JP4195000B2 - Ｉｑの不均衡を推定して補償するための方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えばゼロＩＦ受信機であるようなダイレクトコンバージョン（直接変換式）アナログ受信機で、所定のチャンネルを介して受信されるＲＦマルチキャリア信号上に導入されるＩＱ不均衡を推定して補償するための方法及び装置に関する。

ダイレクトコンバージョン受信機におけるＩＱ不均衡を検出して補正するための方法は、（本出願の最先の優先日より後に発行された）国際出願の国際公開ＷＯ−Ａ−０３／００３６８６号の明細書より知られる。ダイレクトコンバージョン受信機では、複数の無線周波数（ＲＦ）パイロット信号にてなるグループが受信され、受信機の同相（Ｉ）分岐及び直交位相（Ｑ）分岐へ伝送される。同相分岐上の信号と直交位相分岐上の信号とはアナログ領域で混合され、ベースバンドの同相信号成分と直交位相信号成分とが形成される。ディジタル領域では、いくつかの連続したパイロット信号にわたってＱ成分を平均することにより、パイロット信号内のＩＱ不均衡が検出される。ＩＱ不均衡の推定量を表すこの平均化されたＱ成分を基準として補正信号が生成され、この補正信号は、将来のベースバンド信号成分を補正して９０゜の位相差を達成するために、アナログ領域へフィードバックされる。

国際出願の国際公開ＷＯ−Ａ−０３／００３６８６号によるこの既知の方法には、連続した複数のパイロット信号を平均することによるＩＱ不均衡の検出が、膨大なデータ伝送を扱うには遅すぎるという欠点がある。さらに、国際出願の国際公開ＷＯ−Ａ−０３／００３６８６号によるこの既知の方法は、ＩＱ位相の不均衡のみを補償し、ＩＱ振幅の不均衡を補償することはない。

本発明の目的は、ＩＱ不均衡を決定するためのより高速な方法を提供することにある。

この目的は、本発明に従って、請求項１の特徴部分に記載された技術的ステップを示す方法によって達成される。

本発明に係る方法は、ＲＦマルチキャリア信号上に導入されたＩＱ不均衡を示す、少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータを決定するための下記のステップを含む。このＲＦ信号は、トレーニング信号又はパイロット信号と、送信される実際のデータを含むデータ信号とを備える。トレーニング信号からは、伝送チャンネルの第１の周波数領域チャンネル特性が推定される。伝送チャンネルの補正された周波数領域チャンネル特性と、推定された第１のチャンネル特性との間には、予め決められた関係が定義される。この関係は、上記関係が第１のチャンネル特性のＩＱ不均衡を考慮するように、決定されるべき少なくとも１つのＩＱパラメータを含む。本発明によれば、ＩＱパラメータは、補正されたチャンネル特性がチャンネルの拘束条件を満たすような方法で、第１のチャンネル特性と補正されたチャンネル特性との関係に基づいて決定される。

言い替えれば、本発明の方法は、伝送チャンネルが周波数領域において任意のチャンネル特性を持つことはないが、このチャンネルが与えられた拘束条件に従うという情報を使用する。この拘束条件は、実際に第１のチャンネル特性を補正して補正されたチャンネル特性とする間に、少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータを決定するために使用される。その結果、ＩＱ不均衡パラメータは、実際には補正されたチャンネル特性と同時に、実質的に単一のステップで決定され、よって、ＩＱ不均衡を決定するためのより高速な方法が達成される。さらに本発明の方法は、過度の性能低下（デグラデーション）に至ることなく、大きいＩＱ不均衡に驚くほど耐えることができる。さらに本発明の方法を使用すれば、位相及び振幅の両方のＩＱ不均衡を決定し、よってこれらを補償することができる。

本発明に従って少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータを決定するために使用されることが好適であるチャンネルの拘束条件は、補正されたチャンネル特性が、推定された第１のチャンネル特性より滑らかでなければならないというものである。ここで使用される情報は、ＩＱ不均衡が、推定されたか又は測定された周波数領域チャンネル特性における急激な遷移をもたらすが、実際にはチャンネル特性は実質的に滑らかであるというものである。その結果、ＩＱ不均衡に関してチャンネル特性を補正することは、チャンネル特性における急激な遷移を減少させるということを意味する。しかしながら、本発明によれば、他の任意のチャンネルの拘束条件を使用してＩＱ不均衡パラメータを決定することも可能である。

チャンネル特性が滑らかであるという特徴は、チャンネルがチャンネルの搬送波間の間隔より（かなり）大きいコヒーレンス帯域幅を有すると仮定することによって定義可能である。この定義によれば、チャンネル特性を平滑化することは、コヒーレンス帯域幅を増大させることを意味する。

以上のことから、補正されたチャンネル特性は好適には可能な限り滑らかであるということが導出され得る。このチャンネルの拘束条件は、本発明によれば、チャンネル特性の連続したチャンネル係数間の誤差のノルム、例えば平均２乗誤差（mean square error：ＭＳＥ）を最小化して達成することができる。

本発明に係る方法のある好適な実施形態では、ＲＦ信号上の搬送波周波数オフセット（carrier frequency offset：ＣＦＯ）の存在が考慮される。搬送波周波数オフセットの問題は当該技術において既知であり、送信機側と受信機側とでの局部発振器間の周波数差に起因して発生する。しかしながら、ＣＦＯの存在下でＩＱ不均衡を決定することは知られていない。

本発明の第１の好適な実施形態によれば、ＣＦＯの存在下でＩＱ不均衡を決定するための方法が提案され、上記方法は下記のステップを含む。まず最初に、復調されたトレーニング信号から搬送波周波数オフセットが決定される。この決定された周波数オフセットは補償位相と等価である。補償位相とは、トレーニング信号を２度回転させるために、すなわち１回は前方に回転させかつ１回は後方に回転させるために使用され、そのため前方及び後方に回転されたトレーニング信号が取得される。これらのトレーニング信号の両方は次に、チャンネル特性を決定するために使用される。これらのチャンネル特性の両方は、上述の方法に類似する方法で、上記２つのチャンネル特性に対する予め決められた関係によって定義される補正されたチャンネル特性を取得するために使用される。上述のように、この関係は、補正されたチャンネル特性がチャンネルの拘束条件を満たすような方法で決定される少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータを含む。

本発明に係る方法のもう１つの実施形態では、周波数領域においてはＣＦＯが搬送波間干渉を引き起こすという情報を用いて、ＣＦＯが考慮される。この実施形態では、トレーニング信号より決定されるＣＦＯ推定量から複数の搬送波間干渉パラメータが決定され、上記パラメータは、推定された第１のチャンネル特性と補正されたチャンネル特性との間の予め決められた関係において考慮される。

本発明のもう１つの態様では、少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータが、時間領域における推定によって決定される。この態様において、本発明に係る方法は、トレーニング信号が、等しいシンボルとして送信されるトレーニングシンボルであるが、異なるシンボルとして受信される可能性がある少なくとも２つの連続した長いトレーニングシンボル（long training symbol：ＬＴＳ）を備えるという情報を使用する。チャンネル及び／又は受信機端末によって導入される不整合を考慮するために、第１の訂正されたＬＴＳと受信されたＬＴＳのうちの第１のものとの間において、第１の予め決められた関係が定義され、第２の訂正されたＬＴＳと受信されたＬＴＳのうちの第２のものとの間において、第２の予め決められた関係が定義される。両方の関係は、ＩＱ不均衡を考慮するための少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータを含む。第２の関係はさらに、トレーニング信号により決定されるＣＦＯを考慮するためのＣＦＯ補償量を含む。この場合、（複数の）ＩＱ不均衡パラメータは、２つのＬＴＳが本来等しいシンボルであったという情報を使用し、よって第１の訂正されたＬＴＳと第２の訂正されたＬＴＳとの間の差を最小化することによって決定される。

本発明に係る両方の態様、すなわち周波数領域と時間領域とのＩＱ不均衡の決定は、１つの選択的な方法に組み合わされることも可能であり、この選択的な方法では、これらの一方又は他方が使用され、その選択はＣＦＯに基づく。この組み合わされた方法は、ＩＱ不均衡を補償するための複雑度が小さい方式を設計可能であるという優位点を有する。

本発明はさらに、ＩＱ不均衡及びＣＦＯを決定するための上述の方法のうちの１つ又は複数を用いて、ＩＱ不均衡を補償し、またオプションでＣＦＯを補償するための方法に関する。最後に本発明はまた、これらの方法を実行するための装置、このような装置を備える無線システム、及びこれらの方法の１つを実行するための命令にてなるプログラムが格納されるデータキャリアに関する。

要約すれば、本発明に係る方法は、複雑度が小さい推定／補償方式によって、ダイレクトコンバージョンアナログ受信機に起因して発生するＩＱ不均衡に取り組むことを可能にする。本発明は、１つのＯＦＤＭトレーニングシンボル上に集中する（収束する）方式の設計を可能にする。さらに本発明は、大きな周波数オフセットの存在下であっても、大きなＩＱ不均衡（ε＝１０％，Δφ＝１０゜）を除去し、また残存する平均の性能低下量を０．５ｄＢまで低下させることを可能にする。その結果、受信機のＩＱ不整合に係る仕様は大幅に緩和されることが可能になり、よって、より安価な構成要素を使用できるようになり、設計時間を短縮することができる。言い替えれば、本発明の方法により低コスト及び低複雑度のＯＦＤＭ受信機を設計することが可能になり、本発明の方法はＷＬＡＮシステムにおける実行のために甚だ適したものとなる。

以下の説明及び添付の図面により本発明をさらに詳細に説明する。

まず、本発明のＩＱ不均衡を決定するための方法に使用されるモデルと、ＯＦＤＭに対するＩＱ不均衡の影響と、周波数オフセットが存在しないか又は小さいシナリオでの補償方式とについて説明する。

本明細書では、周波数領域の信号に下線を引き、時間領域の信号には下線を引いていない。信号は太字で示し、スカラパラメータは標準のフォントで示している（ただし、本明細書の翻訳文では、信号を表す文字を示すために当該文字の太字を用いることに代えて、当該文字の直後に「（信号）」と明記している。）。

ＩＱ不均衡は、２つのパラメータによって、すなわち、Ｉ及びＱ分岐間の振幅の不均衡εと、位相直交性の不整合Δφとによって特徴付けることができる。理想的な時間領域信号ｒ（信号）に対するＩＱ不均衡の影響の複素ベースバンド式は、次式によって与えられる。

ここで、ｒ_ｉｑ（信号）は、ＩＱ不均衡が存在するときの時間領域信号であり、Ｒ（）は実数部を示し、Ｉ（）は虚数部を示し、（）^＊は複素共役を示し、また次式が成り立つ。

本明細書で用いる場合、ＩＱ不均衡パラメータという用語は、計算及び推定のためのα及びβを示す。しかしながら、物理的パラメータを示すためには、より直接的なε及びΔφが使用される。

次に、周波数領域におけるＩＱ不均衡の影響が分析される。ｄ（信号）が着信するＯＦＤＭシンボルであるとき（従って、ｄ _ｔ（信号）が送信されたＯＦＤＭシンボルであり、ｃ（信号）がチャンネルであり、ｎ（信号）が雑音であるとして、ｄ（信号）＝ｄ _ｔ（信号）・ｃ（信号）＋ｎ（信号）であるとき）、ＩＦＦＴ（ｄ（信号））が対応する時間領域信号である。式（２）のＩＱ不均衡を適用し、またＦＦＴを実行して周波数領域へ戻るように変換すると、次式が得られる。

ここで、ｄ _ｉｑ（信号）は、ＩＱ不均衡が存在するときのＯＦＤＭシンボルであり、ｄ _ｍ（信号）は、ｄ _ｍ（ｉ）（信号）＝ｄ _{（ｍｏｄ（Ｎｓｃ−ｉ＋２，Ｎｓｃ））}（信号）が成り立つように複数の搬送波にわたってミラーリングされた、着信するＯＦＤＭシンボルである。ここで、Ｎ_ｓｃはＯＦＤＭシンボル内のサブ搬送波の個数であり、１≦ｉ≦Ｎ_ｓｃを満たし、ｍｏｄはモジュロ演算である。搬送波１は、ＤＣ搬送波である。

この場合の中心的な事項は、バースト通信のためのＩＱ補償にあり、そのために、既知のトレーニング信号に基づいてチャンネル推定が実行される。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ及びＨＩＰＥＲＬＡＮ−ＩＩはともに、このような長いトレーニングシンボル（ＬＴＳ）（シンボルｔ（信号））を提供している。チャンネル推定に対するＩＱ不均衡の影響は、式（５）に基づいて計算可能である。差し当たって雑音は無視され、その影響は性能分析において考慮される。この計算は次式になる。

ここで、ｈ（信号）はＬＴＳから計算されたチャンネル推定量であり、ｃ（信号）は正確なチャンネルベクトルであり、ｔ’（信号）＝ｔ（信号）・ｔ _ｍ（信号）である。

結果的に、ｈ（信号）は、トレーニング信号に基づいて、特にＬＴＳに基づいて決定される、第１のチャンネル特性である。この第１のチャンネル特性は次に、補正されたチャンネル特性

（信号）の決定に使用されるが、この補正されたチャンネル特性は式（６）から導出されることが可能であり、次式で定義されることが可能である。

α及びβの推定は、補正されたチャンネル応答は滑らかなチャンネル特性を有するはずであるという情報に基づく。すなわち、チャンネルのコヒーレンス帯域幅はＷＬＡＮシステム内の搬送波間の間隔より（かなり）大きいので、チャンネル応答は実質的には、連続した周波数タップ間で変わらない（図１の×の線）という情報に基づく。ＩＱ不均衡が存在する場合には、βの性能低下量の項に起因して、測定されたチャンネル応答ｈ（信号）に急激な遷移が発生する（図１の○の線）。従ってＩＱ不均衡の補正は、チャンネル応答を再度「平滑化」させることを意味する。この目的に沿って、補正されたチャンネル特性

（信号）を可能な限り滑らかにするＩＱ不均衡パラメータのセット（α，β）が決定される。このことは、例えば、次式で表される連続したチャンネル係数間の平均２乗誤差（ＭＳＥ）を最小化することによって実行可能である。

この導出により次式が得られる。

複雑さを低下させるために、αは、次式によって１次近似することができる。

図１は、第１のチャンネル特性に対するＩＱ不均衡の影響が極めて良好に補正され得るということを示す。すなわち、補正されたチャンネル特性（△の線）は、正確なチャンネル応答（×の線）に（ほぼ）完全に一致している。搬送波２８乃至３８はゼロの搬送波であって、このことは、これらの搬送波上ではチャンネル推定が必要でないことを意味するという点に留意されたい。

その結果、上述のアルゴリズムは、補正されたチャンネル特性と、ＩＱパラメータα及びβ（又は等価なものとしてε及びΔφ）の推定値とを提供する。ε及びΔφ、また従ってα及びβは、典型的には多数のシンボルにわたって静的であるので、トレーニング信号に基づいたチャンネル補正からのそれらの推定値は、データ信号に基づいたＩＱ不均衡の補正にも使用可能である。さらに、ＩＱ不均衡パラメータの推定値は、データシンボルが到来する前に既に提供されており、よって、その影響は時間領域において補償される、すなわちＦＦＴより前に補償されることが可能である。これにより、ＩＱ不均衡を非常に早期の段階で補正することが可能になる。

観測された時間領域信号ｒ_ｉｑ（信号）から、訂正された（補正された）、ＩＱについて補償された信号

（信号）を取得するために、ｒ（信号）について式（２）が解かれ、すなわち次式が得られる。

上述のアルゴリズムはＩＱパラメータの周波数領域推定に基づくので、本明細書ではこれを短縮して「ＩＱ周波数領域」又はＩＱ−ＦＤアルゴリズムと呼ぶ。

ＩＱ−ＦＤ推定／補償方式の性能を試験するために、マルチパス環境における符号化された６４ＱＡＭのシミュレーションを実施した。複数のマルチパスチャンネルは、レイトレーシングシミュレーションを用いて取得される。符号化された（ＩＥＥＥ又はＨＩＰＥＲＬＡＮ規格により、Ｒ＝３／４とする。）６４ＱＡＭ伝送に対する過酷なＩＱ不均衡（ε＝１０％、Δφ＝１０゜）の影響は、極めて劇的なものであり、５×１０^−１の誤差のフロアを発生させてシステムを役に立たなくさせる。しかしながら、チャンネル推定／補償及びＩＱ−ＦＤ推定／補償を組み合わせた方式は、１０^−５のＢＥＲにおける性能低下量を０．５ｄＢまで減少させる（図２）。このことは、少なくともＣＦＯが存在しないか又は低い場合において、ＩＱ−ＦＤアルゴリズムが能率的であることを示す。

図４から分かるように、周波数オフセットは、ＩＱ−ＦＤアルゴリズムの性能の大幅な低下を引き起こす。図４は、符号化された６４ＱＡＭの１０^−５のＢＥＲにおける性能低下量が、ＣＦＯが２０ｋＨｚの際にすでに１ｄＢの性能低下量を超え、４０ｋＨｚでは５ｄＢを超えるということを示している。実際には、ＣＦＯは容易に４０ｋＨｚを超える場合がある。

従って以下、周波数オフセットの存在下でのＩＱ不均衡を推定するための本発明に係る方法の好適な実施形態について説明する。

時間領域においては、搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）は、Ｔ_ｓをサンプル時間として、連続したサンプル間におけるＣＦＯ・Ｔ_ｓの付加的な位相回転を引き起こす。周波数領域では、周波数オフセットは漏れを引き起こす。このことは、ＯＦＤＭシンボルｄ（信号）が、周波数オフセット下で、次式で表されるように受信されることを意味する。

ここで、γは、ＣＦＯによって引き起こされる、次式の搬送波間干渉である。

ここで、Δｆは搬送波間の間隔であり、Ｎ_ｓｃはシステム内の合計搬送波数である。

ＲＦ信号の数学的解析は、ＩＱ不均衡及びＣＦＯの影響が、まず周波数オフセットを適用し、次にＩＱ不均衡を適用することによりベースバンドにおいてモデル化可能であるということを示している。先に用いた原理であって、ＩＱ−ＦＤアルゴリズムをもたらす原理に従ってＩＱ補償方式が導出されるが、今度は周波数オフセットが考慮される。

ＣＦＯは、時間領域において推定されて補償される。アルゴリズムは、次のシナリオに基づいて構築される。すなわち、そのシナリオでは、信号はまず周波数オフセットＣＦＯを経験し、次にＩＱ不均衡（α，β）を経験し、次に−ＣＦＯの周波数補正を経験する。このことは、完全な周波数推定が存在すること、すなわち周波数推定がＩＱ不均衡によって妨害されないことを仮定している。この仮定及びその影響については、後に検証する。

ＣＦＯの存在下でのチャンネル推定に対するＩＱ不均衡の影響は、次式のように記述することができる。

ここで、次式が成り立つものとする。

その結果、所定の搬送波ｉに対しては、正確に対称（鏡像のように対称）な搬送波−ｉが影響するだけでなく、ＣＦＯの漏れ効果に起因して−ｉの周辺の搬送波もまた影響する。ＣＦＯが存在しなければ（η_ｊ−ｉ＝δ（ｊ−ｉ））、式（１５）は縮小して（６）になる。

式（１５）をｃ（信号）に関して解くと、次式の、正しいチャンネルの推定量がもたらされる。

この場合もＩＱ−ＦＤアルゴリズムに関しては、α及びβは、最も滑らかな補正されたチャンネル特性

（信号）をもたらすものが所望される。このことは、βに関して次のような推定値をもたらす。

ここで、次式が成り立つものとする。

この場合もやはり、βのこの推定値は、ＣＦＯが存在しない場合には縮小して式（９）になる。αは、式（１０）又は式（１１）を用いてβから導出される。

周波数オフセットの存在下でのＩＱパラメータの推定は周波数領域において実行されるので、このアルゴリズムをＩＱ−ＣＦＯ−ＦＤアルゴリズムと呼ぶ。

図４における＊の線は、周波数オフセットが大きい場合でもＩＱ−ＣＦＯ−ＦＤアルゴリズムが機能すること、すなわち、周波数オフセットが１２８ｋＨｚまで増大するとき、符号化された６４ＱＡＭで、１０^−５のＢＥＲにおいて性能低下量は０．５ｄＢを超えないことを示している。

実際には、ＣＦＯは、次式のように２つのＬＴＳシーケンス間の平均の位相回転量により推定されることが可能である。

ここで、ｘ_１（信号）及びｘ_２（信号）は受信されるトレーニングシーケンスであり、Ｎ_ｓｃＴ_ｓはこれらのトレーニングシーケンスの２つの対応するサンプル間の時間である。このＣＦＯ推定は、ＩＱ不均衡の存在下で良好に実行される。すなわち、図４からのシミュレーション結果はＣＦＯ推定に基づいたものであり、推定が、ＩＱ不均衡の推定／補償の際に、残存する小さな性能低下量しか生じさせないほど十分に正確なものであることを示す。

ＩＱ−ＣＦＯ−ＦＤアルゴリズムがＩＱ−ＦＤアルゴリズムに比べてより複雑なソリューションであることは明らかであり、１つの搬送波における補正されたチャンネルの計算のために、すべての搬送波において測定されたチャンネルｈ（信号）が必要とされる。このことは、周波数オフセットが引き起こす漏れに起因する。周波数オフセットが小さい場合は漏れが限定的であり、そのため、所定の搬送波における補正されたチャンネルを計算するためには、すべての搬送波のうちのサブセットのみで十分である。しかしながら、周波数オフセットが大きければ漏れは大きくなり、各搬送波の補正のためにはすべての搬送波が必要とされる。

従って、以下では、ＩＱ−ＣＦＯ−ＦＤアルゴリズムの代替としての第１の低複雑度アルゴリズムについて説明する。

ＩＱ−ＣＦＯ−ＦＤアルゴリズムの複雑さが増大する理由は、ＣＦＯと周波数領域推定との組み合わせにある。周波数領域では、ＣＦＯは式（１４）のように漏れによって記述される。すなわち、すべての搬送波は互いにリンクし、単純な搬送波毎の記述又は推定は不可能である。これに対して時間領域では、周波数オフセットは単純な位相回転を引き起こして、すべての時間サンプルにわたって線形に増大するが、サンプル間干渉は存在しない。従って、周波数オフセットは時間領域においてより容易に対処される。残念ながら、ＬＴＳに基づいたＩＱ推定を実行する際にはチャンネルは未知である。唯一の情報は、周波数領域に存在する。すなわち、時間領域のチャンネル応答は有限であるので、周波数チャンネル応答は１つの搬送波から次の搬送波へと滑らかに変化する。このことが、ＩＱ−ＦＤ及びＩＱ−ＣＦＯ−ＦＤアルゴリズムの基礎である。

従って、周波数オフセットの存在下において時間領域でＩＱ推定を実行するためには、何らかの追加情報が必要である。幸いにも、両方の規格は、単に１つのＬＴＳの送信ではなく同じＬＴＳの２度の送信を規定している。このことは、第１のＬＴＳを基準として使用し、第２のＬＴＳが同じ基準ではあるがＣＦＯによって回転されているということを許容する。次のアルゴリズムでは、この考案が使用される。

長いトレーニングシンボルｔ（信号）は２度送信され、同じマルチパスチャンネルを通過する。チャンネルは、連続した２つのＯＦＤＭシンボルを通じて変化しないことが仮定されている。ＩＱ推定の時点ではチャンネルが未知であるので、受信機には、２つの同一の、但し未知であるシーケンスｘ_１（信号）＝ｘ_２（信号）が到来する。ｘ_１（信号）及びｘ_２（信号）は、フロントエンドを通過する前までは同一である。フロントエンドにおいて、ｘ_１（信号）が基準となる場合、ＣＦＯを周波数オフセットとし、かつΔｔをｘ_１（信号）及びｘ_２（信号）の対応するサンプル間の時間差とすると、ｘ_２（信号）は位相回転ＣＦＯΔｔを経験する。さらに、これらは両方ともＩＱ不均衡（α，β）を経験する。このことは、ディジタル領域において次式のものを受信するということを意味する。

受信されたｙ_１（信号）上のＩＱ不均衡（α，β）は、式（１２）を適用してｘ_１（信号）の推定量を取得することにより補正されることが可能である。同様にｙ_２（信号）も、同じＩＱ不均衡と追加の周波数補正−ＣＦＯを適用することにより補正されることが可能である。

ｘ_１（信号）及びｘ_２（信号）は等しいので、α及びβは、例えば平均２乗誤差

の意味で、

と

との間の差がそれらによって最小化されるように選択される。ここで、Ｎ_ｓは考慮されるサンプル数である。これにより、次式のようなβの推定値がもたらされる。

ＩＱパラメータの推定は時間領域において実行されるので、このアルゴリズムを「ＩＱ時間領域」又はＩＱ−ＴＤアルゴリズムと呼ぶ。

図４において、符号化された（Ｒ＝３／４）６４ＱＡＭのシミュレーションにおけるこのＩＱ−ＴＤ推定／補償方式の性能を○の線で示す。ＩＱ−ＴＤアルゴリズムは、高いＣＦＯに対しては非常に良好に機能し、この場合には残存する性能低下量は約０．５ｄＢであるが、低いＣＦＯ（＜１５ｋＨｚ）に対しては十分に機能せず、この場合には性能低下量は急速に増大する。低いＣＦＯでは、受信された２つのトレーニングシンボルｘ_１（信号）及びｘ_２（信号）間の差が小さくなり、式（２６）のβの推定値は雑音に支配されて、実際のβからは逸脱する。

図４は、ＩＱ不均衡及びＣＦＯの同時推定／補償に係る第１の低複雑度の実施形態が、小さなＣＦＯに対するＩＱ−ＦＤアルゴリズムと大きなＣＦＯに対するＩＱ−ＴＤアルゴリズムとの組み合わせによって形成されることを示している。この組み合わせはＩＱ−ＣＦＯ−ＦＤアルゴリズムの第１の代替例を形成し、この代替例は、残存する性能低下量を周波数範囲の全体にわたって０．５ｄＢ未満に低下させるが、その複雑さが大きいということを主要な欠点として有する。

ＩＱ−ＦＤアルゴリズムとＩＱ−ＴＤアルゴリズムとの間の切り換えポイントは、理想的には、○の線と△の線とが交差する１５ｋＨｚのトリガ値の辺りである。残存する全体的な性能低下量は、１５ｋＨｚの切換ポイント辺りの領域を例外としてＩＱ−ＣＦＯ−ＦＤアルゴリズムの場合と同程度に小さいが、１５ｋＨｚの切換ポイント辺りの領域においてもなお、性能低下量のピーク値は１ｄＢを下回る。従って、ＩＱ−ＦＤアルゴリズムとＩＱ−ＴＤアルゴリズムとの組み合わせは、複雑なＩＱ−ＣＦＯ−ＦＤアルゴリズムに対する非常に優れた代替物であり、格段に低い複雑度でありながら匹敵した性能をもたらす。図３は、この代替例のシステムの概要を示したものである。

この切換ポイントの存在に関しては、直観的な説明が存在する。周波数オフセットが性能に影響を与えるほどに大きいものであれば、それは、受信されたトレーニングシンボルｘ_１（信号）及びｘ_２（信号）間に測定可能な差を生じさせるのに十分であり、この場合は、ＩＱ−ＴＤアルゴリズムが使用される。周波数オフセットによる影響が少なすぎる場合には、この差は測定可能ではない。しかしながらその場合には、性能に対する影響もまた少なく、ＩＱ−ＦＤアルゴリズムの使用が可能である。

以下、ＩＱ−ＣＦＯ−ＦＤアルゴリズムの代替例としての第２の低複雑度アルゴリズムについて説明する。

図５に、この第２の低複雑度アルゴリズムのブロック図を示す。搬送波周波数オフセットはまず、復調されたトレーニング信号から決定される。決定された周波数オフセットは補償位相と等価である。補償位相とは、トレーニング信号を２度回転させるために、すなわち１回は前方に回転させ（＋ＣＦＯ）かつ１回は後方に回転させる（−ＣＦＯ）ために使用され、そのため前方及び後方に回転されたトレーニング信号が取得される。次にトレーニング信号は両方とも、チャンネル特性を決定するために使用される。これらのチャンネル特性は両方とも、先に説明した方法と同様の方法で、補正されたチャンネル特性を取得するために使用され、補正されたチャンネル特性は次式の関係によって定義される。

ここで、ｈ _１（信号）及びｈ _２（信号）は、前方及び後方に回転されたトレーニング信号、すなわち図５のＩＱ推定ブロックの入力である。

上述したものと同様の方法で、補正されたチャンネル特性

（信号）は、滑らかさの拘束条件を適用することによって最適化され、連続した非ゼロの搬送波のすべてのペアにわたって計算することによって（ｌ，ｌ＋１）、次式が得られる。

この場合も、αは、式（１０）及び式（１１）によりβに基づいて決定される。

この最後の補償方式の性能を、符号化された（ＩＥＥＥ又はＨＩＰＥＲＬＡＮ規格によりＲ＝３／４とする。）６４ＱＡＭ伝送を用いたＷＬＡＮのケーススタディに関して図６により説明する。ＩＱ補償は、ＩＱ不均衡が大きい場合（ε＝１０％，Δφ＝１０゜）であっても、ＢＥＲが１０^−５のときにおける性能低下量を０．２５ｄＢまで低下させる。

図７は、この最後のＩＱ補償方式が、大きな周波数オフセットに対してもなお機能することを示し、性能低下量は、周波数オフセットが１００ｋＨｚを超える場合であっても、１０^−５のＢＥＲであって符号化された６４ＱＡＭのときにおいて０．５ｄＢを超えることはない。

この最後のＩＱ推定／補償アルゴリズムは、追加のアナログハードウェアを必要とせず、付加されるディジタルの複雑度は非常に小さい。ＩＱ不均衡は、無線周波数（ＲＦ）の寄与と、局部発振器（ＬＯ）の寄与と、ベースバンドの寄与とが同時に推定され、また補償されるので、受信機内のどの場所においても発生する可能性がある。

ＩＱ推定は既知のトレーニングシンボルを必要とするのみであるため、この方式は、トレーニングシンボルを用いてチャンネルを推定する任意のシステム（例えば無線ＬＡＮ及びブロードバンド固定無線アクセス）に適用可能である。さらに本方式はまた、トレーニング信号に後続するデータとは独立である。このことは、本方式が任意の信号配置位相（コンステレーション）のサイズやＯＦＤＭに適用可能であるとともに、周波数領域処理を用いた単一の搬送波に適用可能であることを意味する。

推定は周波数領域で実行されるので、これは、周波数に依存したＩＱを組み込むように容易に適合化されることが可能である。この場合はまた、補償は、式（２７）に類似する補正を用いて周波数領域においてこの上なく良好に取り扱われる。

推定された第１のチャンネル特性に対するＩＱ不均衡及び補正の影響を示すグラフである。 符号化された６４ＱＡＭのチャンネル推定に基づいたＩＱ不均衡の補正を示すグラフである。 本発明によるＩＱ及びＣＦＯの同時推定／補償のための好適な方式を示す図である。 本発明によるＩＱ不均衡を補償するための好適な３つのアルゴリズムの性能低下量を示すグラフである。 本発明によるＩＱ及びＣＦＯの同時推定／補償のためのもう１つの好適な方式を示す図である。 周波数オフセットが存在しないときにおけるコード化された６４ＱＡＭ及び（ε＝１０％，Δφ＝１０゜）に関する図５の方式の性能を示すグラフである。 図５の方式に関して、周波数オフセットの関数として、符号化された６４ＱＡＭの１０^−５における性能低下量を示すグラフである。

Claims (28)

1. ダイレクトコンバージョンアナログ受信機上で所定の伝送チャンネルを介して受信されたＲＦマルチキャリア信号上に導入されたＩＱ不均衡を決定するための方法であって、
   ａ）外部の送信機で発生されかつ上記チャンネルを介して伝送されたトレーニング信号を、上記受信機上で受信するステップと、
   ｂ）上記受信機によって上記トレーニング信号を復調するステップと、
   ｃ）上記トレーニング信号の上記ＩＱ不均衡を示す少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータを、上記復調されたトレーニング信号から決定するステップとを含み、
   ステップｃ）は、
   ｄ）上記復調されたトレーニング信号に基づいて上記チャンネルの第１の周波数領域チャンネル特性を推定するステップと、
   ｅ）上記チャンネルの補正された周波数領域チャンネル特性と上記第１のチャンネル特性との間の予め決められた関係であって、少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータを含む予め決められた関係を定義するステップと、
   ｆ）上記補正されたチャンネル特性がチャンネルの拘束条件を満たすような方法で、上記少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータを決定するステップとを含むことを特徴とする方法。
2. 上記チャンネルの拘束条件は、上記補正されたチャンネル特性が上記第１のチャンネル特性より滑らかであるというものであることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 上記チャンネルの拘束条件は、上記補正されたチャンネル特性が上記第１のチャンネル特性より大きなコヒーレンス帯域幅を有するというものであることを特徴とする請求項１又は２記載の方法。
4. 上記チャンネルの拘束条件は、上記補正されたチャンネル特性が可能な限り滑らかであるというものであることを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれかの請求項に記載の方法。
5. 上記補正されたチャンネル特性は、連続したチャンネル係数にてなるセットを備えることと、
   上記少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータは、上記連続したチャンネル係数間の誤差のノルムを最小化することによって決定されることとを特徴とする請求項１乃至４のうちのいずれかの請求項に記載の方法。
6. 上記誤差のノルムは平均２乗誤差であることを特徴とする請求項５記載の方法。
7. 上記予め決められた関係は、
   

   

   で定義され、ここで、
   ｈは上記第１のチャンネル特性であり、
   

   

   は上記補正されたチャンネル特性であり、
   ｔ’＝ｔ・ｔ _ｍであってｔは上記トレーニング信号であり、
   α及びβは上記ＩＱ不均衡パラメータであり、
   （）^＊は複素共役であり、
   （）_ｍは鏡像であることを特徴とする請求項１乃至６のうちのいずれかの請求項に記載の方法。
8. 上記ＩＱ不均衡パラメータは、
   

   

   と、
   

   

   又は
   

   

   とによって決定され、ここで、Ｒ（）は実数部を示し、Ｉ（）は虚数部を示すことを特徴とする請求項７記載の方法。
9. 上記方法はさらに、
   ｇ）上記復調されたトレーニング信号から搬送波周波数オフセットの推定量を決定するステップと、
   ｈ）上記復調されたトレーニング信号を、上記搬送波周波数オフセットの推定量に等しい補償位相にわたって回転させ、これにより前方に回転されたトレーニング信号を取得するステップと、
   ｉ）上記前方に回転されたトレーニング信号から上記第１のチャンネル特性を決定するステップと、
   ｊ）上記復調されたトレーニング信号を上記補償位相にわたって逆回転させ、これにより逆回転されたトレーニング信号を取得するステップと、
   ｋ）上記逆回転されたトレーニング信号から第２のチャンネル特性を決定するステップとを含み、
   上記予め決められた関係はさらに上記第２のチャンネル特性を含むことを特徴とする請求項１乃至６のうちのいずれかの請求項に記載の方法。
10. 上記予め決められた関係は、
    

    

    で定義され、ここで、
    ｈ _１は上記第１のチャンネル特性であり、
    ｈ _２は上記第２のチャンネル特性であり、
    

    

    は上記補正されたチャンネル特性であり、
    α及びβは上記ＩＱ不均衡パラメータであり、
    （）^＊は複素共役であることを特徴とする請求項９記載の方法。
11. 上記ＩＱ不均衡パラメータは、
    

    

    と、
    

    

    又は
    

    

    によって決定され、ここで、Ｒ（）は実数部を示し、Ｉ（）は虚数部を示すことを特徴とする請求項１０記載の方法。
12. 上記方法はさらに、
    ｌ）上記復調されたトレーニング信号から搬送波周波数オフセットの推定量を決定するステップと、
    ｍ）上記搬送波周波数オフセットの推定量から複数の搬送波間干渉パラメータを決定するステップとを含み、
    上記予め決められた関係はさらに上記複数の搬送波間干渉パラメータを含むことを特徴とする請求項１乃至６のうちのいずれかの請求項に記載の方法。
13. 上記複数の搬送波間干渉パラメータは、
    

    

    で定義され、ここで、
    γ_ｎはｎ番目の搬送波の搬送波間干渉パラメータであり、
    ＣＦＯは上記搬送波周波数オフセットの推定量であり、
    Δｆは上記ＲＦマルチキャリア信号の搬送波間の間隔であり、
    Ｎ_ｓｃは上記ＲＦマルチキャリア信号の合計の搬送波数であることを特徴とする請求項１２記載の方法。
14. 

    とするとき、上記予め決められた関係は、
    

    

    で定義され、ここで、
    ｈ _ｉは上記第１のチャンネル特性ｈのｉ番目の係数であり、
    

    

    は上記補正されたチャンネル特性
    

    

    のｉ番目の係数であり、
    ｔ _ｉは上記トレーニング信号ｔのｉ番目の係数であり、
    α及びβは上記ＩＱ不均衡パラメータであり、
    （）^＊は複素共役であることを特徴とする請求項１３記載の方法。
15. 

    とするとき、上記ＩＱ不均衡パラメータは、
    

    

    と、
    

    

    又は
    

    

    とによって決定され、ここで、Ｒ（）は実数部を示し、Ｉ（）は虚数部を示すことを特徴とする請求項１４記載の方法。
16. ダイレクトコンバージョンアナログ受信機上で所定の伝送チャンネルを介して受信されたＲＦマルチキャリア信号上に導入されたＩＱ不均衡を決定するための方法であって、
    ｎ）外部の送信機で発生されかつ上記チャンネルを介して伝送されたトレーニング信号であって、同一のＬＴＳ（長いトレーニングシンボル）として送信された少なくとも連続した第１及び第２のＬＴＳを備えたトレーニング信号を、上記受信機上で受信するステップと、
    ｏ）第１の訂正されたＬＴＳと上記第１の受信されたＬＴＳとの間の第１の予め決められた関係であって、少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータを含む第１の予め決められた関係を定義するステップと、
    ｐ）第２の訂正されたＬＴＳと上記第２の受信されたＬＴＳとの間の第２の予め決められた関係であって、少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータと搬送波周波数オフセットの補償量とを含む第２の予め決められた関係を定義するステップと、
    ｑ）上記トレーニング信号から上記搬送波周波数オフセットの補償量を決定するステップと、
    ｒ）上記第１の訂正されたＬＴＳと上記第２の訂正されたＬＴＳとの間の差を最小化することにより上記少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータを決定するステップとを含む方法。
17. 上記第１及び第２の予め決められた関係は各々、
    

    

    及び、
    

    

    で定義され、ここで、
    

    

    は上記第１の訂正されたＬＴＳであり、
    

    

    は上記第２の訂正されたＬＴＳであり、
    ｙ_１は上記第１の受信されたＬＴＳであり、
    ｙ_２は上記第２の受信されたＬＴＳであり、
    −ＣＦＯは上記搬送波周波数オフセットの補償量であり、
    α及びβは上記ＩＱ不均衡パラメータであり、
    （）^＊は複素共役であることを特徴とする請求項１６記載の方法。
18. 上記ＩＱ不均衡パラメータは、
    

    

    と、
    

    

    又は
    

    

    とによって決定され、ここで、Ｒ（）は実数部を示し、Ｉ（）は虚数部を示すことを特徴とする請求項１７記載の方法。
19. ダイレクトコンバージョンアナログ受信機上で所定の伝送チャンネルを介して受信されたＲＦマルチキャリア信号上に導入されたＩＱ不均衡を決定するための方法であって、
    ｓ）外部の送信機で発生されかつ上記チャンネルを介して伝送されたトレーニング信号を、上記受信機上で受信するステップと、
    ｔ）上記トレーニング信号から搬送波周波数オフセットを決定するステップと、
    ｕ）上記搬送波周波数オフセットに基づいて、請求項１乃至１５のうちのいずれかの請求項に記載の方法と、請求項１６乃至１８のうちのいずれかの請求項に記載の方法との間で選択し、上記少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータを決定するステップとを含む方法。
20. 上記請求項１乃至１５記載の方法は、オフセットがトリガ値以下であるときに選択され、上記請求項１６乃至１８記載の方法はオフセットが上記トリガ値を超えるときに選択されることを特徴とする請求項１９記載の方法。
21. 上記トリガ値は１５ｋＨｚであることを特徴とする請求項２０記載の方法。
22. ダイレクトコンバージョンアナログ受信機上で所定の伝送チャンネルを介して受信されたＲＦマルチキャリア信号上に導入されたＩＱ不均衡を補償するための方法であって、
    ｖ）請求項１乃至２１のうちのいずれかの請求項に記載の方法によって少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータを決定するステップと、
    ｗ）上記少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータによって、上記受信されたＲＦ信号のＩＱ不均衡を補償するステップとを含む方法。
23. ダイレクトコンバージョンアナログ受信機上で所定の伝送チャンネルを介して受信されたＲＦマルチキャリア信号上に導入されたＩＱ不均衡を補償するための方法であって、
    ｘ）請求項９乃至２１のうちのいずれかの請求項に記載の方法によって、少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータと搬送波周波数オフセットの推定量とを決定するステップと、
    ｙ）上記搬送波周波数オフセットの推定量によって、上記受信されたＲＦ信号の搬送波周波数オフセット（carrier frequency offset）を補償するステップと、
    ｚ）上記少なくとも１つのＩＱ不均衡パラメータによって、上記ＣＦＯが補償された信号のＩＱ不均衡を補償するステップとを含む方法。
24. 上記方法はさらに、上記補正されたチャンネル特性によって、上記ＩＱが補償された信号を等化するステップを含むことを特徴とする請求項２２又は２３記載の方法。
25. 上記請求項１乃至２４のうちのいずれかの請求項に記載の方法を実行するための論理回路を備えた装置。
26. 上記装置は少なくとも１つのＦＦＴブロックを備えたことを特徴とする請求項２５記載の装置。
27. 上記請求項２５又は２６記載の装置を備えた無線システム。
28. マシンによる読み取りが可能でありかつ上記請求項１乃至２４のうちのいずれかの請求項に記載の方法を実行するための命令のプログラムを符号化したプログラム記憶装置。

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