JP2003069659A - 搬送波抽出回路 - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 周波数ずれ量が大きい搬送波を、欠落なく、
位相が滑らかに連続するようにして、確実に抽出するよ
うにする。 【解決手段】 ＱＰＳＫ変調信号は４逓倍回路１で４逓
倍され、さらに、ＢＰＦ２を通って２値化回路３に供給
され、２値化信号となる。ここで、ＢＰＦ２は、４逓倍
回路１の出力信号の周波数ずれした搬送周波数を通過さ
せる通過帯域を有している。また、２値化回路３からの
２値化信号は、入力ＱＰＳＫ変調信号のベクトルが０と
なり期間で欠落した期間を有し、かつこの欠落期間の前
後で位相が１８０゜反転している。２値化回路３からの
２値化信号は、４分周回路４で１／４倍に分周されるこ
とにより、上記欠落期間の前後での位相変化が１／４倍
の４５゜に小さくなり、この２値化信号が持つ搬送波の
最大周波数ずれ量の通過帯域のＢＰＦ５を通過させるこ
とにより、上記欠落期間を補間する。
位相が滑らかに連続するようにして、確実に抽出するよ
うにする。 【解決手段】 ＱＰＳＫ変調信号は４逓倍回路１で４逓
倍され、さらに、ＢＰＦ２を通って２値化回路３に供給
され、２値化信号となる。ここで、ＢＰＦ２は、４逓倍
回路１の出力信号の周波数ずれした搬送周波数を通過さ
せる通過帯域を有している。また、２値化回路３からの
２値化信号は、入力ＱＰＳＫ変調信号のベクトルが０と
なり期間で欠落した期間を有し、かつこの欠落期間の前
後で位相が１８０゜反転している。２値化回路３からの
２値化信号は、４分周回路４で１／４倍に分周されるこ
とにより、上記欠落期間の前後での位相変化が１／４倍
の４５゜に小さくなり、この２値化信号が持つ搬送波の
最大周波数ずれ量の通過帯域のＢＰＦ５を通過させるこ
とにより、上記欠落期間を補間する。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、被変調情報信号の
搬送波を抽出する搬送波抽出回路に係り、特に、無線機
に設けられた自動周波数制御装置などに用いて好適な搬
送波抽出回路に関する。 【０００２】 【従来の技術】図３は無線機の概略構成を示すブロック
図であって、１０〜１２はミキサ、１３は局部周波数発
生回路、１４は復調器、１５は基準発振器、１６〜１８
は増幅器、１９は変調器、２０〜２２は増幅器、２３〜
２５はミキサ、２６はサーキュレータ、２７はアンテナ
である。ここでは、無線機として、無線送受信機を示し
ている。 【０００３】同図において、送信時には、局部周波数発
生回路１３は、基準発振器１５の出力信号をもとに、ミ
キサ２３〜２５に供給する所定周波数の局部周波数信号
を発生する。変調器１９から出力される被変調情報信号
は、増幅器２０で増幅された後、ミキサ２３で局部周波
数発生回路１３からの局部周波数信号と混合されて第１
の中間周波数の被変調情報信号に変換され、次いで、増
幅器２１で増幅されてミキサ２４に供給されることによ
り、同様にして第１の中間周波数よりも高い周波数の第
２の中間周波数の被変調情報信号に変換され、最後に、
増幅器２２で増幅されてミキサ２５に供給されることに
より、同様にして第２の中間周波数よりも高い規定の無
線周波数の被変調情報信号に変換される。この無線周波
数の被変調情報信号は、サーキュレータ２６を介し、ア
ンテナ２７から送信される。 【０００４】また、受信時には、局部周波数発生回路１
３は、基準発振器１５の出力信号をもとに、ミキサ１０
〜１２に供給する所定周波数の局部周波数信号を発生す
る。アンテナ２７から受信された無線周波の被変調情報
信号は、サーキュレータ２６によって受信系のミキサ１
０に供給される。このミキサ１０では、局部周波数発生
回路１３から供給される局部周波数信号と混合されて無
線周波数よりも低い第３の中間周波数の被変調情報信号
に変換される。この第３の中間周波数の被変調情報信号
は増幅器１６で増幅されてミキサ１１に供給され、同様
にして第３の中間周波数よりも低い周波数の第４の中間
周波数の被変調情報信号に変換され、最後に、増幅器１
７で増幅されてミキサ１２に供給されることにより、同
様にして第４の中間周波数よりも低い第５の中間周波数
の被変調情報信号に変換される。この第５の中間周波数
の被変調情報信号が、増幅器１８で増幅された後、復調
器１４に供給されることにより、情報信号が復調され
る。 【０００５】なお、図３において、各ミキサ１０〜１
２，２３〜２４の後段にＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
などのフィルタを設け、これらミキサ１０〜１２，２３
〜２４の出力信号から不要信号成分を除去するようにす
るが、ここでは、かかるフィルタの図示を省略してい
る。 【０００６】ところで、かかる構成の送受信機の受信信
号においては、送信側や受信側での局部周波数発生回路
での周波数誤差などにより、その搬送周波数にずれが生
ずることがある。この搬送周波数のずれは増幅器１８か
ら出力される中間周波数の被変調情報信号に現われ、復
調器１４はこのように搬送周波数ずれがある被変調情報
信号を復調することになる。 【０００７】ところで、ＱＰＳＫ(Quarternary Phase S
hift Keying)変調方式などの位相変調方式では、周波数
のずれが位相のずれとなって現われるため、周波数がず
れると、復調器の復調出力のビットエラーレートが劣化
し、さらにこのずれ量が大きくなると、復調不能とな
る。 【０００８】その一例を説明すると、復調器１４には、
追尾可能な（即ち、復調可能な）周波数範囲（以下、復
調搬送周波数許容範囲という）があり、例えば、ＱＰＳ
Ｋ方式の同期検波回路の場合、変調周波数の約±１％で
ある。従って、例えば、上記のように、この変調器１４
が搬送周波数２４２ｋＨｚの低周波信号を復調する場合
には、 ２４２ｋＨｚ×（±０．０１）≒±２．４ｋＨｚ の範囲を越えると、もはや復調ができなくなる。 【０００９】一方、局部周波数発生回路で生ずる周波数
ずれは、その基準発振器の周波数制度とその出力周波数
で決まるが、周波数が高い信号を周波数変換するための
局部周波数発生回路や送信系での最終段のミキサ２５に
局部周波数信号を供給する局部周波数発生回路に発生す
る周波数ずれが大勢を占めることになる。 【００１０】そこで、かかる局部周波数発生回路の基準
発振器の周波数精度を±３．０×１０-7（％）とする
と、３６ＧＨｚの無線周波信号を２ＧＨｚの中間周波信
号に変換する場合、この局部周波数発生回路が発生する
局部周波数信号の周波数は３４ＧＨｚであるから、最
大、 ３４ＧＨｚ×（±３．０×１０-7）＝±１０．２ｋＨｚ の周波数ずれが生ずることになる。また、同様の周波数
ずれが送信機側でも発生しているものとすると、ミキサ
１２から出力される中間周波信号では、最大、 ΔＦ＝±１０．２ｋＨｚ×２＝±２０．４ｋＨｚ の周波数ずれを含んでいることになる。 【００１１】そこで、ミキサ１２の入力信号に±２０．
４ｋＨｚという大きな周波数ずれ量ΔＦも、復調器１４
の復調搬送周波数許容範囲である±２．４ｋＨｚ内に納
めるようにする必要があり、このため、従来の無線機の
受信系には、復調器１４の入力信号の搬送周波数のずれ
量を検出し、このずれ量だけ周波数がずらされた局部周
波数信号を発生してミキサ１２に供給するようにした自
動周波数制御装置が設けられている。 【００１２】ところで、本出願人は、デジタル処理によ
って搬送周波数のずれ量を検出するようにした自動周波
数制御装置を提案した。 【００１３】図４はかかる自動周波数制御装置の要部を
示すブロック図であって、１７ａ，１７ｂは局部周波数
発生回路、２８はこの自動周波数制御装置、２９は搬送
波抽出回路、３０は周波数カウンタ、３１はＣＰＵ（中
央処理ユニット）、３２はシンセサイザであり、図３に
対応する部分には同一符号を付けて重複する説明を省略
する。 【００１４】同図において、自動周波数制御装置２８は
搬送波抽出回路２９と周波数カウンタ３０とＣＰＵ３１
とシンセサイザ３２とから構成されており、復調器１４
の入力信号（中間周波帯の被変調情報信号）を取り込ん
で、この入力信号の搬送周波数のずれ量ΔＦを含む局部
周波数信号をミキサ１２に供給する。これにより、ミキ
サ１２から復調器１４に供給される中間周波の被変調情
報信号の搬送周波数が、復調器１４の復調搬送周波数許
容範囲内に入るようになる。 【００１５】この周波数制御装置１では、復調器１４の
入力信号が搬送波抽出回路２９に供給され、その搬送波
が抽出されて波形整形され、その搬送周波数に等しい周
波数のパルス信号が生成される。このパルス信号は周波
数カウンタ３０に供給され、予め決められた単位時間毎
にパルスをカウントする。各単位時間では、パルスのカ
ウントを終わると、そのカウント値ＦNを保持するとと
もに、ＣＰＵ３１に割込指令ＩＲを送る。ＣＰＵ３１
は、この割込指令ＩＲを受けると、そのとき周波数カウ
ンタ３０に保持されているカウント値ＦNを取り込み、
所定の処理を行なうことによって搬送波抽出回路２９で
抽出された搬送波の周波数のずれ量ΔＦを検出し、この
ずれ量ΔＦに応じた設定値ＮSを生成してシンセサイザ
３２にセットする。シンセサイザ３２は、この設定値Ｎ
Sに基づいて、搬送波抽出回路２９で抽出された搬送波
の周波数のずれ量ΔＦを含む局部周波数信号を生成し、
ミキサ１２に供給する。 【００１６】このようにして、搬送周波数のずれ量ΔＦ
が周波数カウンタ３０とＣＰＵ３１といったデジタル処
理の回路構成でもって検出されるものであるから、その
検出精度が周囲温度の変化によって影響されることがな
く、このずれ量ΔＦが大きなものであっても、搬送周波
数を復調器１４の復調周波数許容範囲内に精度良く補正
することができるようになる。 【００１７】また、受信信号が障害物などによって中断
することがあっても、その中断期間、シンセサイザ３２
では、セットされた設定値ＮSがそのまま保持され、こ
のため、シンセサイザ３２からミキサ１２に供給される
局部周波数信号は、その周波数がこの設定値ＮSに応じ
た値にそのまま維持されることになる。従って、この中
断期間が終わったときの周波数制御が速やかに復帰する
ことになる。 【００１８】以下では、各ミキサ１０，１１，１２の出
力信号の搬送周波数は図４に示すものとし、また、復調
器１４の復調搬送周波数許容範囲を±１ｋＨｚとして説
明する。 【００１９】図５は図４におけるシンセサイザ３２の一
具体例を示すブロック図であって、４０は基準発振器、
４１は位相比較器、４２はＬＰＦ（ローパスフィル
タ）、４３，４４はＶＣＯ（電圧制御発振器）、４５は
増幅器、４６はミキサ、４７はＬＰＦ、４８は増幅器、
４９は位相比較器、５０はＤＤＳ（Direct Digital Syn
thesizer）、５１はＬＰＦ、５２は増幅器である。 【００２０】同図において、ＶＣＯ４３と位相比較器４
１とＬＰＦ４２とはＰＬＬ（PhaseLocked Loop）を構成
しており、安定した発信周波数の基準発振器４０の出力
をもとに、ＶＣＯ４３から４３９．５ＭＨｚの安定した
周波数の周波数信号を発生している。なお、ＶＣＯ４３
の出力信号は適宜分周されて位相比較器４１に供給され
るが、この分周器は図示していない。 【００２１】また、ＶＣＯ４４は中心周波数が４３９．
３ＭＨｚであって、このＶＣＯ４４の出力信号が、増幅
器４５で増幅された後、ミキサ４６でＶＣＯ４３からの
周波数が４３９．５ＭＨｚの周波数信号と混合される。
このミキサ４６の出力信号はＬＰＦ４７を通され、不要
成分が除去される。このＬＰＦ４７の出力信号の周波数
ｆ0は、ＶＣＯ４４の出力周波数の上記中心周波数から
のずれ量をΔＦ’とすると、 ｆ0＝４３９．５ＭＨｚ±ｎ×（４３９．３ＭＨｚ＋Δ
Ｆ’） 但し、ｎは正整数であって、符号は、ｆ0＞４３９．５
ＭＨｚとするときには、＋とし、ｆ0＜４３９．５ＭＨ
ｚとするときには、−とする従って、ｆ0＜４３９．５
ＭＨｚとして、ｎ＝１とすると、ＶＣＯ４３，４４の出
力信号の周波数差の周波数ｆ0の信号、即ち、 ｆ0＝４３９．５ＭＨｚ−（４３９．３ＭＨｚ＋ΔＦ’） ＝２００ｋＨｚ−ΔＦ’ なる信号が得られる。かかるＬＰＦ４７の出力信号は、
増幅器４８で増幅された後、位相比較器４９に供給され
る。 【００２２】一方、搬送波抽出回路２９（図４）で抽出
される搬送波の周波数ずれ量をΔＦとすると、ＣＰＵ３
１(図４)は、このずれ量ΔＦを検出することにより、設
定値ＮSを２００ｋＨｚ−ΔＦとしてＤＤＳ５０にセッ
トする。これにより、ＤＤＳ５０は２００ｋＨｚ−ΔＦ
の周波数の信号を出力する。なお、ＤＤＳ５０は正弦波
形をデジタルデータとして格納しており、この波形をセ
ットされる設定値ＮSに応じた速度で繰り返し読み出す
ことにより、この設定値ＮSに応じた周波数の信号を発
生するものであり、この信号はデジタル／アナログ変換
器でアナログ波形に変換されて出力される。 【００２３】増幅器４８の出力信号とＤＤＳ５０の出力
信号とは位相比較器４９で比較され、これら信号の周波
数差（ΔＦ−ΔＦ’）に応じたレベルの電圧が出力され
る。この出力電圧は、ＬＰＦ５１で不要成分が除去され
た後、周波数制御電圧としてＶＣＯ４４に供給される。
これにより、ＶＣＯ４４では、発信周波数が上記の周波
数差（ΔＦ−ΔＦ’）だけ変化するように制御され、従
って、ＶＣＯ４４からは、 ４３９．３ＭＨｚ＋ΔＦ’＋（ΔＦ−ΔＦ’）＝４３
９．３ＭＨｚ＋ΔＦ の周波数の信号が出力されるようになる。ＶＣＯ４４の
この出力信号が、増幅器５２で増幅された後、局部周波
数信号としてミキサ１２（図４）に供給される。 【００２４】次に、図６により、ＣＰＵ３１（図４）の
動作の一具体例について説明する。 【００２５】同図において、受信動作の開始指令ととも
に、ＤＤＳ５０（図５）に ２００ｋＨｚ＋ΔＦBFR を設定値ＮSとしてセットするのであるが、この動作開
始時での初期値として、この設定ずれ量ΔＦBFRを予め
決められた値（ここでは、０ｋＨｚとする）とする（ス
テップ１００）。この設定ずれ量ΔＦBFRは、このとき
の搬送波抽出回路２９で抽出される搬送周波数に存在す
る周波数ずれ量と推定したものであって、ここでは、動
作開始時であるので、周波数ずれはないものと仮定し
て、ΔＦBFR＝０とするものである。また、この設定ず
れ量ΔＦBFRはＣＰＵ３１に保持される。そして、ずれ
量の検出回数を示す変数ＮをＮ＝０として、周波数カウ
ンタ６からの割込指令ＩＲを待つ（ステップ１０１）。 【００２６】受信が開始して周波数カウンタ３０がカウ
ントを開始し（なお、受信開始直後では、受信信号が安
定していない場合もあるので、受信開始してから所定時
間経過後に周波数カウンタ３０がカウントを開始するよ
うにしてもよい）、上記単位時間（例えば、１００ミリ
秒）のカウント値ＦNを保持して割込指令ＩＲを出力す
るが、この割込指令ＩＲがあると（ステップ１０２）、
このカウント値ＦNを取り込み（ステップ１０３）、こ
れと復調器１４に入力される中間周波の被変調情報信号
の正規の搬送周波数（即ち、周波数ずれΔＦが０のとき
の周波数）である１０．７ＭＨｚとの周波数差、即ち、
ずれ量を、 ΔＦN＝ＦN−１０．７ＭＨｚ として抽出する（ステップ１０４）。そして、このずれ
量の絶対値│ΔＦN│と予め決められた周波数２２．５
ｋＨｚと比較し（ステップ１０５）、 │ΔＦN│＞２２．５ｋＨｚ であるときには、このとき得られたずれ量ΔＦNを破棄
し、再びステップ１０２からの動作を繰り返す。従っ
て、受信が中断した場合のように、ずれ量の絶対値│Δ
ＦN│が大きく変化したときには、かかるずれ量は破棄
されることになる。また、 │ΔＦN│≦２２．５ｋＨｚ のときには、このずれ量ΔＦNを採用し、変数ＮをＮ＋
１としてずれ量の検出回数が１回増えたことを示すよう
にする（ステップ１０６）。そして、この変数Ｎと予め
決められた値、例えば、１１とを比較し（ステップ１０
７）、Ｎ＜１１のときには、ステップ１０２からの動作
を繰り返すが、Ｎ＝１１となると（即ち、採用するずれ
量ΔＦNが１０個になると）、ステップ１０８に進む。 【００２７】なお、ステップ１０５で用いられる周波数
２２．５ｋＨｚは、さきに説明した受信信号に生ずるも
のと考えられる搬送周波数の最大ずれ量よりも若干大き
い値であって、これ以上のずれ量は意味がないものとし
て破棄する。また、図４におけるミキサ１０，１１，１
２の後段に設けられる図示しないＢＰＦや搬送波抽出回
路２９は、このような最大ずれ量まで周波数ずれした中
間周波の被変調情報信号を通過させる通過帯域が設定さ
れており、このため、この最大ずれ量を越える周波数ず
れの信号までも通過させることになり、このような信号
をステップ１０５で除くようにしている。 【００２８】以上のようにして、１０個のずれ量ΔＦN
が得られると、これらを平均化し、その平均値を搬送波
抽出回路２９で抽出した搬送波の搬送周波数のずれ量Δ
Ｆとする（ステップ１０８）。そして、このずれ量ΔＦ
が復調器１４に供給する被変調情報信号の搬送周波数に
対し、上記の復調周波数許容範囲（復調器１４が追尾可
能な搬送周波数の約１％の範囲）よりも狭い目標周波数
範囲(ここでは、１ｋＨｚとする）を設定し、この範囲
内にあるかどうか（即ち、│ΔＦ│≦１ｋＨｚかどう
か）を判定し（ステップ１０９）、その範囲内にあれ
ば、ステップ１０１に戻り、周波数カウンタ３０からの
割込指令ＩＲを待って新たな単位期間の上記の動作を始
めるようにし、この場合、シンセサイザ３２のＤＤＳ５
０にセットされている設定値ＮSをそのままとする。即
ち、このときには、復調器１４は良好な復調動作を行な
っているから、シンセサイザ３２から出力される局部周
波数信号の周波数を変化させない。 【００２９】また、│ΔＦ│＞１ｋＨｚである場合には
（ステップ１０９）、シンセサイザ３２からの局部周波
数信号の周波数を上記のずれ量ΔＦだけずらすようにす
るために、ＤＤＳ５０での設定ずれ量ΔＦBFRを（ΔＦ
BFR＋ΔＦ）とするのであるが、その前に、ΔＦBFR＋Δ
Ｆ＞２２．５ｋＨｚであるかどうか判定する（ステップ
１１０）。この２２．５ｋＨｚはステップ１０５でのも
のと同様であるが、 ΔＦBFR＋ΔＦ＞２２．５ｋＨｚ の場合には、設定ずれ量（ΔＦBFR＋ΔＦ）が復調器１
４に入力される中間周波の被変調情報信号の搬送周波数
のずれ量を±２２．５ｋＨｚの範囲からはずすようにす
るものであるから、このようなずれ量ΔＦは破棄する。
このようなことはΔＦBFR≠０であって、外乱などによ
り、ステップ１０５の条件は満たさないような搬送周波
数の乱れが発生したときに生ずる。 【００３０】ΔＦBFR＋ΔＦ≦２２．５ｋＨｚのときに
は、設定ずれ量ΔＦBFRを新たに（ΔＦBFR＋ΔＦ）と
し、新たな設定値ＮS、 ２００ｋＨｚ−（ΔＦBFR＋ΔＦ） をシンセサイザ３２のＤＤＳ５０にセットする（ステッ
プ１１１）。そして、次のずれ量検出の際に用いる１つ
前のずれ量ΔＦBFRを上記の値（ΔＦBFR＋ΔＦ）とし
（ステップ１１２）、ステップ１０１に戻って次のずれ
量ΔＦの検出動作に移る。 【００３１】このようにして、受信信号が中断しても、
その中断期間、その直前にＤＤＳ５０にセットされた設
定値ＮSがそのまま保持されているので、シンセサイザ
３２から出力される局部周波数信号の周波数が乱れるこ
とがなく、この中断期間が終わると、そのまま安定した
周波数の局部周波数信号がミキサ１２に供給されること
になる。 【００３２】 【発明が解決しようとする課題】図７はＱＰＳＫ変調信
号の搬送波を抽出するための従来の搬送波抽出回路の一
例を示すブロック図であって、６０は４逓倍回路、６１
はＢＰＦ、６２は２値化回路である。 【００３３】図７に示す搬送波抽出回路は、ミキサから
なる４逓倍回路６０とＢＰＦ６１と比較器で構成される
２値化回路６２とから構成されるものであって、ＱＰＳ
Ｋ復調器での基準信号を形成するために用いられる搬送
波の抽出などに用いられている。 【００３４】この搬送波抽出回路を図４での搬送波抽出
回路２９に用いた場合には、ミキサ１２から供給された
１０．７ＭＨｚ＋ΔＦの搬送周波数の被変調情報信号、
即ち、ＱＰＳＫ変調信号が４逓倍回路６０によって４逓
倍されることにより、４×（１０．７ＭＨｚ＋ΔＦ）＝
４２，８ＭＨｚ＋４ΔＦの搬送周波数の信号となり、こ
れがＢＰＦ６１を通ることにより、この周波数の搬送波
が抽出される。この搬送波は２値化回路６２で２値化さ
れ、周波数カウンタ３０（図４）に供給されることにな
る。 【００３５】そこで、いま、上記のように、搬送周波数
の最大ずれ量ΔＦが±２２．５ｋＨｚとすると、かかる
ずれ量ΔＦを検出することができるようにするために
は、ＢＰＦ６１として、中心周波数を４２．８ＭＨｚと
して ±２２．５ｋＨｚ×４＝±９０ｋＨｚ の通過帯域のフィルタを使用しなければならない。 【００３６】ところで、このようなＢＰＦ６１を用いる
と、このＢＰＦ６１の出力波形は、図８（ａ）に示すよ
うになる。この波形での矢印で指し示す期間ＴZは、こ
のＱＰＳＫ変調信号の変調成分であるＩ，Ｑ信号がとも
に０となる期間であって、その前後で搬送波の位相が１
８０゜変化する。 【００３７】図８（ｂ）は図８（ａ）に示すＢＰＦ６１
の出力信号の２値化信号を示す。この２値化信号には、
図８（ａ）に示す期間ＴZにより、欠落期間Ｔdtが生す
る。このような２値化信号を周波数カウンタ３０（図
４）に供給すると、この欠落期間Ｔdtではカウントが行
なわれずに、周波数カウンタ３０の不感帯となる。この
ため、このＱＰＳＫ変調信号の搬送周波数のずれ量ΔＦ
を正確に検出することができない。 【００３８】図９は４逓倍されたＱＰＳＫ変調信号の周
波数スペクトルを示すものであって、ＦCはその搬送周
波数(＝４２．８ＭＨｚ＋４ΔＦ）、Ｆ1，Ｆ2は変調成
分によるボーレート、ＢＷ1，ＢＷ2は夫々ＢＰＦ６１に
設定される通過帯域である。 【００３９】同図において、通過帯域ＢＷ1は、上記の
ように周波数が±９０ｋＨｚずれた搬送波も抽出できる
ように、４２．８ＭＨｚ±９０ｋＨｚと設定されたもの
であるが、ＢＰＦ６１にこのように広い通過帯域ＢＷ1
が設定されると、搬送周波数ＦCが上記の範囲でずれる
と、ボーレートＦ1，Ｆ2もこの通過帯域ＢＷ1に入り込
んでしまい、このために、図８で説明した期間ＴZが、
従って、周波数カウンタ３０の不感帯となる欠落期間Ｔ
dtが発生するのである。 【００４０】そこで、このようなボーレートＦ1，Ｆ2が
ＢＰＦ６１を通過しないように、図１０に示すように、
ＢＰＦ６１の通過帯域として、通過帯域ＢＷ1よりも充
分狭い通過帯域ＢＷ2を設定することが考えられる。こ
の場合には、ＢＰＦ６１の出力しては、図８（ａ）に示
すような期間ＴZは発生せず、図８（ｂ）に示すような
欠落期間Ｔdtは発生しない。 【００４１】しかし、この場合には、明らかにこの通過
帯域ＢＷ2を越えて搬送周波数ＦCがずれると、この搬送
波は抽出することができないことになる。 【００４２】図７に示す構成の搬送波抽出回路につい
て、ＢＰＦ６１の通過帯域ＢＷに対するこのＢＰＦ６１
の出力信号のベクトル軌跡を観測したところ、図１０に
示すような結果が得られた。ここで、ベクトルとは、Ｑ
ＰＳＫ変調信号の変調成分をＩ，Ｑとして、横軸をＩ成
分、縦軸をＱ成分としている。 【００４３】なお、同図（ａ）は通過帯域ＢＷがＦC±
２０ｋＨｚの場合であり、同図(ｂ）はＦC±３０ｋＨｚ
の場合、同図（ｃ）はＦC±４０ｋＨｚの場合、同図
（ｄ）はＦC±６０ｋＨｚの場合、同図(ｅ）はＦC±７
５ｋＨｚの場合、同図(ｆ）はＦC±９０ｋＨｚの場合で
ある。 【００４４】図１０から明らかなように、通過帯域ＢＷ
が広くなるほど、ベクトル軌跡の変動範囲が広くなり、
ベクトル＝０に近づいてきて、通過帯域ＢＷ＝ＦC±４
０ｋＨｚでは、ベクトル＝０の近傍にもベクトル軌跡が
集中して、通過帯域ＢＷがＦ C±６０ｋＨｚよりも広く
なると、ベクトル軌跡としては、ベクトル＝０も集中的
に通ることになる。ベクトル軌跡がベクトル＝０を通る
ということは、ＢＰＦ６１の出力信号に図８（ａ）で示
したような期間ＴZが現われることである。 【００４５】このような期間ＴZが現われないようにす
るためには、ベクトル軌跡がベクトル＝０の点０を通っ
たり、その近傍に集中したりしないようにすることが必
要であり、図１０に示す例では、ＢＰＦ６１の通過帯域
ＢＷをほぼＦC±３０ｋＨｚよりも狭くする必要がある
のである。 【００４６】本発明の目的は、かかる問題を解消し、被
変調情報信号から、搬送周波数のずれ量にかかわらず、
しかも、欠落期間を生ずることなく、その搬送波を確実
に抽出することができるようにした搬送波抽出回路を提
供することにある。 【００４７】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、入力される被変調情報信号をｎ（但し、
ｎは２以上の整数）逓倍するｎ逓倍回路と、該ｎ逓倍回
路の出力信号から該被変調情報信号のｎ逓倍されかつ周
波数ずれした搬送波も含む搬送波を抽出する第１のフィ
ルタと、該第１のフィルタで抽出された該搬送波を２値
化する２値化回路と、該２値化回路で得られる２値化信
号を１／ｎ倍に分周するｎ分周回路と、該ｎ分周回路の
出力信号が供給され、該第１のフィルタのほぼ１／ｎ倍
の通過帯域を有する第２のフィルタとを備え、該第２の
フィルタから該被変調情報信号の搬送波が周波数ずれし
たままでかつ連続した波形で得られるように構成したも
のである。 【００４８】 【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は本発明による搬送波抽出回路の
一実施形態を示すブロック図であって、１は４逓倍回
路、２はＢＰＦ、３は２値化回路、４は４分周回路、５
はＢＰＦである。 【００４９】同図において、４逓倍回路１，ＢＰＦ２及
び２値化回路３で構成される部分は図７で示した従来の
搬送波抽出回路と同様の構成をなすものであって、この
実施形態は、これに、２値化回路３の出力信号をディジ
タル的に１／４に分周する４分周回路４とこの出力段に
設けられたＢＰＦ５とを扮したものである。 【００５０】ここで、いま、図７に示した従来の搬送波
抽出回路の場合と同様に、４逓倍回路１に入力されるＱ
ＰＳＫ変調信号の搬送周波数ＦCを、 １０．７ＭＨｚ±２２．５ｋＨｚ の範囲内のものとすると、ＢＰＦ２の通過帯域ＢＷはそ
の４倍の ４２，８ＭＨｚ±９０ｋＨｚ に設定される。従って、このときのベクトル軌跡は図１
０（ｆ）に示すようになってＢＰＦ２の出力信号の波形
には、図８（ａ）に示すように、期間ＴZが現われ、こ
れを２値化回路３で２値化すると、図８（ｂ）で説明し
たように、この期間ＴZに対応して欠落期間Ｔdtが現わ
れ、しかも、この欠落期間Ｔdtの前後で位相が１８０゜
反転することになる。以上は図７に示した従来の搬送波
抽出回路の場合と同様である。 【００５１】この実施形態では、この２値化回路３から
の２値化信号を４分周回路４に供給し、これをデジタル
的な分周処理を行なう。このデジタル的な分周処理は間
引き処理を原理とするものであり、これにより、この４
分周回路４から出力される搬送波の周波数ＦCは、 １０．７ＭＨｚ±２２．５ｋＨｚ となるが、これとともに、このときの欠落期間Ｔdtの前
後での位相の変化は、 １８０゜÷４＝４５゜ となり、位相変化が小さくなる。 【００５２】この４分周回路４から出力される搬送波は
ＢＰＦ５に供給されるが、このＢＰＦ５の通過帯域は、
１０．７ＭＨｚを中心周波数として、その帯域幅をＢＰ
Ｆ２の通過帯域幅のほぼ１／４として、１０．７ＭＨｚ
±２５ｋＨｚとする。これにより、最大±２２．５ｋＨ
ｚの周波数ずれ量の搬送波を通過させることができる。
かかるＢＰＦ５に４分周回路４から出力される搬送波を
供給すると、フィルタ応答特性により、この搬送波の欠
落期間Ｔdtでは、その直前の周波数の信号が尾を引くよ
うにして継続し（次第に減衰していくが、この欠落期間
Ｔdtは長いものではないため）、埋め尽くされることに
なる。また、この欠落期間Ｔdtの終了とともに、これま
でよりも４５゜位相が異なる搬送波がＢＰＦ５に入力さ
れるが、その平均化特性により、この４５゜の位相の急
変が吸収され、緩やかにこの４５゜異なる位相へと変化
していく。 【００５３】欠落期間Ｔdt前後の位相の変化が、４分周
回路４の入力信号での１８０゜に比べて、４５゜と充分
に小さいため、かかる位相の変化は滑らかに行なわれ、
周波数が乱れることがない。 【００５４】このようにして、４逓倍回路１に搬送周波
数が最大±２２．５ｋＨｚの周波数ずれ量のＱＰＳＫ変
調信号が供給されても、ＢＰＦ５からは、この周波数ず
れを含む搬送波を、欠落期間Ｔdtを含むことなく、即
ち、図２に示すように、滑らかに波形が連続した状態で
得ることができるのである。 【００５５】なお、図１において、４逓倍回路１で４逓
倍し、４分周回路４で１／４に分周しているものである
のであれば、かかる処理を省き、４逓倍回路１とＢＰＦ
２と４分周回路４を除いた構成とし、 １０．７ＭＨｚ±２２．５ｋＨｚ の周波数範囲の搬送周波数のＱＰＳＫ変調信号を２値化
回路３に供給することが考えられる。しかし、この場合
には、この１０．７ＭＨｚ±２２．５ｋＨｚの搬送周波
数の入力ＱＰＳＫ変調信号にとって、ＢＰＦ５がＢＰＦ
２と同様の機能をなして図１０（ｆ）のようなベクトル
軌跡となるものであって、ＢＰＦ５の出力信号には、図
８（ｂ）に示したような欠落期間Ｔdtが発生することに
なる。これを防止するためには、ＢＰＦ５の通過帯域Ｂ
Ｗの幅を、図１０（ｂ）に示すベクトル軌跡を生ずるよ
うに、±２２．５ｋＨｚ÷３＝±７．５ｋＨｚと狭いも
のとしなければならない。しかし、このようにすると、
この範囲外の±２２．５ｋＨｚまでの搬送周波数ずれ量
が検出できなくなる。 【００５６】図１に示す構成のこの実施形態でＢＰＦ５
の通過帯域ＢＷの幅を上記の±２５ｋＨｚにできるの
は、４逓倍回路１，ＢＰＦ２及び２値化回路３でベクト
ル＝０となる期間ＴZによる欠落期間Ｔdtを発生させ、
これを４分周回路４及びＢＰＦ５で補間するようにした
ものであるからである。この４分周回路４は、上記のよ
うに、欠落期間Ｔdtの前後の位相の変化を４５゜と小さ
くなるようにしている点で意味をなすものである。 【００５７】また、この実施形態においても、上記のよ
うに補間した欠落期間Ｔdtで、小さい量であるが、４５
゜の位相変化があり、これによっていくらかは周波数カ
ウンタ３０（図４）のカウント値に影響を与えることに
なるが、図６のステップ１０１〜１０８のかかるカウン
ト値の平均化処理により、この影響は緩和できるもので
ある。 【００５８】以上、本発明の一実施形態について説明し
たが、本発明はかかる実施形態にのみ限定されるもので
はない。例えば、上記の各数値はその一例を示すもので
あって、搬送周波数やそのずれ量ΔＦに応じて適宜決め
られるものである。また、上記実施形態は、図４に示し
たような自動周波数制御装置に用いたものとして説明し
たが、これに限るものではないことはいうまでもない。
さらに、上記実施形態では、搬送波抽出の対象とする被
変調情報信号をＱＰＳＫ変調信号としたが、これのみに
限るものではない。 【００５９】また、上記実施形態は、４逓倍回路１と４
分周回路４とを用いたが、これらの代わりに、ｎを２以
上の整数として、搬送波抽出の対象となる被変調情報信
号に応じて、ｎ倍回路とｎ分周回路とを用いるようにし
てもよい。勿論、この場合には、ＢＰＦ２の通過帯域を
最大の周波数ずれ量までの搬送波が通過できるように設
定し、ＢＰＦ５の通過帯域幅は、このＢＰＦ２の通過帯
域幅のほぼ１／ｎ倍とする。 【００６０】 【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
搬送周波数に大きなずれ量があっても、また、その搬送
波に振幅が０となる期間があっても、被変調情報信号か
ら、欠落期間を生ずることなく、連続した波形の信号と
してこの搬送波を確実に抽出することができる。
搬送波を抽出する搬送波抽出回路に係り、特に、無線機
に設けられた自動周波数制御装置などに用いて好適な搬
送波抽出回路に関する。 【０００２】 【従来の技術】図３は無線機の概略構成を示すブロック
図であって、１０〜１２はミキサ、１３は局部周波数発
生回路、１４は復調器、１５は基準発振器、１６〜１８
は増幅器、１９は変調器、２０〜２２は増幅器、２３〜
２５はミキサ、２６はサーキュレータ、２７はアンテナ
である。ここでは、無線機として、無線送受信機を示し
ている。 【０００３】同図において、送信時には、局部周波数発
生回路１３は、基準発振器１５の出力信号をもとに、ミ
キサ２３〜２５に供給する所定周波数の局部周波数信号
を発生する。変調器１９から出力される被変調情報信号
は、増幅器２０で増幅された後、ミキサ２３で局部周波
数発生回路１３からの局部周波数信号と混合されて第１
の中間周波数の被変調情報信号に変換され、次いで、増
幅器２１で増幅されてミキサ２４に供給されることによ
り、同様にして第１の中間周波数よりも高い周波数の第
２の中間周波数の被変調情報信号に変換され、最後に、
増幅器２２で増幅されてミキサ２５に供給されることに
より、同様にして第２の中間周波数よりも高い規定の無
線周波数の被変調情報信号に変換される。この無線周波
数の被変調情報信号は、サーキュレータ２６を介し、ア
ンテナ２７から送信される。 【０００４】また、受信時には、局部周波数発生回路１
３は、基準発振器１５の出力信号をもとに、ミキサ１０
〜１２に供給する所定周波数の局部周波数信号を発生す
る。アンテナ２７から受信された無線周波の被変調情報
信号は、サーキュレータ２６によって受信系のミキサ１
０に供給される。このミキサ１０では、局部周波数発生
回路１３から供給される局部周波数信号と混合されて無
線周波数よりも低い第３の中間周波数の被変調情報信号
に変換される。この第３の中間周波数の被変調情報信号
は増幅器１６で増幅されてミキサ１１に供給され、同様
にして第３の中間周波数よりも低い周波数の第４の中間
周波数の被変調情報信号に変換され、最後に、増幅器１
７で増幅されてミキサ１２に供給されることにより、同
様にして第４の中間周波数よりも低い第５の中間周波数
の被変調情報信号に変換される。この第５の中間周波数
の被変調情報信号が、増幅器１８で増幅された後、復調
器１４に供給されることにより、情報信号が復調され
る。 【０００５】なお、図３において、各ミキサ１０〜１
２，２３〜２４の後段にＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
などのフィルタを設け、これらミキサ１０〜１２，２３
〜２４の出力信号から不要信号成分を除去するようにす
るが、ここでは、かかるフィルタの図示を省略してい
る。 【０００６】ところで、かかる構成の送受信機の受信信
号においては、送信側や受信側での局部周波数発生回路
での周波数誤差などにより、その搬送周波数にずれが生
ずることがある。この搬送周波数のずれは増幅器１８か
ら出力される中間周波数の被変調情報信号に現われ、復
調器１４はこのように搬送周波数ずれがある被変調情報
信号を復調することになる。 【０００７】ところで、ＱＰＳＫ(Quarternary Phase S
hift Keying)変調方式などの位相変調方式では、周波数
のずれが位相のずれとなって現われるため、周波数がず
れると、復調器の復調出力のビットエラーレートが劣化
し、さらにこのずれ量が大きくなると、復調不能とな
る。 【０００８】その一例を説明すると、復調器１４には、
追尾可能な（即ち、復調可能な）周波数範囲（以下、復
調搬送周波数許容範囲という）があり、例えば、ＱＰＳ
Ｋ方式の同期検波回路の場合、変調周波数の約±１％で
ある。従って、例えば、上記のように、この変調器１４
が搬送周波数２４２ｋＨｚの低周波信号を復調する場合
には、 ２４２ｋＨｚ×（±０．０１）≒±２．４ｋＨｚ の範囲を越えると、もはや復調ができなくなる。 【０００９】一方、局部周波数発生回路で生ずる周波数
ずれは、その基準発振器の周波数制度とその出力周波数
で決まるが、周波数が高い信号を周波数変換するための
局部周波数発生回路や送信系での最終段のミキサ２５に
局部周波数信号を供給する局部周波数発生回路に発生す
る周波数ずれが大勢を占めることになる。 【００１０】そこで、かかる局部周波数発生回路の基準
発振器の周波数精度を±３．０×１０-7（％）とする
と、３６ＧＨｚの無線周波信号を２ＧＨｚの中間周波信
号に変換する場合、この局部周波数発生回路が発生する
局部周波数信号の周波数は３４ＧＨｚであるから、最
大、 ３４ＧＨｚ×（±３．０×１０-7）＝±１０．２ｋＨｚ の周波数ずれが生ずることになる。また、同様の周波数
ずれが送信機側でも発生しているものとすると、ミキサ
１２から出力される中間周波信号では、最大、 ΔＦ＝±１０．２ｋＨｚ×２＝±２０．４ｋＨｚ の周波数ずれを含んでいることになる。 【００１１】そこで、ミキサ１２の入力信号に±２０．
４ｋＨｚという大きな周波数ずれ量ΔＦも、復調器１４
の復調搬送周波数許容範囲である±２．４ｋＨｚ内に納
めるようにする必要があり、このため、従来の無線機の
受信系には、復調器１４の入力信号の搬送周波数のずれ
量を検出し、このずれ量だけ周波数がずらされた局部周
波数信号を発生してミキサ１２に供給するようにした自
動周波数制御装置が設けられている。 【００１２】ところで、本出願人は、デジタル処理によ
って搬送周波数のずれ量を検出するようにした自動周波
数制御装置を提案した。 【００１３】図４はかかる自動周波数制御装置の要部を
示すブロック図であって、１７ａ，１７ｂは局部周波数
発生回路、２８はこの自動周波数制御装置、２９は搬送
波抽出回路、３０は周波数カウンタ、３１はＣＰＵ（中
央処理ユニット）、３２はシンセサイザであり、図３に
対応する部分には同一符号を付けて重複する説明を省略
する。 【００１４】同図において、自動周波数制御装置２８は
搬送波抽出回路２９と周波数カウンタ３０とＣＰＵ３１
とシンセサイザ３２とから構成されており、復調器１４
の入力信号（中間周波帯の被変調情報信号）を取り込ん
で、この入力信号の搬送周波数のずれ量ΔＦを含む局部
周波数信号をミキサ１２に供給する。これにより、ミキ
サ１２から復調器１４に供給される中間周波の被変調情
報信号の搬送周波数が、復調器１４の復調搬送周波数許
容範囲内に入るようになる。 【００１５】この周波数制御装置１では、復調器１４の
入力信号が搬送波抽出回路２９に供給され、その搬送波
が抽出されて波形整形され、その搬送周波数に等しい周
波数のパルス信号が生成される。このパルス信号は周波
数カウンタ３０に供給され、予め決められた単位時間毎
にパルスをカウントする。各単位時間では、パルスのカ
ウントを終わると、そのカウント値ＦNを保持するとと
もに、ＣＰＵ３１に割込指令ＩＲを送る。ＣＰＵ３１
は、この割込指令ＩＲを受けると、そのとき周波数カウ
ンタ３０に保持されているカウント値ＦNを取り込み、
所定の処理を行なうことによって搬送波抽出回路２９で
抽出された搬送波の周波数のずれ量ΔＦを検出し、この
ずれ量ΔＦに応じた設定値ＮSを生成してシンセサイザ
３２にセットする。シンセサイザ３２は、この設定値Ｎ
Sに基づいて、搬送波抽出回路２９で抽出された搬送波
の周波数のずれ量ΔＦを含む局部周波数信号を生成し、
ミキサ１２に供給する。 【００１６】このようにして、搬送周波数のずれ量ΔＦ
が周波数カウンタ３０とＣＰＵ３１といったデジタル処
理の回路構成でもって検出されるものであるから、その
検出精度が周囲温度の変化によって影響されることがな
く、このずれ量ΔＦが大きなものであっても、搬送周波
数を復調器１４の復調周波数許容範囲内に精度良く補正
することができるようになる。 【００１７】また、受信信号が障害物などによって中断
することがあっても、その中断期間、シンセサイザ３２
では、セットされた設定値ＮSがそのまま保持され、こ
のため、シンセサイザ３２からミキサ１２に供給される
局部周波数信号は、その周波数がこの設定値ＮSに応じ
た値にそのまま維持されることになる。従って、この中
断期間が終わったときの周波数制御が速やかに復帰する
ことになる。 【００１８】以下では、各ミキサ１０，１１，１２の出
力信号の搬送周波数は図４に示すものとし、また、復調
器１４の復調搬送周波数許容範囲を±１ｋＨｚとして説
明する。 【００１９】図５は図４におけるシンセサイザ３２の一
具体例を示すブロック図であって、４０は基準発振器、
４１は位相比較器、４２はＬＰＦ（ローパスフィル
タ）、４３，４４はＶＣＯ（電圧制御発振器）、４５は
増幅器、４６はミキサ、４７はＬＰＦ、４８は増幅器、
４９は位相比較器、５０はＤＤＳ（Direct Digital Syn
thesizer）、５１はＬＰＦ、５２は増幅器である。 【００２０】同図において、ＶＣＯ４３と位相比較器４
１とＬＰＦ４２とはＰＬＬ（PhaseLocked Loop）を構成
しており、安定した発信周波数の基準発振器４０の出力
をもとに、ＶＣＯ４３から４３９．５ＭＨｚの安定した
周波数の周波数信号を発生している。なお、ＶＣＯ４３
の出力信号は適宜分周されて位相比較器４１に供給され
るが、この分周器は図示していない。 【００２１】また、ＶＣＯ４４は中心周波数が４３９．
３ＭＨｚであって、このＶＣＯ４４の出力信号が、増幅
器４５で増幅された後、ミキサ４６でＶＣＯ４３からの
周波数が４３９．５ＭＨｚの周波数信号と混合される。
このミキサ４６の出力信号はＬＰＦ４７を通され、不要
成分が除去される。このＬＰＦ４７の出力信号の周波数
ｆ0は、ＶＣＯ４４の出力周波数の上記中心周波数から
のずれ量をΔＦ’とすると、 ｆ0＝４３９．５ＭＨｚ±ｎ×（４３９．３ＭＨｚ＋Δ
Ｆ’） 但し、ｎは正整数であって、符号は、ｆ0＞４３９．５
ＭＨｚとするときには、＋とし、ｆ0＜４３９．５ＭＨ
ｚとするときには、−とする従って、ｆ0＜４３９．５
ＭＨｚとして、ｎ＝１とすると、ＶＣＯ４３，４４の出
力信号の周波数差の周波数ｆ0の信号、即ち、 ｆ0＝４３９．５ＭＨｚ−（４３９．３ＭＨｚ＋ΔＦ’） ＝２００ｋＨｚ−ΔＦ’ なる信号が得られる。かかるＬＰＦ４７の出力信号は、
増幅器４８で増幅された後、位相比較器４９に供給され
る。 【００２２】一方、搬送波抽出回路２９（図４）で抽出
される搬送波の周波数ずれ量をΔＦとすると、ＣＰＵ３
１(図４)は、このずれ量ΔＦを検出することにより、設
定値ＮSを２００ｋＨｚ−ΔＦとしてＤＤＳ５０にセッ
トする。これにより、ＤＤＳ５０は２００ｋＨｚ−ΔＦ
の周波数の信号を出力する。なお、ＤＤＳ５０は正弦波
形をデジタルデータとして格納しており、この波形をセ
ットされる設定値ＮSに応じた速度で繰り返し読み出す
ことにより、この設定値ＮSに応じた周波数の信号を発
生するものであり、この信号はデジタル／アナログ変換
器でアナログ波形に変換されて出力される。 【００２３】増幅器４８の出力信号とＤＤＳ５０の出力
信号とは位相比較器４９で比較され、これら信号の周波
数差（ΔＦ−ΔＦ’）に応じたレベルの電圧が出力され
る。この出力電圧は、ＬＰＦ５１で不要成分が除去され
た後、周波数制御電圧としてＶＣＯ４４に供給される。
これにより、ＶＣＯ４４では、発信周波数が上記の周波
数差（ΔＦ−ΔＦ’）だけ変化するように制御され、従
って、ＶＣＯ４４からは、 ４３９．３ＭＨｚ＋ΔＦ’＋（ΔＦ−ΔＦ’）＝４３
９．３ＭＨｚ＋ΔＦ の周波数の信号が出力されるようになる。ＶＣＯ４４の
この出力信号が、増幅器５２で増幅された後、局部周波
数信号としてミキサ１２（図４）に供給される。 【００２４】次に、図６により、ＣＰＵ３１（図４）の
動作の一具体例について説明する。 【００２５】同図において、受信動作の開始指令ととも
に、ＤＤＳ５０（図５）に ２００ｋＨｚ＋ΔＦBFR を設定値ＮSとしてセットするのであるが、この動作開
始時での初期値として、この設定ずれ量ΔＦBFRを予め
決められた値（ここでは、０ｋＨｚとする）とする（ス
テップ１００）。この設定ずれ量ΔＦBFRは、このとき
の搬送波抽出回路２９で抽出される搬送周波数に存在す
る周波数ずれ量と推定したものであって、ここでは、動
作開始時であるので、周波数ずれはないものと仮定し
て、ΔＦBFR＝０とするものである。また、この設定ず
れ量ΔＦBFRはＣＰＵ３１に保持される。そして、ずれ
量の検出回数を示す変数ＮをＮ＝０として、周波数カウ
ンタ６からの割込指令ＩＲを待つ（ステップ１０１）。 【００２６】受信が開始して周波数カウンタ３０がカウ
ントを開始し（なお、受信開始直後では、受信信号が安
定していない場合もあるので、受信開始してから所定時
間経過後に周波数カウンタ３０がカウントを開始するよ
うにしてもよい）、上記単位時間（例えば、１００ミリ
秒）のカウント値ＦNを保持して割込指令ＩＲを出力す
るが、この割込指令ＩＲがあると（ステップ１０２）、
このカウント値ＦNを取り込み（ステップ１０３）、こ
れと復調器１４に入力される中間周波の被変調情報信号
の正規の搬送周波数（即ち、周波数ずれΔＦが０のとき
の周波数）である１０．７ＭＨｚとの周波数差、即ち、
ずれ量を、 ΔＦN＝ＦN−１０．７ＭＨｚ として抽出する（ステップ１０４）。そして、このずれ
量の絶対値│ΔＦN│と予め決められた周波数２２．５
ｋＨｚと比較し（ステップ１０５）、 │ΔＦN│＞２２．５ｋＨｚ であるときには、このとき得られたずれ量ΔＦNを破棄
し、再びステップ１０２からの動作を繰り返す。従っ
て、受信が中断した場合のように、ずれ量の絶対値│Δ
ＦN│が大きく変化したときには、かかるずれ量は破棄
されることになる。また、 │ΔＦN│≦２２．５ｋＨｚ のときには、このずれ量ΔＦNを採用し、変数ＮをＮ＋
１としてずれ量の検出回数が１回増えたことを示すよう
にする（ステップ１０６）。そして、この変数Ｎと予め
決められた値、例えば、１１とを比較し（ステップ１０
７）、Ｎ＜１１のときには、ステップ１０２からの動作
を繰り返すが、Ｎ＝１１となると（即ち、採用するずれ
量ΔＦNが１０個になると）、ステップ１０８に進む。 【００２７】なお、ステップ１０５で用いられる周波数
２２．５ｋＨｚは、さきに説明した受信信号に生ずるも
のと考えられる搬送周波数の最大ずれ量よりも若干大き
い値であって、これ以上のずれ量は意味がないものとし
て破棄する。また、図４におけるミキサ１０，１１，１
２の後段に設けられる図示しないＢＰＦや搬送波抽出回
路２９は、このような最大ずれ量まで周波数ずれした中
間周波の被変調情報信号を通過させる通過帯域が設定さ
れており、このため、この最大ずれ量を越える周波数ず
れの信号までも通過させることになり、このような信号
をステップ１０５で除くようにしている。 【００２８】以上のようにして、１０個のずれ量ΔＦN
が得られると、これらを平均化し、その平均値を搬送波
抽出回路２９で抽出した搬送波の搬送周波数のずれ量Δ
Ｆとする（ステップ１０８）。そして、このずれ量ΔＦ
が復調器１４に供給する被変調情報信号の搬送周波数に
対し、上記の復調周波数許容範囲（復調器１４が追尾可
能な搬送周波数の約１％の範囲）よりも狭い目標周波数
範囲(ここでは、１ｋＨｚとする）を設定し、この範囲
内にあるかどうか（即ち、│ΔＦ│≦１ｋＨｚかどう
か）を判定し（ステップ１０９）、その範囲内にあれ
ば、ステップ１０１に戻り、周波数カウンタ３０からの
割込指令ＩＲを待って新たな単位期間の上記の動作を始
めるようにし、この場合、シンセサイザ３２のＤＤＳ５
０にセットされている設定値ＮSをそのままとする。即
ち、このときには、復調器１４は良好な復調動作を行な
っているから、シンセサイザ３２から出力される局部周
波数信号の周波数を変化させない。 【００２９】また、│ΔＦ│＞１ｋＨｚである場合には
（ステップ１０９）、シンセサイザ３２からの局部周波
数信号の周波数を上記のずれ量ΔＦだけずらすようにす
るために、ＤＤＳ５０での設定ずれ量ΔＦBFRを（ΔＦ
BFR＋ΔＦ）とするのであるが、その前に、ΔＦBFR＋Δ
Ｆ＞２２．５ｋＨｚであるかどうか判定する（ステップ
１１０）。この２２．５ｋＨｚはステップ１０５でのも
のと同様であるが、 ΔＦBFR＋ΔＦ＞２２．５ｋＨｚ の場合には、設定ずれ量（ΔＦBFR＋ΔＦ）が復調器１
４に入力される中間周波の被変調情報信号の搬送周波数
のずれ量を±２２．５ｋＨｚの範囲からはずすようにす
るものであるから、このようなずれ量ΔＦは破棄する。
このようなことはΔＦBFR≠０であって、外乱などによ
り、ステップ１０５の条件は満たさないような搬送周波
数の乱れが発生したときに生ずる。 【００３０】ΔＦBFR＋ΔＦ≦２２．５ｋＨｚのときに
は、設定ずれ量ΔＦBFRを新たに（ΔＦBFR＋ΔＦ）と
し、新たな設定値ＮS、 ２００ｋＨｚ−（ΔＦBFR＋ΔＦ） をシンセサイザ３２のＤＤＳ５０にセットする（ステッ
プ１１１）。そして、次のずれ量検出の際に用いる１つ
前のずれ量ΔＦBFRを上記の値（ΔＦBFR＋ΔＦ）とし
（ステップ１１２）、ステップ１０１に戻って次のずれ
量ΔＦの検出動作に移る。 【００３１】このようにして、受信信号が中断しても、
その中断期間、その直前にＤＤＳ５０にセットされた設
定値ＮSがそのまま保持されているので、シンセサイザ
３２から出力される局部周波数信号の周波数が乱れるこ
とがなく、この中断期間が終わると、そのまま安定した
周波数の局部周波数信号がミキサ１２に供給されること
になる。 【００３２】 【発明が解決しようとする課題】図７はＱＰＳＫ変調信
号の搬送波を抽出するための従来の搬送波抽出回路の一
例を示すブロック図であって、６０は４逓倍回路、６１
はＢＰＦ、６２は２値化回路である。 【００３３】図７に示す搬送波抽出回路は、ミキサから
なる４逓倍回路６０とＢＰＦ６１と比較器で構成される
２値化回路６２とから構成されるものであって、ＱＰＳ
Ｋ復調器での基準信号を形成するために用いられる搬送
波の抽出などに用いられている。 【００３４】この搬送波抽出回路を図４での搬送波抽出
回路２９に用いた場合には、ミキサ１２から供給された
１０．７ＭＨｚ＋ΔＦの搬送周波数の被変調情報信号、
即ち、ＱＰＳＫ変調信号が４逓倍回路６０によって４逓
倍されることにより、４×（１０．７ＭＨｚ＋ΔＦ）＝
４２，８ＭＨｚ＋４ΔＦの搬送周波数の信号となり、こ
れがＢＰＦ６１を通ることにより、この周波数の搬送波
が抽出される。この搬送波は２値化回路６２で２値化さ
れ、周波数カウンタ３０（図４）に供給されることにな
る。 【００３５】そこで、いま、上記のように、搬送周波数
の最大ずれ量ΔＦが±２２．５ｋＨｚとすると、かかる
ずれ量ΔＦを検出することができるようにするために
は、ＢＰＦ６１として、中心周波数を４２．８ＭＨｚと
して ±２２．５ｋＨｚ×４＝±９０ｋＨｚ の通過帯域のフィルタを使用しなければならない。 【００３６】ところで、このようなＢＰＦ６１を用いる
と、このＢＰＦ６１の出力波形は、図８（ａ）に示すよ
うになる。この波形での矢印で指し示す期間ＴZは、こ
のＱＰＳＫ変調信号の変調成分であるＩ，Ｑ信号がとも
に０となる期間であって、その前後で搬送波の位相が１
８０゜変化する。 【００３７】図８（ｂ）は図８（ａ）に示すＢＰＦ６１
の出力信号の２値化信号を示す。この２値化信号には、
図８（ａ）に示す期間ＴZにより、欠落期間Ｔdtが生す
る。このような２値化信号を周波数カウンタ３０（図
４）に供給すると、この欠落期間Ｔdtではカウントが行
なわれずに、周波数カウンタ３０の不感帯となる。この
ため、このＱＰＳＫ変調信号の搬送周波数のずれ量ΔＦ
を正確に検出することができない。 【００３８】図９は４逓倍されたＱＰＳＫ変調信号の周
波数スペクトルを示すものであって、ＦCはその搬送周
波数(＝４２．８ＭＨｚ＋４ΔＦ）、Ｆ1，Ｆ2は変調成
分によるボーレート、ＢＷ1，ＢＷ2は夫々ＢＰＦ６１に
設定される通過帯域である。 【００３９】同図において、通過帯域ＢＷ1は、上記の
ように周波数が±９０ｋＨｚずれた搬送波も抽出できる
ように、４２．８ＭＨｚ±９０ｋＨｚと設定されたもの
であるが、ＢＰＦ６１にこのように広い通過帯域ＢＷ1
が設定されると、搬送周波数ＦCが上記の範囲でずれる
と、ボーレートＦ1，Ｆ2もこの通過帯域ＢＷ1に入り込
んでしまい、このために、図８で説明した期間ＴZが、
従って、周波数カウンタ３０の不感帯となる欠落期間Ｔ
dtが発生するのである。 【００４０】そこで、このようなボーレートＦ1，Ｆ2が
ＢＰＦ６１を通過しないように、図１０に示すように、
ＢＰＦ６１の通過帯域として、通過帯域ＢＷ1よりも充
分狭い通過帯域ＢＷ2を設定することが考えられる。こ
の場合には、ＢＰＦ６１の出力しては、図８（ａ）に示
すような期間ＴZは発生せず、図８（ｂ）に示すような
欠落期間Ｔdtは発生しない。 【００４１】しかし、この場合には、明らかにこの通過
帯域ＢＷ2を越えて搬送周波数ＦCがずれると、この搬送
波は抽出することができないことになる。 【００４２】図７に示す構成の搬送波抽出回路につい
て、ＢＰＦ６１の通過帯域ＢＷに対するこのＢＰＦ６１
の出力信号のベクトル軌跡を観測したところ、図１０に
示すような結果が得られた。ここで、ベクトルとは、Ｑ
ＰＳＫ変調信号の変調成分をＩ，Ｑとして、横軸をＩ成
分、縦軸をＱ成分としている。 【００４３】なお、同図（ａ）は通過帯域ＢＷがＦC±
２０ｋＨｚの場合であり、同図(ｂ）はＦC±３０ｋＨｚ
の場合、同図（ｃ）はＦC±４０ｋＨｚの場合、同図
（ｄ）はＦC±６０ｋＨｚの場合、同図(ｅ）はＦC±７
５ｋＨｚの場合、同図(ｆ）はＦC±９０ｋＨｚの場合で
ある。 【００４４】図１０から明らかなように、通過帯域ＢＷ
が広くなるほど、ベクトル軌跡の変動範囲が広くなり、
ベクトル＝０に近づいてきて、通過帯域ＢＷ＝ＦC±４
０ｋＨｚでは、ベクトル＝０の近傍にもベクトル軌跡が
集中して、通過帯域ＢＷがＦ C±６０ｋＨｚよりも広く
なると、ベクトル軌跡としては、ベクトル＝０も集中的
に通ることになる。ベクトル軌跡がベクトル＝０を通る
ということは、ＢＰＦ６１の出力信号に図８（ａ）で示
したような期間ＴZが現われることである。 【００４５】このような期間ＴZが現われないようにす
るためには、ベクトル軌跡がベクトル＝０の点０を通っ
たり、その近傍に集中したりしないようにすることが必
要であり、図１０に示す例では、ＢＰＦ６１の通過帯域
ＢＷをほぼＦC±３０ｋＨｚよりも狭くする必要がある
のである。 【００４６】本発明の目的は、かかる問題を解消し、被
変調情報信号から、搬送周波数のずれ量にかかわらず、
しかも、欠落期間を生ずることなく、その搬送波を確実
に抽出することができるようにした搬送波抽出回路を提
供することにある。 【００４７】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、入力される被変調情報信号をｎ（但し、
ｎは２以上の整数）逓倍するｎ逓倍回路と、該ｎ逓倍回
路の出力信号から該被変調情報信号のｎ逓倍されかつ周
波数ずれした搬送波も含む搬送波を抽出する第１のフィ
ルタと、該第１のフィルタで抽出された該搬送波を２値
化する２値化回路と、該２値化回路で得られる２値化信
号を１／ｎ倍に分周するｎ分周回路と、該ｎ分周回路の
出力信号が供給され、該第１のフィルタのほぼ１／ｎ倍
の通過帯域を有する第２のフィルタとを備え、該第２の
フィルタから該被変調情報信号の搬送波が周波数ずれし
たままでかつ連続した波形で得られるように構成したも
のである。 【００４８】 【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は本発明による搬送波抽出回路の
一実施形態を示すブロック図であって、１は４逓倍回
路、２はＢＰＦ、３は２値化回路、４は４分周回路、５
はＢＰＦである。 【００４９】同図において、４逓倍回路１，ＢＰＦ２及
び２値化回路３で構成される部分は図７で示した従来の
搬送波抽出回路と同様の構成をなすものであって、この
実施形態は、これに、２値化回路３の出力信号をディジ
タル的に１／４に分周する４分周回路４とこの出力段に
設けられたＢＰＦ５とを扮したものである。 【００５０】ここで、いま、図７に示した従来の搬送波
抽出回路の場合と同様に、４逓倍回路１に入力されるＱ
ＰＳＫ変調信号の搬送周波数ＦCを、 １０．７ＭＨｚ±２２．５ｋＨｚ の範囲内のものとすると、ＢＰＦ２の通過帯域ＢＷはそ
の４倍の ４２，８ＭＨｚ±９０ｋＨｚ に設定される。従って、このときのベクトル軌跡は図１
０（ｆ）に示すようになってＢＰＦ２の出力信号の波形
には、図８（ａ）に示すように、期間ＴZが現われ、こ
れを２値化回路３で２値化すると、図８（ｂ）で説明し
たように、この期間ＴZに対応して欠落期間Ｔdtが現わ
れ、しかも、この欠落期間Ｔdtの前後で位相が１８０゜
反転することになる。以上は図７に示した従来の搬送波
抽出回路の場合と同様である。 【００５１】この実施形態では、この２値化回路３から
の２値化信号を４分周回路４に供給し、これをデジタル
的な分周処理を行なう。このデジタル的な分周処理は間
引き処理を原理とするものであり、これにより、この４
分周回路４から出力される搬送波の周波数ＦCは、 １０．７ＭＨｚ±２２．５ｋＨｚ となるが、これとともに、このときの欠落期間Ｔdtの前
後での位相の変化は、 １８０゜÷４＝４５゜ となり、位相変化が小さくなる。 【００５２】この４分周回路４から出力される搬送波は
ＢＰＦ５に供給されるが、このＢＰＦ５の通過帯域は、
１０．７ＭＨｚを中心周波数として、その帯域幅をＢＰ
Ｆ２の通過帯域幅のほぼ１／４として、１０．７ＭＨｚ
±２５ｋＨｚとする。これにより、最大±２２．５ｋＨ
ｚの周波数ずれ量の搬送波を通過させることができる。
かかるＢＰＦ５に４分周回路４から出力される搬送波を
供給すると、フィルタ応答特性により、この搬送波の欠
落期間Ｔdtでは、その直前の周波数の信号が尾を引くよ
うにして継続し（次第に減衰していくが、この欠落期間
Ｔdtは長いものではないため）、埋め尽くされることに
なる。また、この欠落期間Ｔdtの終了とともに、これま
でよりも４５゜位相が異なる搬送波がＢＰＦ５に入力さ
れるが、その平均化特性により、この４５゜の位相の急
変が吸収され、緩やかにこの４５゜異なる位相へと変化
していく。 【００５３】欠落期間Ｔdt前後の位相の変化が、４分周
回路４の入力信号での１８０゜に比べて、４５゜と充分
に小さいため、かかる位相の変化は滑らかに行なわれ、
周波数が乱れることがない。 【００５４】このようにして、４逓倍回路１に搬送周波
数が最大±２２．５ｋＨｚの周波数ずれ量のＱＰＳＫ変
調信号が供給されても、ＢＰＦ５からは、この周波数ず
れを含む搬送波を、欠落期間Ｔdtを含むことなく、即
ち、図２に示すように、滑らかに波形が連続した状態で
得ることができるのである。 【００５５】なお、図１において、４逓倍回路１で４逓
倍し、４分周回路４で１／４に分周しているものである
のであれば、かかる処理を省き、４逓倍回路１とＢＰＦ
２と４分周回路４を除いた構成とし、 １０．７ＭＨｚ±２２．５ｋＨｚ の周波数範囲の搬送周波数のＱＰＳＫ変調信号を２値化
回路３に供給することが考えられる。しかし、この場合
には、この１０．７ＭＨｚ±２２．５ｋＨｚの搬送周波
数の入力ＱＰＳＫ変調信号にとって、ＢＰＦ５がＢＰＦ
２と同様の機能をなして図１０（ｆ）のようなベクトル
軌跡となるものであって、ＢＰＦ５の出力信号には、図
８（ｂ）に示したような欠落期間Ｔdtが発生することに
なる。これを防止するためには、ＢＰＦ５の通過帯域Ｂ
Ｗの幅を、図１０（ｂ）に示すベクトル軌跡を生ずるよ
うに、±２２．５ｋＨｚ÷３＝±７．５ｋＨｚと狭いも
のとしなければならない。しかし、このようにすると、
この範囲外の±２２．５ｋＨｚまでの搬送周波数ずれ量
が検出できなくなる。 【００５６】図１に示す構成のこの実施形態でＢＰＦ５
の通過帯域ＢＷの幅を上記の±２５ｋＨｚにできるの
は、４逓倍回路１，ＢＰＦ２及び２値化回路３でベクト
ル＝０となる期間ＴZによる欠落期間Ｔdtを発生させ、
これを４分周回路４及びＢＰＦ５で補間するようにした
ものであるからである。この４分周回路４は、上記のよ
うに、欠落期間Ｔdtの前後の位相の変化を４５゜と小さ
くなるようにしている点で意味をなすものである。 【００５７】また、この実施形態においても、上記のよ
うに補間した欠落期間Ｔdtで、小さい量であるが、４５
゜の位相変化があり、これによっていくらかは周波数カ
ウンタ３０（図４）のカウント値に影響を与えることに
なるが、図６のステップ１０１〜１０８のかかるカウン
ト値の平均化処理により、この影響は緩和できるもので
ある。 【００５８】以上、本発明の一実施形態について説明し
たが、本発明はかかる実施形態にのみ限定されるもので
はない。例えば、上記の各数値はその一例を示すもので
あって、搬送周波数やそのずれ量ΔＦに応じて適宜決め
られるものである。また、上記実施形態は、図４に示し
たような自動周波数制御装置に用いたものとして説明し
たが、これに限るものではないことはいうまでもない。
さらに、上記実施形態では、搬送波抽出の対象とする被
変調情報信号をＱＰＳＫ変調信号としたが、これのみに
限るものではない。 【００５９】また、上記実施形態は、４逓倍回路１と４
分周回路４とを用いたが、これらの代わりに、ｎを２以
上の整数として、搬送波抽出の対象となる被変調情報信
号に応じて、ｎ倍回路とｎ分周回路とを用いるようにし
てもよい。勿論、この場合には、ＢＰＦ２の通過帯域を
最大の周波数ずれ量までの搬送波が通過できるように設
定し、ＢＰＦ５の通過帯域幅は、このＢＰＦ２の通過帯
域幅のほぼ１／ｎ倍とする。 【００６０】 【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
搬送周波数に大きなずれ量があっても、また、その搬送
波に振幅が０となる期間があっても、被変調情報信号か
ら、欠落期間を生ずることなく、連続した波形の信号と
してこの搬送波を確実に抽出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による搬送波抽出回路の一実施形態を示
すブロック図である。 【図２】図１に示す実施形態で得られた搬送波を示す波
形図である。 【図３】無線機の概略構成を示すブロック図である。 【図４】図３に示す無線機に設けられた自動周波数制御
装置の一例を示すブロック図である。 【図５】図４におけるシンセサイザの一例を示すブロッ
ク図である。 【図６】図４におけるＣＰＵの動作の一例を示すフロー
チャートである。 【図７】従来の搬送波抽出回路の一例を示すブロック図
である。 【図８】図７における入力ＱＰＳＫ変調信号と出力２値
化信号とを示す波形図である。 【図９】図７における４逓倍回路の出力信号の周波数ス
ペクトルを示す図である。 【図１０】図７におけるバンドパスフィルタの通過帯域
幅に対するその出力のベクトル軌跡を示す図である。 【符号の説明】 １ ４逓倍回路 ２ バンドパスフィルタ ３ ２値化回路 ４ ４分周回路 ５ バンドパスフィルタ
すブロック図である。 【図２】図１に示す実施形態で得られた搬送波を示す波
形図である。 【図３】無線機の概略構成を示すブロック図である。 【図４】図３に示す無線機に設けられた自動周波数制御
装置の一例を示すブロック図である。 【図５】図４におけるシンセサイザの一例を示すブロッ
ク図である。 【図６】図４におけるＣＰＵの動作の一例を示すフロー
チャートである。 【図７】従来の搬送波抽出回路の一例を示すブロック図
である。 【図８】図７における入力ＱＰＳＫ変調信号と出力２値
化信号とを示す波形図である。 【図９】図７における４逓倍回路の出力信号の周波数ス
ペクトルを示す図である。 【図１０】図７におけるバンドパスフィルタの通過帯域
幅に対するその出力のベクトル軌跡を示す図である。 【符号の説明】 １ ４逓倍回路 ２ バンドパスフィルタ ３ ２値化回路 ４ ４分周回路 ５ バンドパスフィルタ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 入力される被変調情報信号をｎ（但し、
ｎは２以上の整数）逓倍するｎ逓倍回路と、該ｎ逓倍回
路の出力信号から該被変調情報信号のｎ逓倍されかつ周
波数ずれした搬送波も含む搬送波を抽出する第１のフィ
ルタと、該第１のフィルタで抽出された該搬送波を２値
化する２値化回路とを備えた搬送波抽出回路において、 該２値化回路で得られる２値化信号を１／ｎ倍に分周す
るｎ分周回路と、 該ｎ分周回路の出力信号が供給され、該第１のフィルタ
のほぼ１／ｎ倍の通過帯域を有する第２のフィルタとと
を設け、該第２のフィルタから該被変調情報信号の搬送
波が周波数ずれしたままでかつ連続した波形で得られる
ように構成したことを特徴とする搬送波抽出回路。
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