CN101461201A - 快速同相和正交失衡校准 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例包括用于校准通信系统中的接收机和发射机的技术。存储N个数字化样本I(n)和Q(n)。N个数字化样本分别表示来自接收机的下变频信号的同相和正交(I－Q)分量。从具有I－Q失衡的正交解调器或调制器生成I－Q分量。使用闭合形式解从N个数字化样本计算出相位和增益调节常数以补偿I－Q不均衡。本发明的另一实施例包括用于在不使用经校准的基准接收机的情况下校准通信系统中的收发机的技术。第一频率下的第一测试信号被注入具有I－Q不均衡的正交调制器的发射机。正交调制器具有载波频率。发射机生成发射机信号。检测发射机信号以生成具有第一测试信号和两倍于第一频率的第二频率下的第二测试信号的复合信号。将复合信号数字化。使用闭合形式解从数字化复合信号生成I－Q直流(DC)偏移量、相位和增益校正以便校正I－Q不均衡。

Description

快速同相和正交失衡校准

相关申请

本申请要求2006年6月6日提交的题为“Fast In-phase and Quadratureimbalance calibration(快速同相和正交失衡校准)”的临时申请S/N.60/811,579的权益。

背景

发明领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及同相和正交失衡校准。

相关技术描述

采用直接转换架构的射频(RF)接收机或发射机生成同相和正交(I-Q)模拟信号。这些信号通常具有畸变，后者限制了解调器或调制器的性能。这些畸变——称为正交误差——是由I-Q信号分量之间的增益和相位失衡导致的。I-Q信号中的失衡会引入对解调或调制过程造成干扰的图像频率和直流(DC)偏移量。为了校正I-Q失衡，需要校准通信子系统。现有校准方法通常利用迭代办法。这些技术在迭代扫掠中重复地校正相位误差、然后校正增益误差。

现有校准技术具有许多缺陷。首先，迭代办法要求多遍处理，从而导致长处理时间。此长处理时间会导致通信接收机或发射机停工。对于诸如电话或实时视频等要求恒定比特率的通信服务，停工中断会导致不合意的性能。第二，该技术的迭代特征是不准确的，且得到较差的结果，从而导致降级的性能。

附图简述

通过参考以下描述以及用于例示本发明的实施例的附图，可最好地理解本发明的实施例。在附图中：

图1A是示出了根据本发明的一个实施例的接收机子系统的示图。

图1B是示出了根据本发明的一个实施例的接收机子系统的补偿器的示图。

图2A是示出了根据本发明的一个实施例的使用经校准的基准接收机进行校准的发射机子系统的示图。

图2B是示出了根据本发明的一个实施例的发射机子系统的补偿器的示图。

图3是示出了根据本发明的一个实施例的无需使用经校准的基准接收机就可进行校准的发射机子系统的示图。

图4是示出了根据本发明的一个实施例的预补偿电路的示图。

图5是示出了根据本发明的一个实施例的误差电路的示图。

图6是示出了根据本发明的一个实施例的用于执行校准的过程的流程图。

图7是示出了根据本发明的一个实施例的用于计算相位和增益调节常数的过程的流程图。

图8A是示出了根据本发明的一个实施例的用于计算I-Q平均功率和I-Q相关性的过程的流程图。

图8B是示出了根据本发明的一个实施例的用于估计增益和相位差的过程的流程图。

图8C是示出了根据本发明的一个实施例的用于计算调节常数矩阵A的过程的流程图。

图9是示出了根据本发明的一个实施例的在不使用经校准的基准接收机的情况下校准发射机子系统的过程的流程图。

图10A是示出了根据本发明的一个实施例的用于检测发射机信号的过程的流程图。

图10B是示出了根据本发明的一个实施例的用于计算I-Q DC偏移量、相位和增益校正的过程的流程图。

图11是示出了根据本发明的一个实施例的处理单元的示图。

描述

本发明的实施例包括用于校准通信系统中的接收机和发射机的技术。存储N个数字化样本I(n)和Q(n)。N个数字化样本分别表示来自接收机的下变频信号的同相和正交(I-Q)分量。从具有I-Q失衡的正交调制器和解调器生成I-Q分量。使用闭合形式解从N个数字化样本计算出相位和增益调节常数以便来补偿I-Q失衡。

本发明的另一实施例包括用于在不使用经校准的基准接收机的情况下校准通信系统中的收发机的技术。第一频率下的第一测试信号被注入具有I-Q失衡的正交调制器的发射机。正交调制器具有载波频率。发射机生成发射机信号。检测发射机信号以生成具有第一测试信号以及两倍于第一频率的第二频率下的第二测试信号的复合信号。将复合信号数字化。使用闭合形式解从数字化复合信号生成I-Q直流(DC)偏移量、相位和增益校正以校正I-Q失衡。

在以下描述中，阐述众多特定细节。然而，应当理解，本发明的实施例可在没有这些特定细节的情况下实践。在其他实例中，公知的电路、结构、和技术可能不被具体示出以免模糊对本描述的理解。

本发明的一个实施例可能是作为常常被描绘为流程图、流图、结构图、或框图的过程来描述的。尽管流程图会把诸操作描述为顺序过程，但是这些操作中有许多可并行或并发执行。另外，这些操作的次序可被重新编排。过程在其操作完成时终止。过程可对应于方法、程序、工序、制造或制作方法等。

本发明的实施例包括用于校准通信系统中的接收机或发射机以补偿正交解调器或调制器电路中的I-Q失衡的技术。在数字域中使用闭合形式解来执行校准以提供快速校准。闭合形式解包括应用公式或等式来计算调节常数或失衡校正。在校准之后，可将调节常数或失衡校正应用于补偿器电路中以补偿I-Q失衡。补偿是在数字域中执行的。

在一个实施例中，该技术被用于校准接收机。输入信号被注入RF接收机的输入。信号在正交解调器电路中经历混频过程以供被下变频为基带信号。基带信号随后被转换成数字样本。数字化样本被存储在存储器中以供处理单元来处理。处理单元使用闭合形式解从所存储的数字化样本中计算出调节常数。调节常数的计算由此在一个涉及使用公式直接计算常数的单遍中发生。因此，校准是快速、高效且准确的。

相同的过程可被用于校准发射机。在此方案中，需要经校准的基准接收机来为信号提供接收机通道。基准测试信号通过发射机正交调制器，后者具有需要被补偿的I-Q失衡。所生成的传送信号被回送给经校准的基准接收机。由于经校准的基准接收机没有引入畸变，因此收到信号中的畸变是由发射机正交调制器所导致的。针对接收机校准使用相同的用于计算相位和调节常数的过程。

在计算出调节常数之后，可将它们应用于接收机或发射机以补偿正交解调器或调制器中的I-Q失衡。对于接收机，这些常数在由RF正交解调器对I-Q信号进行下变频之后应用。对于发射机，这些常数在由RF正交调制器进行上变频之前应用以便预补偿I-Q失衡。在两种情形中，补偿是在数字域中执行的。

一种用于在不使用经校准的基准接收机的情况下校准发射机的替换性方法。此技术利用RF收发机电路中构建的发射机功率检测器。生成第一测试信号以经历发射机中的正交调制器。发射机信号通过检测器。检测器包括矩形脉冲发生器和低通滤波器。低通滤波器移除正交调制器的载波频率。检测器生成具有第一信号以及两倍于第一频率的第二频率下的第二信号的复合信号。复合信号在随后由模数转换器来数字化。存储复合信号的数字化样本。处理单元使用闭合形式解来从数字化复合信号计算I-Q DC偏移量、相位、和增益校正。I-Q DC偏移量、相位和增益校正被用于在正交调制器电路之前的预补偿电路中对I-Q均衡进行预补偿。校正的计算由此在一个涉及使用公式直接计算常数的单遍中发生。因此，校准是快速、高效且准确的。

图1A是示出了根据本发明的一个实施例的接收机子系统100的示图。接收机子系统100包括带通滤波器(BPF)110、低噪声放大器(LNA)115、正交解调器电路120、I-Q模数转换器150和155、I-Q失衡补偿器160、数字解调器170、存储器180和处理单元190。接收机子系统100可包括比上述组件更多或更少的组件。

输入信号是从RF天线接收到的。BPF 110从感兴趣的频带中移除非期望频率。LNA 115用恰当增益放大经滤波的信号。

正交解调器120将收到信号下变频至基带信号。正交解调器120包括本机振荡器125、分离器127、两个混频器130和135、以及两个缓冲器140和145。本机振荡器125生成具有载波频率的载波波形。分离器127将载波波形分成相位偏离90°的两个波形。混频器130和135将收到信号与相移信号相混合或相乘以提供两个信道：同相(I)信道和正交(Q)信道。两个缓冲器140和145缓冲正交解调信号的结果I-Q分量。正交解调器120可具有导致信号畸变的I-Q失衡。

I-Q ADC 150和155将来自正交解调器120的相应I-Q分量转换成数字数据。I-Q补偿器160补偿正交解调器120中的I-Q失衡以提供经校正的I-Q分量。I-Q补偿器160使用由处理单元190计算出的调节常数来执行补偿。在校准期间，I-Q补偿器160可处于不作变化地传递数字化I-Q分量的校准模式中。在校准之后，I-Q补偿器160可用调节常数来加载并被激活以执行补偿功能。数字解调器170根据接收机功能将数字解调应用于经校正的I-Q分量。

存储器180存储用于处理的N个数字化I-Q样本。其可以是能以实时速率存储数字化I-Q样本的任何存储设备(例如，快速静态随机存取存储器)。根据要存储的数字化样本的期望数目来选择存储器的大小。

处理单元190包括执行程序或指令以计算调节常数来补偿I-Q失衡的可编程处理器。处理单元190向I-Q补偿器160提供调节常数。

图1B是示出了根据本发明的一个实施例的图1A中的接收机子系统的补偿器160的示图。补偿器160包括调节常数a₁₁、a₁₂、a₂₁和a₂₂——10、15、20和25、两个加法器162和163、以及四个乘法器164、165、166和167。

调节常数a₁₁、a₁₂、a₂₁和a₂₂——10、15、20和25——是在校准过程期间由处理单元190以闭合形式解计算的、用于补偿I-Q失衡的增益和相位调节常数或校正。它们可被存储在诸如寄存器、缓冲存储器、或包括硬连线数据的任何其它存储元件的存储元件。它们可以是在图8C中所示的过程730中描述的、由处理单元190计算出的矩阵A的分量。

加法器160将第一乘积P₁与第二乘积P₂相加以在接收机子系统100的通信路径中产生I分量。如上所描述的，通信路径具有用于转换收到信号的频率的正交解调器。正交解调器具有I-Q失衡或畸变，它们可通过增益和相位调节常数a₁₁、a₁₂、a₂₁和a₂₂来补偿或校正。加法器163将第三乘积P₃与第四乘积P₄相加以在通信路径中产生Q分量。

乘法器164和166将通信路径中的输入I’和Q’分量分别与调节常数a₁₁和a₁₂——10和15——相乘，以分别产生去往加法器162的第一乘积P₁和第二乘积P₂。乘法器165和167将通信路径中的输入Q’和I’分量分别与调节常数a₂₂和a₂₁——20和25——相乘，以分别产生第三乘积P₃和第四乘积P₄。

图2A是示出了根据本发明的一个实施例的使用经校准的基准接收机进行校准的发射机子系统200的示图。发射机子系统200包括数字调制器210、I-Q补偿器220、I-Q数模转换器(DAC)230和235、I-Q低通滤波器(LPF)240和250、正交调制器250、功率放大器(PA)285、经校准的基准接收机290、存储器292、和处理单元295。发射机子系统200可包括比上述组件更多或更少的组件。在校准期间，经校准的基准接收机290、存储器292、以及处理单元295被用于计算用在I-Q补偿器220中的调节常数。在计算出调节常数之后，处理单元295将这些常数加载到补偿器220中。经校准的基准接收机290、存储器292、和处理单元295可在随后被移除。

数字调制器210根据发射机功能执行数字调制。这可包括诸如误差编码等各种编码功能。I-Q补偿器220应用调节常数或失衡校正来预补偿正交调制器250中的I-Q失衡或畸变。I-Q DAC 230和235将I-Q数字数据转换成模拟基带信号。LPF 240和245对相应I-Q信道上的模拟基带信号进行低通滤波以移除非希望频率。

正交调制器250将基带信号上变频至期望频率。正交调制器250包括本机振荡器255、分离器260、两个混频器270和275、以及组合器280。本机振荡器255生成具有载波频率的载波波形。分离器260将载波波形分成相位偏离90°的两个波形。混频器270和275将基带信号与相移信号相混频或相乘，以提供要传送的RF信号的I-Q分量。正交调制器250可具有导致信号畸变的I-Q失衡。组合器280将RF信号的I-Q分量组合或添加到复合RF输出信号。

PA 285放大复合RF信号以传输至RF天线。经校准的基准接收机290是已被校准以补偿其正交解调器中的I-Q失衡的接收机子系统。这类似于接收机子系统100。存储器292和处理单元295分别类似于图1A中所示的存储器180和处理单元190。存储器292存储收到信号的数字化样本。处理单元295计算要用在I-Q补偿器220中的调节常数。

图2B是示出了根据本发明的一个实施例的发射机子系统的补偿器220的示图。补偿器220包括调节常数a₁₁、a₁₂、a₂₁和a₂₂——10、15、20和25、两个加法器222和223、以及四个乘法器224、225、226和227。

调节常数a₁₁、a₁₂、a₂₁和a₂₂——10、15、20和25——是在校准过程期间由处理单元295以闭合形式解计算的、用于补偿I-Q失衡的增益和相位调节常数或校正。这些类似于图1B中所示的常数。它们可被存储在诸如寄存器、缓冲存储器、或包括硬连线数据的任何其它存储元件的存储元件。它们是在图8C中所示的过程730中描述的、由处理单元295计算出的矩阵A的分量。

加法器222将第一乘积P₁与第二乘积P₂相加以在接收机子系统200的通信路径中产生I’分量。如上所描述的，通信路径具有用于转换基带信号的频率的正交调制器。正交调制器具有I-Q失衡或畸变，它们可通过增益和相位调节常数a₁₁、a₁₂、a₂₁和a₂₂来预补偿或校正。加法器223将第三乘积P₃与第四乘积P₄相加以在通信路径中产生Q’分量。

乘法器224和226将通信路径中的输入I和Q分量分别与调节常数a₁₁和a₁₂——10和15——相乘，以分别产生去往加法器222的第一乘积P₁和第二乘积P₂。乘法器225和227将通信路径中的输入Q和I分量分别与调节常数a₂₂和a₂₁——20和25——相乘，以分别产生第三乘积P₃和第四乘积P₄。

发射机子系统200的校准是使用经校准的基准接收机290来执行的。当此接收机不可用时，可采用替换的校准技术。可在图3中例示此技术。

图3是示出了根据本发明的一个实施例的无需使用经校准的基准接收机就可进行校准的发射机子系统300的示图。发射机子系统300包括信号发生器310、移相器315、预补偿电路320、两个I-Q DAC 330和335、误差电路350、正交调制器335、检测器380、模数转换器390、存储器392、和处理单元395。发射机子系统300可包括比上述组件更多或更少的组件。

信号发生器310生成预定频率下的测试信号。测试信号变成I分量，即通信路径中的I₁。移相器315将测试信号移相90°以提供Q分量，即Q₁。信号发生器310和移相器315可被用于模拟通常用在发射机中的数字调制器。信号发生器310由此可被实现为生成数字数据的数字信号发生器。测试信号可以是具有单频率的单频调信号。换言之，其可被生成为预定频率下的正弦波形。

预补偿电路320接收由信号发生器310和移相器315模拟的调制器的I-Q分量I₁和Q₁，以生成分别去往I-Q DAC 330和335的经预补偿的I-Q分量I₂和Q₂。预补偿电路320使用补偿常数来补偿正交调制器355中的I-Q分量。补偿常数是在校准程序中使用闭合形式解来计算的。

I-Q DAC2 330和335将来自预补偿电路320的相应I-Q数字数据I₂和Q₂分别转换成模拟I-Q基带信号I₃和Q₃。误差电路350根据DC偏移量、增益误差和相位误差建模I-Q失衡。

正交调制器355将基带信号上变频至期望频率。正交调制器355包括本机振荡器340、移相器345、两个混频器360和365、以及组合器370。本机振荡器340生成具有载波频率的载波波形。原始载波波形对应于I分量。移相器345将载波波形移相90°以对应于Q分量。混频器360和365将由误差电路350传递的基带信号与相移信号相混频或相乘，以提供要传送的RF信号的I-Q分量。正交调制器355可具有导致信号畸变的I-Q失衡。组合器370将RF信号的I-Q分量组合或添加到发射机信号。

在校准期间，来自正交调制器355的发射机信号被馈送到检测器380。检测器380从发射机信号生成具有第一和第二频率下的作为测试信号的第一信号和第二信号的复合信号，该第二频率为第一频率的两倍。检测器380包括模拟乘法器382和低通滤波器(LPF)384。模拟乘法器382将发射机信号与自身相乘，或对发射机求平方。如果发射机信号包含为单频调正弦信号的测试信号，则求平方引入具有第二频率——其为测试信号的两倍——的附加第二测试信号。LPF 384具有大致高于第二频率的转角频率。由于第一频率远小于载波频率，因此第二频率也远小于载波频率。LPF 384由此在让第一和第二信号通过的同时移除载波频率。第一和第二信号的幅度和相位提供了与归咎于I-Q失衡的DC偏移量、相位和增益误差的关系。ADC 390将来自检测器的模拟信号转换成数字数据以提供复合信号的数字化样本。数字化样本被用于计算补偿常数。

存储器392和处理单元295分别类似于图2A中所示的存储器292和处理单元295。存储器392存储复合信号的数字化样本。处理单元395计算要用在预补偿器320中的补偿常数。

图4是示出了根据本发明的一个实施例的图3中所示的预补偿电路320的示图。其包括I-Q增益失衡电路410、I-Q相位失衡电路440、和DC偏移量电路470。

I-Q增益失衡电路410生成I-Q增益预补偿分量。其包括I-Q增益乘法器420和425，这些乘法器用于将调制器I-Q分量I₁和Q₁与I-Q增益补偿常数430和435相乘以产生I-Q增益预补偿分量。I-Q增益补偿常数430和435分别为GAIN/2和-GAIN/2。GAIN的值为如图10B中所示的ΔG_c，并如同相关联描述中所描述地那样来计算。

I-Q相位失衡电路440从I-Q增益预补偿分量生成I-Q增益和相位预补偿的分量。其包括乘法器442、446、452和456，以及两个加法器460和465。

乘法器442和456将I-Q增益预补偿分量分别与I-Q相位补偿常数444和464相乘，以分别产生第一和第二乘积。I-Q相位补偿常数444和464分别为cosθ和sinθ。相位θ的值为如图10B中所示的Δφ_c，并如同相关联描述中所描述地那样来计算。

乘法器452和446将Q-I分量分别与Q-I相位补偿常数454和462相乘，以分别产生第三和第四乘积。Q-I相位补偿常数454和462分别为cosθ和sinθ。相位θ的值为如图10B中所示的Δφ_c，并如同相关联描述中所描述地那样来计算。

加法器460将第一乘积与第二乘积相加以产生I增益和相位预补偿分量。加法器465将第三乘积与第四乘积相加以产生Q增益和相位预补偿分量。

DC偏移量电路470生成失衡预补偿I-Q分量。其包括I-Q DC偏移量加法器480和490，这些加法器用于将I-Q增益和相位预补偿分量分别与I-Q DC偏移量补偿常数485和495相加，以产生经预补偿的I-Q分量。I-Q DC偏移量补偿常数485和495分别为VI_c和VQ_c。VI_c和VQ_c分别为图10B中所示的VI_c和VQ_c，并且如同相关联描述中所描述的那样来计算。

图5是示出了根据本发明的一个实施例的图3中所示的误差电路350的示图。误差电路340包括两个加法器510和520、两个乘法器530和540、以及两个I-Q延迟元件550和560。

加法器从I-Q DAC 330和335的相应输出中分别减去I-Q DC偏移量补偿常数515和525以生成第一和第二差值。I-Q DC偏移量补偿常数515和525分别为VI_c和VQ_c。

乘法器530和540将第一和第二差值分别与I-Q增益补偿常数535和545的负数相乘以产生去往正交调制器355中的混频器电路的I-Q输入I₄和Q₄。I-Q增益补偿常数535和545分别为GAIN/2和-GAIN/2。I-Q延迟元件550和560向来自振荡器340的I-Q载波分量提供I-Q相位误差。

图6是示出了根据本发明的一个实施例的用于执行校准的过程600的流程图。

一旦开始，过程600就确定校准是针对接收机还是发射机。如果校准是针对接收机，则过程600向接收机注入未经调制信号(框610)。接收机具有用于将信号下变频至基带信号的正交解调器。正交解调器具有可能需要被补偿或调节的I-Q失衡。接着，过程600存储分别表示来自接收机的下变频信号的I-Q分量的N个数字化样本I(n)和Q(n)，其中n是样本索引(框620)。I-Q分量是从正交解调器生成的。

接着，过程600使用闭合形式解从N个数字化样本计算出相位和增益调节常数以补偿I-Q失衡(框630)。在图7中解释过程630。过程600在随后终止。

如果校准是针对发射机，则过程600从发射机中的调制器生成信号(框640)。发射机在发射机路径上具有伴随I-Q失衡的正交调制器。接着，过程600将信号回送入具有经校准的基准接收机的接收机路径(框650)。经校准的基准接收机具有用于将信号下变频至基带信号的接收机混频器。接收机混频器已被校准，以使其不具有I-Q失衡。因此，嵌入信号中的I-Q失衡是来自正被调准的发射机。过程600在随后行进至框620以使用与用于接收机校准的求解相同的方式的闭合形式解来计算发射机的调节常数，区别仅在于调节常数现在被用于发射机。

图7是示出了根据本发明的一个实施例的图6中所示用于计算相位和增益调节常数的过程630的流程图。

一旦开始，过程630就从N个数字化样本I(n)和Q(n)计算同相平均功率P_I，avg、正交平均功率P_Q，avg、和I-Q相关R_IQ(框710)。接着，过程630使用同相平均功率P_I，avg、正交平均功率P_Q，avg、和I-Q相关R_IQ来估计增益差Δg和相位差Δφ(框720)。然后，过程630使用增益差Δg和相位差Δφ来计算矩阵 $A=\left[\begin{array}{cc}{a}_{11}& a_{12}\\ a_{21}& a_{22}\end{array}\right]$ (框730)。矩阵A具有为相位和增益调节常数的分量a₁₁、a₁₂、a₂₁和a₂₂。过程630在随后终止。

图8A是示出了根据本发明的一个实施例的图7中所示用于计算I-Q平均功率和I-Q相关的过程710的流程图。

一旦开始，过程710就根据下式计算同相平均功率P_I，avg(框810)、正交平均功率P_Q，avg(框820)、以及I-Q相关R_IQ(框830)。

$P_{I,\mathrm{avg}}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}I{\left(n\right)}^2---\left(1\right)$

$P_{Q,\mathrm{avg}}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}Q{\left(n\right)}^2---\left(2\right)$

$R_{\mathrm{IQ}}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}I\left(n\right)Q\left(n\right)---\left(3\right)$

过程710在随后终止。

图8B是示出了根据本发明的一个实施例的用于估计增益和相位差的过程720的流程图。

一旦开始，过程720就如下估计增益差Δg：

$\mathrm{\Δg}=\frac{P_{I,\mathrm{avg}}-P_{Q,\mathrm{avg}}}{2\·P_{\mathrm{avg}}}$ 其中 $P_{\mathrm{avg}}=\frac{P_{I,\mathrm{avg}}+P_{Q,\mathrm{avg}}}{2}---\left(4\right)$

式(4)的推到稍后在下文中给出。接着，过程720如下估计相位差Δφ：

$\mathrm{\Δ\φ}=\frac{R_{\mathrm{IQ}}}{P_{\mathrm{avg}}}---\left(5\right)$

式(5)的推到稍后在下文中给出。过程720在随后终止。

图8C是示出了根据本发明的一个实施例的图7中所示用于计算调节常数矩阵A的过程730的流程图。

一旦开始，过程730就如下使用如式(4)中计算出的增益差Δg来计算增益矩阵G。

$G=\left[\begin{array}{cc}1+\frac{\mathrm{\Δg}}{2}& 0\\ 0& 1-\frac{\mathrm{\Δg}}{2}\end{array}\right]---\left(6\right)$

接着，过程730如下使用式(5)中计算出的相位差Δφ来计算相位矩阵P。

$P=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2}\right)& \sin \left(\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2}\right)\\ \sin \left(\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2}\right)& \cos \left(\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2}\right)\end{array}\right]---\left(7\right)$

然后，过程730通过如下将矩阵G和P相乘来计算积矩阵M：

M＝GP                                (8)

接着，过程730如下计算矩阵A为式(8)中所计算的积矩阵M的逆：

A＝M^-1                              (9)

矩阵 $A=\left[\begin{array}{cc}{a}_{11}& a_{12}\\ a_{21}& a_{22}\end{array}\right]$ 由此包含分量a₁₁、a₁₂、a₂₁和a₂₂，这些分量为将在接收机补偿器160(图1A)或发射机补偿器220(图2A)中使用的相位和增益调节常数或失衡校正。

过程730还可通过重复以上计算并如下更新矩阵A来任选地更新矩阵A。

B(n)＝A.B(n-1)                                 (10)

其中B(0)＝I，I为单位矩阵。

过程730在随后终止。

式(4)和(5)给出相位和增益调节常数的计算的表达。这些表达可在以下得出。

使用下式来建模I-Q失衡。

$\left[\begin{array}{c}I\′\\ Q\′\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}(1+\frac{\mathrm{\Δg}}{2})\cos \left(\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2}\right)& (1+\frac{\mathrm{\Δg}}{2})\sin \left(\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2}\right)\\ (1-\frac{\mathrm{\Δg}}{2})\sin \left(\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2}\right)& (1-\frac{\mathrm{\Δg}}{2})\cos \left(\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}I\\ Q\end{array}\right]$ (11)

$=\left[\begin{array}{cc}1+\frac{\mathrm{\Δg}}{2}& 0\\ 0& 1-\frac{\mathrm{\Δg}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2}\right)& \sin \left(\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2}\right)\\ \sin \left(\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2}\right)& \cos \left(\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}I\\ Q\end{array}\right]$

如式(4)中所示的增益调节常数Δg的推导。

假定Δφ＝0，则IQ失衡如下，

$\left[\begin{array}{c}I\′\\ Q\′\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}(1+\frac{\mathrm{\Δg}}{2})\cos \left(\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2}\right)& (1+\frac{\mathrm{\Δg}}{2})\sin \left(\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2}\right)\\ (1-\frac{\mathrm{\Δg}}{2})\sin \left(\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2}\right)& (1-\frac{\mathrm{\Δg}}{2})\cos \left(\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}I\\ Q\end{array}\right]$         (12)

$=\left[\begin{array}{cc}1+\frac{\mathrm{\Δg}}{2}& 0\\ 0& 1-\frac{\mathrm{\Δg}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}I\\ Q\end{array}\right]$

$I\′=(1+\frac{\mathrm{\Δg}}{2})\·I,$

$Q\′=(1-\frac{\mathrm{\Δg}}{2})\·Q---\left(13\right)$

通过这些等式，推导如下，

P_I，avg＝E[I′²]

$E[{(1+\frac{\mathrm{\Δg}}{2})}^2\·I^2]$

$=E[I^2+\mathrm{\Δg}\·I^2+\frac{\mathrm{\Δ}{g}^2}{4}\·I^2]---\left(14\right)$

$=\left(1+\mathrm{\Δg}+\frac{\mathrm{\Δ}{g}^2}{4}\right)\·E\left[I^2\right]$

$P_{Q,\mathrm{avg}}=E\left[{Q\′}^2\right]$

$=E[{(1+\frac{\mathrm{\Δg}}{2})}^2\·Q^2]$

$=E[Q^2-\mathrm{\Δg}\·Q^2+\frac{\mathrm{\Δ}{g}^2}{4}\·Q^2]$              (15)

$=\left(1+\mathrm{\Δg}+\frac{\mathrm{\Δ}{g}^2}{4}\right)\·E\left[Q^2\right]$

${P_{I,\mathrm{avg}}-P}_{Q,\mathrm{avg}}=\mathrm{\Δg}\·E\left[I^2\right]+\mathrm{\Δg}\·E\left[Q^2\right]$  ∵ E[I²]＝E[Q²]

$=2\·\mathrm{\Δg}\·E\left[I^2\right]$

                   (16)

$=2\·\mathrm{\Δg}\·P_{\mathrm{avg}}$

根据式(16)，可得出Δg：

               (17)

如式(5)中所示的相位调节常数Δφ的推导：

假定Δg＝0且Δφ<<1，则IQ失衡如下：

$\left[\begin{array}{c}I\&prime;\\ Q\&prime;\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}(1+\frac{\mathrm{\&Delta;g}}{2})\cos \left(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\right)& (1+\frac{\mathrm{\&Delta;g}}{2})\sin \left(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\right)\\ (1-\frac{\mathrm{\&Delta;g}}{2})\sin \left(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\right)& (1-\frac{\mathrm{\&Delta;g}}{2})\cos \left(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}I\\ Q\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\right)& \sin \left(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\right)\\ \sin \left(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\right)& \cos \left(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}I\\ Q\end{array}\right]---\left(18\right)$

其给出： $I\&prime;=I+\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\&CenterDot;Q,$ $Q\&prime;=\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\&CenterDot;I+Q---\left(19\right)$

R_IQ可被表达为：

$R_{\mathrm{IQ}}=E[I\&prime;\&CenterDot;Q\&prime;]$

$=E[(I+\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\&CenterDot;Q)\&CenterDot;(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\&CenterDot;I+Q)]$

$=E[\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\&CenterDot;I^2+I\&CenterDot;Q+\frac{{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}^2}{4}\&CenterDot;I\&CenterDot;Q+\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\&CenterDot;Q^2]$

$=\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\&CenterDot;E\left[(I^2+Q^2)\right]+\frac{{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}^2}{4}\&CenterDot;E(I\&CenterDot;Q)$ ∵ E[I·Q]＝0        (20)

$=\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\&CenterDot;(E\left[I^2\right]+E\left[Q^2\right])$

$=\mathrm{\&Delta;\&phi;}\&CenterDot;E\left[I^2\right]$               ∵ E[I²]＝E[Q²]

$={\mathrm{\&Delta;\&phi;}\&CenterDot;P}_{\mathrm{avg}}$

其给出

图9是示出了根据本发明的实施例的用于在不使用经校准的基准接收机的情况下校准发射机的过程900的流程图。

一旦开始，过程900就将第一频率下的第一测试信号注入具有伴随I-Q失衡的正交调制器的发射机(框910)。正交调制器具有载波频率。发射机生成发射机信号。接着，过程900检测发射机信号以生成具有第一测试信号和第二频率——其为第一频率的两倍——下的第二测试信号的复合信号(框920)。

然后，过程900数字化复合信号(框930)。这可由具有恰当采样频率f_s的合适ADC来执行。接着，过程900使用闭合形式解从数字化复合信号计算I-QDC偏移量、相位、和增益校正VI_c、VQ_c、Δφ_c、和ΔG_c以校正I-Q失衡(框940)。过程900在随后终止。

图10A是示出了根据本发明的一个实施例的图9中所示用于检测发射机信号的过程920的流程图。

一旦开始，过程920就使用模拟乘法器对发射机信号求平方(框1010)。求平方实际上引入有两倍于第一测试信号中第一频调的频率的第二信号或频调。接着，过程920用具有大致在第二频率下的转角频率的低通滤波器来滤波经求平方的信号(框1015)。低通滤波器移除载波频率并让第一和第二测试信号通过。过程920在随后终止。

图10B是示出了根据本发明的一个实施例的用于计算I-Q DC偏移量、相位、和增益校正的过程900的流程图。

一旦开始，过程900就计算从检测到数字化——即，从检测器380到ADC390——的路径延迟D(框1020)。路径延迟D是以度来度量的。这可通过将Q信道输入设为零——即，将在图3中的移相器315之后的输入Q₁设为零——来执行，并运行校准。第二测试信号——即，第二频调——的相位的输出等于路径延迟D。

接着，过程940分别计算第一和第二测试信号的第一幅度M₁和第二幅度M₂(框1025)。接着，过程940分别计算第一和第二测试信号的第一相位Φ₁和第二相位Φ₂(框1030)。接着，过程940计算I DC偏移量校正VI_c＝M₁cos((Φ₁-D/2)π/180)(框1035)。接着，过程940计算Q DC偏移量校正VQ_c＝-M₁sin((Φ₁-D/2)π/180)(框1040)。接着，过程940计算相位校正Δφ_c＝-M₂cos((Φ₂-D/2)π/180)(框1045)。接着，过程940计算增益校正ΔG_c＝-2M₂sin((Φ₂-D/2)π/180)(180/π)(框1050)。过程940在随后终止。

I-Q DC偏移量、相位和增益校正——VI_c、VQ_c、Δφ_c和ΔG_c——的计算是基于如图4中所示的发射机和误差电路模型的。根据图4中所示的电路模型，获得I-Q分量的等式以给出I-Q DC偏移量、相位和增益校正——VI_c、VQ_c、Δφ_c和ΔG_c——的表达。

令

i为以伏特计的I信道频调

q为以伏特计的Q信道频调

I为以伏特计的混频器之后的I信道

Q为以伏特计的混频器之后的Q信道

V为以伏特计的发射机的输出

f_m为调制频率

f_c为载波频率

f_s为以100ps为单位的采样频率

Δt为以100ps为单位的时间

ΔS为以Δt为单位计的路径延迟

VI_c为以伏特计的DC偏移量I校正

VQ_c为以伏特计的DC偏移量Q校正

ΔG_c为以伏特计的增益失衡校正

Δφ_c为以度计的相位失衡校正

VI_P为以伏特计的DC偏移量I物理

VQ_P为以伏特计的DC偏移量Q物理

ΔG_P为以伏特计的增益失衡物理

Δφ_P为以度计的相位失衡物理

关于图3中所示的发射机中的各个量的等式

i＝cos((2πf_m/f_s)(Δt-ΔS))                                                (22a)

q＝sin((2πf_m/f_s)(Δt-ΔS))                                                (22b)

I＝(i cos((Δφ_cπ/180)./2)-q sin((Δφ_cπ/180)/2))((1+ΔG_c/2)/(1-ΔG_c/2))      (23a)

Q＝(q cos((Δφ_cπ/180)/2)-i sin((Δφ_cπ/180)/2))((1-ΔG_c/2)/(1+ΔG_c/2))       (23b)

V＝(I-VI_c+VI_p)(1-ΔG_p)cos((2πf_c/f_s)(Δt-ΔS)+(Δφ_p π/180)/2)

-(Q-VQ_c+VQ_p)(1+ΔG_p)sin((2πf_c/f_s)(Δt-ΔS)-(Δφ_p π/180)/2)                   (24)

关于校正的等式为：

VI_c＝M₁cos((Φ₁-D/2)π/180)          (25)

VQ_c＝-M₁sin((Φ₁-D/2)π/180)         (26)

Δφ_c＝-M₂cos((Φ₂-D/2)π/180)         (27)

ΔG_c＝-2M₂sin((Φ₂-D/2)π/180)(180/π) (28)

其中M₁：以伏特计的第一测试信号或频调的幅度

Φ₁：以度计的第一测试信号或频调的相位

M₂：以伏特计的第二测试信号或频调的幅度

Φ₂：以度计的第二测试信号或频调的相位

D以度计的路径延迟。

图11是分别示出了根据本发明的一个实施例的图1A、2A和3中所示的处理单元190、295或395的示图。处理单元190/295/395包括处理器单元1110、存储器控制器(MC)1120、主存储器1130、图形处理器1140、输入/输出控制器(IOC)1150、互连1155、大容量存储接口1170、以及输入/输出(I/O设备)1180₁到1180_K。处理单元190/295/395可包含比以上组件更多或更少的组件。

处理器单元1110表示任何类型架构的中央处理单元，诸如使用超线程、安全性、网络、数字媒体技术的处理器、单核处理器、多核处理器、嵌入式处理器、移动处理器、微控制器、数字信号处理器、超标量计算机、向量处理器、单指令多数据(SIMD)计算机、复杂指令集计算机(CISC)、精简指令集计算机(RISC)、超长指令字(VLIW)或混合式架构。

MC 1120提供对诸如主存储器1120和IOC 1140等存储器和输入/输出设备的控制和配置。MC 1120可被整合到芯片组中，该芯片组集成了诸如图形、媒体、孤立执行代码、主机-外围总线接口、存储器控制、功率管理等多种功能。MCH 1120中的MC 1120或存储器控制器功能可被整合到处理器单元1110中。在某些实施例中，或者内置于或者外置于处理器单元1110的存储器控制器可为处理器单1110中的所有核心或处理器工作。在其它实施例中，其可包括可为处理器单元1110中的不同核心或处理器单独工作的不同部分。

主存储器1130存储系统代码和数据。主存储器1130通常用动态随机存取存储器(DRAM)、静态随机存取存储器(SRAM)、或包括无需被刷新的任何其它类型的存储器来实现。主存储器1130可包括诸如DRAM的存储器设备的多个通道。主存储器1130可包括校准模块1135。校准模块1135包括用于执行如上所述的校准功能的程序指令和数据。校准模块1135可包括或接口至用于执行调节常数或校正的计算的合适的数学或信号处理软件包(例如，MathLab)。

图形处理器1140是提供图像功能的任何处理器。图形处理器1140还可集成到MC 1120以执行图形和存储器控制器(GMC)。图形处理器1140可以是经由诸如加速图形端口(AGP)或外围组件互连(PCI)Express互连的图形端口与MC 1120接口的诸如图形性能加速器(AGP)卡的图形卡。图形处理器1140提供到诸如标准逐行扫描监视器、电视(TV)-输出设备、以及转移最小化差分信令(TMDS)控制器等外围显示设备的接口。

IOC 1150具有被设计成支持I/O功能的许多功能。IOC 1150还可被一起集成到芯片组或与MC 1120分开，以执行I/O功能。IOC 1150可包括多个接口或I/O功能，诸如外围组件互连(PCI)总线接口、处理器接口、中断控制器、直接存储器存取(DMA)控制器、功率管理逻辑、定时器、系统管理总线(SMBus)、通用串行总线(USB)接口、大容量存储接口、低引脚数(LPC)接口、无线互连、直接媒体接口(DMI)等。

互连或总线1155提供到外围设备的接口。互连1155可以是点对点或连接到多个设备。为了清晰起见，未示出所有互连。可预想，互连总线1155可包括任何互连和总线，诸如外围组件互连(PCI)、PCI Express、通用串行总线(USB)、小型计算机系统接口(SCSI)、串行SCSI、以及直接媒体接口(DMI)等。

大容量存储接口1170与大容量存储设备接口以存储诸如代码、程序、文件、数据和应用等存档文件。大容量存储接口可包括SCSI、串行SCSI、高级技术附件(ATA)(并行和/或串行)、集成器件电子(IDE)、增强IDE、ATA分组接口(ATAPI)等。大容量存储设备可包括压缩盘(CD)只读存储器(ROM)1172、数字多功能盘(DVD)1173、软盘驱动器1174、硬驱动器1175、带驱动器1176、以及任何其它磁或光存储设备。大容量存储设备提供用于读取机器可访问介质的机制。

I/O设备1180₁到1180_K可包括用于执行I/O功能的任何I/O设备。I/O设备1180₁到1180_K的示例包括输入设备(例如，键盘、鼠标、跟踪球、定点设备或遥控单元)、媒体卡(例如，音频、视频和图形)、网卡的控制器、以及任何其它外围控制器。

本发明的一个实施例的各元件可通过硬件、固件、软件或其任何组合来实现。术语硬件通常指具有诸如电子、电磁、光、光电、机械、机电部件等物理结构的元件。术语软件通常指逻辑结构、方法、工序、程序、例程、过程、算法、公式、函数、表达式等。术语固件通常指在硬件结构(例如，闪存、ROM、EPROM)中实现或体现的逻辑结构、方法、工序、程序、例程、过程、算法、公式、函数、表达式等。固件的示例可包括微代码、可写控制存储、微编程结构。当在软件或固件中实现时，本发明的实施例的元件实质上是用于执行必需任务的代码段。软件/固件可包括用于执行本发明的一个实施例中描述的操作的实际代码、或者模拟或仿真操作的代码。程序或代码段可被存储在处理器或机器可访问介质中、或者经由传输介质通过体现于载波中的计算机数据信号或由载波调制的信号传送。“处理器可读或可访问介质”或“机器可读或可访问介质”可包括可存储、传送、或传输信息的任何介质。处理器可读或机器可访问介质的示例包括电子电路、半导体存储器器件、只读存储器(ROM)、闪存、可擦可编程ROM(EPROM)、软盘、压缩盘(CD)ROM、光盘、硬盘、光纤介质、射频(RF)链路等。计算机数据信号可包括可通过诸如电子网络信道、光纤、空中、电磁、RF链路等传输介质传播的任何信号。代码段可经由诸如因特网、内联网等计算机网络下载。机器可访问介质可被体现在制品中。机器可访问介质可包括当由机器访问时导致该机器执行上述操作或动作的信息或数据。机器可访问介质还可包括嵌入其中的程序代码。程序代码可包括用于执行上述操作的机器可读代码。术语“信息”或“数据”在此指可针对机器可读目的编码的任何类型的信息。因此，其可包括程序、代码、数据、文件等。

本发明的实施例的所有或部分部件可通过硬件、固件、软件或其任何组合来实现。硬件、软件或固件元件可具有彼此耦合的若干模块。硬件模块通过机械、电气、光、电磁或任何物理连接耦合至另一模块。软件模块通过函数、程序、方法、子程序或例程调用、跳跃、链接、参数、变量、以及自变量传递、函数返回等耦合至另一模块。软件模块被耦合至另一模块以接收变量、参数、自变量等和/或生成或传递结果、已更新变量、指针等。固件通过以上硬件和软件耦合方法的任何组合来耦合至另一模块。硬件、软件或固件模块可被耦合至另一硬件、软件或固件模块的任一个。模块还可以是与在平台上运行的操作系统交互的软件驱动器或接口。模块还可以是用于配置、设置、初始化硬件设备、向/从其发送和接收数据的硬件驱动器。装置可包括硬件、软件和固件模块的任何组合。

虽然已根据若干实施例描述了本发明，但是本领域技术人员将认识到，本发明不限于所描述的实施例，而是可在进行落在所附权利要求的精神和范围内的修改和变化的情况下实践。因此，本说明书应被认为是示例性的而非限制性的。

Claims (36)

1.一种方法，包括：

存储分别表示来自接收机的下变频信号的同相和正交(I-Q)分量的N个数字化样本I(n)和Q(n)，所述I-Q分量是从具有I-Q失衡的正交解调器或调制器生成的；以及

使用闭合形式解从所述N个数字化样本计算出相位和增益调节常数以补偿所述I-Q失衡。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述计算相位和增益调节常数包括：

从所述N个数字化样本I(n)和Q(n)计算同相平均功率P_I，avg、正交平均功率P_Q，avg、和I-Q相关R_IQ；

使用所述同相平均功率P_I，avg、所述正交平均功率P_Q，avg、和所述I-Q相关R_IQ来估计增益差Δg和相位差Δφ；以及

使用所述增益差Δg和所述相位差Δφ来计算矩阵 $A=\left[\begin{array}{cc}{a}_{11}& a_{12}\\ a_{21}& a_{22}\end{array}\right],$ 所述矩阵A具有为所述相位和增益调节常数的分量a₁₁、a₁₂、a₂₁和a₂₂。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述计算同相平均功率P_I，avg、正交平均功率P_Q，avg、和I-Q相关R_IQ包括：

计算所述同相平均功率 $P_{I,\mathrm{avg}}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}I{\left(n\right)}^2;$

计算所述正交平均功率 $P_{Q,\mathrm{avg}}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}Q{\left(n\right)}^2;$ 以及

计算所述I-Q相关 $R_{\mathrm{IQ}}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}I\left(n\right)Q\left(n\right).$

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述估计增益差Δg和相位差Δφ包括：

估计所述增益差 $\mathrm{\&Delta;g}=\frac{P_{I,\mathrm{avg}}-P_{Q,\mathrm{avg}}}{2\&CenterDot;P_{\mathrm{avg}}},$ 其中 $P_{\mathrm{avg}}=\frac{P_{I,\mathrm{avg}}+P_{Q,\mathrm{avg}}}{2};$ 以及

估计所述相位差 $\mathrm{\&Delta;\&phi;}=\frac{R_{\mathrm{IQ}}}{P_{\mathrm{avg}}}.$

5.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述计算矩阵 $A=\left[\begin{array}{cc}{a}_{11}& a_{12}\\ a_{21}& a_{22}\end{array}\right]$ 包括：

计算增益矩阵 $G=\left[\begin{array}{cc}1+\frac{\mathrm{\&Delta;g}}{2}& 0\\ 0& 1-\frac{\mathrm{\&Delta;g}}{2}\end{array}\right];$

计算相位矩阵 $P=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\right)& \sin \left(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\right)\\ \sin \left(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\right)& \cos \left(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\right)\end{array}\right];$

计算积矩阵M＝GP；以及

计算作为所述积矩阵M的逆的所述矩阵A，A＝M^-1。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述计算作为积矩阵的逆的矩阵A包括：

使用B(n)＝A·B(n-1)来更新所述矩阵A且B(0)＝I。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

将单个未调制信号注入具有所述正交解调器的所述接收机以将所述信号下变频至基带信号，所述正交解调器具有所述I-Q失衡。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

在具有带所述I-Q失衡的所述正交调制器的发射机中，在发射机路径上生成一信号；

将所述信号回送到经校准的基准接收机的接收机路径中，所述经校准的基准接收机具有用于将所述信号下变频至基带信号的接收机混频器，所述接收机混频器已被校准。

9.一种方法，包括：

将第一频率下的第一信号注入具有带同相和正交(I-Q)失衡的正交调制器的发射机，所述正交调制器具有载波频率，所述发射机生成发射机信号；

检测所述发射机信号以生成具有所述第一信号以及在两倍于所述第一频率的第二频率下的第二信号的复合信号；

将所述复合信号数字化；以及

使用闭合形式解从所述数字化复合信号生成I-Q直流(DC)偏移量、相位和增益校正——VI_c、VQ_c、Δφ_c和ΔG_c——以校正所述I-Q失衡。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述检测发射机信号包括：

使用模拟乘法器对所述发射机信号求平方；以及

用具有大致在所述第二频率下的转角频率的低通滤波器将所述经求平方的信号滤波，所述低通滤波器移除所述载波频率并让所述第一和第二信号通过。

11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述计算I-Q DC偏移量、相位和增益校正包括：

计算从检测到数字化的路径延迟D；

分别计算所述第一和第二信号的第一和第二幅度——M₁和M₂。

分别计算所述第一和第二信号的第一和第二相位——Φ₁和Φ₂；以及

使用所述路径延迟D、所述第一和第二幅度——M₁和M₂、以及所述第一和第二相位——Φ₁和Φ₂来计算所述I-Q DC偏移量、相位和增益校正——VI_c、VQ_c、Δφ_c和AG_c。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述计算I-Q DC偏移量、相位和增益校正——VI_c、VQ_c、Δφ_c和AG_c，包括：

计算所述I DC偏移量校正VI_c＝M₁cos((Φ₁-D/2)π/180)；

计算所述Q DC偏移量校正VQ_c＝-M₁sin((Φ₁-D/2)π/180)；

计算所述相位校正Δφ_c＝-M₂cos((Φ₂-D/2)π/180)；以及

计算所述增益校正ΔG_c＝-2M₂sin((Φ₂-D/2)π/180)(180/π)。

13.一种装置，包括：

第一加法器，用于将第一乘积与第二乘积相加以在通信设备的通信路径中产生第一同相(I)分量，所述通信路径具有用于转换信号的频率的正交解调器或调制器，所述正交解调器或调制器具有I和正交(Q)失衡；

第二加法器，用于将第三乘积与第四乘积相加以在所述通信路径中产生第一正交(Q)分量；

耦合至所述第一加法器的第一和第二乘法器，用于将所述通信路径中的第二I和Q分量分别与第一和第二调节常数相乘，以分别产生所述第一和第二乘积；以及

耦合至所述第二加法器的第三和第四乘法器，用于将所述通信路径中的第二I和Q分量分别与第三和第四调节常数相乘，以分别产生所述第三和第四乘积；

其中所述第一、第二、第三和第四调节常数是使用闭合形式解来计算以补偿所述I-Q失衡的。

14.如权利要求13所述的装置，所述通信路径是接收机路径，所述第一I和Q分量是针对所述I-Q失衡被校正的，并且所述第二I和Q分量因所述I-Q失衡而畸变。

15.如权利要求13所述的装置，所述通信路径是发射机路径，所述第一I和Q分量是因所述I-Q失衡而预畸变，并且所述第二I和Q分量是正确的。

16.一种装置，包括

发射机中的正交解调器，用于生成发射机信号，所述正交调制器电路具有同相和正交(I-Q)失衡；

耦合至所述正交调制器电路和I-Q数模转换器(DAC)的误差电路，用于建模所述I-Q失衡；以及

耦合至所述发射机的调制器的调制器同相和正交(I-Q)分量的预补偿电路，用于使用用来补偿所述I-Q失衡的补偿常数来分别生成去往所述I-Q DAC的经预补偿I-Q分量，所述补偿常数是在校准程序中使用闭合形式解来计算的。

17.如权利要求16所述的装置，其特征在于，还包括：

耦合至所述正交调制器电路的检测器，用于从所述发射机信号生成具有第一和第二频率的复合信号，所述第二频率为所述第一频率的两倍；以及

耦合至所述检测器的模数转换器(ADC)，用于提供所述复合信号的数字化样本，所述数字化样本被用于计算所述补偿常数。

18.如权利要求16所述的装置，其特征在于，所述正交调制器电路包括：

I-Q混频器，用于将I-Q分量与载波信号的I-Q载波分量相混频以生成I-Q补偿分量；以及

耦合至所述I-Q混频器的组合器，用于将所述I-Q补偿分量组合到所述发射机信号中。

19.如权利要求18所述的装置，其特征在于，所述误差电路包括：

第一和第二加法器，用于从所述DAC的相应输出减去I-Q DC偏移量补偿常数以分别生成第一和第二差值；

耦合至所述第一和第二加法器的第一和第二乘法器，用于将所述第一和第二差与I-Q增益补偿常数的负数相乘以产生去往所述正交调制器电路的I-Q输入；以及

I-Q延迟元件，用于向所述I-Q载波分量提供I-Q相位误差。

20.如权利要求16所述的装置，其特征在于，所述预补偿电路包括：

I-Q增益失衡电路，用于生成I-Q增益预补偿分量，所述I-Q增益失衡电路包括用于将所述调制器I-Q分量与I-Q增益补偿常数相乘以产生所述I-Q增益预补偿分量的I-Q增益乘法器；

耦合至所述I-Q增益失衡电路的I-Q相位失衡电路，用于生成I-Q增益和相位预补偿分量；以及

耦合至所述I-Q相位失衡电路的直流(DC)偏移量电路，用于生成所述失衡预补偿I-Q分量，所述DC偏移量电路包括用于将所述I-Q增益和相位预补偿分量与I-Q DC偏移量补偿常数相加以产生所述失衡预补偿I-Q分量的I-QDC偏移量加法器。

21.如权利要求18所述的装置，其特征在于，所述I-Q相位失衡电路包括：

第一加法器，用于将第一乘积与第二乘积相加以产生所述I增益和相位预补偿分量；

第二加法器，用于将第三乘积与第四乘积相加以产生所述Q增益和相位预补偿分量；

耦合至所述第一加法器的第一和第二乘法器，用于将所述I-Q增益预补偿分量分别与I-Q相位补偿常数相乘，以分别产生所述第一和第二乘积；以及

耦合至所述第二加法器的第三和第四乘法器，用于将所述Q-I分量分别与所述I-Q相位补偿常数相乘，以分别产生所述第三和第四乘积。

22.一种制品，包括：

包括当由机器访问时导致所述机器执行包括以下动作的操作的信息的机器可访问存储介质：

存储分别表示来自接收机的下变频信号的同相和正交(I-Q)分量的N个数字化样本I(n)和Q(n)，所述I-Q分量是从具有I-Q失衡的正交解调器或调制器生成的；以及

使用闭合形式解从所述N个数字化样本计算出相位和增益调节常数以补偿所述I-Q失衡。

23.如权利要求22所述的制品，其特征在于，所述导致机器执行计算相位和增益调节常数的信息包括在由机器访问时导致所述机器执行包括以下动作的操作的信息：

从所述N个数字化样本I(n)和Q(n)计算同相平均功率P_I，avg、正交平均功率P_Q，avg、和I-Q相关R_IQ；

使用所述同相平均功率P_I，avg、所述正交平均功率P_Q，avg、和所述I-Q相关R_IQ来估计增益差Δg和相位差Δφ；以及

使用所述增益差Δg和所述相位差Δφ来计算矩阵 $A=\left[\begin{array}{cc}{a}_{11}& a_{12}\\ a_{21}& a_{22}\end{array}\right],$ 所述矩阵A具有为所述相位和增益调节常数的分量a₁₁、a₁₂、a₂₁和a₂₂。

24.如权利要求23所述的制品，其特征在于，所述导致机器执行计算同相平均功率P_I，avg、正交平均功率P_Q，avg、和I-Q相关R_IQ的信息包括在由机器访问时导致所述机器执行包括以下动作的操作的信息：

计算所述同相平均功率 $P_{I,\mathrm{avg}}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}I{\left(n\right)}^2;$

计算所述正交平均功率 $P_{Q,\mathrm{avg}}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}Q{\left(n\right)}^2;$ 以及

计算所述I-Q相关 $R_{\mathrm{IQ}}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}I\left(n\right)Q\left(n\right).$

25.如权利要求23所述的制品，其特征在于，所述导致机器执行估计增益差Δg和相位差Δφ的信息包括在由机器访问时导致所述机器执行包括以下动作的操作的信息：

估计所述增益差 $\mathrm{\&Delta;g}=\frac{P_{I,\mathrm{avg}}-P_{Q,\mathrm{avg}}}{2\&CenterDot;P_{\mathrm{avg}}},$ 其中 $P_{\mathrm{avg}}=\frac{P_{I,\mathrm{avg}}+P_{Q,\mathrm{avg}}}{2};$ 以及

估计所述相位差 $\mathrm{\&Delta;\&phi;}=\frac{R_{\mathrm{IQ}}}{P_{\mathrm{avg}}}.$

26.如权利要求23所述的制品，其特征在于，所述导致机器执行计算矩阵 $A=\left[\begin{array}{cc}{a}_{11}& a_{12}\\ a_{21}& a_{22}\end{array}\right]$ 的信息包括在由机器访问时导致所述机器执行包括以下动作的操作的信息：

计算增益矩阵 $G=\left[\begin{array}{cc}1+\frac{\mathrm{\&Delta;g}}{2}& 0\\ 0& 1-\frac{\mathrm{\&Delta;g}}{2}\end{array}\right];$

计算相位矩阵 $P=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\right)& \sin \left(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\right)\\ \sin \left(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\right)& \cos \left(\frac{\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{2}\right)\end{array}\right];$

计算积矩阵M＝GP；以及

计算作为所述积矩阵M的逆的所述矩阵A，A＝M^-1。

27.如权利要求26所述的制品，其特征在于，所述导致机器执行计算作为积矩阵的逆的矩阵A的信息包括在由机器访问时导致所述机器执行包括以下动作的操作的信息：

使用B(n)＝A·B(n-1)来更新所述矩阵A且B(0)＝I。

28.如权利要求22所述的制品，其特征在于，所述信息还包括在由机器访问时导致所述机器执行包括以下动作的操作的信息：

将单个未调制信号注入具有所述正交解调器的所述接收机以将所述信号下变频至基带信号，所述正交解调器具有所述I-Q失衡。

29.如权利要求22所述的制品，其特征在于，所述信息还包括在由机器访问时导致所述机器执行包括以下动作的操作的信息：

在具有带有所述I-Q失衡的所述正交调制器的发射机中，在发射机路径上生成一信号；

将所述信号回送到经校准的基准接收机的接收机路径中，所述经校准的基准接收机具有用于将所述信号下变频至基带信号的接收机混频器，所述接收机混频器已被校准。

30.一种制品，包括：

包括当由机器访问时导致所述机器执行包括以下动作的操作的信息的机器可访问存储介质：

将第一频率下的第一信号注入具有带同相和正交(I-Q)失衡的正交调制器的发射机，所述正交调制器具有载波频率，所述发射机生成发射机信号；

检测所述发射机信号以生成具有所述第一信号以及在两倍于所述第一频率的第二频率下的第二信号的复合信号；

将所述复合信号数字化；以及

使用闭合形式解从所述数字化复合信号生成I-Q直流(DC)偏移量、相位和增益校正——VI_c、VQ_c、Δφ_c和ΔG_c——以校正所述I-Q失衡。

31.如权利要求30所述的制品，其特征在于，所述导致机器执行检测发射机信号的信息包括在由机器访问时导致所述机器执行包括以下动作的操作的信息：

使用模拟乘法器对所述发射机信号求平方；以及

用具有大致在所述第二频率下的转角频率的低通滤波器将所述经求平方的信号滤波，所述低通滤波器移除所述载波频率并让所述第一和第二信号通过。

32.如权利要求30所述的制品，其特征在于，所述导致机器执行计算I-QDC偏移量、相位和增益校正的信息包括在由机器访问时导致所述机器执行包括以下动作的操作的信息：

计算从检测到数字化的路径延迟D；

分别计算所述第一和第二信号的第一和第二幅度——M₁和M₂。

分别计算所述第一和第二信号的第一和第二相位——Φ₁和Φ₂；以及

使用所述路径延迟D、所述第一和第二幅度——M和M₂、以及所述第一和第二相位——Φ₁和Φ₂来计算所述I-Q DC偏移量、相位和增益校正——VI_c、VQ_c、Δφ_c和AG_c。

33.如权利要求32所述的制品，其特征在于，所述导致机器执行计算I-QDC偏移量、相位和增益校正——VI_c、VQ_c、Δφ_c和ΔG_c——的信息包括在由机器访问时导致所述机器执行包括以下动作的操作的信息：

计算所述I DC偏移量校正VI_c＝M₁cos((Φ₁-D/2)π/180)；

计算所述Q DC偏移量校正VQ_c＝-M₁sin((Φ₁-D/2)π/180)；

计算所述相位校正Δφ_c＝-M₂cos((Φ₂-D/2)π/180)；以及

计算所述增益校正AG_c＝-2M₂sin((Φ₂-D/2)π/180)(180/π)。

34.一种系统，包括：

正交解调器，用于将接收机子系统处接收到的射频(RF)信号下变频，所述正交解调器提供具有I-Q失衡的模拟同相和正交(I-Q)分量，所述正交解调器具有混频器；

耦合至所述正交解调器的模数转换器(ADC)，用于将所述I-Q分量转换成数字I-Q分量；以及

耦合至所述ADC的补偿器，用于补偿所述I-Q失衡，所述补偿器包括：

第一加法器，用于将第一乘积与第二乘积相加以产生输出I分量，

第二加法器，用于将第三乘积与第四乘积相加以产生输出Q分量，

耦合至所述第一加法器的第一和第二乘法器，用于将所述数字I和Q分量分别与第一和第二调节常数相乘，以分别产生所述第一和第二乘积，以及

耦合至所述第二加法器的第三和第四乘法器，用于将所述数字I和Q分量分别与第三和第四调节常数相乘，以分别产生所述第三和第四乘积；

其中所述第一、第二、第三和第四调节常数是使用闭合形式解来计算以补偿所述I-Q失衡的。

35.一种系统，包括：

正交调制器，用于将基带信号的模拟同相和正交(I-Q)分量上变频为发射信号，所述正交调制器具有生成I-Q失衡的混频器；

耦合至所述正交调制器的数模转换器(DAC)，用于将预补偿I-Q分量转换成模拟I-Q分量；以及

耦合至所述DAC的补偿器，用于补偿来自调制器I-Q分量的所述I-Q失衡，所述补偿器包括：

第一加法器，用于将第一乘积与第二乘积相加以产生预补偿I分量，

第二加法器，用于将第三乘积与第四乘积相加以产生预补偿Q分量，

耦合至所述第一加法器的第一和第二乘法器，用于将所述调制器I和Q分量分别与第一和第二调节常数相乘，以分别产生所述第一和第二乘积，以及

耦合至所述第二加法器的第三和第四乘法器，用于将所述调制器I和Q分量分别与第三和第四调节常数相乘，以分别产生所述第三和第四乘积；

其中所述第一、第二、第三和第四调节常数是使用闭合形式解来计算以补偿所述I-Q失衡的。

36.如权利要求35所述的系统，其特征在于，还包括：

耦合至所述正交调制器的经校准的基准接收机，用于提供回送路径以计算所述I-Q失衡。

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