CN101627598B

CN101627598B - 正交调制旋转训练序列

Info

Publication number: CN101627598B
Application number: CN200880007572.5A
Authority: CN
Inventors: R·查拉贝斯
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2007-03-09
Filing date: 2008-03-07
Publication date: 2016-10-26
Anticipated expiration: 2028-03-07
Also published as: CN101641926B; CN101627599B; CN101627593A; US8428175B2; CN101627599A; CN101627593B; US20080219338A1; CN101641926A; CN101627598A; ES2350033T3

Abstract

提供一种用于传送旋转训练序列的系统和方法。在正交调制发射机中生成旋转训练信号。该旋转训练信号既包括经由同相(I)调制路径发送的训练信息又包括经由正交(Q)调制路径发送的训练信息。可通过初始经由I调制路径发送训练信息并随后经由Q调制路径发送训练信息来生成该旋转训练信号。经由I调制路径发送的训练信息可以包括具有基准相位(例如0°或180°)的第一码元。而后，经由Q调制路径发送的训练信息将包括具有与基准相位呈±90°的相位的第二码元。

Description

正交调制旋转训练序列

背景

领域

本发明一般涉及通信调制，更具体地涉及用于生成可供在接收机信道估计的训练中使用的正交调制旋转训练信号的系统和方法。

背景

图1是常规接收机前端(现有技术)的示意框图。常规无线通信接收机包括将辐射信号转换成传导信号的天线。在某些初滤波后，传导信号被放大。假定有充足的功率电平，则可以通过将信号与本机振荡器信号混频(下变频)来转换信号的载波频率。由于接收到的信号是经正交调制的，因此该信号先通过分别的I和Q路径进行解调后再被组合。在变频后，可以使用模数转换器(ADC)将模拟信号转换成数字信号以供基带处理。此处理可以包括快速傅立叶变换(FFT)。

有许多误差可能会被引入到接收机中，这些误差不利地影响信道估计和对预期信号的恢复。误差可能自混频器、滤波器、和诸如电容器之类的无源组件引入。如果误差造成I和Q路径之间的失衡，则其还会加剧。为致力于估计信道并由此使这些误差之中的一些消零，通信系统可以使用包括训练序列的消息格式，训练序列可以是重复的或预定的数据码元。使用例如正交频分复用(OFDM)系统的话，可以对每个副载波重复发射相同的IQ星座点。

为致力于在便携式电池运作设备中节能，一些OFDM系统仅将单个调制码元用于训练。例如，星座中的唯一性方向(例如，I路径)受激励，而另一方向(例如，Q方向)则没有。相同类型的单方向训练也可以随导频频调一起使用。注意：用±1对单个调制信道加扰不会使星座点旋转，并且不会对正交信道提供激励。

在存在正交路径失衡的场合——这在大带宽系统中是普遍的，上面提到的节能训练序列会导致有偏信道估计。有偏信道估计可能在一个方向(即，I路径)上很好地对齐IQ星座，但在正交方向上却提供正交失衡。使任何失衡在这两个信道间均等地分布才是较佳的。

图2是图解接收机侧的正交失衡的示意图(现有技术)。尽管未示出，但发射机侧失衡是类似的。假设Q路径为基准。入射波形为cos(wt+θ)，其中θ是信道的相位。Q路径用-sin(wt)下变频。I路径用下变频。和2ε是硬件失衡，分别为相位误差和振幅误差。低通滤波器H_I和H_Q对每条路径是不同的。这些滤波器引入额外的振幅和相位畸变。然而，这些额外的畸变集总在和2ε内。注意：这两个滤波器是实滤波器并且以相同方式影响+w和-w两者。

假定误差很小：

右手侧的第一分量cos(wt)是理想的I路径略受比例缩放。第二分量-是来自Q路径的小量漏泄。在入射波形下变频后：

在I路径中：(1+2ε)cos(θ)+2ε.sin(θ)。

在Q路径中：sin(θ)。

这些误差导致对正交调制星座中的码元位置的误解读，这进而导致不正确的解调数据。

概述

无线通信接收机易于有由在与混频器、放大器、和滤波器关联的硬件组件中缺乏容错性而造成的误差。在正交解调器中，这些误差也能导致I和Q路径之间的失衡。

训练信号可以用来校准接收机信道误差。然而，不激励I和Q路径两者的训练信号不解决这两条路径之间的失衡问题。

相应地，提供一种用于传送经正交调制的训练序列的方法。旋转训练信号由正交调制发射机生成。该旋转训练信号既包括经由同相(I)调制路径发送的训练信息又包括经由正交(Q)调制路径发送的训练信息。经正交调制的通信数据或者与训练信号同时生成或者在训练信号之后生成。该旋转训练信号和经正交调制的通信数据被传送。

例如，可以通过初始经由I调制路径发送训练信息并随后经由Q调制路径发送训练信息来生成该旋转训练信号。更明确地，经由I调制路径发送的训练信息可以包括具有基准相位(例如0°或180°)的第一码元。而后，经由Q调制路径发送的训练信息将包括具有与基准相位呈±90°的相位的第二码元。

上述方法的更多详情、用于生成旋转训练信号的系统、以及本发明的其它变型在下文中给出。

附图简述

图1是常规接收机前端的示意框图(现有技术)。

图2是图解接收机侧的正交失衡的示意图(现有技术)。

图3是具有用于传送旋转训练序列的系统的无线通信设备的示意框图。

图4A到4D是描绘带有正交调制的通信数据的训练信号的图。

图5A和5B是这些旋转训练码元表示在正交星座中的图。

图6是描绘用于携带具有旋转训练信号的消息的示例性框架的图。

图7是描绘用于传送正交调制旋转训练序列的处理设备的示意性框图。

图8是描绘图2的入射波形的两个不同相位θ的理想和失衡星座的图。

图9是描述相位失衡作为入射波形上的相位的函数的图表。

图10是图解用于传送通信训练序列的方法的流程图。

详细说明

现在参考附图对各种实施例进行说明。在下面的说明中，为了便于解释，阐述了许多具体细节以力图提供对一个或更多个方面的透彻理解。然而，很明显这样的实施例可以脱离这些具体细节来实施。在其它实例中，以框图形式示出公知的结构和设备以力图便于描述这些实施例。

如本申请中所使用的，术语“组件”、“模块”、“系统”等意指计算机相关实体，无论是硬件、固件、硬件与软件的组合、软件、还是执行中的软件。例如，组件可以是但并不被限定于是运行在处理器上的进程、处理器、对象、可执行代码、执行线程、程序、和/或计算机。作为解说，运行在计算设备上的应用和该计算设备两者都可以是组件。一个或更多个组件可以驻留在进程和/或执行线程内，并且组件可以本地化在一台计算机上和/或分布在两台或更多台计算机之间。另外，这些组件可以从其上存储有各种数据结构的各种计算机可读介质执行。这些组件可以借助于本地和/或远程进程诸如根据具有一个或更多个数据分组的信号来通信(数据分组例如是来自一个组件的数据，该组件与本地系统、分布式系统中的另一组件、和/或跨诸如因特网之类的网络与其他系统借助于该信号来交互)。

各种实施例将用可以包括数个组件、模块等的系统的形式来给出。要理解和领会，各种系统可以包括外加的组件、模块等和/或可以并不包括结合附图所讨论的组件、模块等的全部。也可以使用这些办法的组合。

图3是无线通信设备300的示意框图，其具有用来传送旋转训练序列的系统。系统302包括：在线306a和306b上具有输入来接受信息的射频(RF)发射机304；同相(I)调制路径308；正交(Q)调制路径310；以及用于将分别来自I和Q调制路径308及310的信号相组合的组合器312。尽管用RF发射机为例来解说本发明，然而应当理解，本发明适用于能够携带经正交调制的信息的任何通信介质(例如，无线、有线、光学介质)。I和Q路径可以被替换地称为I和Q信道。经组合的信号在线318上向放大器320供应，并最终供应给天线322，在天线322处信号被辐射。可以使发射机304能够发送带有旋转训练信号的消息。旋转训练信号——其也可以被称为经正交平衡的训练信号、经平衡的训练信号、经平衡的训练序列、或无偏训练信号——包括经由I调制路径308发送的训练信息以及经由Q调制路径310发送的训练信息。发射机304还发送经正交调制的(非预定的)通信数据。在一个方面，在发送旋转训练信号之后再发送经正交调制的通信数据。在另一方面，训练信号以导频信号的形式与通信数据并发地发送。该系统并不被限定于训练信号与经正交调制的通信数据之间的任何特定时间关系。

图4A到4D是描绘带有经正交调制的通信数据的训练信号的图。考虑图3和图4A两者，在一个方面，发射机304通过初始经由I调制路径308发送训练信息并随后经由Q调制路径310发送训练信息来发送该旋转训练信号。即，训练信号包括信息，诸如仅经由I调制路径308发送的码元或重复的码元序列继以仅经由Q调制路径310发送的码元或重复的码元序列的传输。替换地但未图示，训练信息可以初始经由Q调制路径310发送并随后经由I调制308发送。

在交替地通过I和Q路径发送单码元的情形中，更可能是发射机经由I和Q调制路径发送具有预定训练信息的旋转训练信号。例如，第一码元可以总是为(1，0)，而第二码元可以总是为(0，1)。

上面提到的初始(仅)经由I调制路径发送旋转训练信号的这种旋转训练信号可以通过对I调制路径308赋能但不对Q调制路径310赋能来达成。然后，发射机在经由I调制路径发送训练信息之后，通过对Q调制路径310赋能来经由Q调制路径发送旋转训练信号。

图5A和5B是旋转训练码元表示在正交星座中的图。考虑图3、4A和5A，发射机304通过经由I调制路径308发送具有基准相位的第一码元并经由Q调制路径310发送具有或为(基准相位+90°)或为(基准相位-90°)的相位的第二码元来生成旋转训练信号。例如，第一码元的基准相位可以是0°，在这种情形中第二码元的相位可以是90°(如图所示)或-90°(未图示)。

然而，单纯如上所描述地交替通过调制路径308/310传输码元来获得码元旋转并不是必需的。例如，可以通过(仅)I(或Q)调制路径发送第一码元，并且发射机可以通过I和Q调制路径两者同时发送训练信息，并将经I调制和经Q调制的信号相组合来供应第二码元。又如，发射机可以通过I和Q调制路径两者同时发送训练信息，并将经I调制和经Q调制的信号相组合来供应第一码元，而第二码元通过仅使用Q(或I)调制路径来获得。

还可以通过供应如常规情况下与正交调制关联的各自具有I和Q分量两者的码元来使训练代码旋转，见图4B。即，发射机304可以通过I和Q调制路径308/310两者同时发送训练信息，并组合经I调制和经Q调制的信号以在线318上供应第一码元。例如，第一码元可以占据星座中45°处的位置，见图5B。类似地，发射机将通过I和Q调制路径308/310两者同时发送训练信息，并组合经I调制和经Q调制的信号以供应第二码元。例如，第二码元可以被旋转至-45°的位置，即与第一码元(45°)正交。

由此，在一个方面，旋转训练码元最低限度包括具有90°相位差的两个码元的序列。然而，该系统并不被限定于仅使用两个码元的系统。一般而言，偶数个码元是较佳的，如此半数码元可以通过使用I调制路径来生成，并且另一半使用Q调制路径来生成。然而，在长于两个码元的序列中，不需要在每个码元之间执行90°旋转。即，在诸码元之间没有特定的相位次序。在一个方面，半数码元与另一半平均而言相差90°。例如，超宽带(UWB)系统使用在通信数据或信标信号传输前传送的6个码元。因此，可以在I调制路径上生成3个接连的码元继以Q调制路径上的3个接连的码元。使用该过程，Q信道只需要被简短地激活达3个码元后就能返回休眠。

图6是描绘用于携带具有旋转训练信号的消息的示例性框架的图。考虑图3和6，在一个方面，发射机304根据OSI模型工作。在此典型的7层模型中，发射机与物理(PHY)层关联。如图所示，发射机304发送物理层(PHY)信号600，其包括前同步602、报头604、以及载荷606。发射机在PHY报头604中发送旋转训练信号，并在PHY载荷606中发送经正交调制的通信数据。

许多通信系统以相对较慢的正交调制通信数据率来传送信标信息，而为(非预定)信息的传递保留较高的数据率。根据IEEE 802.11协议工作的网络是这些系统的例子。由于许多无线通信设备是电池运作的，因此希望这些单元在没有实际传递信息时工作在“休眠”模式下。例如，主控单元或接入点可以广播相对简单、低数据率的信标信号，直到休眠单元响应为止。

导频信号可以被视为是训练信号的特例。尽管训练信号是在数据之前典型地使用每个副载波(通信带宽中的所有N个频率)传送的，但导频频调却是在(保留)频率子集上随经正交调制的通信数据一起传送的。在诸如UWB之类使用OFDM的系统中，此保留集合由导频频调构成。即，导频频调与P个频率关联，并且数据与其余的N-P个频率关联。

训练信号和导频信号的相似之处在于所传送的数据的信息内容典型地是预定的或“已知的”数据，其允许接收机能校准并作出信道测量。当接收通信(非预定)数据时，有三个未知元：数据本身、信道、和噪声。接收机无法对噪声进行校准，因为噪声随机改变。信道是通常与延迟和多径关联的量度。对于相对较短的时段，如果使用预定的数据，诸如训练或导频信号，则能测量缘于多径的误差。一旦信道已知，此量度即可用来消除收到的通信(非预定)数据中的误差。因此，一些系统供应训练数据以在数据解码开始之前测量信道。

然而，信道可能例如或是由于发射机或接收机在空间中移动、或是由于时钟漂移而改变。因此，许多系统继续随“未知”数据一起发送更多“已知”数据以跟踪信道中的慢变。为了描述本系统，将假定导频信号是更一般化的训练信号类的子集。即，如在本文中使用的那样，训练信号是指初始训练序列以及在UWB或802.11系统中称作导频频调的跟踪训练序列两者。换言之，术语“初始训练”和“跟踪训练”或“导频频调”全都是训练信号类型。

在一个方面，而后发射机304发送消息，其中经正交调制的通信数据是在旋转训练信号之后以信标数据率发送的信标信号。即，由许多通信系统使用的信标信号可以随旋转训练信号一起被传送。此外，发射机304可以替换地或补充地在旋转训练信号之后以大于信标数据率的通信数据率发送具有经正交调制的通信数据的消息。

在一个方面，发射机可以发送具有旋转和非旋转训练信号的消息的组合。例如，发射机304可以发送在未平衡消息之后包括经平衡消息的多阵发消息。简明起见，术语“经平衡消息”用来描述包括旋转训练信号和经正交调制的通信数据两者的消息。未平衡消息是包括非旋转训练信号的消息，其中训练信息例如是经由I调制路径发送的，但没有经由Q调制路径发送。在这个方面，未平衡消息还包括消息格式信号，其嵌入在例如报头中，指示在此未平衡消息之后发送经平衡消息(带有旋转训练信号)。未平衡消息包括在载荷中的经正交调制的通信数据，其可以在消息格式信号之后被发送。然而，此系统并不被限定于训练信号、消息格式信号、和经正交调制的数据之间的任何特定时间关系。例如，未平衡消息可以是信标信号或初始训练消息。替换地，未平衡消息可以在经平衡消息之后发送，或者未平衡消息中可以散布着经平衡消息。

考虑图4C，诸如顺应IEEE 802.11和UWB的那些系统之类的许多通信系统使用同时传送的多个副载波。在这个方面，旋转训练信号可以用导频信号的形式来启用。例如，P个旋转导频码元可以随(N-P)个经正交调制的通信数据码元一起生成。每个旋转导频码元包括每码元改变90°的训练信息。由此，具有旋转训练信号的经平衡的消息是通过同时传送N个码元来发送的。在其他方面，使用少于P个的旋转导频码元，因为导频码元之中有一些是非旋转码元。

考虑图4D，在不同的多副载波系统方面，旋转训练信号包括对i个副载波使用经由I调制路径但不经由Q调制路径发送的训练信息来同时为多个副载波生成的码元。此外，该训练信号对j个副载波使用经由Q调制路径但不经由I调制路径发送的训练信息。然后，在训练信息生成之后为这i个和j个副载波生成经IQ调制的通信数据。在一个方面，i个副载波的子集包括“成对副载波”或“成对频调”，即处在频率-f和频率+f处的频调对。类似地，子集j中的频调可以被配对。使-f和+f处的频调成对有助于I信道训练、Q信道训练、和旋转训练的达成。

如果通过任何特定副载波的训练码元序列不旋转90°，该系统仍然可以被视为生成旋转训练信号，因为可以在接收机处使用信道估计求平均技术来对毗邻副载波求平均。而后，使用毗邻的非旋转I和Q训练码元的整体效果便是旋转训练信号。在一个方面，该训练信号被设计成使得奇数副载波使用通过I调制路径(信道X)发送的非旋转训练码元，并使的偶数副载波使用Q调制路径(信道X+90°)。

在本发明的另一方面，图3的无线通信设备300可以被视为包括用于使用I和Q调制路径来使训练信号旋转的装置308/310。以及用于生成经正交调制的通信数据的装置308/310。如上，训练信号可以是与通信数据同时发送的导频码元，或者通信数据可以在旋转训练信号之后发送。此外，设备300包括用于作为RF通信发射的装置320/322。

类似地，可以生成未平衡消息，其中正交调制装置308/310用来生成以下各项：具有经由I调制路径发送的训练信息、但没有经由Q调制路径发送的训练信息的非旋转训练信号；指示在此未平衡消息之后要发送经平衡消息(具有旋转训练信号)的消息格式信号；以及正交调制通信数据。

图7是描绘用于传送正交调制旋转训练序列的处理设备的示意框图。处理设备700包括在线704上具有输入以接受信息并且在线706上具有输入以接受I控制信号的I路径调制模块702。I路径调制模块702在线708上具有输出以供应经I调制的信息。Q路径调制模块710在线712上具有输入以接受信息并且在线714上具有输入以接受Q控制信号。Q路径调制模块710在线716上具有输出以供应经Q调制的信息。

组合器模块718在线708和716上具有输入以分别接受经I调制和经Q调制的信息，并且在线720上具有输出以供应经正交调制的RF信号。控制器模块722在线706和714上具有输出以分别供应I和Q控制信号。控制器模块722使用I和Q控制信号来生成具有旋转训练信号以及经正交调制的通信数据的消息，其中该旋转训练信号包括经由I调制路径发送的训练信息以及经由Q调制路径发送的训练信息。由上述执行模块执行的功能与由图3的设备执行的那些功能类似，并且为简明起见在此将不再重复。

功能说明

如上所述，本发明的旋转训练信号可以用来修改仅将I调制路径用于训练以致力于节能的常规系统。这样的系统能够通过在训练序列的第二部分期间短暂地启用Q调制路径来修改。该方案使用仅稍多的功率，却能在训练序列期间激励I和Q信道两者。

替换地，可以对信标使用具有非旋转训练信号的未平衡消息，而对高数据率则使用具有旋转训练信号的经平衡消息。该方案可能要求接收机被编程为将训练信号消息与高数据率关联而将未平衡消息与信标关联。为了消除要接收机“猜测”将要接收的训练信号的类型的必要，可以将信息嵌入在前同步中来通知接收机接下来的训练序列的类型。

在另一变形中，常规的未平衡消息可以用作多阵发传输中的第一阵发。有了多阵发传输，接收机就能容易地在每个阵发中得到关于在接下来的阵发中将出现的训练序列的类型的通知。由此典型地，第一阵发可以是未平衡消息，而所有后续阵发是经平衡消息。这些消息可以被随意任选地启用，例如仅在其受到发射机和接收机双方支持的情况下才被使用。如此，可以使本发明与现有设备后向兼容。

并不后向兼容的另一方案是修改包括信标的训练序列在内的所有训练序列，以使训练序列总是经平衡的。在此变形中，接收机不必在两种不同类型的训练信号下工作。

作为解说，以下对通过添加具有旋转训练信号的经平衡消息能在常规UWB-OFDM系统中获得的改进给出分析。按常规，该训练序列是重复的OFDM码元。这意味着对每个副载波重复传送相同的星座点。星座中的唯一性方向(例如，I路径)受到激励，而另一方向(例如，Q路径)则没有。与这样的系统关联的误差已在上文中的背景小节中给出。

图8是描绘图2的入射波形的两个不同相位θ的理想和失衡星座的图。相位失衡为(无振幅失衡)。注意：当角度为0°和90°时失衡最强，但在角度为45°和135°时几乎没有。这是因为当入射波的相位在I和Q路径之间的中途时，失衡在45°上下自补偿。入射波形的角度取决于数据和信道两者并且能够取0°与360°之间的任何值。

假定入射波形具有使所有训练码元都与例如I方向(θ＝0)对齐的角度，则I方向将被精确地估计，其误差为0°。然而，Q方向将会偏差10°。在平均高斯白噪声(AWGN)中，这导致位于Q方向上的星座点有过量的误差。另一方面，如果入射波形具有θ＝45°的角度(在I和Q之间的中途)，则几乎没有失衡。

图9是描绘相位失衡作为入射波形上的相位的函数的图表。下图中的实线示出重复训练序列的情形中的相位失衡。虚线示出旋转训练序列的情形。在AWGN中并且对于10^-5的BER下的未编码QPSK，对于在0°与10°之间变动的失衡(取决于入射波形的相位)，损耗在0dB与1.5dB之间。

分析可以从诸如AWGN中的时分多址(TDMA)或码分多址(CDMA)之类的时域调制的较简单问题开始。假定有所有码元均位于I轴(I信道)上的训练序列。在通过AWGN信道传输后，该轴可能旋转至正交2D平面中的方向X(取决于信道相位)。通过使所有训练码元对齐方向X，就能正确地估计方向X，并且该方向上的任何数据码元(在旋转后)位于正确的轴上。然而，在正交方向Y上的码元将与理想位置偏差它们将会招致显著更多的误差。

由于所有训练码元位于X轴上，因此信道估计为H＝角(X)。

X方向上的误差为角(X)-H＝0。

Y方向上的误差为角

此分析假定训练序列不断旋转，如此使得I和Q信道受到均等的激励。在这种情形中，平均信道具有不再排他地与X方向对齐的相位。它在半数时间还将与Y方向对齐。

信道估计如今为H＝[角(X)+角(Y)-90°]/2。

X方向上的误差为角

Y方向上的误差为角

附图中的虚曲线示出每个方向上的相位失衡。该虚曲线实质上是实曲线的0.5倍。

每个方向X和Y现在分担一半的正交失衡负担。对应每根轴上5°的最大失衡的损耗为0到0.5dB。增益在0与1dB之间变动。注意：在存在LOS(视距)信道(AWGN)的情况下，对于重复训练序列的情形，大多数载波能在相同相位处对齐并退化1.5dB。在相同情景中，对于旋转训练序列而言，退化仅为0.5dB，亦即有1dB的增益。然而，由于相位噪声和/或频率偏移量残差会改变入射波形的相位，因此相位失衡在0°与10°之间变动。该误差被部分地平滑。但对于高数据率，分集可能不足以补偿有规则地冲击副载波的过量误差。在高数据率上有效果是更重要的。

旋转训练序列的实现不一定意味着接收机或发射机中任何更大的硬件复杂性。在接收机处，在累积前旋转90°是通过交换I和Q信道并反转其中之一的符号来实现的。该操作或者可以在时域(如果所有频率是以相同方式旋转的)中、或者可以在傅立叶域中完成，其中后者是更一般化的情形。

使用2003年IEEE出版物、Jan Tubbax等所著的Compensation of IQimbalance inOFD Msystems(OFDM系统中IQ失衡的补偿)的注记，作者以I和Q信道之间中途的失衡为基准，因此不是在I信道上有和2ε的失衡，而是在I和Q之中的每一个上获得和ε的失衡。

在没有任何信道和噪声的情况下，正交失衡畸变的收到信号可以用传送信号的形式由下式表达：

y＝αx+βx^*

其中x是复传送信号，x^*是其复共轭，y是复收到信号，而α≈1和β≈0是表征正交失衡畸变的复量。它们由下式给出：

当它们分别等于1和0时，收到信号与传送信号相同。

将使用此更正式的描述来回顾AWGN中的时域调制情形。在没有噪声但存在具有系数c的AWGN信道的情况下，失衡前的收到信号为cx，而在失衡后其为：

y＝αcx+βc^*x^*

有偏训练序列

如果发送由码元±u构成、即总是与2D平面中的唯一性方向u对齐的训练序列，则获得两种可能的收到码元

y＝αcu+βc^*u^*

y＝-αcu-βc^*u^*

为了简化但不失一般性假定矢量u为一元的，为了估计信道，分别应用+u^*和-u^*的数字反旋以获得信道估计：

αc+βc^*u^*2

在加号的左手侧，获得(或近乎获得)信道，但在右手侧噪声或偏差发生。该噪声不会随着对越来越多的训练码元求平均而消失：除非白噪声消失否则它总是存在。因此，如果传送排他地与码元u对齐的训练序列，则该信道的估计是有偏的。

当数据x的传送开始时，进入维特比(Viterbi)解码器的度量是通过将信道的复共轭(信道的匹配滤波器)乘以收到信号而获得的。因此

度量＝[αc+βc^*u^*2]^*y＝[αc+βc^*u^*2]^*[αcx+βc^*x^*]

并且在消除二阶量之中的一些之后

度量＝|a|²|c|²x+αβ|c|²x^*+αβ^*c²u²x

上面的度量公式中的第一个分量理想情况下为与信道能量成比例的正实标量，它与原始星座点相乘。但是该公式的第二和第三个分量是由偏差创生的不想要的噪声。它们的噪声方差是相同的并且等于：

|a|²|β|²|c|⁴|x|²

并且在没有其它噪声源的情况下信噪比(SNR)为：

SNR = {| α |}^{4} {| c |}^{4} {| x |}^{2} / 2 {| α |}^{2} {| β |}^{2} {| c |}^{4} {| x |}^{2}

= {| α |}^{2} / 2 {| β |}^{2}

该噪声不具有高斯白噪声的分布，但如果各种码元正来自不同的独立信道c_i(CDMA中的多径、或交织等)，在这些码元被组合之后，便获得向高斯噪声的缓慢收敛。该SNR可以是10到20dB的量级。对于在低SNR下运转的数据率，这种加性噪声可能不构成问题。但对于在高SNR下运转的高数据率。这种加性噪声具有显著的冲击。

无偏训练序列

如果不是发送整个与唯一性方向u对齐的训练序列，而是发送半数与u的正交方向v对齐的码元，则获得信道估计的平均：

αc+βc^*(u^*2+v^*2)＝αc

右手侧的偏差消失了，因为当这两个一元矢量正交时，u^*2+v^*2＝0。现在该度量为：

度量＝|a|²|c|²x+αβ|c|²x^*

正交失衡矢量的一半不见了。SNR(在没有噪声的情况下)被提高了3dB。

SNR = {| α |}^{2} / {| β |}^{2}

OFDM

在OFDM中，收到码元的公式几乎没什么改变，除了整个OFDM码元必须被视为码元矢量外，

y＝FFT{αIFFT(c·x)+β[IFFT(c·x)]^＊}

其中矢量以粗体注记，并且(·)运算是两个矢量之间的逐元乘积。信道c是信道的傅立叶域版本。该等式可以重写成：

y＝αc·x+β(c·x)_m ^＊

＝αc·x+β(c_m ^＊·x_m ^＊)

其中索引m表示在副载波上镜像的矢量。在频率+f处对收到码元有贡献的因素仅有在对称频率+f和-f处的信道和码元。可以离析出这两个对称副载波+f和-f，并将副载波+f的收到码元写成：

y＝αcx+βc_m ^＊x_m ^＊

其中索引m表示在频率-f处的信道或码元。本公式与TDMA或CDMA公式的主要差别在于，如今畸变是由不同频率、即频率-f处的信道和信号创生的。如果对称频率具有强得多的信道或强得多的信号，则这会对特定的收到码元具有显著的冲击。因此，在OFDM中事情变得更为棘手。

有偏训练序列

假定在频率+f处传送的导频频调为u且在频率-f处传送的导频频调为u_m，则有偏训练序列不会使导频频调正确地旋转，从而在信道估计中引入偏差：

αc+βc_m ^*u_m ^*u^*

由此，在频率+f处的收到度量可以写成：

度量(+f)＝|α|²|c|²x+α^*βc^*c_m ^*x_m ^*+αβ^*cuc_mu_mx+|β|²|c_m|²u_mux_m ^*

上面公式中的第4(有噪)项不再是可忽略的，因为信道|c_m|²可能非常强。这些有噪项现在取决于频率-f处信道的强度，并且可能是显著的。频率-f扮演可能使维特比解码器混淆的干扰源的角色，使维特比解码器有时将具有大量干扰的弱度量解读为良好的度量。

无偏训练序列

对于无偏训练序列，信道估计为αc且从等式消除这两个有噪项以获得：

度量(+f)＝|α|²|c|²x+α^*βc^*c_m ^*x_m ^*

其改善是清楚的。然而，不在实际信道模型中模拟就难以评价其对UWB-OFDM中的480兆字节/秒(Mbps)数据率的裨益。注意，对于这样的高数据率，设备有望具有LOS或近LOS，并且因此预期信道在频率+f和-f处的变动不会太大。但信道强度上3dB或更大的差异是非常可能的。

发射机的正交失衡

正交失衡也出现在发射机侧并且加重畸变。如果α’和β”记为发射机侧的失衡系数，则发射机的输出可以写成：

z＝α’x+β’x^*

并且在信道c以及畸变α和β后，接收机得到：

y＝αcz+βc^*z^*

＝(αα’c+ββ’^*c^*)x+(αβ’c+α’^*βc^*)x^*

＝a(c，c^*)x+b(c，c^*)x^*

上面的分析适用于TDMA/CDMA，但如果用c_m ^*代入c^*并用x_m ^*代入x^*(即，在频率-f处的值)，则同样适用于OFDM。

在发射机和接收机双方处的正交失衡问题与之前先前研究的仍然相同，但对于作为信道函数的失衡系数具有不同的值。如果忽略二阶量，并假定c_m ^*不过分强于或弱于c，则：

y≈αα’cx+(β’c+βc^*)x^*

来自畸变的噪声增大。如上面所解释的那样，使用无偏训练序列有助于消除对度量上的噪声有份的项之中的一些。

传送无偏训练序列能通过使用I路径传送训练序列的第一部分并在Q路径上传送第二部分从而在常规UWB系统中达成。即使将无偏(非旋转训练信号)用于信标通信以通过关断Q信道来节能，嵌入在前同步中的特殊信号仍能通知接收机训练序列的类型。替换地，接收机可以自动检测所传送的训练序列。这不是困难的任务，因为只要查看少数几个强副载波以判定传输是相同的还是旋转了90°的就足够了。

如前面提到的，导频频调被视为是训练信号的特例，因为许多常规系统使用在复平面中的唯一性方向上传送的导频。随着导频频调被跟踪，偏差沿该方向被恒定地引入。通过每OFDM码元将导频改变90°、或在相同的OFDM码元内将一些成对(±f)副载波相对于其它成对副载波(在不同频率上)旋转90°来获得更好的导频。导频频调上的这种改变是简单的并几乎具有零成本。随着发射机与接收机之间的时钟漂移，导频频调在使用未平衡训练信号时可能有潜力对因初始有偏训练序列引入的偏差之中的一些作出补偿。换句话说，生成只是旋转的导频频调而同时保持有偏的(非旋转的)训练序列在大多数情况下就能减小偏差。

已运行模拟来测量有和没有经平衡训练序列的情况下正交失衡的影响。对于TX侧振幅上10％(0.4dB)和相位上10°的失衡、以及对于接收机侧相同量的失衡而言，对于最高数据率(480Mbps)的增益接近1dB。如果引入导致要求更高SNR的更多类型的损耗，则可望有甚至更大的增益。SNR越高，则使用经平衡训练序列能够获得的增益越多。

图10是图解用于传送通信训练序列的方法的流程图。尽管为简明起见将该方法描绘为编号的步骤构成的序列，然而编号不一定对步骤的次序作出规定。要理解，这些步骤之中的一些可以被跳过、并行执行、或不要求保持序列严格次序地执行。该方法开始于步骤1000。

步骤1002在正交调制发射机中生成旋转训练信号。典型地，预定或已知的信息作为此训练信号被发送。步骤1002a经由I调制路径发送训练信息，且步骤1002b经由Q调制路径发送训练信息。步骤1004生成经正交调制的通信数据。步骤1004可以在步骤1002之后执行、或与步骤1002的执行同时。在一个方面，步骤1004以信标数据率生成信标信号。替换地，步骤1004以大于信标数据率的通信数据率生成信息。步骤1006传送旋转训练信号和经正交调制的通信数据。典型地，码元或信息的生成和传送几乎同时发生。

在一个方面，在步骤1006传送旋转训练信号包括初始经由I调制路径发送训练信息，并随后经由Q调制路径发送训练信息。例如，初始经由I调制路径生成训练信息(步骤1002a)可以包括对I调制路径赋能，但不对Q调制路径赋能。而后，在经由I调制路径生成训练信息之后经由Q调制路径生成训练信息包括对Q调制路径赋能。替换地，可以按相反次序发送训练信息。更明确地，在步骤1002a经由I调制路径生成训练信息可以包括生成具有基准相位的第一码元。然后，在步骤1002b经由Q调制路径生成训练信息包括生成具有基准相位+90°或基准相位-90°的相位的第二码元。

在另一方面，步骤1002b使用以下子步骤(未图示)经由Q调制路径生成训练信息。步骤1002b1通过I和Q调制路径两者同时生成训练信息，并且步骤1002b2将经I调制和经Q调制的信号相组合以供应第二码元。替换地或补充地，经由I调制路径生成训练信息可以包括子步骤(未图示)。步骤1002a1通过I和Q调制路径两者同时生成训练信息，并且步骤1002a2将经I调制和经Q调制的信号相组合以供应第一码元。

在一不同的方面，传送(步骤1006)包括子步骤。步骤1006a组织包括前同步、报头、和载荷的物理层(PHY)信号。注意，这种组织典型情况下是作为对于接收到要以相应MAC格式传送的信息的响应而发生的。步骤1006b在PHY报头中传送旋转训练信号，并且步骤1006c在PHY载荷中传送经IQ调制的通信数据。

在另一方面，步骤1001a发送具有未平衡消息(步骤1001b)继以旋转训练信号(步骤1006)的多阵发传输。未平衡或失衡消息包括非旋转训练信号，该信号具有经由I调制路径发送的训练信息(步骤1001b1)，但没有经由Q调制路径发送的训练信息(步骤1001b2)。未平衡消息包括生成的用于指示在该未平衡消息之后发送旋转训练信号的消息格式信号(步骤1001b3)。在步骤1001b4中生成经正交调制的通信数据。在一不同方面，在步骤1002中生成旋转训练信号包括生成P旋转导频码元，并且在步骤1004中生成经正交调制的通信数据包括生成(N-P)个通信数据码元。然后，步骤1006中的传送包括同时传送N个码元。

在另一变形中，在步骤1002中生成旋转训练信号包括对多个副载波同时生成码元。更明确地，步骤1002a对i个副载波使用经由I调制路径但不经由Q调制路径发送的训练信息。步骤1002b对j个副载波使用经由Q调制路径但不经由I调制路径发送的训练信息。然后，在步骤1004中生成经正交调制的通信数据包括在训练信息生成之后对这i和j个副载波生成经正交调制的通信数据。在一个方面，每个i副载波毗邻着一j副载波。

更正式地，由副载波i估计的信道为：

αc+βc_m ^*u_m ^*u^* (1)

近乎相同的信道由具有90°旋转的导频的毗邻副载波j估计为：

αc+βc_m ^*ju_m ^*ju^*＝αc-βc_m ^*u_m ^*u^* (2)

注意：等式中复数的符号j不应当与子集j混淆。然后，在这些副载波上求平均之后，即在对(1)和(2)的结果求平均后，偏差被自动消去。

上面描述的流程图也可以解读为其上存储有用来传送正交调制旋转训练序列的指令的机器可读介质的表达。用于传送旋转训练信号的指令将对应于如上所描述的步骤1000到1006。

已给出系统、方法、设备、和处理器以使得在无线通信设备发射机中能传送经正交调制的旋转训练信号。已给出特定通信协议和格式的示例来解说本发明。然而，本发明并不被限定于仅这些示例。本发明的其它变形和实施例将易于由本领域技术人员想到。

Claims

1.一种用于传送通信训练序列的方法，所述方法包括：

在正交调制发射机中生成旋转训练信号，所述旋转训练信号包括：

经由同相I调制路径发送的训练信息；以及

经由正交Q调制路径发送的训练信息；并且

生成经正交调制的通信数据；以及

传送所述旋转训练信号和经正交调制的通信数据，

其中经由所述I调制路径生成训练信息包括生成具有基准相位的第一码元；并且

其中经由所述Q调制路径生成训练信息包括生成具有选自下组的相位的第二码元：基准相位+90°、和基准相位–90°，

其中所述旋转训练信号最低限度包括具有90°相差的两个码元的序列。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，传送所述旋转训练信号包括：

初始经由所述I调制路径发送训练信息；以及

随后经由所述Q调制路径发送训练信息。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，生成所述经正交调制的通信数据包括生成从下组中选择的数据：以信标数据率生成的信标信号、和以大于所述信标数据率的通信数据率生成的通信数据。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，生成旋转训练信号包括以如下方式对多个副载波同时生成码元：

对i个副载波使用经由所述I调制路径但不经由所述Q调制路径发送的训练信息；

对j个副载波使用经由所述Q调制路径但不经由所述I调制路径发送的训练信息；并且

其中生成经正交调制的通信数据包括在所述训练信息生成之后对所述i个和j个副载波生成经正交调制的通信数据。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，经由所述Q调制路径生成训练信息包括：

同时通过所述I和Q调制路径两者生成训练信息；以及

组合经I调制和经Q调制的信号以供应所述第二码元。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，经由所述I调制路径生成训练信息包括：

同时通过所述I和Q调制路径两者生成训练信息；以及

组合经I调制和经Q调制的信号以供应所述第一码元。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，传送所述旋转训练信号和经正交调制的通信数据包括：

组织包括前同步、报头、和载荷的物理层PHY信号；

在所述PHY报头中传送所述旋转训练信号；以及

在所述PHY载荷中传送所述经正交调制的通信数据。

8.如权利要求2所述的方法，其特征在于，初始经由所述I调制路径生成训练信息包括：

对所述I调制路径赋能；但是

不对所述Q调制路径赋能；

其中在经由所述I调制路径生成训练信息之后经由所述Q调制路径生成训练信息包括对所述Q调制路径赋能。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，生成所述旋转训练信号包括经由所述I调制路径发送预定训练信息，并经由所述Q调制路径发送预定训练信息。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

发送多阵发传输，所述多阵发传输具有未平衡消息继以所述旋转训练信号和经正交调制的通信数据，所述未平衡消息包括：

非旋转训练信号，其具有：

经由所述I调制路径发送的训练信息；

其没有经由所述Q调制路径发送的训练信息；

消息格式信号，其指示在所述未平衡消息之后发送旋转训练信号；以及

经正交调制的通信数据。

11.如权利要求1所述的方法，其特征在于，生成旋转训练信号包括生成P个旋转导频码元；

其中生成经正交调制的通信数据包括生成(N–P)个通信数据码元；并且

其中传送所述旋转训练信号和经正交调制的通信数据包括同时传送N个码元。

12.一种用于传送经正交调制的旋转训练序列的处理设备，所述处理设备包括：

同相I路径调制模块，其具有用于接受信息的输入和用于接受I控制信号的输入、以及用于供应经I调制的信息的输出；

正交Q路径调制模块，其具有用于接受信息的输入和用于接受Q控制信号的输入、以及用于供应经Q调制的信息的输出；

组合器模块，其具有用于接受所述经I调制和经Q调制的信息的输入、以及用于供应经正交调制的信号的输出；以及

控制器模块，其具有用于供应所述I和Q控制信号的输出，所述控制器模块使用所述I和Q控制信号来生成：

旋转训练信号，其包括经由所述I调制路径发送的训练信息以及经由所述Q调制路径发送的训练信息；以及

经正交调制的通信数据，

其中所述经由I调制路径发送的训练信息包括具有基准相位的第一码元；并且

其中所述经由Q调制路径发送的训练信息包括具有选自下组的相位的第二码元：基准相位+90°、和基准相位–90°，

13.一种用于传送经正交调制的旋转训练序列的通信系统，所述系统包括：

发射机，其具有用于接受信息的输入、同相I调制路径、正交Q调制路径、以及用于组合来自所述I和Q调制路径的信号的组合器；

其中所述发射机发送旋转训练信号，所述旋转训练信号包括经由所述I调制路径发送的训练信息和经由所述Q调制路径发送的训练信息；并且

其中所述发射机发送经正交调制的通信数据和所述旋转训练信号，

所述发射机通过经由所述I调制路径发送具有基准相位的第一码元并经由所述Q调制路径发送具有选自下组的相位的第二码元来发送所述旋转训练信号：基准相位+90°、和基准相位–90°，

14.如权利要求13所述的系统，其特征在于，所述发射机通过初始经由所述I调制路径发送训练信息并随后经由所述Q调制路径发送训练信息来发送所述旋转训练信号。

15.如权利要求13所述的系统，其特征在于，所述发射机发送经正交调制的通信数据为从下组中选择的数据：以信标数据率生成的信标信号、和以大于所述信标数据率的速率生成的通信数据。

16.如权利要求13所述的系统，其特征在于，所述发射机通过以如下方式对多个副载波同时生成码元来生成旋转训练信号：

其中所述发射机在所述训练信息生成之后对所述i个和j个副载波生成经正交调制的通信数据。

17.如权利要求13所述的系统，其特征在于，所述发射机同时通过所述I和Q调制路径两者发送训练信息，并组合经I调制和经Q调制的信号以供应所述第二码元。

18.如权利要求13所述的系统，其特征在于，所述发射机同时通过所述I和Q调制路径两者发送所述训练信息，并组合经I调制和经Q调制的信号以供应所述第一码元。

19.如权利要求13所述的系统，其特征在于，所述发射机发送包括前同步、报头、和载荷的物理层PHY信号，其中所述旋转训练信号在所述PHY报头中，并且所述经正交调制的通信数据在所述PHY载荷中。

20.如权利要求14所述的系统，其特征在于，所述发射机通过对所述I调制路径赋能但不对所述Q调制路径赋能来初始发送所述旋转训练信号；并且

其中所述发射机在经由所述I调制路径发送训练信息之后通过对所述Q调制路径赋能来经由所述Q调制路径发送所述旋转训练信号。

21.如权利要求13所述的系统，其特征在于，所述发射机经由所述I和Q调制路径发送具有预定训练信息的旋转训练信号。

22.如权利要求13所述的系统，其特征在于，所述发射机发送多阵发消息，所述多阵发消息包括所述旋转训练信号和经正交调制的数据以及未平衡消息，所述未平衡消息具有：

非旋转训练信号，其包括经由所述I调制路径发送的训练信息但不包括经由所述Q调制路径发送的训练信息；

经正交调制的通信数据。

23.如权利要求13所述的系统，其特征在于，所述发射机生成P个旋转导频码元以及具有(N–P)个通信数据码元的经正交调制通信数据，并同时传送N个码元。

24.一种用于传送旋转训练信号的通信设备，所述设备包括：

用于使用同相I和正交Q调制路径来使训练信号旋转的装置，旋转训练信号包括经由所述同相I调制路径发送的训练信息和经由所述正交Q调制路径发送的训练信息；以及

用于生成经正交调制的通信数据的装置；以及

用于传送所述旋转训练信号的装置

其中所述经由Q调制路径发送的训练信息包括具有从下组中选择的相位的第二码元：基准相位+90°、和基准相位–90°，

25.如权利要求24所述的设备，其特征在于，所述旋转训练信号是初始经由所述I调制路径发送并随后经由所述Q调制路径发送的。

26.如权利要求24所述的设备，其特征在于，所述经正交调制的通信数据是作为从下组中选择的数据传送的：以信标数据率生成的信标信号、和以大于所述信标数据率的速率生成的通信数据。

27.如权利要求24所述的设备，其特征在于，所述旋转训练信号包括以如下方式对多个副载波同时生成的码元：

其中在所述训练信息生成之后对所述i个和j个副载波生成经正交调制的通信数据。

28.如权利要求24所述的设备，其特征在于，训练信息同时通过所述I和Q调制路径两者被发送，并且被组合以供应所述第二码元。

29.如权利要求26所述的设备，其特征在于，训练信息同时通过所述I和Q调制路径两者被发送，并且被组合以供应所述第一码元。

30.如权利要求24所述的设备，其特征在于，所述旋转训练信号在物理层PHY消息报头中被发送；并且

其中经同相与正交调制的通信数据在PHY消息载荷中被发送。

31.如权利要求25所述的设备，其特征在于，训练信息初始是使用赋能的I调制路径但不使用赋能的Q调制路径来经由所述I调制路径发送的；

其中训练信息随后是使用赋能的Q调制路径来经由所述Q调制路径发送的。

32.如权利要求24所述的设备，其特征在于，所述旋转训练信号包括经由所述I和Q调制路径发送的预定训练信息。

33.如权利要求24所述的设备，其特征在于，还包括：

用于生成未平衡消息的装置，其包括：

用于生成具有经由所述I调制路径发送的训练信息但不具有经由所述Q调制路径发送的训练信息的非旋转训练信号的装置；

用于生成指示在所述未平衡消息之后发送旋转训练信号的消息格式信号的装置；以及

用于生成正交调制通信数据的装置。

34.如权利要求24所述的设备，其特征在于，P个旋转导频码元随(N–P)个经正交调制的通信数据码元一起生成，其中N个码元包括所述P个旋转导频码元与所述(N-P)个经正交调制的通信数据码元，并且

其中所述N个码元被同时传送。