JPH09246916A - 自動周波数制御装置 - Google Patents
自動周波数制御装置Info
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- JPH09246916A JPH09246916A JP4754596A JP4754596A JPH09246916A JP H09246916 A JPH09246916 A JP H09246916A JP 4754596 A JP4754596 A JP 4754596A JP 4754596 A JP4754596 A JP 4754596A JP H09246916 A JPH09246916 A JP H09246916A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 広い周波数捕捉範囲を有し、しかも、高精度
に周波数を推定することができる自動周波数制御装置を
提供する。 【解決手段】 １／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１１
は、広い周波数捕捉範囲に適した遅延検波を行う。遅延
検波の結果、大まかな周波数偏差が推定される。この周
波数偏差に基づいて、周波数偏差補正部１５は、受信信
号の周波数偏差を補償する。補償された受信信号に対
し、再度、１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１３が遅延検
波を行う。ここで精度の高い周波数偏差の推定が実施さ
れる。１／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１１からの出
力と、１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１３からの出力と
は加算され、精度の高い周波数偏差情報ΔωEST が出力
される。
に周波数を推定することができる自動周波数制御装置を
提供する。 【解決手段】 １／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１１
は、広い周波数捕捉範囲に適した遅延検波を行う。遅延
検波の結果、大まかな周波数偏差が推定される。この周
波数偏差に基づいて、周波数偏差補正部１５は、受信信
号の周波数偏差を補償する。補償された受信信号に対
し、再度、１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１３が遅延検
波を行う。ここで精度の高い周波数偏差の推定が実施さ
れる。１／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１１からの出
力と、１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１３からの出力と
は加算され、精度の高い周波数偏差情報ΔωEST が出力
される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば衛星通信や
移動体通信、移動体衛星通信で用いられる受信機の自動
周波数制御（ＡＦＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕ
ｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）装置に関する。
移動体通信、移動体衛星通信で用いられる受信機の自動
周波数制御（ＡＦＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕ
ｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＡＦＣ装置は、例えば、Ｍ．Ｋ．Ｓｉｍ
ｏｎおよびＤ．Ｄｉｖｓａｌａｒ共著「Ｄｏｐｐｌｅｒ
−Ｃｏｒｒｅｃｔｅｄ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｄ
ｅｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ ＭＰＳＫ」（ＩＥＥＥ Ｔｒ
ａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏ
ｎｓ、Ｖｏｌ．３７、Ｎｏ．２、ｐｐ９９〜１０９、１
９８９年２月）に開示される。
ｏｎおよびＤ．Ｄｉｖｓａｌａｒ共著「Ｄｏｐｐｌｅｒ
−Ｃｏｒｒｅｃｔｅｄ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｄ
ｅｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ ＭＰＳＫ」（ＩＥＥＥ Ｔｒ
ａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏ
ｎｓ、Ｖｏｌ．３７、Ｎｏ．２、ｐｐ９９〜１０９、１
９８９年２月）に開示される。
【０００３】図９に示すように、従来のＡＦＣ装置は、
基準発振器からの出力信号を用いて、入力された受信Ｉ
Ｆ（中間周波数）信号を直交検波する直交検波回路１０
１と、直交検波回路１０１の出力信号を波形整形すると
同時に帯域外雑音を除去する受信フィルタ１０２と、１
／２シンボル周期（＝Ｔ／２）で遅延させた受信フィル
タ１０２からの出力信号を用いて、受信フィルタ１０２
からの出力信号の周波数偏差Δωを算出する１／２シン
ボル遅延検波型ＡＦＣ部１０３とを備える。１／２シン
ボル遅延検波型ＡＦＣ部１０３では、サンプル回路１０
４によって受信フィルタ１０２からの信号がＴ／２周期
でサンプルされる。サンプルされた信号はＴ／２遅延検
波回路１０５でＴ／２遅延検波される。サンプル回路１
０６は、遅延検波された信号をＴ周期でサンプルする。
平均回路１０７は、サンプル回路１０６からの出力信号
を平均化する。平均化された信号に基づいて、周波数演
算回路１０８は周波数偏差Δωを演算する。
基準発振器からの出力信号を用いて、入力された受信Ｉ
Ｆ（中間周波数）信号を直交検波する直交検波回路１０
１と、直交検波回路１０１の出力信号を波形整形すると
同時に帯域外雑音を除去する受信フィルタ１０２と、１
／２シンボル周期（＝Ｔ／２）で遅延させた受信フィル
タ１０２からの出力信号を用いて、受信フィルタ１０２
からの出力信号の周波数偏差Δωを算出する１／２シン
ボル遅延検波型ＡＦＣ部１０３とを備える。１／２シン
ボル遅延検波型ＡＦＣ部１０３では、サンプル回路１０
４によって受信フィルタ１０２からの信号がＴ／２周期
でサンプルされる。サンプルされた信号はＴ／２遅延検
波回路１０５でＴ／２遅延検波される。サンプル回路１
０６は、遅延検波された信号をＴ周期でサンプルする。
平均回路１０７は、サンプル回路１０６からの出力信号
を平均化する。平均化された信号に基づいて、周波数演
算回路１０８は周波数偏差Δωを演算する。
【０００４】Ｔ／２遅延検波回路１０５では、図１０に
示すように、サンプル回路１０４からの出力信号が２分
岐され、一方の分岐信号は複素乗算回路１０９に直接入
力される。他方の分岐信号では、Ｔ／２遅延回路１１０
でＴ／２遅延が施された後、複素共役回路１１を通じて
その複素共役数が複素乗算回路１０９に入力される。複
素乗算回路１０９では、入力された分岐信号と複素共役
数とが乗算される。
示すように、サンプル回路１０４からの出力信号が２分
岐され、一方の分岐信号は複素乗算回路１０９に直接入
力される。他方の分岐信号では、Ｔ／２遅延回路１１０
でＴ／２遅延が施された後、複素共役回路１１を通じて
その複素共役数が複素乗算回路１０９に入力される。複
素乗算回路１０９では、入力された分岐信号と複素共役
数とが乗算される。
【０００５】このＡＦＣ装置の動作原理を説明する。い
ま、受信ＩＦ信号ｒ（ｔ）が次式で表わされるとする。
ま、受信ＩＦ信号ｒ（ｔ）が次式で表わされるとする。
【０００６】
【数１】 ここで、Ａ（ｔ）は変調信号の包絡線成分、θｍ（ｔ）
は変調位相成分、ωc は搬送波の角周波数、θ0 （ｔ）
は初期位相、ｎ（ｔ）は雑音成分を示す。変調方式を位
相シフトキーイング（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ
Ｋｅｙｉｎｇ）と仮定した場合、上式においてθｍ
（ｔ）が変調に応じて変化する。
は変調位相成分、ωc は搬送波の角周波数、θ0 （ｔ）
は初期位相、ｎ（ｔ）は雑音成分を示す。変調方式を位
相シフトキーイング（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ
Ｋｅｙｉｎｇ）と仮定した場合、上式においてθｍ
（ｔ）が変調に応じて変化する。
【０００７】直交検波回路１０１では、基準発振器の出
力信号ＬＯ（ｔ）によって受信ＩＦ信号ｒ（ｔ）が直交
検波され、変調信号ｒｂ（ｔ）が得られる。
力信号ＬＯ（ｔ）によって受信ＩＦ信号ｒ（ｔ）が直交
検波され、変調信号ｒｂ（ｔ）が得られる。
【０００８】
【数２】 ここで、ωLOは基準発振器出力の角周波数、θLOは基準
発振器出力の初期位相、ｎｂ（ｔ）は周波数変換された
雑音成分を示す。角周波数偏差Δωおよび位相差Δθは
次式で定義される。
発振器出力の初期位相、ｎｂ（ｔ）は周波数変換された
雑音成分を示す。角周波数偏差Δωおよび位相差Δθは
次式で定義される。
【０００９】
【数３】 得られた変調信号ｒｂ（ｔ）は、受信フィルタ１０２で
波形整形されると同時に、雑音が存在する場合には、帯
域外雑音が除去されてＳ／Ｎ比の向上が図られる。変調
信号ｒｆ（ｔ）が得られる。
波形整形されると同時に、雑音が存在する場合には、帯
域外雑音が除去されてＳ／Ｎ比の向上が図られる。変調
信号ｒｆ（ｔ）が得られる。
【００１０】
【数４】 ここで、Ｂ（ｔ）は受信フィルタ１０２から出力された
変調信号の包絡線成分、θｍｆ(t) は変調信号の位相成
分、ｎｆ（ｔ）は雑音成分を示す。
変調信号の包絡線成分、θｍｆ(t) は変調信号の位相成
分、ｎｆ（ｔ）は雑音成分を示す。
【００１１】得られた変調信号ｒｆ（ｔ）は、サンプル
回路１０４でＴ／２間隔でサンプルされる。図１１に示
すように、ナイキスト波形の場合、サンプル点Ｓ０はナ
イキスト点と呼ばれる判定点となる。したがって、サン
プル回路１０４では、連続するＴ／２周期Ｓ１〜Ｓ２、
Ｓ２〜Ｓ３の中で２回に１回はサンプル周期の中にナイ
キスト点が含まれるようにサンプルが実施される。サン
プルの結果、サンプル信号ｒｓ（ｎ）が得られる。
回路１０４でＴ／２間隔でサンプルされる。図１１に示
すように、ナイキスト波形の場合、サンプル点Ｓ０はナ
イキスト点と呼ばれる判定点となる。したがって、サン
プル回路１０４では、連続するＴ／２周期Ｓ１〜Ｓ２、
Ｓ２〜Ｓ３の中で２回に１回はサンプル周期の中にナイ
キスト点が含まれるようにサンプルが実施される。サン
プルの結果、サンプル信号ｒｓ（ｎ）が得られる。
【００１２】
【数５】 Ｔ／２遅延検波回路１０５では、Ｔ／２遅延回路１１０
によってＴ／２遅延されたサンプル信号ｒｓ（ｔ）に基
づいて複素共役数が複素共役回路１１１から出力され
る。その出力は次式で表される。
によってＴ／２遅延されたサンプル信号ｒｓ（ｔ）に基
づいて複素共役数が複素共役回路１１１から出力され
る。その出力は次式で表される。
【００１３】
【数６】 続いて、複素乗算回路１０９は、得られた複素共役数と
サンプル信号ｒｓ（ｔ）とを複素乗算する。その結果、
サンプル信号ｒD （ｎ）が得られる。なお、ｎD（Ｔｎ
／２）はＴ／２遅延検波出力における雑音成分である。
サンプル信号ｒｓ（ｔ）とを複素乗算する。その結果、
サンプル信号ｒD （ｎ）が得られる。なお、ｎD（Ｔｎ
／２）はＴ／２遅延検波出力における雑音成分である。
【００１４】
【数７】 簡単のため包絡線成分Ｂ（・）＝１とすれば、上式は次
式に近似される。
式に近似される。
【００１５】
【数８】 いま、サンプル信号ｒD （ｎ）を偶数番サンプル信号ｒ
e （ｍ）＝ｒD （２ｍ）と奇数番サンプル信号ｒ
o （ｍ）＝ｒD （２ｍ＋１）とに分けて考える。ナイキ
スト点は偶数番サンプル信号に含まれる。偶数番サンプ
ル信号は、奇数番サンプル信号と同じ情報シンボル内の
信号を遅延検波していることから次式が成立する。な
お、次式において符号間干渉成分は無視されている。
e （ｍ）＝ｒD （２ｍ）と奇数番サンプル信号ｒ
o （ｍ）＝ｒD （２ｍ＋１）とに分けて考える。ナイキ
スト点は偶数番サンプル信号に含まれる。偶数番サンプ
ル信号は、奇数番サンプル信号と同じ情報シンボル内の
信号を遅延検波していることから次式が成立する。な
お、次式において符号間干渉成分は無視されている。
【００１６】
【数９】 よって、ｒe （ｍ）、ｒo （ｍ）は次式で示される。
【００１７】
【数１０】 サンプル回路１０６は、Ｔ周期でサンプルを行って、Ｔ
／２遅延検波回路１０５から出力されたサンプル信号ｒ
e （ｍ）およびｒo （ｍ）のうちｒe （ｍ）のみをサン
プルする。平均回路１０７は、サンプル回路１０６から
の出力に雑音成分が含まれる場合、その雑音成分を抑圧
してｒAVE （ｍ）を出力する。なお、ｎAVE （ｍＴ）
は、平均回路１０７で抑圧された雑音成分である。
／２遅延検波回路１０５から出力されたサンプル信号ｒ
e （ｍ）およびｒo （ｍ）のうちｒe （ｍ）のみをサン
プルする。平均回路１０７は、サンプル回路１０６から
の出力に雑音成分が含まれる場合、その雑音成分を抑圧
してｒAVE （ｍ）を出力する。なお、ｎAVE （ｍＴ）
は、平均回路１０７で抑圧された雑音成分である。
【００１８】
【数１１】 周波数演算回路１０８は次式に従って周波数偏差Δωを
計算する。
計算する。
【００１９】
【数１２】 上述のように、この種のＡＦＣ装置では、−π＜ΔωＴ
／２＜πの範囲で観測可能なことから、原理上Δωは次
式のような広範囲で観測されることができる。
／２＜πの範囲で観測可能なことから、原理上Δωは次
式のような広範囲で観測されることができる。
【００２０】
【数１３】
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】従来のＡＦＣ装置で
は、図１２に示すように、中心周波数に対する入力バー
スト信号周波数のずれ（周波数偏差Δω）が大きくなる
と、周波数偏差Δωを十分に推定することができない。
は、図１２に示すように、中心周波数に対する入力バー
スト信号周波数のずれ（周波数偏差Δω）が大きくなる
と、周波数偏差Δωを十分に推定することができない。
【００２２】現実には、例えば周波数偏差Δωが信号帯
域に比べて無視することができないほど大きな場合（図
１２（ａ）参照）、図１２（ｂ）に示す通過特性を有す
る受信フィルタ（例えば整合フィルタ）を用いると、信
号成分が受信フィルタで削られてしまい、図１２（ｃ）
に示すように、波形歪みが生じてしまう。かかる波形歪
みが生じた信号に対してＡＦＣ装置を用いても、周波数
偏差Δωの推定値は実際の値から大きくずれてしまい、
十分に周波数偏差Δωを補償することはできない。そこ
で、図１２（ｄ）に示すように、一層通過帯域の広い受
信フィルタを用いて波形歪みの影響を排除することが考
えられるが、その場合には、ＡＦＣ装置動作時のＳ／Ｎ
比が劣化してしまい、推定誤差が大きくなってしまう。
域に比べて無視することができないほど大きな場合（図
１２（ａ）参照）、図１２（ｂ）に示す通過特性を有す
る受信フィルタ（例えば整合フィルタ）を用いると、信
号成分が受信フィルタで削られてしまい、図１２（ｃ）
に示すように、波形歪みが生じてしまう。かかる波形歪
みが生じた信号に対してＡＦＣ装置を用いても、周波数
偏差Δωの推定値は実際の値から大きくずれてしまい、
十分に周波数偏差Δωを補償することはできない。そこ
で、図１２（ｄ）に示すように、一層通過帯域の広い受
信フィルタを用いて波形歪みの影響を排除することが考
えられるが、その場合には、ＡＦＣ装置動作時のＳ／Ｎ
比が劣化してしまい、推定誤差が大きくなってしまう。
【００２３】本発明は、上記のような問題を解決するた
めになされたもので、広い周波数範囲にわたって高精度
に周波数偏差を推定することができるＡＦＣ装置を提供
することを目的とする。
めになされたもので、広い周波数範囲にわたって高精度
に周波数偏差を推定することができるＡＦＣ装置を提供
することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、第１発明によれば、第１位相ずれ捕捉範囲および第
１推定精度を有し、第１位相ずれ捕捉範囲内で変調信号
の位相ずれを捕捉し、捕捉結果を用いて変調信号の周波
数偏差を推定する第１周波数推定手段と、第１位相ずれ
捕捉範囲よりも狭い第２位相ずれ捕捉範囲および第１推
定精度よりも正確な第２推定精度を有し、第２位相ずれ
捕捉範囲内で変調信号の位相ずれを捕捉し、捕捉結果を
用いて変調信号の周波数偏差を推定する第２周波数推定
手段と、前記第１周波数推定手段で推定された周波数偏
差を用いて変調信号の周波数偏差を補正する周波数偏差
補正手段とを備え、前記第２周波数推定手段は、周波数
偏差が補正された変調信号に基づいて位相ずれを捕捉す
ることを特徴とする自動周波数制御装置が提供される。
に、第１発明によれば、第１位相ずれ捕捉範囲および第
１推定精度を有し、第１位相ずれ捕捉範囲内で変調信号
の位相ずれを捕捉し、捕捉結果を用いて変調信号の周波
数偏差を推定する第１周波数推定手段と、第１位相ずれ
捕捉範囲よりも狭い第２位相ずれ捕捉範囲および第１推
定精度よりも正確な第２推定精度を有し、第２位相ずれ
捕捉範囲内で変調信号の位相ずれを捕捉し、捕捉結果を
用いて変調信号の周波数偏差を推定する第２周波数推定
手段と、前記第１周波数推定手段で推定された周波数偏
差を用いて変調信号の周波数偏差を補正する周波数偏差
補正手段とを備え、前記第２周波数推定手段は、周波数
偏差が補正された変調信号に基づいて位相ずれを捕捉す
ることを特徴とする自動周波数制御装置が提供される。
【００２５】また、第２発明によれば、受信した変調信
号をシンボル周期未満の時間間隔で遅延検波し、検波結
果を用いて変調信号の周波数偏差を推定する１／ｍシン
ボル遅延検波型周波数推定手段（ｍ＞１）と、前記変調
信号をシンボル周期以上の時間間隔で遅延検波し、検波
結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定するｎシンボ
ル遅延検波型周波数推定手段（ｎ≧１）と、前記１／ｍ
シンボル遅延検波型周波数推定手段で推定された周波数
偏差を用いて変調信号の周波数偏差を補正する周波数偏
差補正手段とを備え、前記ｎシンボル遅延検波型周波数
推定手段は、周波数偏差が補正された変調信号に基づい
て遅延検波を行うことを特徴とする自動周波数制御装置
が提供される。
号をシンボル周期未満の時間間隔で遅延検波し、検波結
果を用いて変調信号の周波数偏差を推定する１／ｍシン
ボル遅延検波型周波数推定手段（ｍ＞１）と、前記変調
信号をシンボル周期以上の時間間隔で遅延検波し、検波
結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定するｎシンボ
ル遅延検波型周波数推定手段（ｎ≧１）と、前記１／ｍ
シンボル遅延検波型周波数推定手段で推定された周波数
偏差を用いて変調信号の周波数偏差を補正する周波数偏
差補正手段とを備え、前記ｎシンボル遅延検波型周波数
推定手段は、周波数偏差が補正された変調信号に基づい
て遅延検波を行うことを特徴とする自動周波数制御装置
が提供される。
【００２６】さらに、第３発明によれば、受信した変調
信号をシンボル周期未満の時間間隔で遅延検波し、検波
結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定する１／ｍシ
ンボル遅延検波型周波数推定手段（ｍ＞１）と、推定さ
れた周波数偏差に基づいて変調信号の周波数偏差を補償
する周波数偏差補正手段と、前記周波数偏差が補償され
た前記変調信号をシンボル周期以上の時間間隔で遅延検
波し、検波結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定す
るｎシンボル遅延検波型周波数推定手段（ｎ≧１）と、
ｎシンボル遅延検波型周波数推定手段で推定された周波
数偏差に、前記１／ｍシンボル遅延検波型周波数推定手
段で推定された周波数偏差を加算する周波数偏差演算手
段とを備えることを特徴とする自動周波数制御装置が提
供される。
信号をシンボル周期未満の時間間隔で遅延検波し、検波
結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定する１／ｍシ
ンボル遅延検波型周波数推定手段（ｍ＞１）と、推定さ
れた周波数偏差に基づいて変調信号の周波数偏差を補償
する周波数偏差補正手段と、前記周波数偏差が補償され
た前記変調信号をシンボル周期以上の時間間隔で遅延検
波し、検波結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定す
るｎシンボル遅延検波型周波数推定手段（ｎ≧１）と、
ｎシンボル遅延検波型周波数推定手段で推定された周波
数偏差に、前記１／ｍシンボル遅延検波型周波数推定手
段で推定された周波数偏差を加算する周波数偏差演算手
段とを備えることを特徴とする自動周波数制御装置が提
供される。
【００２７】さらにまた、第４発明によれば、受信した
変調信号をシンボル周期未満の異なる時間間隔で遅延検
波し、検波結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定す
る複数種類の１／ｍシンボル遅延検波型周波数推定手段
（ｍ＞１）と、前記変調信号をシンボル周期以上の異な
る時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて変調信号の
周波数偏差を推定する複数種類のｎシンボル遅延検波型
周波数推定手段（ｎ≧１）と、対応する１／ｍシンボル
遅延検波型周波数推定手段およびｎシンボル遅延検波型
周波数推定手段で推定された周波数偏差に基づいて変調
信号の周波数偏差を補償する複数の周波数偏差補正手段
と、前記１／ｍシンボル遅延検波型周波数推定手段およ
びｎシンボル遅延検波型周波数推定手段で推定された周
波数偏差を順次加算する周波数偏差演算手段とを備え、
対応する周波数偏差補正手段で周波数偏差が補償された
変調信号を各１／ｍシンボル遅延検波型周波数推定手段
および各ｎシンボル遅延検波型周波数推定手段は遅延検
波することを特徴とする自動周波数制御装置が提供され
る。
変調信号をシンボル周期未満の異なる時間間隔で遅延検
波し、検波結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定す
る複数種類の１／ｍシンボル遅延検波型周波数推定手段
（ｍ＞１）と、前記変調信号をシンボル周期以上の異な
る時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて変調信号の
周波数偏差を推定する複数種類のｎシンボル遅延検波型
周波数推定手段（ｎ≧１）と、対応する１／ｍシンボル
遅延検波型周波数推定手段およびｎシンボル遅延検波型
周波数推定手段で推定された周波数偏差に基づいて変調
信号の周波数偏差を補償する複数の周波数偏差補正手段
と、前記１／ｍシンボル遅延検波型周波数推定手段およ
びｎシンボル遅延検波型周波数推定手段で推定された周
波数偏差を順次加算する周波数偏差演算手段とを備え、
対応する周波数偏差補正手段で周波数偏差が補償された
変調信号を各１／ｍシンボル遅延検波型周波数推定手段
および各ｎシンボル遅延検波型周波数推定手段は遅延検
波することを特徴とする自動周波数制御装置が提供され
る。
【００２８】さらにまた、第５発明によれば、受信した
変調信号をシンボル周期未満の時間間隔で遅延検波し、
検波結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定する１／
ｍシンボル遅延検波型周波数推定手段（ｍ＞１）と、前
記変調信号をシンボル周期以上の時間間隔で遅延検波
し、検波結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定する
ｎシンボル遅延検波型周波数推定手段（ｎ≧１）と、前
記１／ｍシンボル遅延検波型周波数推定手段およびｎシ
ンボル遅延検波型周波数推定手段で推定された周波数偏
差を互いに加算する周波数偏差演算手段とを備え、前記
１／ｍシンボル遅延検波型周波数推定手段は、推定され
た周波数偏差に基づいて、１／ｍシンボル遅延検波型周
波数推定手段に入力される変調信号の周波数偏差を補償
するフィードバック型周波数偏差補正手段を有すること
を特徴とする自動周波数制御装置が提供される。
変調信号をシンボル周期未満の時間間隔で遅延検波し、
検波結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定する１／
ｍシンボル遅延検波型周波数推定手段（ｍ＞１）と、前
記変調信号をシンボル周期以上の時間間隔で遅延検波
し、検波結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定する
ｎシンボル遅延検波型周波数推定手段（ｎ≧１）と、前
記１／ｍシンボル遅延検波型周波数推定手段およびｎシ
ンボル遅延検波型周波数推定手段で推定された周波数偏
差を互いに加算する周波数偏差演算手段とを備え、前記
１／ｍシンボル遅延検波型周波数推定手段は、推定され
た周波数偏差に基づいて、１／ｍシンボル遅延検波型周
波数推定手段に入力される変調信号の周波数偏差を補償
するフィードバック型周波数偏差補正手段を有すること
を特徴とする自動周波数制御装置が提供される。
【００２９】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しつつ本発
明の好適な実施形態を説明する。
明の好適な実施形態を説明する。
【００３０】図１は、本発明の第１実施形態に係るＡＦ
Ｃ装置の全体構成を示す。このＡＦＣ装置は、広帯域フ
ィルタ１０を前段に備える第１周波数推定手段としての
前述と同様の１／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１１
と、狭帯域の受信フィルタ１２を前段に備え、１／２シ
ンボル遅延検波型ＡＦＣ部１１で推定された周波数偏差
に基づいて周波数ずれが補償された受信信号から最終的
な残留周波数偏差を高精度に導き出す第２周波数推定手
段としての１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１３とを有す
る。直交検波回路１４で直交検波された受信ＩＦ信号
は、広帯域フィルタ１０で波形整形され、受信ＩＦ信号
から粗く雑音成分が取り除かれる。周波数偏差補正部１
５は、１／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１１で得られ
た周波数偏差推定値に基づいて周波数偏差を補償する。
加算器１６は、１／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ１１の
出力と、１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１３の出力とを
足し合わせ、足し合わせた結果を最終的な周波数偏差情
報ΔωEST として出力する。
Ｃ装置の全体構成を示す。このＡＦＣ装置は、広帯域フ
ィルタ１０を前段に備える第１周波数推定手段としての
前述と同様の１／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１１
と、狭帯域の受信フィルタ１２を前段に備え、１／２シ
ンボル遅延検波型ＡＦＣ部１１で推定された周波数偏差
に基づいて周波数ずれが補償された受信信号から最終的
な残留周波数偏差を高精度に導き出す第２周波数推定手
段としての１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１３とを有す
る。直交検波回路１４で直交検波された受信ＩＦ信号
は、広帯域フィルタ１０で波形整形され、受信ＩＦ信号
から粗く雑音成分が取り除かれる。周波数偏差補正部１
５は、１／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１１で得られ
た周波数偏差推定値に基づいて周波数偏差を補償する。
加算器１６は、１／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ１１の
出力と、１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１３の出力とを
足し合わせ、足し合わせた結果を最終的な周波数偏差情
報ΔωEST として出力する。
【００３１】図２に示すように、周波数偏差補正部１５
は、１／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１１からの周波
数偏差推定値を積分する積分器２０を有する。ｃｏｓ／
ｓｉｎＲＯＭ２１は、積分された周波数偏差推定値に基
づいてｃｏｓ値やｓｉｎ値を出力する。複素共役回路２
２は、出力されたｃｏｓ値やｓｉｎ値から複素共役値を
出力する。複素乗算回路２３は、複素共役回路２２から
出力された複素共役値を用いて、直交検波回路１４から
の信号を位相回転させ、外部に出力させる。
は、１／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１１からの周波
数偏差推定値を積分する積分器２０を有する。ｃｏｓ／
ｓｉｎＲＯＭ２１は、積分された周波数偏差推定値に基
づいてｃｏｓ値やｓｉｎ値を出力する。複素共役回路２
２は、出力されたｃｏｓ値やｓｉｎ値から複素共役値を
出力する。複素乗算回路２３は、複素共役回路２２から
出力された複素共役値を用いて、直交検波回路１４から
の信号を位相回転させ、外部に出力させる。
【００３２】図３に示すように、１シンボル遅延検波型
ＡＦＣ部１３は、受信フィルタ１２からの出力をシンボ
ル周期（Ｔ）ごとにサンプルするサンプル回路３０を備
える。サンプル回路３０でサンプルされた信号は、Ｔ遅
延検波回路３１を通じて１シンボル遅延検波される。逓
倍回路３２は、Ｔ遅延検波回路３１からの出力信号を逓
倍する。平均回路３３は、逓倍された信号を平均化す
る。周波数演算回路３４は、平均化された信号に基づい
て周波数偏差を演算する。演算された周波数偏差は分周
回路３５によって分周される。
ＡＦＣ部１３は、受信フィルタ１２からの出力をシンボ
ル周期（Ｔ）ごとにサンプルするサンプル回路３０を備
える。サンプル回路３０でサンプルされた信号は、Ｔ遅
延検波回路３１を通じて１シンボル遅延検波される。逓
倍回路３２は、Ｔ遅延検波回路３１からの出力信号を逓
倍する。平均回路３３は、逓倍された信号を平均化す
る。周波数演算回路３４は、平均化された信号に基づい
て周波数偏差を演算する。演算された周波数偏差は分周
回路３５によって分周される。
【００３３】図４を併せて参照しつつＡＦＣ装置の動作
を説明する。まず、直交検波回路１４の働きによって前
述の式（３）と同様な受信ＩＦ信号が受信されたとす
る。その受信ＩＦ信号の周波数スペクトルは、例えば、
図４（ａ）に示される。
を説明する。まず、直交検波回路１４の働きによって前
述の式（３）と同様な受信ＩＦ信号が受信されたとす
る。その受信ＩＦ信号の周波数スペクトルは、例えば、
図４（ａ）に示される。
【００３４】
【数１４】 広帯域フィルタ１０を通過した信号ｒｂ（ｔ）では、通
過帯域ＢWFが広いことから（図４（ｂ）参照）、波形歪
みは生じない。その結果、１／２シンボル遅延検波型Ａ
ＦＣ部１１からは、前述の式（１３）に従って周波数偏
差の平均推定値が導かれる。ただし、フィルタを通過す
る雑音電力ＰWFは次式で表わされることから、
過帯域ＢWFが広いことから（図４（ｂ）参照）、波形歪
みは生じない。その結果、１／２シンボル遅延検波型Ａ
ＦＣ部１１からは、前述の式（１３）に従って周波数偏
差の平均推定値が導かれる。ただし、フィルタを通過す
る雑音電力ＰWFは次式で表わされることから、
【数１５】 １／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１１に入力される信
号でのＳ／Ｎ比は低い値になってしまい、その結果、周
波数推定値のバラツキは比較的大きくなる。ここで、１
／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１１から出力される周
波数偏差推定値Δω1/2 は次式で表される。
号でのＳ／Ｎ比は低い値になってしまい、その結果、周
波数推定値のバラツキは比較的大きくなる。ここで、１
／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１１から出力される周
波数偏差推定値Δω1/2 は次式で表される。
【００３５】
【数１６】 なお、上式で、Ｎ0 ／２は両側雑音電力密度（Ｗ／Ｈ
ｚ）、ＢWFは広帯域フィルタの等化雑音帯域幅（Ｈ
ｚ）、Δωｅは推定誤差を示す。一般に、Δωｅ 《Δ
ωが満足される。
ｚ）、ＢWFは広帯域フィルタの等化雑音帯域幅（Ｈ
ｚ）、Δωｅは推定誤差を示す。一般に、Δωｅ 《Δ
ωが満足される。
【００３６】続いて、得られた周波数偏差推定値Δω
1/2 は周波数偏差補正部１５の積分器２０に入力され
る。積分器２０では、入力信号Δω1/2 が積分され、回
転すべき位相値θrot （ｔ）が計算される。
1/2 は周波数偏差補正部１５の積分器２０に入力され
る。積分器２０では、入力信号Δω1/2 が積分され、回
転すべき位相値θrot （ｔ）が計算される。
【００３７】
【数１７】 位相値θrot （ｔ）は、ｃｏｓ／ｓｉｎＲＯＭ２１で入
力位相に応じた複素位相回転成分に変換された後、複素
共役回路２２で複素共役値ＬＯ1/2 （ｔ）が得られる。
力位相に応じた複素位相回転成分に変換された後、複素
共役回路２２で複素共役値ＬＯ1/2 （ｔ）が得られる。
【００３８】
【数１８】 複素乗算回路２３では、直交検波回路１４から出力され
た信号ｒｂ（ｔ）と、複素共役回路２２から出力された
周波数推定値Δω1/2 とが乗算され、周波数偏差が補償
される。複素乗算回路２３の出力ｒｃ（ｔ）を次式で示
す。なお、ｎｃ（ｔ）は雑音成分である。
た信号ｒｂ（ｔ）と、複素共役回路２２から出力された
周波数推定値Δω1/2 とが乗算され、周波数偏差が補償
される。複素乗算回路２３の出力ｒｃ（ｔ）を次式で示
す。なお、ｎｃ（ｔ）は雑音成分である。
【００３９】
【数１９】 この式（１９）から、周波数偏差補正部１５では、大き
な周波数偏差Δωが小さな残留周波数偏差Δωe に抑え
られたことが明らかとなる。このとき周波数偏差補正部
１５から出力される信号の周波数スペクトルは図４
（ｃ）に示される。
な周波数偏差Δωが小さな残留周波数偏差Δωe に抑え
られたことが明らかとなる。このとき周波数偏差補正部
１５から出力される信号の周波数スペクトルは図４
（ｃ）に示される。
【００４０】周波数偏差が補正された信号ｒｃ（ｔ）
は、図４（ｄ）に示すように、狭帯域の受信フィルタ１
２（例えば、整合フィルタ）で波形整形されると同時
に、帯域外雑音が除去される。雑音除去によってＳ／Ｎ
比が向上する。前述したように、残留周波数偏差Δωe
の値は比較的に小さく、受信フィルタ１２を通過した信
号の波形歪みは僅かである。図４（ｅ）には、受信フィ
ルタ１２から出力された信号ｒｎｆ（ｔ）の周波数スペ
クトルが例示される。
は、図４（ｄ）に示すように、狭帯域の受信フィルタ１
２（例えば、整合フィルタ）で波形整形されると同時
に、帯域外雑音が除去される。雑音除去によってＳ／Ｎ
比が向上する。前述したように、残留周波数偏差Δωe
の値は比較的に小さく、受信フィルタ１２を通過した信
号の波形歪みは僅かである。図４（ｅ）には、受信フィ
ルタ１２から出力された信号ｒｎｆ（ｔ）の周波数スペ
クトルが例示される。
【００４１】
【数２０】 ここで、ＡNF（ｔ）はｒｎｆ（ｔ）の振幅成分、θｍNF
（ｔ）は変調位相成分、ｎｎｆ（ｔ）は雑音成分を示
す。いま、波形歪みが小さいため無視することができる
と仮定し、変調方式としてＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕ
ｒｅ ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）が採用さ
れているとする。θｍNF（ｔ）は、図５に示すように、
変調に応じて±π／４および±３π／４のいずれかの値
をとる。
（ｔ）は変調位相成分、ｎｎｆ（ｔ）は雑音成分を示
す。いま、波形歪みが小さいため無視することができる
と仮定し、変調方式としてＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕ
ｒｅ ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）が採用さ
れているとする。θｍNF（ｔ）は、図５に示すように、
変調に応じて±π／４および±３π／４のいずれかの値
をとる。
【００４２】１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１３では、
サンプル回路３０が信号ｒｎｆ（ｔ）からシンボル周期
（Ｔ周期）でナイキスト点をサンプルし、ｒｘ（ｎ）を
出力する。
サンプル回路３０が信号ｒｎｆ（ｔ）からシンボル周期
（Ｔ周期）でナイキスト点をサンプルし、ｒｘ（ｎ）を
出力する。
【００４３】
【数２１】 サンプル回路３０からの信号ｒｘ（ｎ）は、Ｔ遅延検波
回路３１で１シンボル遅延検波すなわちＴ遅延検波され
る。Ｔ遅延検波回路３１からｒDD（ｎ）が出力される。
回路３１で１シンボル遅延検波すなわちＴ遅延検波され
る。Ｔ遅延検波回路３１からｒDD（ｎ）が出力される。
【００４４】
【数２２】 ここで、ＡDD（ｎＴ）およびθDD（ｎＴ）は次式で定義
される。なお、ＱＰＳＫ変調方式の場合、θDD（ｎＴ）
は｛０、 ±π／２、 π｝のいずれかの値をとり、ｎ
DD（ｎＴ）は雑音成分である。
される。なお、ＱＰＳＫ変調方式の場合、θDD（ｎＴ）
は｛０、 ±π／２、 π｝のいずれかの値をとり、ｎ
DD（ｎＴ）は雑音成分である。
【００４５】
【数２３】 信号ｒDD（ｎ）は、逓倍回路３２によって、変調による
位相成分θDD（ｎＴ）が除去される。例えば、ＱＰＳＫ
変調方式で４逓倍処理が行われる場合を想定する。この
とき、逓倍回路３２から信号ｒSQ（ｎＴ）が出力され
る。なお、ｎ4（ｎｔ）は雑音成分である。
位相成分θDD（ｎＴ）が除去される。例えば、ＱＰＳＫ
変調方式で４逓倍処理が行われる場合を想定する。この
とき、逓倍回路３２から信号ｒSQ（ｎＴ）が出力され
る。なお、ｎ4（ｎｔ）は雑音成分である。
【００４６】
【数２４】 信号ｒSQ（ｎＴ）は、平均回路３３で平均化され、雑音
成分がある場合には揺らぎが抑えられる。平均化された
信号ｒＤAVE （ｎ）に基づいて、周波数演算回路３４で
残留周波数偏差成分値ΔωDDが演算される。ただし、こ
の残留周波数偏差成分値ΔωDDは現実の値の４倍の値と
なる。なお、次式で、ｎAi（ｎＴ）は雑音の直交成分を
示し、ｎAr（ｎＴ）は同相成分を示す。
成分がある場合には揺らぎが抑えられる。平均化された
信号ｒＤAVE （ｎ）に基づいて、周波数演算回路３４で
残留周波数偏差成分値ΔωDDが演算される。ただし、こ
の残留周波数偏差成分値ΔωDDは現実の値の４倍の値と
なる。なお、次式で、ｎAi（ｎＴ）は雑音の直交成分を
示し、ｎAr（ｎＴ）は同相成分を示す。
【００４７】
【数２５】 分周回路３５によって、周波数演算回路３４の残留周波
数偏差成分が１／４倍されて、最終的な残留周波数偏差
ΔωDDが得られる。なお、１シンボル遅延検波型ＡＦＣ
部１３では、逓倍処理が行われることから、処理するこ
とができる周波数偏差Δωe の範囲は次式の範囲に及ば
なければならない。なお、次式では、Ｍ相ＰＳＫ変調信
号の場合の位相数がＭで示されている。
数偏差成分が１／４倍されて、最終的な残留周波数偏差
ΔωDDが得られる。なお、１シンボル遅延検波型ＡＦＣ
部１３では、逓倍処理が行われることから、処理するこ
とができる周波数偏差Δωe の範囲は次式の範囲に及ば
なければならない。なお、次式では、Ｍ相ＰＳＫ変調信
号の場合の位相数がＭで示されている。
【００４８】
【数２６】 １／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１１から出力された
周波数偏差推定値Δω1/2 と、１シンボル遅延検波型Ａ
ＦＣ部１３から出力された周波数偏差推定値ΔωDDとは
加算器１６で加算され、最終的な周波数偏差情報Δω
EST が出力される。
周波数偏差推定値Δω1/2 と、１シンボル遅延検波型Ａ
ＦＣ部１３から出力された周波数偏差推定値ΔωDDとは
加算器１６で加算され、最終的な周波数偏差情報Δω
EST が出力される。
【００４９】
【数２７】 その結果、式（２６）の条件を満足した場合には、周波
数偏差情報ΔωEST は１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１
３の精度を有する。
数偏差情報ΔωEST は１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１
３の精度を有する。
【００５０】なお、この第１実施形態では、１／２シン
ボル遅延検波型ＡＦＣと１シンボル遅延検波型ＡＦＣと
を結合させているが、もっと一般的に、１／ｍシンボル
遅延検波型ＡＦＣとｎシンボル遅延検波型ＡＦＣを結合
させてもよい。ただし、ｍおよびｎは１以上の整数を表
わす。さらに、複数の１／ｍシンボル遅延検波型ＡＦＣ
と、複数のｎシンボル遅延検波型ＡＦＣを組み合わせて
もよく、その場合に、ＡＦＣごとにｍやｎの値を異なら
せることもできる。例えば、図６は、１／ｍ1、１／ｍ
2 、１／ｍ3 シンボル遅延検波型ＡＦＣ回路１１ａ、１
１ｂ、１１ｃと、ｎ1 、ｎ2 、ｎ3 シンボル遅延検波型
ＡＦＣ回路１１ｄ、１１ｅ、１１ｆとが結合されたＡＦ
Ｃ装置を示す。この場合には、各ＡＦＣ回路ごとに必ず
しも個別にフィルタを用意する必要はなく、一部あるい
は全てのＡＦＣ回路に対してフィルタを共通化してもよ
い。
ボル遅延検波型ＡＦＣと１シンボル遅延検波型ＡＦＣと
を結合させているが、もっと一般的に、１／ｍシンボル
遅延検波型ＡＦＣとｎシンボル遅延検波型ＡＦＣを結合
させてもよい。ただし、ｍおよびｎは１以上の整数を表
わす。さらに、複数の１／ｍシンボル遅延検波型ＡＦＣ
と、複数のｎシンボル遅延検波型ＡＦＣを組み合わせて
もよく、その場合に、ＡＦＣごとにｍやｎの値を異なら
せることもできる。例えば、図６は、１／ｍ1、１／ｍ
2 、１／ｍ3 シンボル遅延検波型ＡＦＣ回路１１ａ、１
１ｂ、１１ｃと、ｎ1 、ｎ2 、ｎ3 シンボル遅延検波型
ＡＦＣ回路１１ｄ、１１ｅ、１１ｆとが結合されたＡＦ
Ｃ装置を示す。この場合には、各ＡＦＣ回路ごとに必ず
しも個別にフィルタを用意する必要はなく、一部あるい
は全てのＡＦＣ回路に対してフィルタを共通化してもよ
い。
【００５１】図７は、本発明の第２実施形態に係るＡＦ
Ｃ装置の全体構成を示す。この第２実施形態では、１／
２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部４１で信号処理を行う際
に、狭帯域フィルタを用いて、１シンボル遅延検波型Ａ
ＦＣ部１３への入力が式（２６）を満足しない確率を減
少させている。１／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部をフ
ィードバック系に変更することによって、狭帯域フィル
タの採用による信号波形歪みの影響が極力回避される。
なお、前述の第１実施形態と同様な構成に関しては同一
の参照符号を付してその詳細な説明を省略する。
Ｃ装置の全体構成を示す。この第２実施形態では、１／
２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部４１で信号処理を行う際
に、狭帯域フィルタを用いて、１シンボル遅延検波型Ａ
ＦＣ部１３への入力が式（２６）を満足しない確率を減
少させている。１／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部をフ
ィードバック系に変更することによって、狭帯域フィル
タの採用による信号波形歪みの影響が極力回避される。
なお、前述の第１実施形態と同様な構成に関しては同一
の参照符号を付してその詳細な説明を省略する。
【００５２】図７に示すように、１／２シンボル遅延検
波型ＡＦＣ部４１は、現信号に先立つ信号に基づいて得
られたフィードバック周波数偏差に従って直交検波回路
１４からの出力信号ｒｂ（ｔ）を位相回転させ周波数偏
差を補正する周波数偏差補正部４２を備える。受信フィ
ルタ４３は、周波数偏差がフィードバック補正された信
号を波形整形すると同時に帯域外雑音を除去する。こう
いった狭帯域の受信フィルタとして、例えば、整合フィ
ルタが採用される。
波型ＡＦＣ部４１は、現信号に先立つ信号に基づいて得
られたフィードバック周波数偏差に従って直交検波回路
１４からの出力信号ｒｂ（ｔ）を位相回転させ周波数偏
差を補正する周波数偏差補正部４２を備える。受信フィ
ルタ４３は、周波数偏差がフィードバック補正された信
号を波形整形すると同時に帯域外雑音を除去する。こう
いった狭帯域の受信フィルタとして、例えば、整合フィ
ルタが採用される。
【００５３】受信フィルタ４３で帯域制限された信号は
２分岐される。一方の信号は、１／２遅延検波型ＡＦＣ
部４１内部で１／２シンボル遅延検波され、フィードバ
ック周波数偏差が得られる。他方の信号は、１シンボル
遅延検波型ＡＦＣ部１３で前述のように１シンボル遅延
検波される。１／２遅延検波型ＡＦＣ部４１で得られた
フィードバック周波数偏差と、１シンボル遅延検波型Ａ
ＦＣ部１３で得られた周波数偏差とは、加算器１６で互
いに加算され、周波数偏差情報ΔωEST として出力され
る。
２分岐される。一方の信号は、１／２遅延検波型ＡＦＣ
部４１内部で１／２シンボル遅延検波され、フィードバ
ック周波数偏差が得られる。他方の信号は、１シンボル
遅延検波型ＡＦＣ部１３で前述のように１シンボル遅延
検波される。１／２遅延検波型ＡＦＣ部４１で得られた
フィードバック周波数偏差と、１シンボル遅延検波型Ａ
ＦＣ部１３で得られた周波数偏差とは、加算器１６で互
いに加算され、周波数偏差情報ΔωEST として出力され
る。
【００５４】１／２遅延検波型ＡＦＣ部４１では、サン
プル回路４４を用いて、受信フィルタ４３から出力され
た信号がＴ／２間隔でサンプルされる。Ｔ／２遅延検波
回路４５は、複素乗算回路１０９やＴ／２遅延回路１１
０、複素共益回路１１１（図１３参照）を用いてＴ／２
遅延検波を実施する。サンプル回路４６は、遅延検波さ
れた信号をＴ周期でサンプルする。ループフィルタ４７
は、サンプル回路４６でサンプルされた信号を平均化さ
せる。周波数演算回路４８は、平均化された信号に基づ
いて周波数偏差を算出する。積分器４９は、前回出力し
たフィードバック周波数偏差に、今回周波数演算回路４
８で得られた残留周波数偏差を加算し、加算された結果
を今回のフィードバック周波数偏差として出力する。出
力されたフィードバック周波数偏差は、周波数偏差補正
部４２に送り込まれ、フィードバック制御に用いられ
る。
プル回路４４を用いて、受信フィルタ４３から出力され
た信号がＴ／２間隔でサンプルされる。Ｔ／２遅延検波
回路４５は、複素乗算回路１０９やＴ／２遅延回路１１
０、複素共益回路１１１（図１３参照）を用いてＴ／２
遅延検波を実施する。サンプル回路４６は、遅延検波さ
れた信号をＴ周期でサンプルする。ループフィルタ４７
は、サンプル回路４６でサンプルされた信号を平均化さ
せる。周波数演算回路４８は、平均化された信号に基づ
いて周波数偏差を算出する。積分器４９は、前回出力し
たフィードバック周波数偏差に、今回周波数演算回路４
８で得られた残留周波数偏差を加算し、加算された結果
を今回のフィードバック周波数偏差として出力する。出
力されたフィードバック周波数偏差は、周波数偏差補正
部４２に送り込まれ、フィードバック制御に用いられ
る。
【００５５】次にＡＦＣ装置の動作を説明する。まず、
直交検波回路１４の働きによって前述の式（３）と同様
な受信ＩＦ信号が入力されたとする。
直交検波回路１４の働きによって前述の式（３）と同様
な受信ＩＦ信号が入力されたとする。
【００５６】
【数２８】 前回の周波数演算の結果に基づいて積分器４９からフィ
ードバック周波数偏差ΔωSE（ｔ）が出力されていると
仮定する。周波数偏差補正部４２では、第１実施形態の
ものと同様に、フィードバック周波数偏差ΔωSE（ｔ）
に基づいて位相回転信号ＬＬ（ｔ）を作成し、その複素
共役信号ＬＣ（ｔ）を作成する。
ードバック周波数偏差ΔωSE（ｔ）が出力されていると
仮定する。周波数偏差補正部４２では、第１実施形態の
ものと同様に、フィードバック周波数偏差ΔωSE（ｔ）
に基づいて位相回転信号ＬＬ（ｔ）を作成し、その複素
共役信号ＬＣ（ｔ）を作成する。
【００５７】
【数２９】 続いて、周波数偏差補正部４２は、得られた複素共役信
号ＬＣ（ｔ）と直交検波回路１４からの出力信号ｒｂ
（ｔ）とを複素乗算する。乗算の結果は信号ｒｃｃ
（ｔ）として出力される。なお、ｎｃｃ（ｔ）は雑音成
分を示し、残留周波数偏差はΔωCC（ｔ）＝Δω−Δω
SE（ｔ）で定義される。
号ＬＣ（ｔ）と直交検波回路１４からの出力信号ｒｂ
（ｔ）とを複素乗算する。乗算の結果は信号ｒｃｃ
（ｔ）として出力される。なお、ｎｃｃ（ｔ）は雑音成
分を示し、残留周波数偏差はΔωCC（ｔ）＝Δω−Δω
SE（ｔ）で定義される。
【００５８】
【数３０】 周波数偏差補正部４２で周波数偏差が補正された出力信
号ｒｃｃ（ｔ）は、受信フィルタ４３によって波形整形
されると同時に帯域外雑音が除去される。受信フィルタ
４３から出力された信号は、前述と同様に、判定点（ナ
イキスト点）を挟むＴ／２周期間隔でＴ／２遅延検波さ
れ、その検波結果がループフィルタ４７に入力される。
ループフィルタ４７は、Ｔ／２遅延検波された信号を平
均化し、雑音成分を抑圧する。平均化された信号には、
周波数演算回路４８で式（１３）と同様の演算処理が施
され、その結果、フィードバック周波数偏差が演算され
る。
号ｒｃｃ（ｔ）は、受信フィルタ４３によって波形整形
されると同時に帯域外雑音が除去される。受信フィルタ
４３から出力された信号は、前述と同様に、判定点（ナ
イキスト点）を挟むＴ／２周期間隔でＴ／２遅延検波さ
れ、その検波結果がループフィルタ４７に入力される。
ループフィルタ４７は、Ｔ／２遅延検波された信号を平
均化し、雑音成分を抑圧する。平均化された信号には、
周波数演算回路４８で式（１３）と同様の演算処理が施
され、その結果、フィードバック周波数偏差が演算され
る。
【００５９】この第２実施形態では、受信フィルタ４３
の帯域幅が狭い場合、比較的大きめの周波数偏差が存在
すると、信号成分が削られて波形歪みが生じてしまう。
したがって、演算によって得られた実測周波数偏差の平
均値ΔωCA（ｔ）は、実際に推定されるべき理想周波数
偏差ωCC（ｔ）に対して誤差を生じる。しかしながら、
通常、図８に示すように、理想周波数偏差ΔωCC（ｔ）
に対して実測周波数偏差ΔωCA（ｔ）は原点を通過する
比例関係にあることから、周波数演算回路４８から出力
される実測値Δωｇ(t) は次式で示されることができ
る。なお、次式では、Ｋは定数、ｎｇ（ｔ）は雑音成分
を示す。
の帯域幅が狭い場合、比較的大きめの周波数偏差が存在
すると、信号成分が削られて波形歪みが生じてしまう。
したがって、演算によって得られた実測周波数偏差の平
均値ΔωCA（ｔ）は、実際に推定されるべき理想周波数
偏差ωCC（ｔ）に対して誤差を生じる。しかしながら、
通常、図８に示すように、理想周波数偏差ΔωCC（ｔ）
に対して実測周波数偏差ΔωCA（ｔ）は原点を通過する
比例関係にあることから、周波数演算回路４８から出力
される実測値Δωｇ(t) は次式で示されることができ
る。なお、次式では、Ｋは定数、ｎｇ（ｔ）は雑音成分
を示す。
【００６０】
【数３１】 積分器４９は、前回出力したフィードバック周波数偏差
ΔωSE（ｔ）に、周波数演算回路４８で得られた今回の
実測値Δωｇ(t) を加算し、得られた加算結果を新しい
出力値ΔωSE（ｔ）として周波数偏差補正部４２へ入力
する。したがって、積分器４９から出力される信号Δω
SE（ｔ）は徐々に入力角周波数偏差Δωに漸近し、周波
数偏差補正部４２における残留角周波数偏差Δω
CC（ｔ）は０に漸近する。なお、次式においてＥ［・］
は平均値を表わす記号である。
ΔωSE（ｔ）に、周波数演算回路４８で得られた今回の
実測値Δωｇ(t) を加算し、得られた加算結果を新しい
出力値ΔωSE（ｔ）として周波数偏差補正部４２へ入力
する。したがって、積分器４９から出力される信号Δω
SE（ｔ）は徐々に入力角周波数偏差Δωに漸近し、周波
数偏差補正部４２における残留角周波数偏差Δω
CC（ｔ）は０に漸近する。なお、次式においてＥ［・］
は平均値を表わす記号である。
【００６１】
【数３２】 このようなＡＦＣ装置を利用した場合、ある程度時間が
経過した場合に、受信フィルタ４３に入力される残留周
波数偏差ΔωCC（ｔ）は０近傍の値をとることとなる。
その結果、狭帯域の受信フィルタ４３によって起因され
る波形歪みは十分に抑制される。
経過した場合に、受信フィルタ４３に入力される残留周
波数偏差ΔωCC（ｔ）は０近傍の値をとることとなる。
その結果、狭帯域の受信フィルタ４３によって起因され
る波形歪みは十分に抑制される。
【００６２】一方で、受信フィルタ４３によって波形整
形された信号は１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１３に入
力される。１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１３は、第１
実施形態と同様に、残留角周波数偏差ΔωDDを推定して
出力する。フィードバック型１／２シンボル遅延検波Ａ
ＦＣ部４１で推定されたフィードバック周波数偏差Δω
SEと、１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１３で推定された
残留角周波数偏差ΔωDDとは、加算器１６で加算されて
周波数偏差情報ΔωEST となる。
形された信号は１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１３に入
力される。１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１３は、第１
実施形態と同様に、残留角周波数偏差ΔωDDを推定して
出力する。フィードバック型１／２シンボル遅延検波Ａ
ＦＣ部４１で推定されたフィードバック周波数偏差Δω
SEと、１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部１３で推定された
残留角周波数偏差ΔωDDとは、加算器１６で加算されて
周波数偏差情報ΔωEST となる。
【００６３】なお、上記実施形態では、周波数演算回路
４８をループフィルタ４７の後段に配置しているが、周
波数演算回路をループフィルタの前段に配置してもよ
い。また、フィードバック型１／２シンボル遅延検波Ａ
ＦＣ部と１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部とで受信フィル
タを共通化しているが、個別にフィルタを設けてもよ
い。さらに、第１実施形態の場合と同様に、複数種類の
１／ｍシンボル遅延検波型ＡＦＣ部と複数種類のｎシン
ボル遅延検波型ＡＦＣ部とを適宜に組み合わせてＡＦＣ
装置を構成することもできる。ｎシンボル遅延検波型Ａ
ＦＣ部をフィードバック構成にしてもよい。
４８をループフィルタ４７の後段に配置しているが、周
波数演算回路をループフィルタの前段に配置してもよ
い。また、フィードバック型１／２シンボル遅延検波Ａ
ＦＣ部と１シンボル遅延検波型ＡＦＣ部とで受信フィル
タを共通化しているが、個別にフィルタを設けてもよ
い。さらに、第１実施形態の場合と同様に、複数種類の
１／ｍシンボル遅延検波型ＡＦＣ部と複数種類のｎシン
ボル遅延検波型ＡＦＣ部とを適宜に組み合わせてＡＦＣ
装置を構成することもできる。ｎシンボル遅延検波型Ａ
ＦＣ部をフィードバック構成にしてもよい。
【００６４】
【発明の効果】以上のように第１発明によれば、第１周
波数推定手段で得られた周波数偏差に基づき補正された
変調信号を第２周波数推定手段で処理するので、比較的
に広い第１位相ずれ捕捉範囲で、かつ、比較的に高精度
な第２推定精度で周波数偏差を推定することができる。
波数推定手段で得られた周波数偏差に基づき補正された
変調信号を第２周波数推定手段で処理するので、比較的
に広い第１位相ずれ捕捉範囲で、かつ、比較的に高精度
な第２推定精度で周波数偏差を推定することができる。
【００６５】また、第２発明によれば、１／ｍシンボル
遅延検波型周波数推定手段で得られた周波数偏差に基づ
き補正された変調信号をｎシンボル遅延検波型周波数推
定手段で処理するので、１／ｍシンボル遅延検波型周波
数推定手段の持つ比較的に広い捕捉範囲で、しかも、ｎ
シンボル遅延検波型周波数推定手段の待つ比較的に高精
度で、周波数偏差の推定を実現することができる。
遅延検波型周波数推定手段で得られた周波数偏差に基づ
き補正された変調信号をｎシンボル遅延検波型周波数推
定手段で処理するので、１／ｍシンボル遅延検波型周波
数推定手段の持つ比較的に広い捕捉範囲で、しかも、ｎ
シンボル遅延検波型周波数推定手段の待つ比較的に高精
度で、周波数偏差の推定を実現することができる。
【００６６】さらに、第３発明によれば、１／ｍシンボ
ル遅延検波型周波数推定手段によって推定された周波数
偏差に基づいて一旦周波数偏差が補償された変調信号を
ｎシンボル遅延検波型周波数推定手段で遅延検波するの
で、変調信号の波形歪みを生じることなくフィルタを用
いてＳ／Ｎ比を向上させつつ、精度の高い周波数偏差の
推定を実現することが可能となる。
ル遅延検波型周波数推定手段によって推定された周波数
偏差に基づいて一旦周波数偏差が補償された変調信号を
ｎシンボル遅延検波型周波数推定手段で遅延検波するの
で、変調信号の波形歪みを生じることなくフィルタを用
いてＳ／Ｎ比を向上させつつ、精度の高い周波数偏差の
推定を実現することが可能となる。
【００６７】さらにまた、第４発明によれば、複数種類
の周波数推定手段を適宜に組み合わせることによって、
一層の精度の向上を図ることができる。
の周波数推定手段を適宜に組み合わせることによって、
一層の精度の向上を図ることができる。
【００６８】さらにまた、第５発明によれば、フィード
バック型周波数偏差補正手段によって、１／ｍシンボル
遅延検波型周波数推定手段に入力される変調信号は、例
えば前段にフィルタを有する場合でも、信号処理回数を
追うごとにフィルタを通じた変調信号の波形歪みが解消
されていく。その結果、フィルタの通過帯域に関係な
く、Ｓ／Ｎ比を向上させつつ高精度の周波数偏差推定を
実現することが可能となる。
バック型周波数偏差補正手段によって、１／ｍシンボル
遅延検波型周波数推定手段に入力される変調信号は、例
えば前段にフィルタを有する場合でも、信号処理回数を
追うごとにフィルタを通じた変調信号の波形歪みが解消
されていく。その結果、フィルタの通過帯域に関係な
く、Ｓ／Ｎ比を向上させつつ高精度の周波数偏差推定を
実現することが可能となる。
【図１】 本発明の第１実施形態に係るＡＦＣ装置の全
体構成を示すブロック図である。
体構成を示すブロック図である。
【図２】 周波数偏差補正部の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図３】 １シンボル遅延検波型ＡＦＣ部の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】 信号の周波数スペクトルとフィルタの周波数
特性との関係を示す図である。
特性との関係を示す図である。
【図５】 ＱＰＳＫ変調信号の位相空間図である。
【図６】 第１実施形態の一変形例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図７】 本発明の第２実施形態に係るＡＦＣ装置の全
体構成を示すブロック図である。
体構成を示すブロック図である。
【図８】 Ｔ／２遅延検波型ＡＦＣの周波数推定特性を
示すグラフである。
示すグラフである。
【図９】 従来のＡＦＣ装置の全体構成を示すブロック
図である。
図である。
【図１０】 Ｔ／２遅延検波回路の構成を示すブロック
図である。
図である。
【図１１】 受信変調信号のアイパターンとサンプルタ
イミングとの関係を示す図である。
イミングとの関係を示す図である。
【図１２】 信号の周波数スペクトルとフィルタの周波
数特性との関係を示す図である。
数特性との関係を示す図である。
１１ １／ｍシンボル遅延検波型周波数推定手段として
の１／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部、１３ ｎシンボ
ル遅延検波型周波数推定手段としての１シンボル遅延検
波型ＡＦＣ部、１５ 周波数偏差補正手段としての周波
数偏差補正部、１６ 周波数偏差演算部としての加算
器、４２ フィードバック型周波数偏差補正手段として
の周波数偏差補正部。
の１／２シンボル遅延検波型ＡＦＣ部、１３ ｎシンボ
ル遅延検波型周波数推定手段としての１シンボル遅延検
波型ＡＦＣ部、１５ 周波数偏差補正手段としての周波
数偏差補正部、１６ 周波数偏差演算部としての加算
器、４２ フィードバック型周波数偏差補正手段として
の周波数偏差補正部。
Claims (5)
- 【請求項１】 第１位相ずれ捕捉範囲および第１推定精
度を有し、第１位相ずれ捕捉範囲内で変調信号の位相ず
れを捕捉し、捕捉結果を用いて変調信号の周波数偏差を
推定する第１周波数推定手段と、第１位相ずれ捕捉範囲
よりも狭い第２位相ずれ捕捉範囲および第１推定精度よ
りも正確な第２推定精度を有し、第２位相ずれ捕捉範囲
内で変調信号の位相ずれを捕捉し、捕捉結果を用いて変
調信号の周波数偏差を推定する第２周波数推定手段と、
前記第１周波数推定手段で推定された周波数偏差を用い
て変調信号の周波数偏差を補正する周波数偏差補正手段
とを備え、前記第２周波数推定手段は、周波数偏差が補
正された変調信号に基づいて位相ずれを捕捉することを
特徴とする自動周波数制御装置。 - 【請求項２】 受信した変調信号をシンボル周期未満の
時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて変調信号の周
波数偏差を推定する１／ｍシンボル遅延検波型周波数推
定手段（ｍ＞１）と、前記変調信号をシンボル周期以上
の時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて変調信号の
周波数偏差を推定するｎシンボル遅延検波型周波数推定
手段（ｎ≧１）と、前記１／ｍシンボル遅延検波型周波
数推定手段で推定された周波数偏差を用いて変調信号の
周波数偏差を補正する周波数偏差補正手段とを備え、前
記ｎシンボル遅延検波型周波数推定手段は、周波数偏差
が補正された変調信号に基づいて遅延検波を行うことを
特徴とする自動周波数制御装置。 - 【請求項３】 受信した変調信号をシンボル周期未満の
時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて変調信号の周
波数偏差を推定する１／ｍシンボル遅延検波型周波数推
定手段（ｍ＞１）と、推定された周波数偏差に基づいて
変調信号の周波数偏差を補償する周波数偏差補正手段
と、前記周波数偏差が補償された前記変調信号をシンボ
ル周期以上の時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて
変調信号の周波数偏差を推定するｎシンボル遅延検波型
周波数推定手段（ｎ≧１）と、ｎシンボル遅延検波型周
波数推定手段で推定された周波数偏差に、前記１／ｍシ
ンボル遅延検波型周波数推定手段で推定された周波数偏
差を加算する周波数偏差演算手段とを備えることを特徴
とする自動周波数制御装置。 - 【請求項４】 受信した変調信号をシンボル周期未満の
異なる時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて変調信
号の周波数偏差を推定する複数種類の１／ｍシンボル遅
延検波型周波数推定手段（ｍ＞１）と、前記変調信号を
シンボル周期以上の異なる時間間隔で遅延検波し、検波
結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定する複数種類
のｎシンボル遅延検波型周波数推定手段（ｎ≧１）と、
対応する１／ｍシンボル遅延検波型周波数推定手段およ
びｎシンボル遅延検波型周波数推定手段で推定された周
波数偏差に基づいて変調信号の周波数偏差を補償する複
数の周波数偏差補正手段と、前記１／ｍシンボル遅延検
波型周波数推定手段およびｎシンボル遅延検波型周波数
推定手段で推定された周波数偏差を順次加算する周波数
偏差演算手段とを備え、対応する周波数偏差補正手段で
周波数偏差が補償された変調信号を各１／ｍシンボル遅
延検波型周波数推定手段および各ｎシンボル遅延検波型
周波数推定手段は遅延検波することを特徴とする自動周
波数制御装置。 - 【請求項５】 受信した変調信号をシンボル周期未満の
時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて変調信号の周
波数偏差を推定する１／ｍシンボル遅延検波型周波数推
定手段（ｍ＞１）と、前記変調信号をシンボル周期以上
の時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて変調信号の
周波数偏差を推定するｎシンボル遅延検波型周波数推定
手段（ｎ≧１）と、前記１／ｍシンボル遅延検波型周波
数推定手段およびｎシンボル遅延検波型周波数推定手段
で推定された周波数偏差を互いに加算する周波数偏差演
算手段とを備え、前記１／ｍシンボル遅延検波型周波数
推定手段は、推定された周波数偏差に基づいて、１／ｍ
シンボル遅延検波型周波数推定手段に入力される変調信
号の周波数偏差を補償するフィードバック型周波数偏差
補正手段を有することを特徴とする自動周波数制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04754596A JP3230567B2 (ja) | 1996-03-05 | 1996-03-05 | 自動周波数制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04754596A JP3230567B2 (ja) | 1996-03-05 | 1996-03-05 | 自動周波数制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09246916A true JPH09246916A (ja) | 1997-09-19 |
| JP3230567B2 JP3230567B2 (ja) | 2001-11-19 |
Family
ID=12778129
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04754596A Expired - Fee Related JP3230567B2 (ja) | 1996-03-05 | 1996-03-05 | 自動周波数制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3230567B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003069659A (ja) * | 2001-08-29 | 2003-03-07 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 搬送波抽出回路 |
| US7333573B2 (en) | 2002-08-23 | 2008-02-19 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Radio communication apparatus and method having automatic frequency control function |
| JP2010050682A (ja) * | 2008-08-21 | 2010-03-04 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 周波数誤差推定装置 |
-
1996
- 1996-03-05 JP JP04754596A patent/JP3230567B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003069659A (ja) * | 2001-08-29 | 2003-03-07 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 搬送波抽出回路 |
| JP4607391B2 (ja) * | 2001-08-29 | 2011-01-05 | 株式会社日立国際電気 | 搬送波抽出回路 |
| US7333573B2 (en) | 2002-08-23 | 2008-02-19 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Radio communication apparatus and method having automatic frequency control function |
| JP2010050682A (ja) * | 2008-08-21 | 2010-03-04 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 周波数誤差推定装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3230567B2 (ja) | 2001-11-19 |
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