两者。

在一方面，步骤接受多个毗邻基准频率副载波和多个毗邻镜像频率副载波。FSTS可包括2个或更多导频信号乘积。在另一方面，步骤1202接受包括一组无居间副载波的毗邻基准频率副载波、和无居间副载波的多个毗邻镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号。

在一方面，经频率平滑的无偏训练信号可表示如下：

∑p_i p_im＝0，i＝1到n；

其中p是基准频率副载波

其中p_m是镜像频率副载波，以及

其中n等于导频信号乘积的数目。

在另一方面，经频率平滑的无偏训练信号可表示如下：

∑w_i p_i p_im＝0，i＝1到n；

其中w是加权因子。

与在发射机FSTS示例中一样，经频率平滑的无偏训练信号可包括第一导频信号乘积，其具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波、以及表示该第一复平面值的频率-f上的镜像副载波。FSTS可进一步包括第二导频信号乘积，其具有表示第一复平面值的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波、以及表示该第一复平面值+180度的毗邻频率-f的频率-(f+1)上的镜像副载波。

作为另一个示例，经频率平滑的无偏训练信号可作为第一导频信号乘积来生成，其具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波、以及表示该第一复平面值的频率-f上的镜像副载波。那么，FSTS还可包括第二导频信号乘积，其具有表示第一复平面值+90度的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波、以及表示该第一复平面值-90度的毗邻频率-f的频率-(f+1)上的镜像副载波。

在一种变型中，步骤1202在单个码元周期内作为P个导频信号乘积来接受经频率平滑的无偏训练信号。随后，步骤1203在(相同的)码元周期中接受(N-P)个通信数据码元。

或者，步骤1202接受具有一组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号。随后，步骤1210在接受经频率平滑的无偏训练信号之后在这组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波上接受正交调制通信数据。

上述流程图也可解读为其上存储有用于使用FSTS计算信道估计的指令的机器可读介质的表述。这些指令可对应于步骤1200到1210，如以上解释的。

已呈现系统、方法、设备和处理器以使得能传送FSTS以及在接收机信道估计的计算中使用FSTS。已给出特定通信协议和格式的示例以例示本发明。然而，本发明不局限于仅仅这些示例。本发明的其他变型和实施例对本领域技术人员将是明显的。

Claims (60)

1.一种用于提供经频率平滑的通信训练信号的方法，所述方法包括：

在正交调制发射机中生成经频率平滑的无偏训练信号，所述经频率平滑的无偏训练信号包括：

多个导频信号乘积；

其中每一个导频信号乘积包括由基准频率副载波表示的复平面信息、乘以由镜像频率副载波表示的复平面信息；以及，

其中所述多个导频信号乘积之和等于0；以及，

在单个码元周期内提供所述经频率平滑的无偏训练信号。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，生成所述经频率平滑的无偏训练信号包括生成包括多个毗邻基准频率副载波和多个毗邻镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，生成所述经频率平滑的无偏训练信号包括生成包括一组无居间副载波的毗邻基准频率副载波和无居间副载波的多个毗邻镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，生成所述经频率平滑的无偏训练信号包括生成如下的经频率平滑的无偏训练信号：

Σpi pim=0，i=1到n；

其中p是基准频率副载波

其中pm是镜像频率副载波，以及

其中n等于导频信号乘积的数目。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，生成所述经频率平滑的无偏训练信号包括生成如下多个加权导频信号乘积：

Σwi pi pim=0，i=1到n；

其中w是加权因子。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，生成所述经频率平滑的无偏训练信号包括使用选自包括2个或2个以上导频信号乘积的组的多个导频信号乘积来生成经频率平滑的无偏训练信号。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，生成所述经频率平滑的无偏训练信号包括生成如下的所述经频率平滑的无偏训练信号：

第一导频信号乘积，其具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值的频率–f上的镜像副载波；以及，

第二导频信号乘积，其具有表示所述第一复平面值的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值+180度的毗邻频率–f的频率–(f+1)上的镜像副载波。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，生成所述经频率平滑的无偏训练信号包括生成如下的所述经频率平滑的无偏训练信号：

第一导频信号乘积，其具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值的频率–f上的镜像副载波；以及，

第二导频信号乘积，其具有表示所述第一复平面值+90度的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值-90度的毗邻频率–f的频率–(f+1)上的镜像副载波。

9.如权利要求7所述的方法，其特征在于，生成所述经频率平滑的无偏训练信号包括生成P个导频信号乘积；

所述方法还包括：

生成(N–P)个通信数据码元；以及，

在一个码元周期中传送N个副载波，包括所述经频率平滑的无偏训练信号和正交调制通信数据。

10.如权利要求7所述的方法，其特征在于，生成所述经频率平滑的无偏训练信号包括使用一组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波来生成经频率平滑的无偏训练信号；

其中在单个码元周期内提供所述经频率平滑的无偏训练信号包括在第一码元周期中提供所述经频率平滑的无偏训练信号；

所述方法还包括：

在所述一组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波上生成正交调制通信数据；以及，

在所述第一码元周期之后的第二码元周期中提供所述正交调制通信数据。

11.一种使用经频率平滑的无偏训练信号来计算信道估计的方法，所述方法包括：

在正交解调接收机中接受经频率平滑的无偏训练序列，所述经频率平滑的无偏训练序列包括多个导频信号乘积的倍数；

其中每一个导频信号乘积包括由基准频率副载波(f)表示的预定复平面信息(p)、乘以由镜像频率副载波(-f)表示的预定复平面信息(pm)；以及，

其中所述多个导频信号乘积之和等于0；以及，

处理所述经频率平滑的无偏训练序列，生成表示复平面信息的多个经处理码元(y)；

将每一个经处理码元(y)乘以对应的基准信号的共轭(p*)；以及，

获得经频率平滑的信道估计(h)。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，接受所述经频率平滑的无偏训练信号包括接受包括多个毗邻基准频率副载波和多个毗邻镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，接受所述经频率平滑的无偏训练信号包括接受包括一组无居间副载波的毗邻基准频率副载波和无居间副载波的多个毗邻镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号。

14.如权利要求11所述的方法，其特征在于，接受所述经频率平滑的无偏训练信号包括接受如下的经频率平滑的无偏训练信号：

Σpi pim=0，i=1到n；

其中p是基准频率副载波

其中pm是镜像频率副载波，以及

其中n等于导频信号乘积的数目。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，接受所述经频率平滑的无偏训练信号包括接受如下多个加权导频信号乘积：

Σwi pi pim=0，i=1到n；

其中w是加权因子。

16.如权利要求11所述的方法，其特征在于，接受所述经频率平滑的无偏训练信号包括接受具有选自包括2个或2个以上导频信号乘积的组的多个导频信号乘积的经频率平滑的无偏训练信号。

17.如权利要求11所述的方法，其特征在于，接受所述经频率平滑的无偏训练信号包括接受如下的所述经频率平滑的无偏训练信号：

第一导频信号乘积，其具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值的频率–f上的镜像副载波；以及，

第二导频信号乘积，其具有表示所述第一复平面值的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值+180度的毗邻频率–f的频率–(f+1)上的镜像副载波。

18.如权利要求11所述的方法，其特征在于，接受所述经频率平滑的无偏训练信号包括接受如下的所述经频率平滑的无偏训练信号：

第一导频信号乘积，其具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值的频率–f上的镜像副载波；以及，

第二导频信号乘积，其具有表示所述第一复平面值+90度的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值-90度的毗邻频率–f的频率–(f+1)上的镜像副载波。

19.如权利要求17所述的方法，其特征在于，接受所述经频率平滑的无偏训练信号包括在码元周期中接受P个导频信号乘积；

所述方法还包括：

在所述码元周期中接受(N–P)个通信数据码元。

20.如权利要求17所述的方法，其特征在于，接受所述经频率平滑的无偏训练信号包括接受具有一组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号；

所述方法还包括：

在接受所述经频率平滑的无偏训练信号之后在所述一组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波上接受正交调制通信数据。

21.一种用于提供经频率平滑的通信训练信号的系统，所述系统包括：

包括发射子系统的发射机，所述发射子系统包括用于生成同相调制训练信息的同相调制装置和用于生成正交调制训练信息的正交调制装置、混频器、组合器和放大器，所述发射机具有用以接受训练信息的输入以及用以提供正交调制的经频率平滑的无偏训练信号的输出，所述经频率平滑的无偏训练信号包括：

多个导频信号乘积；

其中每一个导频信号乘积包括由基准频率副载波表示的复平面信息、乘以由镜像频率副载波表示的复平面信息；以及，

其中所述多个导频信号乘积之和等于0；以及，

其中所述发射机在单个码元周期内提供所述经频率平滑的无偏训练信号。

22.如权利要求21所述的系统，其特征在于，所述发射机生成包括多个毗邻基准频率副载波和多个毗邻镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号。

23.如权利要求22所述的系统，其特征在于，所述发射机生成包括一组无居间副载波的毗邻基准频率副载波、和无居间副载波的多个毗邻镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号。

24.如权利要求21所述的系统，其特征在于，所述发射机生成如下的经频率平滑的无偏训练信号：

Σpi pim=0，i=1到n；

其中p是基准频率副载波

其中pm是镜像频率副载波，以及

其中n等于导频信号乘积的数目。

25.如权利要求24所述的系统，其特征在于，所述发射机生成如下的多个加权导频信号乘积：

Σwi pi pim=0，i=1到n；

其中w是加权因子。

26.如权利要求21所述的系统，其特征在于，所述发射机使用选自包括2个或2个以上导频信号乘积的组的多个导频信号乘积来生成经频率平滑的无偏训练信号。

27.如权利要求21所述的系统，其特征在于，所述发射机生成如下的所述经频率平滑的无偏训练信号：

第一导频信号乘积，其具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值的频率–f上的镜像副载波；以及，

第二导频信号乘积，其具有表示所述第一复平面值的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值+180度的毗邻频率–f的频率–(f+1)上的镜像副载波。

28.如权利要求21所述的系统，其特征在于，所述发射机生成如下的所述经频率平滑的无偏训练信号：

第一导频信号乘积，其具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值的频率–f上的镜像副载波；以及，

第二导频信号乘积，其具有表示所述第一复平面值+90度的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值-90度的毗邻频率–f的频率–(f+1)上的镜像副载波。

29.如权利要求27所述的系统，其特征在于，所述发射机除训练信息外还接受通信数据，生成具有P个导频信号乘积的经频率平滑的无偏训练信号，生成(N–P)个通信数据码元，以及在一个码元周期中提供N个副载波，包括所述经频率平滑的无偏训练信号和正交调制通信数据。

30.如权利要求27所述的系统，其特征在于，所述发射机在第一码元周期中使用一组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波来提供所述经频率平滑的无偏训练信号；以及，

其中所述发射机接受通信数据，在所述一组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波上生成正交调制通信数据，并在所述第一码元周期之后的第二码元周期中提供所述正交调制通信数据。

31.一种使用经频率平滑的无偏训练信号来计算信道估计的系统，所述系统包括：

接收机，其具有用以接受经频率平滑的无偏训练序列的输入以及用以提供训练信息的输出，所述经频率平滑的无偏训练序列包括多个导频信号乘积的倍数；

其中每一个导频信号乘积包括由基准频率副载波(f)表示的预定复平面信息(p)、乘以由镜像频率副载波(-f)表示的预定复平面信息(pm)；以及，

其中所述多个导频信号乘积之和等于0；以及，

处理器，其具有输入以接受所述训练信息，所述处理器生成表示复平面信息的多个经处理码元(y)，将每一个经处理码元(y)乘以对应基准信号的共轭(p*)，并且在输出处提供经频率平滑的信道估计(h)。

32.如权利要求31所述的系统，其特征在于，所述接收机接受包括多个毗邻基准频率副载波和多个毗邻镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号。

33.如权利要求32所述的系统，其特征在于，所述接收机接受包括一组无居间副载波的毗邻基准频率副载波、和无居间副载波的多个毗邻镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号。

34.如权利要求31所述的系统，其特征在于，所述接收机接受如下的经频率平滑的无偏训练信号：

Σpi pim=0，i=1到n；

其中p是基准频率副载波

其中pm是镜像频率副载波，以及

其中n等于导频信号乘积的数目。

35.如权利要求34所述的系统，其特征在于，所述接收机接受如下的多个加权导频信号乘积：

Σwi pi pim=0，i=1到n；

其中w是加权因子。

36.如权利要求31所述的系统，其特征在于，所述接收机接受具有选自包括2个或2个以上导频信号乘积的组的多个导频信号乘积的经频率平滑的无偏训练信号。

37.如权利要求31所述的系统，其特征在于，所述接收机接受如下的所述经频率平滑的无偏训练信号：

第一导频信号乘积，其具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值的频率–f上的镜像副载波；以及，

第二导频信号乘积，其具有表示所述第一复平面值的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值+180度的毗邻频率–f的频率–(f+1)上的镜像副载波。

38.如权利要求31所述的系统，其特征在于，所述接收机接受如下的所述经频率平滑的无偏训练信号：

第一导频信号乘积，其具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值的频率–f上的镜像副载波；以及，

第二导频信号乘积，其具有表示所述第一复平面值+90度的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值-90度的毗邻频率–f的频率–(f+1)上的镜像副载波。

39.如权利要求37所述的系统，其特征在于，所述接收机在同一个码元周期中接受具有P个导频信号乘积的经频率平滑的无偏训练信号、以及(N–P)个通信数据码元，并且提供训练信息和通信数据两者。

40.如权利要求37所述的系统，其特征在于，所述接收机在第一码元周期中接受具有一组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号；以及，

其中所述接收机在所述第一码元周期之后的第二码元周期中在所述一组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波上接受正交调制通信数据，并提供通信数据。

41.一种用于提供经频率平滑的通信训练信号的设备，所述设备包括：

用于在正交调制发射机中生成经频率平滑的无偏训练信号的装置，所述经频率平滑的无偏训练信号包括：

多个导频信号乘积；

其中每一个导频信号乘积包括由基准频率副载波表示的复平面信息、乘以由镜像频率副载波表示的复平面信息；以及，

其中所述多个导频信号乘积之和等于0；以及，

用于在单个码元周期内提供所述经频率平滑的无偏训练信号的装置。

42.如权利要求41所述的设备，其特征在于，所述用于生成的装置包括用于生成包括多个毗邻基准频率副载波和多个毗邻镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号的装置。

43.如权利要求42所述的设备，其特征在于，所述用于生成的装置包括用于生成包括一组无居间副载波的毗邻基准频率副载波、和无居间副载波的多个毗邻镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号的装置。

44.如权利要求41所述的设备，其特征在于，所述用于生成的装置包括用于生成如下的经频率平滑的无偏训练信号的装置：

Σpi pim=0，i=1到n；

其中p是基准频率副载波

其中pm是镜像频率副载波，以及

其中n等于导频信号乘积的数目。

45.如权利要求44所述的设备，其特征在于，所述用于生成的装置包括用于生成如下的多个加权导频信号乘积的装置：

Σwi pi pim=0；i=1到n；

其中w是加权因子。

46.如权利要求41所述的设备，其特征在于，所述用于生成的装置包括用于使用选自包括2个或2个以上导频信号乘积的组的多个导频信号乘积来生成经频率平滑的无偏训练信号的装置。

47.如权利要求41所述的设备，其特征在于，所述用于生成的装置包括用于生成如下的所述经频率平滑的无偏训练信号的装置：

第一导频信号乘积，其具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值的频率–f上的镜像副载波；以及，

第二导频信号乘积，其具有表示所述第一复平面值的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值+180度的毗邻频率–f的频率–(f+1)上的镜像副载波。

48.如权利要求41所述的设备，其特征在于，所述用于生成的装置包括用于生成如下的所述经频率平滑的无偏训练信号的装置：

第一导频信号乘积，其具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值的频率–f上的镜像副载波；以及，

第二导频信号乘积，其具有表示所述第一复平面值+90度的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值-90度的毗邻频率–f的频率–(f+1)上的镜像副载波。

49.如权利要求47所述的设备，其特征在于，所述用于生成的装置包括用于生成P个导频信号乘积的装置，所述设备还包括用于生成(N–P)个通信数据码元的装置，以及用于在一个码元周期中传送N个副载波——包括所述经频率平滑的无偏训练信号和正交调制通信数据的装置。

50.如权利要求47所述的设备，其特征在于，所述用于生成的装置包括用于使用一组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波来生成所述经频率平滑的无偏训练信号的装置；以及，

其中所述用于提供的装置包括用于在第一码元周期中提供所述经频率平滑的无偏训练信号的装置，所述设备还包括用于在所述一组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波上生成正交调制通信数据的装置，以及用于在所述第一码元周期之后的第二码元周期中提供所述正交调制通信数据的装置。

51.一种使用经频率平滑的无偏训练信号来计算信道估计的设备，所述设备包括：

用于在正交解调接收机中接受经频率平滑的无偏训练序列的装置，所述经频率平滑的无偏训练序列包括多个导频信号乘积的倍数；

其中每一个导频信号乘积包括由基准频率副载波(f)表示的预定复平面信息(p)、乘以由镜像频率副载波(-f)表示的预定复平面信息(pm)；以及，

其中所述多个导频信号乘积之和等于0；以及，

用于处理所述经频率平滑的无偏训练序列，生成表示复平面信息的多个经处理码元(y)的装置，

用于将每一个经处理码元(y)乘以对应基准信号的共轭(p*)的装置，以及

用于获得经频率平滑的信道估计(h)的装置。

52.如权利要求51所述的设备，其特征在于，所述用于接受的装置包括用于接受包括多个毗邻基准频率副载波和多个毗邻镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号的装置。

53.如权利要求52所述的设备，其特征在于，所述用于接受的装置包括用于接受包括一组无居间副载波的毗邻基准频率副载波、和无居间副载波的多个毗邻镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号的装置。

54.如权利要求51所述的设备，其特征在于，所述用于接受的装置包括用于接受如下的经频率平滑的无偏训练信号的装置：

Σpi pim=0，i=1到n；

其中p是基准频率副载波

其中pm是镜像频率副载波，以及

其中n等于导频信号乘积的数目。

55.如权利要求54所述的设备，其特征在于，所述用于接受的装置包括用于接受如下的多个加权导频信号乘积的装置：

Σwi pi pim=0，i=1到n；

其中w是加权因子。

56.如权利要求51所述的设备，其特征在于，所述用于接受的装置包括用于接受具有选自包括2个或2个以上导频信号乘积的组的多个导频信号乘积的经频率平滑的无偏训练信号的装置。

57.如权利要求51所述的设备，其特征在于，所述用于接受的装置包括用于接受如下的所述经频率平滑的无偏训练信号的装置：

第一导频信号乘积，其具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值的频率–f上的镜像副载波；以及，

第二导频信号乘积，其具有表示所述第一复平面值的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值+180度的毗邻频率–f的频率–(f+1)上的镜像副载波。

58.如权利要求51所述的设备，其特征在于，所述用于接受的装置包括用于接受如下的所述经频率平滑的无偏训练信号的装置：

第一导频信号乘积，其具有表示作为第一复平面值的信息的频率+f上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值的频率–f上的镜像副载波；以及，

第二导频信号乘积，其具有表示所述第一复平面值+90度的毗邻频率+f的频率(f+1)上的基准副载波、以及表示所述第一复平面值-90度的毗邻频率–f的频率–(f+1)上的镜像副载波。

59.如权利要求57所述的设备，其特征在于，所述用于接受的装置包括用于在码元周期中接受P个导频信号乘积的装置，所述设备还包括用于在所述码元周期中接受(N–P)个通信数据码元的装置。

60.如权利要求57所述的设备，其特征在于，所述用于接受的装置包括用于接受具有一组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波的经频率平滑的无偏训练信号的装置；以及，

其中所述设备还包括用于在接受所述经频率平滑的无偏训练信号之后在所述一组基准频率副载波和对应的镜像频率副载波上接受正交调制通信数据的装置。

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