CN102724150B - 实现同相分量正交分量iq失衡估计的方法、装置及系统 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种实现同相分量正交分量IQ失衡估计的方法、装置及系统。其中一种实现同相分量正交分量IQ失衡估计的方法包括：构造辅助序列，所述辅助序列中包括多个符号且各符号的相位依次增加π/2；发送所述辅助序列，所述辅助序列被接收装置用于通过估计算法进行处理得到IQ失衡参数。采用本发明，能够应用简单的估计算法得到IQ失衡参数，并能基于估计结果方便地完成IQ失衡补偿。

Description

实现同相分量正交分量IQ失衡估计的方法、装置及系统

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种实现同相分量正交分量IQ失衡估计的方法、装置及系统。

背景技术

在相干接收机设计中，理论上要求I（inphase，同相分量）路和Q（quadrature，正交分量）路的混频增益相等，且相位差为90度。然而，在实际系统中器件无法严格满足设计需求，从而造成了接收机I路和Q路的增益和相位出现失衡，即IQ失衡。IQ失衡会引起接收信号星座点产生偏移，使误码性能下降，影响通信质量。对于高频通信（如60GHz频段，E-band微波等）的零中频接收机，混频器下变频量很大，I路和Q路更难以实现准确的匹配，故IQ失衡问题特别突出。IQ失衡估计与补偿就是要从接收到的失衡信号中估计出失衡参数，并基于失衡参数恢复出正确的信号。除了IQ失衡外，实际系统中还存在着信道多径干扰，收发两端载波相偏和载波频偏，IQ失衡估计需要从受综合非理想因素影响的信号中估计出失衡参数。

现有一种技术方案是通过设计前后两段相同的辅助序列来避开信道多径和载波相偏的影响，并对IQ失衡及载波频偏利用EM（expectation maximization，期望最大化）算法进行联合估计，该方案IQ失衡估计辅助序列的设计如图1所示，其由三部分构成，分别为t₀[k]、t₁[k]与t₂[k]，长度分别为D，L，L。其中t₁[k]=t₂[k]，t₀[k]与t₁[k]或t₂[k]的后D位相同，即满足循环前缀特性。为了对抗信道多径干扰，D不小于信道响应长度D₀，而L一般为128的整数倍，可以根据需求取不同倍数，例如精度要求越高则L为128的更高整数倍。

通过该技术方案虽然能够避开信道多径和载波相偏的干扰，可以对IQ失衡和载波频偏进行联合估计，然而，EM算法采用迭代运算对相关参数进行估计，计算复杂度十分高，并且为了得到较为理想的估计结果需要较多的迭代次数，因此难以用于实际系统设计；并且根据该方案得到IQ失衡的估计结果需要经过近似处理，而近似处理的前提条件是IQ失衡程度足够小，否则这种近似无效，相应估计的性能将变得很差。然而，对于60GHz频段及E-band微波等高频通信，IQ失衡影响的程度可能较大，从而使得该方案在理论上就失去应用价值；另外除了有用信号部分会受到IQ失衡影响之外，噪声分布也会因为IQ失衡出现变化，相关研究已经证明当引入噪声为高期白噪声时，IQ增益失衡会使得I路和Q路噪声的功率不同，而IQ相位失衡会使I路和Q路噪声不再独立，然而上述方案并未考虑噪声受IQ失衡的影响，这有悖于实际情况。

发明内容

本发明实施例所要解决的技术问题在于，提供一种实现同相分量正交分量IQ失衡估计的方法、装置及系统，能够应用简单的估计算法得到IQ失衡参数，并能基于估计结果方便地完成IQ失衡补偿。

为了解决上述技术问题，本发明实施例提供了一种实现同相分量正交分量IQ失衡估计的方法，所述方法包括：

构造辅助序列，所述辅助序列中包括多个符号且各符号的相位依次增加π/2；

发送所述辅助序列，所述辅助序列被接收装置用于通过估计算法进行处理得到IQ失衡参数。

相应地，本发明实施例还提供了一种实现同相分量正交分量IQ失衡估计的方法，所述方法包括：

通过信道接收辅助序列的信号，所述辅助序列中包括多个符号且各符号的相位依次增加π/2；

通过估计算法处理所述辅助序列得到IQ失衡参数。

相应地，本发明实施例还提供了一种用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的发送装置，所述用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的发送装置包括：

辅助序列构造模块，用于构造辅助序列，所述辅助序列中包括多个符号且各符号的相位依次增加π/2；

辅助序列发送模块，用于发送所述辅助序列，所述辅助序列被接收装置用于通过估计算法进行处理得到IQ失衡参数。

相应地，本发明实施例还提供了一种用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的接收装置，所述用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的接收装置包括：

辅助序列接收模块，用于通过信道接收辅助序列的信号，所述辅助序列中包括多个符号且各符号的相位依次增加π/2；

IQ失衡参数估计模块，用于通过估计算法处理所述辅助序列得到IQ失衡参数。

相应地，本发明实施例还提供了一种用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的通信系统，包括发送装置和接收装置，其中：

所述发送装置用于构造辅助序列，所述辅助序列中包括多个符号且各符号的相位依次增加π/2；发送所述辅助序列；

所述接收装置用于通过估计算法处理所述辅助序列得到IQ失衡参数。

实施本发明实施例，具有如下有益效果：通过提出一种基于π/2相位变化辅助序列，IQ失衡估计与补偿方案可以通过简单的设计得以实现，不仅能使IQ失衡估计避开信道多径和载波相偏的影响，还能与载波频偏独立，能够应用简单的估计算法得到IQ失衡参数，并能基于估计结果方便地完成IQ失衡补偿。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有技术中用于对同相分量正交分量IQ失衡进行估计的辅助序列结构示意图；

图2是本发明实施例中一种用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的通信系统的结构示意图；

图3是本发明实施例中一种用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的发送装置的结构示意图；

图4是本发明实施例中一种用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的接收装置的结构示意图；

图5是本发明实施例中一种实现同相分量正交分量IQ失衡估计的方法流程示意图；

图6是本发明实施例中不同大小的IQ增益失衡在不同情况下的估计均值与真实值的比较结果示意图；

图7是本发明实施例中不同大小的IQ相位失衡在不同情况下的估计均值与真实值的比较结果示意图；

图8是本发明实施例中不同大小IQ增益失衡在不同情况下的估计归一化均方差性能示意图；

图9是本发明实施例中不同大小IQ相位失衡在不同情况下的估计归一化均方差性能示意图；

图10是本发明实施例中60GHz有视距LOS模式信道下IQ失衡补偿前后的误码率BER性能对比示意图；

图11是本发明实施例中60GHz无视距模式NLOS信道下IQ失衡补偿前后的误码率BER性能对比示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图2是本发明实施例中一种用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的通信系统的结构示意图。如图所示本发明实施例中的通信系统包括发送装置10和接收装置20，其中：

发送装置10用于构造长度为D+2L的辅助序列，其中D不小于信道响应长度D₀，L为128的整数倍，所述辅助序列中各符号的相位依次增加π/2，即：t[k]＝e^jkπ/2,k=1,…,D+2L，其中t[k]为所述辅助序列中的各符号，k为各符号的标号，即该符号在序列中对应的序号；发送所述辅助序列。所述辅助序列与背景技术中的辅助序列的区别就在于本发明实施例中的辅助序列中的各已知符号的相位依次增加π/2，在调制到射频ω₀后，发送至信道中。

接收装置20用于通过估计算法处理所述辅助序列得到IQ失衡参数。发送装置10将辅助序列经过调制发送到信道中的信号经过多径信道响应h_RF[n](这里n表示产生多径信道响应的多径信道数量)以及叠加频带高斯白噪声n_RF[k]后，到达接收装置20，接收装置20通过估计算法处理所述接收到的辅助序列获取IQ失衡参数， $\widehat{\mathrm{\ξ}}=1-\frac{2}{1+\sqrt{a/b}},$ 相位失衡为： $\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}=\frac{1}{2}\arcsin \frac{c}{\sqrt{\mathrm{ab}}},$ 其中 $a=\underset{k=D+1}{\overset{D+2L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_I^2\left[k\right],$ 下文将对得到该结果的计算过程进行推演。

图3是本发明实施例中一种用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的发送装置的结构示意图。如图所示本实施例中的发送装置包括辅助序列构造模块110和辅助序列发送模块120，其中：

辅助序列构造模块110用于构造辅助序列，所述辅助序列中包括多个符号且各符号的相位依次增加π/2，具体的，所述辅助序列可以表示为：t[k]＝e^jkπ/2,k=1,…,D+2L，其中t[k]为所述辅助序列中的各符号，k为各符号的标号，D+2L为序列长度，D不小于信道响应长度D₀，L可以根据需求取对128不同的整数倍数，例如精度要求越高则L为128的更高整数倍。

辅助序列发送模块120，用于发送所述辅助序列，所述辅助序列被接收装置用于通过估计算法进行处理得到IQ失衡参数。进一步的，所述辅助序列发送模块120可以包括调制单元和发送单元，其中：调制单元用于将所述辅助序列调制到射频ω₀；调制到射频ω₀的辅助序列可以表示为：t_RF[k]=cos(kπ/2)cos(ω₀kT)+sin(kπ/2)sin(ω₀kT)=cos(ω₀kT-kπ/2)；发送单元用于发送经过调制的辅助序列。

图4是本发明实施例中一种用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的接收装置的结构示意图。如图所示本实施例中的接收装置至少包括辅助序列接收模块210和IQ失衡参数估计模块220，其中：

辅助序列接收模块210用于接收辅助序列的信号，所述辅助序列在构造时包括多个符号且各符号的相位依次增加π/2，具体的，所述辅助序列可以表示为：t[k]=e^jkπ/2,k=1,…,D+2L，其中t[k]为所述辅助序列中的各符号，k为各符号的标号，D+2L为序列长度，D不小于信道响应长度D₀，L为128的整数倍。上述辅助序列经过调制在信道传输过程中经过多径信道响应h_RF[n]后，信号形式为：

$s_{\mathrm{RF}}\left[k\right]=\underset{n=0}{\overset{D_0-1}{\mathrm{\Σ}}}{t}_{\mathrm{RF}}[k-1]h_{\mathrm{RF}}\left[n\right]=\underset{n=0}{\overset{D_0-1}{\mathrm{\Σ}}}\cos ({\mathrm{\ω}}_0\mathrm{kT}-\mathrm{k\π}/2-{\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nT}+\mathrm{n\π}/2)h_{\mathrm{RF}}\left[n\right]$

$=h_I\cos ({\mathrm{\ω}}_0\mathrm{kT}-\mathrm{k\π}/2)+h_Q\sin ({\mathrm{\ω}}_0\mathrm{kT}-\mathrm{k\π}/2)---\left(1\right)$

$=\sqrt{S}\cos ({\mathrm{\ω}}_0\mathrm{kT}-\mathrm{k\π}/2-\mathrm{\β})$

其中k=D+1,D+2,…,D+2L，即前D个符号用于克服信道多径延迟；hI与h_Q均为与符号无关的常数，且 $h_I=\underset{n=0}{\overset{D_0-1}{\mathrm{\Σ}}}\cos ({\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nT}-\mathrm{n\π}/2)h_{\mathrm{RF}}\left[n\right],$ $h_Q=\underset{n=0}{\overset{D_0-1}{\mathrm{\Σ}}}\sin ({\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nT}-\mathrm{n\π}/2)h_{\mathrm{RF}}\left[n\right];$ $S=h_I^2+h_Q^2$ 且 $\mathrm{\β}=\arctan \left(\frac{h_Q}{h_I}\right).$ 从式（1）的结果可以得知，经过信道多径响应之后，相邻符号间的不同仍只是相位相差π/2，证明本发明中辅助序列具有简化多径干扰的优越性。

进一步的，在经过信道多径响应后的信号叠加频带高斯白噪声n_RF[k]，其形式为：n_RF[k]=n_I[k]cos[(ω₀+Δω)kT-γ]+n_Q[k]sin[(ω₀+Δω)kT-γ]。

其中，频带噪声频率被看作与接收机频率一致，即ω₀+Δω（Δω为收发端载波频偏）；相位γ可看作为[-π,π]中的任意取值；n_I[k]和n_Q[k]分别为对I路和Q路信号叠加的噪声，其都服从均值为0、方差为N/2的高斯分布，其中N为噪声能量大小。最后，通过下变频及引入IQ失衡之后，辅助序列接收模块210得到所述辅助序列的I路和Q路信号的表达形式为下式（2）：

$\left\{\begin{array}{c}{r}_I\left[k\right]=(1+\mathrm{\ξ})\left\{\sqrt{S}\cos \right[k(\mathrm{\π}/2+\mathrm{\Δ\ψ})+\mathrm{\θ}+\mathrm{\Δ\φ}]+n_I[k]\cos ({\mathrm{\θ}}^{\′}+\mathrm{\Δ\φ})-n_Q[k\left]\sin ({\mathrm{\θ}}^{\′}+\mathrm{\Δ\φ})\right\}\\ r_Q\left[k\right]=(1-\mathrm{\ξ})\left\{\sqrt{S}\sin \right[k(\mathrm{\π}/2+\mathrm{\Δ\ψ})+\mathrm{\θ}-\mathrm{\Δ\φ}]+n_I[k]\sin ({\mathrm{\θ}}^{\′}-\mathrm{\Δ\φ})+n_Q[k\left]\cos ({\mathrm{\θ}}^{\′}-\mathrm{\Δ\φ})\right\}\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中Δψ＝ΔωT，T为符号时长，即为由频偏引起的在一个符号周期内的相位偏移量；θ=θ₀+β，θ₀为收发两端初始载波相偏；θ′=θ₀+γ。

IQ失衡参数估计模块220，用于通过估计算法处理所述辅助序列得到IQ失衡参数。具体的，IQ失衡参数估计模块220进行IQ失衡参数估计就是要从式（2）所示的接收辅助序列信号中估计得到增益失衡ξ和相位失衡Δφ。首先，将相邻两个接收符号按下式（2）求取期望：

$\left\{\begin{array}{c}E\left\{r_I^2\right[k]+r_I^2[k+1\left]\right\}\\ ={(1+\mathrm{\ξ})}^2\left\{S{\cos }^2\right[k(\mathrm{\π}/2+\mathrm{\Δ\ψ})+\mathrm{\θ}+\mathrm{\Δ\φ}]+S{\cos }^2[(k+1)(\mathrm{\π}/2+\mathrm{\Δ\ψ})+\mathrm{\θ}+\mathrm{\Δ\φ}]+N\}\\ \≈{(1+\mathrm{\ξ})}^2(S+N)\\ E\left\{r_Q^2\right[k]+r_Q^2[k+1\left]\right\}\\ ={(1-\mathrm{\ξ})}^2\left\{S{\sin }^2\right[k(\mathrm{\π}/2+\mathrm{\Δ\ψ})+\mathrm{\θ}+\mathrm{\Δ\φ}]+S{\sin }^2[(k+1)(\mathrm{\π}/2+\mathrm{\Δ\ψ})+\mathrm{\θ}-\mathrm{\Δ\φ}]+N\}\\ \≈{(1-\mathrm{\ξ})}^2(S+N)\\ E\left\{r_I\right[k\left]r_Q\right[k]+r_I[k+1\left]r_Q\right[k+1\left]\right\}\\ =-(1-{\mathrm{\ξ}}^2)\{S\sin \left(2\mathrm{\Δ\φ}\right)-\frac{S}{2}\sin [k(\mathrm{\π}+2\mathrm{\Δ\ψ})+2\mathrm{\θ}]-\frac{S}{2}\sin [(k+1)(\mathrm{\π}+2\mathrm{\Δ\ψ})+2\mathrm{\θ}]+N\sin \left(2\mathrm{\Δ\φ}\right)\}\\ \≈-{(1-\mathrm{\ξ})}^2(S+N)\sin \left(2\mathrm{\Δ\φ}\right)\end{array}\right.---\left(3\right)$

上式中取“≈”的主要原因在于忽略了Δψ，由于Δψ非常微小，这种取舍是合理的。例如对于60GHz通信，当符号速率按IEEE 802.11ad标准取为1.76GHz，载波频偏高达100ppm（1ppm=10^-6ω₀）时，Δψ仅为1.2°，这几乎不会对式（3）所示的三角函数运算造成任何影响。由此可见，通过以上求期望运算，去掉了信道、载波相偏及载波频偏的信息，而只保留了IQ失衡及信号能量相关的参量。此外，式（3）的结果独立于符号位置k，因此可以利用其进行矩估计。将接收到的2L个符号共L对按式（3）计算后累加，可以得到以下结果：

$\left\{\begin{array}{c}{(1+\mathrm{\ξ})}^2(S+N)=\frac{a}{L}\\ {(1-\mathrm{\ξ})}^2(S+N)=\frac{b}{L}\\ {(1-\mathrm{\ξ})}^2(S+N)\sin \left(2\mathrm{\Δ\φ}\right)=\frac{c}{L}\end{array}\right.$

其中， $a=\underset{k=D+1}{\overset{D+2L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_I^2\left[k\right],$ $b=\underset{k=D+1}{\overset{D+2L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_Q^2\left[k\right],$ $c=-\underset{k=D+1}{\overset{D+2L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_I\left[k\right]r_Q\left[k\right].$ 如此，可以通过简单运算求得IQ失衡估计结果，为：

IQ失衡的增益失衡为： $\widehat{\mathrm{\ξ}}=1-\frac{2}{1+\sqrt{a/b}},$ 相位失衡为： $\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}=\frac{1}{2}\arcsin \frac{c}{\sqrt{\mathrm{ab}}}.$

由此，IQ失衡参数估计得到了简洁的闭式解，这使得接收装置中的估计器的设计直接而又简单，在复杂度上相比背景技术有很大的优越性。

可选的，本实施例中的接收装置还可以包括IQ失衡补偿模块230，用于根据IQ失衡参数估计模块220得到的所述IQ失衡参数对接收到的信号进行IQ失衡补偿。对于接收装置接收到的数据负载部分，上变频至ω0并通过信道响应之后的射频信号可以统一地表示为：

s_RF[k]=s_I[k]cos(ω₀kT)+s_Q[k]sin(ω₀kT)

通过引入噪声，IQ失衡下变频后，接收装置接收到的数据负载信号表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_I\left[k\right]=(1+\mathrm{\ξ})\left\{s_I\right[k]\cos (\mathrm{k\Δ\ψ}+{\mathrm{\θ}}_0+\mathrm{\Δ\φ})-s_Q[k]\sin (\mathrm{k\Δ\ψ}+{\mathrm{\θ}}_0+\mathrm{\Δ\φ})\\ +n_I\left[k\right]\cos ({\mathrm{\θ}}^{\′}+\mathrm{\Δ\φ})-n_Q\left[k\right]\sin ({\mathrm{\θ}}^{\′}+\mathrm{\Δ\φ})\}\\ u_Q\left[k\right]=(1-\mathrm{\ξ})\left\{s_I\right[k]\sin (\mathrm{k\Δ\ψ}+{\mathrm{\θ}}_0-\mathrm{\Δ\φ})+s_Q[k]\cos (\mathrm{k\Δ\ψ}+{\mathrm{\θ}}_0+\mathrm{\Δ\φ})\\ +n_I\left[k\right]\sin ({\mathrm{\θ}}^{\′}-\mathrm{\Δ\φ})+n_Q\left[k\right]\cos ({\mathrm{\θ}}^{\′}-\mathrm{\Δ\φ})\end{array}\right.---\left(4\right)$

而假设没有IQ失衡的影响，接收到的理想信号应该为：

$\left\{\begin{array}{c}{y}_I\left[k\right]=s_I\left[k\right]\cos (\mathrm{k\Δ\ψ}+{\mathrm{\θ}}_0)-s_Q\left[k\right]\sin (\mathrm{k\Δ\ψ}+{\mathrm{\θ}}_0)+n_I\left[k\right]\cos \left({\mathrm{\θ}}^{\′}\right)-n_Q\left[k\right]\sin \left({\mathrm{\θ}}^{\′}\right)\\ y_Q\left[k\right]=s_I\left[k\right]\sin (\mathrm{k\Δ\ψ}+{\mathrm{\θ}}_0)+s_Q\left[k\right]\cos (\mathrm{k\Δ\ψ}+{\mathrm{\θ}}_0)+n_I\left[k\right]\cos \left({\mathrm{\θ}}^{\′}\right)+n_Q\left[k\right]\cos \left({\mathrm{\θ}}^{\′}\right)\end{array}\right.---\left(5\right)$

IQ失衡补偿就是要从收到的{u_I[k],u_Q[k]}中恢复得到{y_I[k],y_Q[k]}，根据式（4）及式（5），通过计算得到补偿公式为：

$\left[\begin{array}{c}{y}_I\left[k\right]\\ y_Q\left[k\right]\end{array}\right]=\frac{1}{\cos \left(2\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}\left[\begin{array}{cc}\frac{\cos \left(\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}{1+\widehat{\mathrm{\ξ}}}& \frac{\sin \left(\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}{1-\widehat{\mathrm{\ξ}}}\\ \frac{\sin \left(\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}{1+\widehat{\mathrm{\ξ}}}& \frac{\cos \left(\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}{1-\widehat{\mathrm{\ξ}}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_I\left[k\right]\\ u_Q\left[k\right]\end{array}\right].$

图5是本发明实施例中一种实现IQ失衡估计的方法流程示意图。前文已经通过对用于实现IQ失衡估计的通信系统及装置的说明对IQ失衡的估计和补偿的过程和演算进行了详细的阐述，下面通过对60GHz频段系统实施IQ失衡估计的实例，对本发明IQ失衡估计与补偿的性能进行分析。所述性能性能评估包括估计均值与均方差MSE（mean square error）两个方面，均值反映了估计的偏差性能，均方差反映了估计的抖动性能即有效性，本实例中采用归一化均方差NMSE（normalized mean square error）以更形象地反应估计的有效性。高性能的估计要求均值等于真实值，均方差尽可能小。本实施例相关的通信条件设置为：载波频率ω₀为60GHz×2π，符号速率1/T为1.76GHz；辅助序列长度参数L为128。如图所示本实施例实现流程包括：

步骤S501，构造辅助序列，所述辅助序列中各符号的相位依次增加π/2；具体的，所述辅助序列可以表示为：t[k]＝e^jkπ/2,k=1,…,D+2L，其中t[k]为所述辅助序列中的各符号，k为各符号的标号，D+2L为序列长度，D不小于信道响应长度D₀，本实施例中L为128。

步骤S502，发送所述辅助序列。具体实现中，发送装置可以先将所述辅助序列调制到射频ω₀；调制到射频ω₀的辅助序列可以表示为：t_RF[k]=cos(kπ/2)cos(ω₀kT)+sin(kπ/2)sin(ω₀kT)=cos(ω₀kT-kπ/2)，再将经过调制的辅助序列发送到信道上进行传输。

步骤S503，接收装置通过估计算法处理所述辅助序列得到IQ失衡参数。具体实现中，所述辅助序列接收模块接收到的所述辅助序列的I路和Q路信号分别为r_I[k]和r_Q[k]，则接收装置通过估计算法得到IQ失衡的增益失衡为：

$\widehat{\mathrm{\ξ}}=1-\frac{2}{1+\sqrt{a/b}},$ 相位失衡为： $\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}=\frac{1}{2}\arcsin \frac{c}{\sqrt{\mathrm{ab}}},$ 其中 $a=\underset{k=D+1}{\overset{D+2L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_I^2\left[k\right],$ $b=\underset{k=D+1}{\overset{D+2L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_Q^2\left[k\right],$ $c=-\underset{k=D+1}{\overset{D+2L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_I\left[k\right]r_Q\left[k\right].$

步骤S504，接收装置根据估计算法得到IQ失衡参数对接收到的信号进行IQ失衡补偿，补偿公式为： $\left[\begin{array}{c}{y}_I\left[k\right]\\ y_Q\left[k\right]\end{array}\right]=\frac{1}{\cos \left(2\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}\left[\begin{array}{cc}\frac{\cos \left(\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}{1+\widehat{\mathrm{\ξ}}}& \frac{\sin \left(\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}{1-\widehat{\mathrm{\ξ}}}\\ \frac{\sin \left(\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}{1+\widehat{\mathrm{\ξ}}}& \frac{\cos \left(\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}{1-\widehat{\mathrm{\ξ}}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_I\left[k\right]\\ u_Q\left[k\right]\end{array}\right],$ 其中u_I[k]和u_Q[k]分别为接收装置接收到的信号的I路和Q路信号，y_I[k]和y_Q[k]分别为I路和Q路信号经过补偿后的信号。

下面通过测试对本实施例中的IQ失衡估计和补偿性能进行分析：

参考图6是本发明实施例中不同大小的IQ增益失衡在不同情况下的估计均值与真实值的比较结果示意图，而图7是本发明实施例中不同大小的IQ相位失衡在不同情况下的估计均值与真实值的比较结果示意图。其中，载波频偏Δω取为0ppm，10ppm，100ppm三种情况，信噪比SNR(signal to noise ratio，信号噪声功率比）取为0dB，10dB，20dB三种情况。由方案的推导过程可知，信道响应和载波相偏对IQ失衡估计没有影响，因此不再比较不同信道条件及不同载波相偏下的估计性能，而将信道固定为IEEE 802.11ad标准中的一种无视距NLOS（non-line-of-sight）模式，将载波相偏固定为π/4。从图6和图7中可知，在不同IQ失衡程度的不同频偏及SNR条件下，IQ失衡参数的估计均值均等于真实值，因此本方案的估计器具有良好的无偏性。

图8是本发明实施例中不同大小IQ增益失衡在不同情况下的估计归一化均方差性能示意图，图9是本发明实施例中不同大小IQ相位失衡在不同情况下的估计归一化均方差性能示意图。从图中可以看到，IQ失衡参数的归一化均方差足够小，在SNR达到10dB时，其值一般在0.1以下，因此本发明的估计器具有较好的有效性。IQ失衡参数的归一化均方差并不会因为频偏的引入而出现明显变化，结合图6及图7可知频偏不会对估计性能造成影响，这也说明了式（3）中的“≈”具有较强的合理性。此外，IQ失衡参数的归一化均方差会受到SNR的影响，信噪比越大时其值越小，即估计的有效性越好。

图10是本发明实施例中60GHz有视距LOS（line-of-sight）模式信道下IQ失衡补偿前后的误码率BER（bit error rate）性能对比示意图，图11是本发明实施例中60GHz无视距模式NLOS（non-line-of-sight）信道下IQ失衡补偿前后的误码率BER性能对比示意图。除了估计性能评估中的相关条件设置外，IQ增益失衡ξ=0.1，IQ相位失衡Δφ=10°，载波频偏Δω=10ppm，信道均衡采用基于最小均方算法MMSE的单载波频域均衡，并且假定载波相偏、载波频偏及多径干扰可以被理想对抗。从图中可以看出，QPSK调制系统受IQ失衡的影响较小，而16-QAM调制系统受IQ失衡的影响较大，尤其是NLOS信道下已经出现了较高的误码平台。不过，经过本发明实施例所提出的IQ失衡补偿后，IQ失衡所引起的性能下降可被消除，BER性能曲线几乎与理想情况即无IQ失衡时重合。

从本实例中可以看出，本发明所提出的基于π/2相位变化辅助序列的IQ失衡估计与补偿方案可以通过简单的设计得以实现，具有较好的估计性能及误码性能，对IQ失衡影响较为显著的通信系统设计具有较强的指导意义。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体（Read-Only Memory，ROM）或随机存储记忆体（Random Access Memory，RAM）等。

以上所揭露的仅为本发明较佳实施例而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，因此依本发明权利要求所作的等同变化，仍属本发明所涵盖的范围。

Claims (5)

1.一种实现同相分量正交分量IQ失衡估计的方法，其特征在于，所述方法包括：

接收辅助序列，所述辅助序列中包括多个符号且各符号的相位依次增加π/2，所述辅助序列为：t[k]＝e^jkπ/2,k＝1,…,D+2L，其中t[k]为所述辅助序列中的各符号，k为各符号的标号，D+2L为序列长度，D不小于信道响应长度D₀，L为128的整数倍；

通过估计算法处理所述辅助序列得到IQ失衡参数，包括：

基于如下方式处理得到增益失衡与相位失衡：

接收到所述辅助序列的I路和Q路信号分别为r_I[k]和r_Q[k]，则：

增益失衡为： $\widehat{\mathrm{\ξ}}=1-\frac{2}{1+\sqrt{a/b}},$ 相位失衡为： $\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}=\frac{1}{2}\arcsin \frac{c}{\sqrt{\mathrm{ab}}},$ 其中 $a=\underset{k=D+1}{\overset{D+2L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_I^2\left[k\right],b=\underset{k=D+1}{\overset{D+2L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_Q^2\left[k\right],c=-\underset{k=D+1}{\overset{D+2L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_I\left[k\right]r_Q\left[k\right].$

2.如权利要求1所述的实现同相分量正交分量IQ失衡估计的方法，其特征在于，所述方法还包括：

根据IQ失衡参数对接收到的信号进行IQ失衡补偿，补偿公式为： $\left[\begin{array}{c}{y}_I\left[k\right]\\ y_Q\left[k\right]\end{array}\right]=\frac{1}{\cos \left(2\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}\left[\begin{array}{cc}\frac{\cos \left(\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}{1+\widehat{\mathrm{\ξ}}}& \frac{\sin \left(\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}{1-\widehat{\mathrm{\ξ}}}\\ \frac{\sin \left(\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}{1+\widehat{\mathrm{\ξ}}}& \frac{\cos \left(\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}{1-\widehat{\mathrm{\ξ}}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_I\left[k\right]\\ u_Q\left[k\right]\end{array}\right],$ 其中u_I[k]和u_Q[k]分别为所述接收到的信号的I路和Q路信号，y_I[k]和y_Q[k]分别为I路和Q路信号经过补偿后的信号。

3.一种用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的接收装置，其特征在于，所述用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的接收装置包括：

辅助序列接收模块，用于接收辅助序列的信号，所述辅助序列中包括多个符号且各符号的相位依次增加π/2，所述辅助序列为：t[k]＝e^jkπ/2,k＝1,…,D+2L，其中t[k]为所述辅助序列中的各符号，k为各符号的标号，D+2L为序列长度，D不小于信道响应长度D₀，L为128的整数倍；

IQ失衡参数估计模块，用于通过估计算法处理所述辅助序列得到IQ失衡参数，具体用于：

基于如下方式处理得到增益失衡与相位失衡：

所述辅助序列接收模块接收到的所述辅助序列的I路和Q路信号分别为r_I[k]和r_Q[k]；

所述IQ失衡参数估计模块通过估计算法得到IQ失衡的增益失衡为： $\widehat{\mathrm{\ξ}}=1-\frac{2}{1+\sqrt{a/b}},$ 相位失衡为： $\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}=\frac{1}{2}\arcsin \frac{c}{\sqrt{\mathrm{ab}}},$ 其中 $a=\underset{k=D+1}{\overset{D+2L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_I^2\left[k\right],$ $b=\underset{k=D+1}{\overset{D+2L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_Q^2\left[k\right],c=-\underset{k=D+1}{\overset{D+2L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_I\left[k\right]r_Q\left[k\right].$

4.如权利要求3所述的用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的接收装置，其特征在于，所述用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的接收装置还包括：

IQ失衡补偿模块，用于根据所述IQ失衡参数对接收到的信号进行IQ失衡补偿，补偿公式为： $\left[\begin{array}{c}{y}_I\left[k\right]\\ y_Q\left[k\right]\end{array}\right]=\frac{1}{\cos \left(2\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}\left[\begin{array}{cc}\frac{\cos \left(\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}{1+\widehat{\mathrm{\ξ}}}& \frac{\sin \left(\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}{1-\widehat{\mathrm{\ξ}}}\\ \frac{\sin \left(\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}{1+\widehat{\mathrm{\ξ}}}& \frac{\cos \left(\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}\right)}{1-\widehat{\mathrm{\ξ}}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_I\left[k\right]\\ u_Q\left[k\right]\end{array}\right],$ 其中u_I[k]和u_Q[k]分别为所述用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的接收装置接收到的信号的I路和Q路信号，y_I[k]和y_Q[k]分别为I路和Q路信号经过补偿后的信号。

5.一种用于实现同相分量正交分量IQ失衡估计的通信系统，其特征在于，包括发送装置和接收装置，其中：

所述发送装置用于构造辅助序列，所述辅助序列中包括多个符号且各符号的相位依次增加π/2，所述辅助序列为：t[k]＝e^jkπ/2,k＝1,…,D+2L，其中t[k]为所述辅助序列中的各符号，k为各符号的标号，D+2L为序列长度，D不小于信道响应长度D₀，L为128的整数倍；发送所述辅助序列；

所述接收装置用于接收所述辅助序列，通过估计算法处理所述辅助序列得到IQ失衡参数，具体用于：

基于如下方式处理得到增益失衡与相位失衡：

所述接收装置接收到的所述辅助序列的I路和Q路信号分别为r_I[k]和r_Q[k]；

通过估计算法得到IQ失衡的增益失衡为：相位失衡为： $\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}=\frac{1}{2}\arcsin \frac{c}{\sqrt{\mathrm{ab}}},$ 其中 $a=\underset{k=D+1}{\overset{D+2L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_I^2\left[k\right],b=\underset{k=D+1}{\overset{D+2L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_Q^2\left[k\right],c=-\underset{k=D+1}{\overset{D+2L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_I\left[k\right]r_Q\left[k\right].$