JP2556196B2 - データ存在下の自動周波数制御 - Google Patents
データ存在下の自動周波数制御Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/0038—Correction of carrier offset using an equaliser
- H04L2027/0042—Correction of carrier offset using an equaliser the equaliser providing the offset correction per se
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L2027/0046—Open loops
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- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、自動周波数制御（AFC）に関する。さらに
詳しくは、データ存在下の自動周波数制御（AFC）の方
法と装置とに関する。
詳しくは、データ存在下の自動周波数制御（AFC）の方
法と装置とに関する。
発明の背景 位相変調されたデータがある場合に、自動周波数制御
（AFC）を行うことは従来から難しい課題である。位相
変調は、自動周波数制御（AFC）に必要な周波数の判定
に影響を与え、データを位相変調することによる影響を
除去することができないと、データ存在下にAFCを行う
ことは難しい問題となる。
（AFC）を行うことは従来から難しい課題である。位相
変調は、自動周波数制御（AFC）に必要な周波数の判定
に影響を与え、データを位相変調することによる影響を
除去することができないと、データ存在下にAFCを行う
ことは難しい問題となる。
本発明は、このような問題を克服し、以下に示すよう
な特定の利益を実現することを目的とする。
な特定の利益を実現することを目的とする。
発明の概要 データ存在下の自動周波数制御（AFC）の方法と装置
とをここに提供する。本発明は、搬送波上に変調された
データの影響を除去する段階，搬送周波数と基準発振器
の周波数との間の周波数差を検出する段階および基準発
振器の周波数を調整して周波数差を除去する段階によっ
て構成される。
とをここに提供する。本発明は、搬送波上に変調された
データの影響を除去する段階，搬送周波数と基準発振器
の周波数との間の周波数差を検出する段階および基準発
振器の周波数を調整して周波数差を除去する段階によっ
て構成される。
さらに本発明は、直交変調された搬送波をデジタル化
する段階、直交変調された搬送波を変調ビット・レート
の倍数でサンプリングする段階，逆正接（I/Q）＝０に
向かって位相を回転して、搬送波上に変調された直交デ
ータ（I/Q）の影響を除去する段階，搬送周波数と電圧
制御された基準発振器の周波数との間の差を相軌道推定
器で検出する段階，周波数差の分だけ基準発振器の周波
数を調整する段階および電圧制御基準発振器（VCO）に
必要な補正電圧を相軌道推定器で設定および発生させる
段階によって構成されることを特徴とする。
する段階、直交変調された搬送波を変調ビット・レート
の倍数でサンプリングする段階，逆正接（I/Q）＝０に
向かって位相を回転して、搬送波上に変調された直交デ
ータ（I/Q）の影響を除去する段階，搬送周波数と電圧
制御された基準発振器の周波数との間の差を相軌道推定
器で検出する段階，周波数差の分だけ基準発振器の周波
数を調整する段階および電圧制御基準発振器（VCO）に
必要な補正電圧を相軌道推定器で設定および発生させる
段階によって構成されることを特徴とする。
図面の簡単な説明 以下の詳細な説明と添付の図面とにより、本発明のそ
の他の目的，機能および利点がさらに明確に理解され、
本発明を好適な実施例において実行するための最適な方
法が理解されるであろう（ただし、この実施例に制限さ
れるものではない）。ここで、唯一の図面は好適な実施
例の機能ブロック図およびその動作の図解である。
の他の目的，機能および利点がさらに明確に理解され、
本発明を好適な実施例において実行するための最適な方
法が理解されるであろう（ただし、この実施例に制限さ
れるものではない）。ここで、唯一の図面は好適な実施
例の機能ブロック図およびその動作の図解である。
詳細説明 位相変調された信号を一貫して検出する際にAFCが必
要となるのは、送信機の基準信号と受信機の基準信号と
の間にわずかにでも周波数オフセットが存在すると、検
出されるデータ・エラーの数が著しく増加するためであ
る。この問題を実証するために、以下のような例を考え
てみる。データは、0.5msecの期間のタイム・スロット
をもつ時分割多元接続（TDMA）において、300Kb/sのデ
ータ速度でMSK（Minimum Shift Keying）を用いて送ら
れるものとする（またはこの変調方式の変形として、GM
SK（Gaussian Minimum Shift Keying）やGTFM（General
ized Tamed FM）などがある）。すなわち、タイム・ス
ロットは、（300Kb/s）ｘ（0.5msec）＝150ビットで構
成される。
要となるのは、送信機の基準信号と受信機の基準信号と
の間にわずかにでも周波数オフセットが存在すると、検
出されるデータ・エラーの数が著しく増加するためであ
る。この問題を実証するために、以下のような例を考え
てみる。データは、0.5msecの期間のタイム・スロット
をもつ時分割多元接続（TDMA）において、300Kb/sのデ
ータ速度でMSK（Minimum Shift Keying）を用いて送ら
れるものとする（またはこの変調方式の変形として、GM
SK（Gaussian Minimum Shift Keying）やGTFM（General
ized Tamed FM）などがある）。すなわち、タイム・ス
ロットは、（300Kb/s）ｘ（0.5msec）＝150ビットで構
成される。
送信機と受信機との間の位相オフセットは、同期プリ
アンブルなどを用いて、受信された各タイム・スロット
の始めでゼロに調整されるものとする。ノイズのない条
件下で、MSK変調方式の場合は、送信機と受信機との位
相オフセットがπ/2ラジアン未満であるときは、受信機
の誤差を伴わずにビットの検出が可能であることがわか
る。瞬時周波数は、位相の時導関数であるので、タイム
・スロットが誤差なしに受信されるためには、スロット
終点の位相オフセットがπ/2ラジアン未満であることが
必要である。すなわち、送信機と受信機との間の周波数
オフセットは以下の式を満たすものでなければならな
い： 実際上、ノイズの影響に対処するためには、周波数オ
フセットはこの値よりも多少小さくなければならず、通
常200Hzである必要がある。
アンブルなどを用いて、受信された各タイム・スロット
の始めでゼロに調整されるものとする。ノイズのない条
件下で、MSK変調方式の場合は、送信機と受信機との位
相オフセットがπ/2ラジアン未満であるときは、受信機
の誤差を伴わずにビットの検出が可能であることがわか
る。瞬時周波数は、位相の時導関数であるので、タイム
・スロットが誤差なしに受信されるためには、スロット
終点の位相オフセットがπ/2ラジアン未満であることが
必要である。すなわち、送信機と受信機との間の周波数
オフセットは以下の式を満たすものでなければならな
い： 実際上、ノイズの影響に対処するためには、周波数オ
フセットはこの値よりも多少小さくなければならず、通
常200Hzである必要がある。
900MHzで動作する移動式無線装置において、送信機と
受信機との間の周波数オフセットが、最大200Hzである
ということは、送信機と受信機の両方が0.1ppmよりも優
れた総合安定性（時間、温度などに対して）を有する発
振器を採用しなければならないことを意味する。このよ
うな安定性は、セシウムまたはルビジウム周波数標準器
と恒温室に内蔵された水晶発振器とを用いなければ実現
することができない。このような発振器は、市販の移動
式の無線装置には大きすぎる。その代わりに、周波数基
準をより小型の発振器で設けて、周波数の安定性を犠牲
にする。周波数の安定性を他の方法で制御するための方
法を工夫することが必要となる。AFC回路が、このため
によく用いられる。
受信機との間の周波数オフセットが、最大200Hzである
ということは、送信機と受信機の両方が0.1ppmよりも優
れた総合安定性（時間、温度などに対して）を有する発
振器を採用しなければならないことを意味する。このよ
うな安定性は、セシウムまたはルビジウム周波数標準器
と恒温室に内蔵された水晶発振器とを用いなければ実現
することができない。このような発振器は、市販の移動
式の無線装置には大きすぎる。その代わりに、周波数基
準をより小型の発振器で設けて、周波数の安定性を犠牲
にする。周波数の安定性を他の方法で制御するための方
法を工夫することが必要となる。AFC回路が、このため
によく用いられる。
1957年12月に発表されたJ.C.Samuelの“Theory of th
e Band-Centering AFC System"IRE Transactions on Ci
rcuit Theory,pp.324-330（およびこの論文の参考文献
を参照のこと）は、送信機と受信機との間の大きな周波
数オフセットを補正して、受信機のIFフィルタの帯域幅
内に信号を維持することを目的としている。これは、出
力が低域濾波されて、受信した信号の中心周波数からデ
ータ偽信号を除去する周波数弁別器を用いることにより
実現されることが多い。このような方法は、900MHzの中
心周波数において約±1KHzの周波数オフセットを得る場
合には有用である。しかし、送信された信号の帯域幅が
200Hz未満でない（たとえば正弦波）の場合には、200Hz
未満の周波数オフセットを実現する方法としては適切で
はない。
e Band-Centering AFC System"IRE Transactions on Ci
rcuit Theory,pp.324-330（およびこの論文の参考文献
を参照のこと）は、送信機と受信機との間の大きな周波
数オフセットを補正して、受信機のIFフィルタの帯域幅
内に信号を維持することを目的としている。これは、出
力が低域濾波されて、受信した信号の中心周波数からデ
ータ偽信号を除去する周波数弁別器を用いることにより
実現されることが多い。このような方法は、900MHzの中
心周波数において約±1KHzの周波数オフセットを得る場
合には有用である。しかし、送信された信号の帯域幅が
200Hz未満でない（たとえば正弦波）の場合には、200Hz
未満の周波数オフセットを実現する方法としては適切で
はない。
添付の図面は、好適な実施例の機能ブロック図と動作
の図解である。本図では、直交復調（QUADRATURE DEMOD
ULATION）15,直交（I/Q）サンプリング（SAMPLE）20,一
致点に対する位相回転（ROTATE）25,周波数差を検出す
るための相軌道推定（DIFF）30および電圧制御発振器
（VCO）35が直列に示されている。
の図解である。本図では、直交復調（QUADRATURE DEMOD
ULATION）15,直交（I/Q）サンプリング（SAMPLE）20,一
致点に対する位相回転（ROTATE）25,周波数差を検出す
るための相軌道推定（DIFF）30および電圧制御発振器
（VCO）35が直列に示されている。
動作中はGMSK位相変調されたデータが、直交復調15さ
れ、アナログ−デジタル変換器（A/D）40で直交にデジ
タル化されるが、これは当業者であればよく理解される
であろう。デジタル化された直交情報は変調ビット・レ
ート（ビット・タイミング）の倍数において直交にサン
プリングされる。Ｉ位相とＱ位相とは、一致点すなわ
ち、逆正接（I/Q）＝０に向かって回転され、搬送波上
に変調された直交データ（I/Q）の影響を除去する。次
に、その結果得られた、搬送波位相と電圧制御基準発振
器の周波数との間の周波数差が、相軌道推定器45により
検出される。最後に、基準発振器35の周波数が調整され
て、電圧制御基準発振器（VCO）35に対して必要な補正
電圧（Δ）を設定および発生して周波数の差を除去す
る。
れ、アナログ−デジタル変換器（A/D）40で直交にデジ
タル化されるが、これは当業者であればよく理解される
であろう。デジタル化された直交情報は変調ビット・レ
ート（ビット・タイミング）の倍数において直交にサン
プリングされる。Ｉ位相とＱ位相とは、一致点すなわ
ち、逆正接（I/Q）＝０に向かって回転され、搬送波上
に変調された直交データ（I/Q）の影響を除去する。次
に、その結果得られた、搬送波位相と電圧制御基準発振
器の周波数との間の周波数差が、相軌道推定器45により
検出される。最後に、基準発振器35の周波数が調整され
て、電圧制御基準発振器（VCO）35に対して必要な補正
電圧（Δ）を設定および発生して周波数の差を除去す
る。
同相（Ｉ）信号と直交位相（Ｑ）信号とは、まず角度
θだけ回転50されて、送信された搬送波と受信機の基準
周波数との間の無線チャンネルによる位相回転を補正す
る。その結果得られた信号の位相φは、逆正接（I/Q）
演算55を介して、ビット時間Ｔで演算される。その結果
得られた位相φは、一致点すなわち逆正接（I/Q）＝０
に向かってさらに回転され60、搬送波上に変調された直
交Ｉ−Ｑデータの影響を除去する。次に受信された搬送
波信号とVCO基準発振器信号との間の周波数オフセット
が、相軌道推定器45に直線的適合（linear fit）させる
ことにより推定される。周波数オフセットの推定値が平
均化され65,平均周波数オフセットを用いて、電圧制御
基準発振器（VCO）35に対して必要な補正電圧Δを設定
および発生することにより周波数オフセットが除去され
る。
θだけ回転50されて、送信された搬送波と受信機の基準
周波数との間の無線チャンネルによる位相回転を補正す
る。その結果得られた信号の位相φは、逆正接（I/Q）
演算55を介して、ビット時間Ｔで演算される。その結果
得られた位相φは、一致点すなわち逆正接（I/Q）＝０
に向かってさらに回転され60、搬送波上に変調された直
交Ｉ−Ｑデータの影響を除去する。次に受信された搬送
波信号とVCO基準発振器信号との間の周波数オフセット
が、相軌道推定器45に直線的適合（linear fit）させる
ことにより推定される。周波数オフセットの推定値が平
均化され65,平均周波数オフセットを用いて、電圧制御
基準発振器（VCO）35に対して必要な補正電圧Δを設定
および発生することにより周波数オフセットが除去され
る。
図によると、従来の直交復調器15を介して中間周波数
IF）信号を同相（Ｉ）信号および直交（Ｑ）信号に復調
すると、Ｉ信号およびＱ信号は次に、データ・レート
（1/T）の倍数に等しいサンプリング・レートにおいて
動作する２つのアナログ−デジタル（A/D）変換器40を
介してデジタル形式の信号に変換される。MSK型の信号
も、（理想的には）０度,90度,180度、270度の４点配座
をもつＯ−QPSK（Offset-Quadrature Phase Shift Keye
d）信号として表すことができるので、A/D変換器の出力
において受信された信号は、通常は無線周波数チャンネ
ルにより、受信機のVCO信号に対して角度θだけ回転さ
れる（配座Ａ）。
IF）信号を同相（Ｉ）信号および直交（Ｑ）信号に復調
すると、Ｉ信号およびＱ信号は次に、データ・レート
（1/T）の倍数に等しいサンプリング・レートにおいて
動作する２つのアナログ−デジタル（A/D）変換器40を
介してデジタル形式の信号に変換される。MSK型の信号
も、（理想的には）０度,90度,180度、270度の４点配座
をもつＯ−QPSK（Offset-Quadrature Phase Shift Keye
d）信号として表すことができるので、A/D変換器の出力
において受信された信号は、通常は無線周波数チャンネ
ルにより、受信機のVCO信号に対して角度θだけ回転さ
れる（配座Ａ）。
この初期位相オフセットθは位相トラッキング・ルー
プおよび／またはチャンネル・サウンディング（channn
el sounding）受信機構造を介して推定することができ
る。
プおよび／またはチャンネル・サウンディング（channn
el sounding）受信機構造を介して推定することができ
る。
初期位相オフセットθは、複合位相回転処理50により
補正される。すなわち、信号Ｑ＋jIを複素指数exp（−
ｊθ）で乗算して、それにより信号の配座を角度−θだ
け回転させ、信号の配座（初期）を上記に示された理想
的な配座パターンに回復させる（配座Ｂ）。
補正される。すなわち、信号Ｑ＋jIを複素指数exp（−
ｊθ）で乗算して、それにより信号の配座を角度−θだ
け回転させ、信号の配座（初期）を上記に示された理想
的な配座パターンに回復させる（配座Ｂ）。
逆正接（I/Q）演算55により、受信信号が検出される
角度φが推定される。周波数オフセットとノイズとがな
い場合は、MSK信号では角度φは配座Ｂに示される４つ
の配座点の１つに対応する。通常、時関数としての相軌
道φが対象となる。これはデータ変調がない場合の位相
φの時導関数が、受信された搬送信号とVCO信号との間
の周波数オフセットに比例するためである。しかし、デ
ータ変調がある場合は、φの時導関数も受信されたデー
タの関数となる。
角度φが推定される。周波数オフセットとノイズとがな
い場合は、MSK信号では角度φは配座Ｂに示される４つ
の配座点の１つに対応する。通常、時関数としての相軌
道φが対象となる。これはデータ変調がない場合の位相
φの時導関数が、受信された搬送信号とVCO信号との間
の周波数オフセットに比例するためである。しかし、デ
ータ変調がある場合は、φの時導関数も受信されたデー
タの関数となる。
オフセット周波数推定の過程から、搬送波上に変調さ
れた直交Ｉ−Ｑデータの影響を取り除くためには、角度
φを下記のように第１象限および第４象限に回転60す
る。
れた直交Ｉ−Ｑデータの影響を取り除くためには、角度
φを下記のように第１象限および第４象限に回転60す
る。
上述したように、MSK型の信号もＯ−QPSK信号として
説明することができる。すなわち、ビット時間間隔毎
に、信号（配座Ｂ）は±90度の点をもつ２ビット（二
相）の奇数ビット配座か、または０度および180度の点
をもつ２ビットの偶数ビット配座として表すことができ
ることになる（配座Ｃ）。この２種類の２ビット配座は
ビット時間毎に交替する。すなわち、位相（φ）を第１
および第４象限に回転するための法則は以下のようにな
る： 偶数ビット 初期位相φ 最終位相φ −90°≦φ≦90° φ′＝φ −180°＜φ＜−90° φ′＝φ＋180° 180°＞φ＞90° φ′＝−180° 奇数ビット φ＞０° φ′＝φ−90° φ＜０° φ′＝φ＋90° この位相回転の過程で実際のデータのビット値が決定
しなくても、搬送波上に変調されたデータの影響は配座
Ｄに示されるようにこの方法で位相φを第１および第４
象限に回転60させることにより効果的に除去することが
できる。すなわち、配座Ｂの４個の配座点のすべてが単
一の０度の点にマッピングされたことになる。
説明することができる。すなわち、ビット時間間隔毎
に、信号（配座Ｂ）は±90度の点をもつ２ビット（二
相）の奇数ビット配座か、または０度および180度の点
をもつ２ビットの偶数ビット配座として表すことができ
ることになる（配座Ｃ）。この２種類の２ビット配座は
ビット時間毎に交替する。すなわち、位相（φ）を第１
および第４象限に回転するための法則は以下のようにな
る： 偶数ビット 初期位相φ 最終位相φ −90°≦φ≦90° φ′＝φ −180°＜φ＜−90° φ′＝φ＋180° 180°＞φ＞90° φ′＝−180° 奇数ビット φ＞０° φ′＝φ−90° φ＜０° φ′＝φ＋90° この位相回転の過程で実際のデータのビット値が決定
しなくても、搬送波上に変調されたデータの影響は配座
Ｄに示されるようにこの方法で位相φを第１および第４
象限に回転60させることにより効果的に除去することが
できる。すなわち、配座Ｂの４個の配座点のすべてが単
一の０度の点にマッピングされたことになる。
周波数オフセットとノイズとがない場合は、純粋なMS
Kに対してのみ、最後の記述があてはまる。GMSK信号で
は、上記のφからφ′へのマッピングにより、GMSK信号
の発生に現れるデータ濾波効果のために、４つの象限を
第１および第４象限にマッピングするに過ぎない。それ
でも、この位相回転60により、被受信搬送波に対する直
交データの影響は効果的に除去されている。
Kに対してのみ、最後の記述があてはまる。GMSK信号で
は、上記のφからφ′へのマッピングにより、GMSK信号
の発生に現れるデータ濾波効果のために、４つの象限を
第１および第４象限にマッピングするに過ぎない。それ
でも、この位相回転60により、被受信搬送波に対する直
交データの影響は効果的に除去されている。
時関数としての回転角度φ′の相軌道を用いて、実際
の周波数オフセット45を推定する。上述のように、瞬時
周波数は位相の時導関数に等しい。ノイズがない場合
は、回復された位相回転した位相信号φ′からデータの
影響を除去すれば、瞬時周波数は受信された搬送周波数
とVCO35との間の周波数オフセットに比例する。このた
め、相軌道推定ブロック45で、時関数としてのφ′の相
軌道を推定し、相軌道を処理して瞬時周波数を推定す
る。
の周波数オフセット45を推定する。上述のように、瞬時
周波数は位相の時導関数に等しい。ノイズがない場合
は、回復された位相回転した位相信号φ′からデータの
影響を除去すれば、瞬時周波数は受信された搬送周波数
とVCO35との間の周波数オフセットに比例する。このた
め、相軌道推定ブロック45で、時関数としてのφ′の相
軌道を推定し、相軌道を処理して瞬時周波数を推定す
る。
周波数オフセットを推定するために相軌道推定ブロッ
ク45で用いられる方法には、以下の３種類がある： （１）時間ti毎に、以下の演算を用いてφ′の離間時導
関数をとる。
ク45で用いられる方法には、以下の３種類がある： （１）時間ti毎に、以下の演算を用いてφ′の離間時導
関数をとる。
その後、周波数オフセットoffsetを円滑化して、ノイ
ズの偽信号を除去しなければならない。
ズの偽信号を除去しなければならない。
（２）φ′i＝max［φ′1，φ′2，…φ′n］と φ′i＝max［φ′m，φ′m+1，…φ′m+n+1］とする。
ただし、φ′1，φ′2，…は、ビット時間におけるφ′
の連続値で、ｍ＞＞ｎである。
の連続値で、ｍ＞＞ｎである。
このとき である。
（３）φ′に対して、最小２乗直線的適合を行う。最小
２乗直線的適合の傾斜は、瞬時周波数に比例する。すな
わち、φ′‐m,φ′‐ｍ＋1,…φ′o,φ′1,φ′ｍが
φ′の2M＋１個の等間隔に配座された値の集まりとする
と、最小２乗直線的適合は、以下のような傾斜をもつ： 相軌道推定に続き、相軌道推定ブロック45の出力は次
に濾波65（当業者には既知の一次IIRフィルタにより）
され、乗算器70で利得定数Ｋ（これにより、ループ・ダ
イナミックも決定される）で乗算され、積分器75に送ら
れて、デジタル−アナログ変換器（D/A）80によりアナ
ログ信号に戻される。D/A変換器80の出力は、VCO35の補
正電圧Δとなり、それによりVCO35の周波数は調整され
てオフセット周波数の誤差を補正する。
２乗直線的適合の傾斜は、瞬時周波数に比例する。すな
わち、φ′‐m,φ′‐ｍ＋1,…φ′o,φ′1,φ′ｍが
φ′の2M＋１個の等間隔に配座された値の集まりとする
と、最小２乗直線的適合は、以下のような傾斜をもつ： 相軌道推定に続き、相軌道推定ブロック45の出力は次
に濾波65（当業者には既知の一次IIRフィルタにより）
され、乗算器70で利得定数Ｋ（これにより、ループ・ダ
イナミックも決定される）で乗算され、積分器75に送ら
れて、デジタル−アナログ変換器（D/A）80によりアナ
ログ信号に戻される。D/A変換器80の出力は、VCO35の補
正電圧Δとなり、それによりVCO35の周波数は調整され
てオフセット周波数の誤差を補正する。
以上、データのある場合に自動周波数制御（AFC）を
行うための方法と装置とが提供された。本発明は、搬送
波上に変調されたデータの影響を除去する段階，搬送周
波数と基準発振器の周波数との間の周波数差を検出する
段階および基準発振器の周波数を調整して周波数差を除
去する段階によって構成される。
行うための方法と装置とが提供された。本発明は、搬送
波上に変調されたデータの影響を除去する段階，搬送周
波数と基準発振器の周波数との間の周波数差を検出する
段階および基準発振器の周波数を調整して周波数差を除
去する段階によって構成される。
さらに本発明は、直交変調された搬送波をデジタル化
する段階，変調ビット・レートの倍数で、直交変調され
た搬送波をサンプリングする段階，逆正接（I/Q）＝０
に向かって位相を回転させて、搬送波上に変調された直
交データ（I/Q）の影響を除去する段階，搬送周波数と
電圧制御基準発振器の周波数との差を相軌道推定器で検
出する段階，周波数差の分だけ基準発振器の周波数を調
整する段階および電圧制御基準発振器（VCO）に必要な
補正電圧を相軌道推定器で設定および発生させる段階と
から構成されることを特徴とする。
する段階，変調ビット・レートの倍数で、直交変調され
た搬送波をサンプリングする段階，逆正接（I/Q）＝０
に向かって位相を回転させて、搬送波上に変調された直
交データ（I/Q）の影響を除去する段階，搬送周波数と
電圧制御基準発振器の周波数との差を相軌道推定器で検
出する段階，周波数差の分だけ基準発振器の周波数を調
整する段階および電圧制御基準発振器（VCO）に必要な
補正電圧を相軌道推定器で設定および発生させる段階と
から構成されることを特徴とする。
以上、本発明の好適な実施例を解説したが、本発明の
他の変形および修正も含まれることは、当業者であれば
ご理解いただけよう。たとえば、相軌道推定器の代わり
に、最小平均２乗推定法を用いて位相φ′の時導関数を
推定するウイナ・フィルタ（Wiener filter）を用いて
もよいし、あるいはφ′の時導関数を推定する回帰型カ
ルマン・フィルタ（recursive Kalman filter）を用い
てもよい。
他の変形および修正も含まれることは、当業者であれば
ご理解いただけよう。たとえば、相軌道推定器の代わり
に、最小平均２乗推定法を用いて位相φ′の時導関数を
推定するウイナ・フィルタ（Wiener filter）を用いて
もよいし、あるいはφ′の時導関数を推定する回帰型カ
ルマン・フィルタ（recursive Kalman filter）を用い
てもよい。
これらとその他の変形と適用とは添付の請求の範囲に
入るものとする。
入るものとする。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−217753（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−5148（ＪＰ，Ａ) 米国特許4583048（ＵＳ，Ａ)
Claims (5)
- 【請求項１】自動周波数制御（AFC）の方法であって： 送信されたトレーニングシーケンスと既知の位相を有す
る記憶されたトレーニングシーケンスとを比較すること
により、チャンネルの位相回転の推定（θ）を決定する
段階； 前記チャンネルの位相回転の推定を用いて、直交変調さ
れた信号を調整し、調整された直交変調信号（φ）を生
成する段階； 前記調整された直交変調信号の配座を回転マッピング
（60）して、変調の影響を取り除き、回転マッピングさ
れた信号を生成する段階； 回転マッピングされた信号の連続点の間の位相差に基づ
いて、基準周波数における周波数誤差を推定する段階
（45）； 前記周波数誤差を平均化する段階（75）；および 前記平均化された周波数誤差を抑制するために前記基準
周波数を調整する段階（80）； から構成されることを特徴とする方法。 - 【請求項２】前記配座は直交配座である、ことを特徴と
する請求項１記載の自動周波数制御の方法。 - 【請求項３】自動周波数制御（AFC）の装置であって： 送信されたトレーニングシーケンスと既知の位相を有す
る記憶されたトレーニングシーケンスとを比較すること
により、チャンネルの位相回転の推定（θ）を決定する
手段； 前記チャンネルの位相回転の推定を用いて、直交変調さ
れた信号を調整する手段（50）； 前記調整された直交変調信号の配座を回転マッピングし
て、変調の影響を取り除き、回転マッピングされた信号
を生成する手段（60）； 回転マッピングされた信号の連続点の間の位相差に基づ
いて、基準周波数における周波数誤差を推定する手段
（45）； 前記周波数誤差を平均化する手段（75）；および 前記平均化された周波数誤差を抑制するために前記基準
周波数を調整する手段（80）； から構成されることを特徴とする装置。 - 【請求項４】前記直交変調された信号を調整する手段
（50）は前記直交変調された信号（φ）を正の直交象限
に調整する、ことを特徴とする請求項３記載の装置。 - 【請求項５】前記配座は直交配座であることを特徴とす
る、請求項３又は４記載の装置。
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|---|---|---|---|
| US28543388A | 1988-12-16 | 1988-12-16 | |
| US285,433 | 1988-12-16 |
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| JP2556196B2 true JP2556196B2 (ja) | 1996-11-20 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2501604A Expired - Fee Related JP2556196B2 (ja) | 1988-12-16 | 1989-12-14 | データ存在下の自動周波数制御 |
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| CA (1) | CA2003580C (ja) |
| DD (1) | DD292788A5 (ja) |
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| ES (1) | ES2075844T3 (ja) |
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| HK (1) | HK1000408A1 (ja) |
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| US5450456A (en) * | 1993-11-12 | 1995-09-12 | Daimler Benz Ag | Method and arrangement for measuring the carrier frequency deviation in a multi-channel transmission system |
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| EP0735730A3 (en) * | 1995-03-28 | 1999-07-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Automatic frequency controller |
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| EP0959568A4 (en) * | 1997-03-04 | 2007-09-26 | Mitsubishi Electric Corp | RECEIVER WITH FREQUENCY TRANSITION CORRECTION FUNCTION |
| JP2001045082A (ja) * | 1999-07-28 | 2001-02-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 周波数オフセット量検出装置 |
| JP2001086183A (ja) * | 1999-09-09 | 2001-03-30 | Alps Electric Co Ltd | デジタル変調信号受信機 |
| DE10005497A1 (de) * | 2000-02-08 | 2001-08-09 | Infineon Technologies Ag | Verfahren und Schaltungsanordnung zum Demodulieren eines quadraturamplituden- oder phasenmodulierten Signals |
| DE60139121D1 (de) | 2000-04-28 | 2009-08-13 | Broadcom Corp | Sende- und empfangssysteme und zugehörige verfahren für serielle hochgeschwindigkeitsdaten |
| EP2797225B1 (en) * | 2013-04-24 | 2018-01-10 | Analog Devices Global | Method of and apparatus for demodulating an amplitude modulated signal |
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|---|---|---|---|---|
| US4466108A (en) * | 1981-10-06 | 1984-08-14 | Communications Satellite Corporation | TDMA/PSK Carrier synchronization without preamble |
| GB2124840A (en) * | 1982-07-02 | 1984-02-22 | Philips Electronic Associated | Data demodulator for digital signals |
| US4583236A (en) * | 1983-11-04 | 1986-04-15 | Racal Data Communications Inc. | Modified absolute phase detector |
| NL8402318A (nl) * | 1984-07-23 | 1986-02-17 | Philips Nv | Inrichting voor het genereren van een hoekgemoduleerd draaggolfsignaal van constante amplitude in responsie op datasignalen. |
| US4583048A (en) * | 1985-02-26 | 1986-04-15 | Rca Corporation | MSK digital demodulator for burst communications |
-
1989
- 1989-11-13 IL IL9228889A patent/IL92288A/en not_active IP Right Cessation
- 1989-11-22 CA CA002003580A patent/CA2003580C/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-11-27 MX MX018499A patent/MX171682B/es unknown
- 1989-12-11 EP EP89121747A patent/EP0373405B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-12-11 ES ES89121747T patent/ES2075844T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1989-12-11 AT AT89121747T patent/ATE126640T1/de not_active IP Right Cessation
- 1989-12-11 DE DE68923857T patent/DE68923857T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-12-14 JP JP2501604A patent/JP2556196B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1989-12-14 WO PCT/US1989/005780 patent/WO1990007243A1/en unknown
- 1989-12-15 IE IE402589A patent/IE71666B1/en not_active IP Right Cessation
- 1989-12-15 DD DD89335740A patent/DD292788A5/de not_active IP Right Cessation
- 1989-12-15 PT PT92601A patent/PT92601B/pt not_active IP Right Cessation
- 1989-12-16 MY MYPI89001788A patent/MY107067A/en unknown
- 1989-12-18 TR TR90/0015A patent/TR25778A/xx unknown
-
1995
- 1995-09-13 GR GR950402496T patent/GR3017379T3/el unknown
-
1997
- 1997-10-21 HK HK97101992A patent/HK1000408A1/xx not_active IP Right Cessation
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| IE894025L (en) | 1990-06-16 |
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| IL92288A (en) | 1996-09-12 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |