JP4051037B2 - 準同期検波回路 - Google Patents

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Description

本発明は、準同期検波回路に関し、特に、直交誤差および振幅誤差の補正を行う技術に関する。
従来より、QAM等の多値ディジタル変調方式に対応する準同期検波回路において、自動的に直交誤差を補正する手法が提案されている。例えば特許文献1には、復調後の信号の直交誤差を検出し、検出した直交誤差から位相回転前の直交誤差を推定して、その推定した直交誤差分の補正を行う技術が開示されている。
特開2000−244592号公報
上記従来技術でもある程度の効果は得られるが、構成の複雑さ等の問題があり、より簡素な構成でより良好な符号誤り率特性を有する準同期検波回路が望まれていた。本発明は、上記従来技術とは異なる新しい方式の直交誤差補正を行うものである。
本発明にかかる準同期検波回路は、入力された同相成分および直交成分に対し準同期検波を行う準同期検波部と、入力された同相成分および直交成分の直交誤差を補正する直交誤差補正部と、を備える準同期検波回路において、直交誤差補正部は、直交誤差が無い状態で想定される平均電力P、入力された同相成分W、直交成分Wに基づいて直交誤差tan(Δθ)を、
Figure 0004051037
(ここに、τ:時定数に相当する係数、t:時間を示すパラメータ、sgn(W):Wの符号、sgn(W):Wの符号)として取得する直交誤差取得部と、前記直交誤差tan(Δθ)を直交成分に乗算した信号と同相成分とを加算して補正後の同相成分を取得し、また、前記直交誤差tan(Δθ)を同相成分に乗算した信号と直交成分とを加算して補正後の直交成分を取得する補正処理部と、を含む。
また、上記本発明にかかる準同期検波回路では、さらに、直交誤差が無い状態で想定される平均電力Pの同相成分PTI、直交成分PTQ、入力された同相成分Wおよび直交成分Wに基づいて、同相成分の振幅誤差量Lおよび直交成分の振幅誤差量Lを、
Figure 0004051037
(ここに、B1:係数)として取得してこれを補正する振幅補正部を備えるのが好適である。
また、上記本発明にかかる準同期検波回路では、前記振幅補正部、前記直交誤差補正部、および前記準同期検波部を、この順に備えるのが好適である。
以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照して説明する。
まずは、復調時に生じる直交誤差およびその補正について説明する。図1は、復調処理を行う復調部10を模式的に示した図、また図2および図3は、復調部10で用いることができる補正処理部16,16aの概略構成を示す図である。図1の復調部10は、乗算器12i,12q、LPF14i,14qおよび補正処理部16を備える。また、図2および図3の補正処理部16,16aは、乗算器18i1,18i2,18q1,18q2および加算器20i,20qを備える。
図1に示すように、入力信号を
Figure 0004051037
とし(ここに、ω:角振動数、t:時間)、周波数誤差Δωおよび直交誤差Δθ(ただしΔθは直交誤差の半値)を含むローカル信号を、
Figure 0004051037
とすると、LPF14i,14qの出力I’,Q’は、それぞれ、
Figure 0004051037
となる。
式(3)は、
Figure 0004051037
と書くことができ、これをマトリクスを用いて表現すると、
Figure 0004051037
となる。
したがって、式(5)の両辺に、それぞれ、右から
Figure 0004051037
を乗算して得られるものを(I’’Q’’)とすると、
Figure 0004051037
となる。式(7)の補正を行うには、図2のように補正処理部16を構成すればよい。
ここで、直交誤差Δθが非常に小さい場合、例えば、−2.5[deg]≦Δθ≦+2.5[deg]の範囲にあるときには、以下の近似式
Figure 0004051037
が成り立つから、補正処理部16aは、図3に示すように構成することができる。この補正処理部16aでは、前記−tan(Δθ)を直交成分’に乗算した信号と同相成分’とを加算して補正後の同相成分I’’が取得され、また、前記−tan(Δθ)を同相成分I’に乗算した信号と直交成分Q’とを加算して補正後の直交成分Q’’が取得される。
次に、上記補正に用いるtan(Δθ)の取得について説明する。図4は、直交誤差tan(Δθ)を取得する直交誤差取得部22の機能ブロック図である。
今、直流成分のオフセットおよび振幅オフセットが既に補正されているものと仮定すれば、同相成分Wおよび直交成分Wは、それぞれ、
Figure 0004051037
となる。ここに、IおよびQは、同相成分および直交成分の理想点である。
式(9)は、
Figure 0004051037
と変形することができる。
直交誤差Δθが小さい場合、例えば、−2.5[deg]≦Δθ≦+2.5[deg]の範囲にあるときには、cos(Δθ)≒1と近似できるから、この場合、式(10)は、
Figure 0004051037
と書くことができる。この式(11)は、キャリア周波数誤差により位相が回転し、その後直交誤差が生じていることを示している。このことから、直交誤差を補正した後、キャリア再生(同期検波)を行う必要があることがわかる。
ここで、同相成分Wおよび直交成分Wの2乗和Wは、
Figure 0004051037
となる。また、平均電力Pについては、加算期間が十分に長ければ、その時間積分(t:離散化された時間のパラメータ)は、
Figure 0004051037
となる。式(13)の右辺は、信号が時々刻々と理論上の信号点を推移したときに取得されるべき電力の積分値に相当する。したがって、平均電力Pは、変調方式に応じた定数とすることができ、例えば16QAMの場合、同相成分および直交成分の最大値をImax(=Qmax)とすると、P=0.556・Imaxとすることができる。
そして、これら式(12)および式(13)から、
Figure 0004051037
が成り立ち、結局、tan(Δθ)は、
Figure 0004051037
となる。ここで、τは、時定数に相当する係数であり、引込時間とジッタのトレードオフで決定する。
以上より、直交誤差補正部24は、図3の補正処理部16aと図4の直交誤差取得部22とを組み合わせて、図5に示すように構成することができる。この直交誤差補正部24は、従来のものに比べると、簡素でありかつ補正精度も高い。図6は、64QAMの場合に本実施形態にかかる直交誤差補正の効果を示す図(IQコンスタレーション)である。図6から、この補正によって各信号点のばらつきが低減されていることがわかる。
なお、この直交誤差補正は、変調処理の場合にも同様に適用可能であり、その場合も図3の補正処理部16aを用いることができる。ただし、変調処理の場合には、補正処理部16aは変調の前段に設けることに留意すべきである。
次に、振幅誤差およびその補正について説明する。図7は、同相成分、直交成分の振幅誤差L,Lを補正する振幅誤差補正部26の機能ブロック図である。
今、直流成分のオフセットが既に補正されているものと仮定すれば、同相成分Wおよび直交成分Wは、それぞれ、
Figure 0004051037
となる。そして、同相成分、直交成分の振幅誤差L,Lに関しては、
Figure 0004051037
が成り立つ。ここに、PTI:平均電力の同相成分、PTQ:平均電力の直交成分である。これらPTI,PTQは、それぞれ、信号が時々刻々と理論上の信号点を推移したときに取得されるべき電力の同相成分および直交成分の積分値に相当する。
この式(17)を変形すると、
Figure 0004051037
が得られる。したがって、ジッタを考慮した最終的な振幅誤差の補正量(すなわち、L,L)は、
Figure 0004051037
となる。ここで、τは、時定数に相当する係数であり、引込時間とジッタのトレードオフで決定する。また、1/B1は補正ゲインであり、これも引込時間とジッタのトレードオフで決定する。
以上より、振幅誤差補正部26は、図7に示すように構成することができる。この振幅誤差補正部26は、従来のものに比べると、簡素でありかつ補正精度も高い。
図8は、上述した直交誤差補正および振幅補正を行うモジュールを備えた準同期検波回路30の一例を示す図である。この準同期検波回路30は一つのLSIとして構成することができる。準同期検波回路30は、A/D変換部32i,32q、ルートロールオフフィルタ(ROF)34i,34q、第1の直流成分補正部(ADC1)36i1,36q1、第1の振幅誤差補正部(ALC1)26i1,26q1、第1の直交誤差補正部(AQC1)24−1、準同期検波部38、第2の直流成分補正部(ADC2)36i2,36q2、第2の振幅誤差補正部(ALC2)26i2,26q2、および第2の直交誤差補正部(AQC2)24−2を備える。このように、準同期検波部38の前段では各誤差を粗く補正し、準同期検波部38の後段で各誤差をより精度良く補正することで、より確実にかつより高精度に補正を実行している。
A/D変換部32i,32qは、アナログ信号をディジタル信号に変換し、ROF34i,34qは、符号間干渉を抑制し、またADC1およびADC2(36i1,36q1,36i2,36q2)は、直流成分誤差すなわちオフセット誤差を補正する。
ALC1およびALC2(26i1,26q1,26i2,26q2)は、上述した振幅誤差補正部26として構成される。ただし、ALC2(26i2,26q2)はALC1(26i1,26q1)に比べて補正範囲が狭いが補正精度が高い。
AQC1およびAQC2(24−1,24−2)は、上述した直交誤差補正部24として構成される。ただし、AQC2(24−2)はAQC1(24−1)に比べて補正範囲が狭いが補正精度が高い。
図9は、図8の準同期検波回路30によって直交誤差および振幅誤差を補正した場合(実線)、誤差補正を行わない場合(破線)、および理論特性(一点鎖線)のビット誤り率(BER)特性の一例を示す図である。この図において横軸は1ビットあたりの信号対雑音電力比(Eb/N0)、また縦軸はビット誤り率(BER)である。この図から明らかとなるように、本実施形態にかかる準同期検波回路30によれば、直交誤差および振幅誤差が適切に補正され、理論特性に極めて近い良好なBER特性が得られることがわかる。なお、図9は、64QAMの変調方式においてキャリア周波数ずれが10[Hz]の場合の例である。
以上、説明したように、本発明によれば、簡素な構成によってより適切に直交誤差および振幅誤差を補正する準同期検波回路を得ることができる。
復調処理を行う復調部の一構成例を示すブロック図である。 図1の復調部に適用することができる補正処理部の一構成例を示すブロック図である。 図1の復調部に適用することができる補正処理部であって、本実施形態にかかる準同期検波回路に含まれる補正処理部の一構成例を示すブロック図である。 本実施形態にかかる準同期検波回路に含まれる直交誤差取得部の一構成例を示すブロック図である。 本実施形態にかかる準同期検波回路に含まれる直交誤差補正部の一構成例を示すブロック図である。 本実施形態にかかる準同期検波回路に含まれる直交誤差補正部による効果を説明するためのコンスタレーションの一例を示す図である。 本実施形態にかかる準同期検波回路に含まれる振幅誤差補正部の一構成例を示すブロック図である。 本実施形態にかかる準同期検波回路の一構成例を示すブロック図である。 本実施形態にかかる準同期検波回路による効果を説明するための図である。
符号の説明
10 復調部、12i,12q 乗算器、14i,14q 加算器、16,16a 補正処理部、18i1,18i2,18q1,18q2 乗算器、20i,20q 加算器、22 直交誤差取得部、24,24−1,24−2 直交誤差補正部(AQC)、26,26i1,26q1,26i2,26q2 振幅誤差補正部(ALC)、30 準同期検波回路、32i,32q A/D変換部(A/D)、34i,34q ルートロールオフフィルタ(ROF)、36i1,36q1,36i2,36q2 オフセット誤差補正部(ADC)、38 準同期検波部。

Claims (3)

  1. 入力された同相成分および直交成分に対し準同期検波を行う準同期検波部と、入力された同相成分および直交成分の直交誤差を補正する直交誤差補正部と、を備える準同期検波回路において、
    直交誤差補正部は、
    直交誤差が無い状態で想定される平均電力P、入力された同相成分W、直交成分Wに基づいて、直交誤差tan(Δθ)を、
    Figure 0004051037
    (ここに、τ:時定数に相当する係数、t:時間を示すパラメータ、sgn(W):Wの符号、sgn(W):Wの符号)として取得する直交誤差取得部と、
    前記直交誤差tan(Δθ)を直交成分に乗算した信号と同相成分とを加算して補正後の同相成分を取得し、また、前記直交誤差tan(Δθ)を同相成分に乗算した信号と直交成分とを加算して補正後の直交成分を取得する補正処理部と、
    を含むことを特徴とする準同期検波回路。
  2. さらに、直交誤差が無い状態で想定される平均電力Pの同相成分PTI、直交成分PTQ、入力された同相成分Wおよび直交成分Wに基づいて、同相成分の振幅誤差量Lおよび直交成分の振幅誤差量Lを、
    Figure 0004051037
    (ここに、B1:所定の係数)として取得してこれを補正する振幅補正部を備えることを特徴とする請求項1に記載の準同期検波回路。
  3. 前記振幅補正部、前記直交誤差補正部、および前記準同期検波部を、この順に備えることを特徴とする請求項2に記載の準同期検波回路。
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