DE68923857T2

DE68923857T2 - Automatische Frequenzregelung in Anwesenheit von Daten.

Info

Publication number: DE68923857T2
Application number: DE68923857T
Authority: DE
Inventors: David Edward Borth; James Frank Michael Kepler
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1988-12-16
Filing date: 1989-12-11
Publication date: 1996-04-04
Anticipated expiration: 2009-12-12
Also published as: ATE126640T1; JP2556196B2; MX171682B; DE68923857D1; IE894025L; JPH04502692A; MY107067A; DD292788A5; GR3017379T3; IE71666B1; HK1000408A1; TR25778A; EP0373405B1; WO1990007243A1; EP0373405A2; EP0373405A3; CA2003580C; PT92601B; ES2075844T3; CA2003580A1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG

Diese Erfindung betrifft eine automatische Frequenzregelung. Insbesondere betrifft diese Erfindung Verfahren und Vorrichtung zur automatischen Frequenzregelung in Anwesenheit von Daten.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Eine nachhaltige Herausforderung tritt auf, wenn versucht wird, eine automatische Frequenzregelung in Gegenwart von phasenmodulierten Daten bereitzustellen. Die Phasenmodulation beeinflußt die Frequenzbestimmung, die für die automatische Frequenzregelung verlangt wird, und solange die Wirkungen der Phasenmodulation nicht entfernt werden können, bleibt die automatische Frequenzregelung in Gegenwart von Daten eine enorme Herausforderung.
Der Artikel mit dem Titel "Frequency Detectors for PLL Acquisition in Timing and Carrier Recovery" von D.G. Messerschmitt, veröffentlicht in IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICA- TIONS, Bd. Com-27, Nr. 9, September 1979, S. 1288-1295, beschreibt die Ausführung von zwei Frequenzerfassungseinrichtungen.
Diese Erfindung nimmt dann als ihre Zielsetzung, diese Herausforderungen zu überwinden und gewisse, unten dargelegte Vorteile zu erreichen.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Gemäß einem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird geschaffen ein Verfahren zur automatischen Frequenzregelung, gekennzeichnet durch die Schritte: Bestimmen einer Kanalphasendrehungsabschätzung (θ) durch Vergleichen einer gesendeten Übungssequenz mit einer gespeicherten Übungssequenz, die eine bekannte Phase hat; Verwenden der genannten Kanalphasendrehungsabschätzung (θ), um ein quadratur-moduliertes Signal einzustellen, wobei ein eingestelltes quadratur-moduliertes Signal (Φ) gebildet wird; Rotationsabbilden einer Konstellation des genannten eingestellten, quadraturmodulierten Signals, um eine Modulationswirkung zu entfernen, wobei ein rotationsabgebildetes Signal gebildet wird; Abschätzen eines Frequenzfehlers bei einer Bezugsfrequenz auf der Grundlage einer Phasendifferenz zwischen aufeinanderfolgenden Punkten des rotationsabgebildeten Signals; Mitteln dieses Frequenzfehlers; und Einstellen der Bezugsfrequenz, um diesen gemittelten Frequenzfehler zu unterdrücken.
Bei einem zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung zur automatischen Frequenzregelung geschaffen, die gekennzeichnet ist durch eine Einrichtung zum Vergleichen einer gesendeten Übungssequenz mit einer gespeicherten Übungssequenz, die eine bekannte Phase hat, um eine Kanalphasenrotationsabschätzung (θ) zu bestimmen; eine Einrichtung zum Einstellen eines quadratur-modulierten Signals unter Verwendung der genannten Kanalphasenrotationsabschätzung (θ); eine Einrichtung zum Rotationsabbilden einer Konstellation des genannten quadratur-modulierten Signals, um eine Modulationswirkung zu entfernen, wobei ein rotationsabgebildetes Signal gebildet wird; eine Einrichtung zum Abschätzen eines Frequenzfehlers bei einer Bezugsfrequenz auf der Grundlage einer Phasendifferenz zwischen aufeinanderfolgenden Punkten des rotationsabgebildeten Signals; eine Einrichtung zum Mitteln dieses Frequenzfehlers; und eine Einrichtung zum Einstellen der Bezugsfrequenz, um diesen gemittelten Frequenzfehler zu unterdrücken.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform stellt die Einstelleinrichtung das quadraturmodulierte Signal (Φ) in einen positiven Quadraturquadranten ein. Die Konstellation kann auch eine orthogonale Konstellation sein.

BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Zusätzliche Zielsetzungen, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden genauer verstanden aus, und die beste Art zum Ausführen, die als ihre bevorzugte Ausführungsform betrachtet wird, wird (mittels eines nicht beschränkten Beispiels) in der folgenden, ins einzelne gehenden Beschreibung gewurdigt, die zusammen mit den beigefügten Zeichnungen genommen wird, in denen:
die einzige Figur ein Funktionsblockdiagramm der bevorzugten Ausführungsform und eine graphische Darstellung ihrer Arbeitsweise ist.

BESCHREIBUNG IM EINZELNEN

Die Notwendigkeit zur automatischen Frequenzregelung beim kohärenten Erfassen von Phaseninodulationssignalen ergibt sich, da selbst ein kleiner Frequenz-Offset zwischen der Bezugsfrequenz des Senders und der des Empfängers eine beträchtliche Anzahl von erfaßten Datenfehlern ergeben kann. Um dieses Problem aufzuzeigen, betrachte man das folgende Beispiel. Man nehme an, daß Daten mit einer Datengeschwindigkeit von 300 Kb/s unter Verwendung einer Minimal-Phasenlagenmodulation (MSK) (oder einer Abänderung dieses Modulationsformats, wie einer Gauss-Minimuin-Phasenlagenmodulation (GMSK); einer verallgemeinerten, gezahmten FM, GTFM); usw.) in einem Zeitmultiplexzugriffssystem gesendet wird, das Zeitschlitze von 0,5 ms Dauer verwendet. Daher besteht ein Zeitschlitz aus (300 Kb/s) x (0,5 ms) = 150 Bit.
Man nehme ferner an, daß der Phasen-Offset zwischen dem Sender und dem Empfänger zu Beginn von jedem einpfangenen Zeitschlitz durch die Verwendung einer Synchronisationspräambel, usw. auf Null eingestellt wird. Bei rauschfreien Bedingungen kann gezeigt werden, daß für ein Minimum-Phasenmodulationsformat die Bit ohne Fehler in dem Empfänger erfaßt werden können, vorausgesetzt, daß der Phasen-Offset zwischen dem Sender und dem Empfänger weniger als π/2 Radian ist. Da die Augenblicksfrequenz die Zeitableitung der Phase ist, ist es notwendig, damit der Zeitschlitz ohne Fehler empfangen wird, daß der Phasen-Offset an dem Ende des Schlitzes weniger als π/2 Radian ist, d.h., daß der Frequenz-Offset zwischen dem Sender und dem Empfänger erfüllt
foffset ≤ 1 π/2/2π 0,5 msec = 500 Hz
Um diesen Rauschwirkungen in der Praxis aufzunehmen, ist es notwendig, daß der Frequenz-Offset etwas kleiner als diese Größe ist, typischerweise 200 Hz.
In einem mobilen Funkgerät, das bei 900 MHz arbeitet, bedeutet ein maximaler Frequenz-Offset von 200 Hz zwischen dem Sender und dem Empfänger, daß der Sender und der Empfänger Oszillatoren verwenden müssen, die eine Gesamtstabilität (mit der Zeit, der Temperatur, usw.) von besser als 0,1 Teilen pro Million (ppm) haben, eine Stabilitätsanforderung, die nur durch Cäsium oder Rubidium Frequenznormen und in einem Ofen untergebrachte Kristalloszillatoren erfüllt wird. Alle diese Oszillatoren sind für handelsübliche, mobile Funkgerätanwendungen zu sperrig. Stattdessen wird ein Frequenzbezug mit einem kleineren Oszillator vorgesehen, wodurch die Frequenzstabilität aufs Spiel gesetzt wird. Es müssen Verfahren erfunden werden, um die Frequenzstabilität auf andere Weise zu steuern. Automatische Frequenzregelschaltungen sind eine übliche Möglichkeit.
Herkömmliche Frequenzregelschaltungen, wie sie in "Theory of the Band-Centering AFC System" von J.C. Samuels, IRE Transactions on Circuit Theory, S. 324-330, Dezember 1957 (siehe auch die in dieser Veröffentlichung enthaltenen bibliographischen Angaben) beschrieben sind, werden ausgelegt, um große Frequenz-Offsets zwischen dem Sender und dem Empfänger auszugleichen, damit das Signal innerhalb der Bandbreite des ZF-Filters bleibt. Dies wird üblicherweise über eine Frequenzdiskriminatorerfassungseinrichtung durchgeführt, deren Ausgang tiefpaßgefiltert wird, um irgendwelche Datenkunstprodukte aus der mittleren Frequenz der empfangenen Signale zu entfernen. Eine solche Methode ist zweckmäßig, um Frequenz-Offsets von ungefähr ± 1 KHz bei einer Mittenfrequenz von 900 MHz zu erreichen. Es ist keine annehmbare Methode dahingehend, einen Frequenz-Offset von weniger als 200 Hz zu erreichen, es sei denn, die gesendete Signalbandbreite ist weniger als 200 Hz (beispielsweise eine Sinuskurve).
Die einzige Figur ist ein Funktionsblockdiagramm der bevorzugten Ausführungsform und eine graphische Darstellung ihrer Arbeitsweise. Sie zeigt in Reihe gekoppelt eine QUADRATUR- DEMODULATION 15, ein Quadratur-(I/Q)-Abtasten (ABTASTUNG) 20, eine Phasendrehung in Richtung zu einem Koinzidenzpunkt (DREHEN) 25, eine Phasenspurabschätzung, um die Frequendifferenz (DIFF) 30 zu erfassen, und ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 35.
Beim Betrieb werden die mit einer Gauss-Minimum-Phasenmodulation phasenmodulierten Daten quadratur-demoduliert 15 und in Analog-Digital (A/D) Umwandlern 40 quadratur-digitalisiert, wie es für den Durchschnittsfachmann auf diesem Gebiet ohne weiteres verstanden wird. Die digitalisierte Quadraturinformation wird quadratur-abgetastet bei einem Mehrfachen der inodulierten Bitrate (Bit Zeitlage). Die I- und Q- Phasen werden in Richtung zu einem Koinzidenzpunkt, nämlich arctan (I/Q) = 0, gedreht, um die Wirkungen der auf dem Träger modulierten Quadraturdaten (I/Q) zu entfernen. Dann wird die sich ergebende Frequenzdifferenz zwischen der Trägerphase und der Frequenz eines Bezugsoszillators vom spannungsgesteuerten Typ mit einer Phasenverlaufsabschätzungseinrichtung 45 erfaßt. Schließlich muß die Frequenz des Bezugsoszillators 35 eingestellt werden, um die Frequenzdifferenz zu entfernen, indem die verlangte Korrekturspannung (Δ) für einen Bezugsoszillator (VCO) 35 vom spannungsgesteuerten Typ bestimmt und erzeugt wird.
Das In-Phase (I) und Quadratur (Q) Signal werden zuerst um einen Winkel θ gedreht 50, um die Phasendrehung aufgrund des Funkkanals zwischen dem gesendeten Träger und der Bezugsfrequenz des Empfängers auszugleichen. Die Phase des sich ergebenden Signals Φ wird dann zu Bitzeitmomenten T mittels der Arbeitsweise von arctan (I/Q) 55 berechnet. Die sich ergebenden Phasen Φ werden danach in Richtung zu einem Koinzidenzpunkt, nämlich arctan (I/Q) = 0 gedreht 60, um die Wirkungen der Quadrat I-Q Daten, die auf den Träger moduliert worden sind, zu entfernen. Dann wird der Frequenz-Offset zwischen dem empfangenen Trägersignal und dem Signal des Bezugsoszillators VCO mittels einer linearen Anpassung an den Phasenverlauf (PHASENVERLAUFSABSCHÄTZUNG) 45 abgeschätzt. Die Frequenz-Offset-Abschätzung wird gemittelt 65, und der mittlere Frequenz-Offset wird dann verwendet, den Frequenz-Offset zu entfernen, indem die erforderliche Korrekturspannung Δ für den Bezugsoszillator (VCO) 35 vom spannungsgesteuerten Typ zu bestimmen und zu erzeugen.
Bezugnehmend auf die Figur werden nach der Demodulation des Zwischenfrequenz (ZF) Signals in ein In-Phase- (I) und ein Quadratur-Signal (Q) über einen herkömmlichen Quadraturdemodulator 15 das I- und Q-Signal nachfolgend in Signale mit digitalem Format mittels zwei Analog/Digital-Uinwandler (A/D) 40 umgewandelt, die bei einer Abtastrate gleich einem Vielfachen der Datenrate (1/T) arbeiten. Man beachte, daß ein Signal vom Typ einer Minimuin-Phasenmodulation auch als ein Phasenmodulationssignal mit Offset-Quadratur-Phase (O-QPSK) mit einer 4-Punkt-Konstellation dargestellt werden kann, die (idealerweise) Punkte bei 0º, 90º, 180º und 270º hat, wobei das empfangene Signal an dem Ausgang der Analog/Digital-Umwandler im allgemeinen um einen Winkel θ in bezug auf das Signal des spannungsgesteuerten Oszillators des Empfängers wegen des Funkfrequenzkanals (Konstellation A) gedreht wird.
Der anfängliche Phasen-Offset θ kann über eine Phasenverfolgungsschleife und/oder eine einen Kanal zu erkennen suchnede Empfängerstruktur abgeschätzt werden.
Der anfängliche Phasen-Offset θ wird durch einen komplexen Phasendrehvorgang 50 ausgeglichen, der das Signal Q + jI mit der komplexen Exponentialfunktion exp (- jθ) multipliziert, wodurch die Signalkonstellation um einen Winkel - θ gedreht und die Signalkonstellation (anfänglich) mit dem idealen Konstellationsmuster wiederhergestellt wird, das vorhergehend (Konstellation B) beschrieben worden ist.
Der arctan (I/Q) Vorgang 55 schätzt dann den Winkel Φ ab, bei dem das empfangene Signal erfaßt wird. In Abwesenheit eines Frequenz-Offset und Rauschens entspricht bei einem Minimum-Phasenmodulationssignal der Winkel Φ einem der vier Konstellationspunkte, die bei der Konstellation B gezeigt sind. Im allgemeinen ist der Phasenverlauf Φ als eine Funktion der Zeit von Interesse, da die Zeitableitung der Phase Φ beim Fehlen einer Datenmodulation dem Frequenz-Offset zwischen dem empfangenen Trägersignal und dem Signal des spannungsgesteuerten Oszillators proportional ist. In der Gegenwart einer Datenmodulation jedoch ist die Zeitableitung von Φ auch eine Funktion der empfangenen Daten.
Um die Wirkungen der auf den Träger aufmodulierten Quadratur I-Q Daten auf den Abschätzungsvorgang der Offset-Frequenz auszuschließen, wird der Winkel Φ in die Quadranten I und IV gedreht 60, wie es unten beschrieben ist:
Wie es oben bereits erwähnt worden ist, kann ein Signal vom Minimum-Phasenmodulationstyp auch als ein O-QPSK-Modulationssignal (O-quadraturphasen-Modulationssignal) beschrieben werden. Dies schließt ein, daß in mit der Bitzeit beabstandeten Intervallen das Signal (Konstellation B) entweder als eine ungeradzahlige Bitkonstellation mit Zwei-Bit (Biphase) mit den Punkten bei ± 90º oder als eine geradzahlige Bitkonstellation mit Zwei-Bit mit den Punkten bei 0º und 180º (siehe Konstellation C) dargestellt werden kann. Die zwei Zwei-Bit Konstellationen wechseln sich zu jeder Bitzeit ab. Die Regeln für die Phasendrehung (Φ) in die Quadranten I und IV werden somit: GERADZAGKUGES BUT ANFANGSPHASE ENDPHASE UNGERADZAHLIGES BIT
Man beachte, daß, obgleich selbst keine tatsächlichen Datenbitwerte bei diesem Phasendrehvorgang bestimmt werden, werden die Wirkungen der auf den Träger aufmodulierten Daten wirksam durch Drehen 60 der Phase Φ auf diese Weise in die Quadranten I und IV entfernt, wie es bei der Konstellation D gezeigt ist, d.h., alle vier Konstellationspunkte der Konstellation B sind nun auf einen einzigen Punkt bei 0º abgebildet worden.
Beim Fehlen von Frequenz-Offsets und Rauschen gilt die letzte Behauptung nur für eine reine Minimum-Phasenmodulation.
Bei Signalen der verallgemeinerten Minimum-Phasenmodulation bildet das Abbilden Φ T Φ', das oben beschrieben worden ist, nur die vier Quadranten in die Quadranten I und IV aufgrund der Datenfilterwirkungen ab, die bei der Erzeugung des Signals der Gauss-Minimum-Phasenmodulation zugegen sind. Nichtsdestotrotz hat diese letztere Phasendrehung 60 wirksam die Wirkungen der Quadraturdaten auf dem empfangenen Träger entfernt.
Der Phasenverlauf des gedrehten Winkels Φ' als eine Funktion der Zeit wird dann verwendet, den tatsächlichen Frequenz- Offset 45 abzuschätzen. Wie es oben angegeben worden ist, ist die Augenblicksfrequenz gleich der Zeitableitung der Phase. Beim Fehlen von Rauschen wird unter den Wirkungen der von dem wiedergewonnenen, phasengedrehten Phasensignal Φ' entfernten Daten die Augenblicksfrequenz proportional dem Frequenz-Offset zwischen der empfangenen Trägerfrequenz und dem spannungsgesteuerten Oszillator 35. Daher schätzt der Phasenverlaufsabschätzungsblock 45 den Phasenverlauf von Φ' als eine Funktion der Zeit ab und verarbeitet den Phasenverlauf, um die Augenblicksfrequenz abzuschätzen.
Drei Verfahren können von dem Phasenverlaufsabschätzungsblock verwendet werden, um den Frequenz-Offset abzuschätzen:
(1.) Man nehme die Zeitableitung von Φ' zu festen Zeitpunkten mittels der Operation
Φ' Zeit=t&sub2; - Φ' Zeit=t&sub1;/t&sub2; - t&sub1;
zu jedem Zeitpunkt ti. Der Frequenz-Offset foffset muß dann geglättet werden, um irgendwelche Rauschkunstprodukte zu entfernen.
(2.) Es sei Φi' = max [Φ&sub1;',Φ&sub2;',...,Φn'] und Φj' = max [Φm',Φm+1',...,Φm+n+1'] wo Φ&sub1;,Φ&sub2;,... aufeinanderfolgende Werte von Φ' zu Bit Zeitpunkten sind und m » n.
Dann offset Φ'j - Φ'&sub1;/j - i
(3.) Man bilde eine lineare Anpassung an die Φ' mit dem Verfahren der kleinsten Quadrate. Die Steigung der linearen Anpassung mit den kleinsten Quadraten ist proportional der Augenblicksfrequenz; d.h., wenn Φ'-m, Φ'-m+1, ... Φ'&sub0;, Φ'&sub1;, Φ'm eine Sammlung von 2M + 1 gleich beabstandeten Werten von Φ' sind, dann hat die lineare Anpassung nach dem Verfahren der kleinsten Quadrate eine Neigung von offset
Nach der Abschätzung 45 des Phasenverlaufs wird der Ausgang des Phasenverlaufsabschätzungsblocks nachfolgend gefiltert (über ein IIR-Filter erster Ordnung von der Art, die von dem Durchschnittsfachmann ohne weiteres verstanden wird) 65, mit einer Verstärkungskonstanten K (die auch die Schleifendynamik bestimmt) 70 multipliziert, integriert 75 und zurück in ein analoges Signal mittels eines Digital/Analog-Umwandlers (D/A) 80 umgewandelt. Der Ausgang des Digital/Analog-Umwandlers 80 liefert eine Korrekturspannung Δ an den Spannungsgesteuerten Oszillator 35, der die Frequenz des Spannungsgesteuerten Oszillators 35 einstellt, um den Offset-Frequenzfehler auszugleichen.
Zusammenfassend sind ein Verfahren und eine Vorrichtung zur automatischen Frequenzregelung (AFR) in Anwesenheit von Daten geschaffen worden. Es wird umfaßt das Entfernen der Wirkungen von auf den Träger aufmodulierten Daten, das Erfassen der Frequenzdifferenz zwischen der Trägerfrequenz und der Frequenz des Bezugsoszillators und das Einstellen der Frequenz des Bezugsoszillators, um die Frequenzdifferenz zu entfernen.
Es ist ferner gekennzeichnet durch Quadratur-Digitalisieren des modulierten Trägers, Quadratur-Abtasten des modulierten Trägers bei einem Vielfachen der modulierten Bitrate, Drehen von Phasen in Richtung zu arctan (I/Q) = 0, um die Wirkungen der Quadratur-Daten (I/Q) zu entfernen, die auf den Träger aufmoduliert worden sind, Erfassen der Frequenzdifferenz zwischen der Trägerfrequenz und der Frequenz eines Bezugsoszillators vom spannungsgesteuerten Typ mit einer Phasenverlaufsabschätzungseinrichtung, Einstellen der Frequenz des Bezugsoszillators mit der Frequenzdifferenz und Bestimmen und Erzeugen der notwendigen Korrekturspannung für einen Bezugsoszillator (VCO) vom spannungsgesteuerten Typ mit der Phasenverlaufsabschätzeinrichtung.
Während die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung beschrieben und gezeigt worden ist, ist es für den Durchschnittsfachmann zu erkennen, daß andere Abänderungen und Abwandlungen dieser Erfindung ausgeführt werden können. Beispielsweise kann die Phasenverlaufsabschätzungseinrichtung entweder durch ein festes Wiener-Filter, das die Zeitableitung der Phase Φ' unter Verwendung einer Abschätzungsmethode mit dem Verfahren nach den kleinsten Quadraten ab schätzt oder durch ein rekursives Kalman-Filter ersetzt werden, um die Zeitableitung von Φ' abzuschätzen.

Claims

1. Ein Verfahren zur automatischen Frequenzregelung, gekennzeichnet durch die Schritte:

Bestimmen einer Kanalphasendrehungsabschätzung (θ) durch Vergleichen einer gesendeten Übungssequenz mit einer gespeicherten Übungssequenz, die eine bekannte Phase hat;

Verwenden der genannten Kanalphasendrehungsabschätzung (θ), um ein quadratur-moduliertes Signal einzustellen, wobei ein eingestelltes quadratur-moduliertes Signal (Φ) gebildet wird;

Rotationsabbilden (60) einer Konstellation des genannten eingestellten, quadratur-modulierten Signals, um eine Modulationswirkung zu entfernen, wobei ein rotationsabgebildetes Signal gebildet wird;

Abschätzen eines Frequenzfehlers bei einer Bezugsfrequenz auf der Grundlage einer Phasendifferenz zwischen aufeinanderfolgenden Punkten des rotationsabgebildeten Signals;

Mitteln (75) dieses Frequenzfehlers; und

Einstellen (80) der Bezugsfrequenz, um diesen gemittelten Frequenzfehler zu unterdrücken.

2. Das Verfahren zur automatischen Frequenzregelung gemäß Anspruch 1, in dem die Konstellation eine orthogonale Konstellation ist.

3. Vorrichtung zur automatischen Frequenzregelung, gekennzeichnet durch:

Eine Einrichtung zum Vergleichen einer gesendeten Übungssequenz mit einer gespeicherten Übungssequenz, die eine bekannte Phase hat, um eine Kanalphasenrotationsabschätzung (θ) zu bestimmen;

eine Einrichtung (50) zum Einstellen eines quadraturmodulierten Signals unter Verwendung der genannten Kanalphasenrotationsabschätzung (θ);

eine Einrichtung (60) zum Rotationsabbilden einer Konstellation des genannten quadratur-modulierten Signals, um eine Modulationswirkung zu entfernen, wobei ein rotationsabgebildetes Signal gebildet wird;

eine Einrichtung (45) zum Abschätzen eines Frequenzfehlers bei einer Bezugsfrequenz auf der Grundlage einer Phasendifferenz zwischen aufeinanderfolgenden Punkten des rotationsabgebildeten Signals;

eine Einrichtung (75) zum Mitteln dieses Frequenzfehlers; und

eine Einrichtung (80) zum Einstellen der Bezugsfrequenz, um diesen gemittelten Frequenzfehler zu unterdrücken.

4. Vorrichtung zur automatischen Frequenzregelung gemäß Anspruch 3, in der die genannte Einrichtung (50) zum Einstellen das quadratur-modulierte Signal (θ) in einen positiven Quadratur-Quadranten einstellt.

5. Vorrichtung zur automatischen Frequenzregelung gemäß Anspruch 3 oder 4, in der die Konstellation eine orthogonale Konstellation ist.