CN101433038A - 上行链路参考信号的分配 - Google Patents

Abstract

在方法的实施例中，上行链路参考信号被分配给一组小区中的用户。例如，具有低循环互相关的第一恒幅序列被分配给该组小区的第一小区中的每一个用户。这里，每个用户都被分配第一序列。还有，第一小区中同时发射的用户被分配给不同的子载波。具有低循环互相关的第二恒幅序列被分配给该组小区的第二小区中的每一个用户。这里，第二小区中的每个用户都被分配第二序列。第一序列和第二序列是不同的序列，并且第一小区和第二小区是相邻的。同样，第二小区中同时发射的用户被分配给不同的子载波。分配了第二小区中同时发射的用户的子载波与分配了第一小区中同时发射的用户的子载波在频率上交迭。

Description

上行链路参考信号的分配

背景技术

对充分开发演进的UTRA(E-UTRA)的上行链路中设想的单载波频分多址(SC-FDMA)系统的潜在增益来说，参考信号设计是重要的问题。上行链路是从用户设备(UE)到节点B。UE也可被称为移动单元、移动站等。UE可以是无线电话、无线装备的PDA、无线装备的计算机等。节点B也可被称为基站、基站控制器、基站路由器等。

由UE发送到节点B的参考信号是上行链路CQI估计还有检测和相干数据解调所需要的。关于上行链路参考或导频信号结构的讨论已经在进行，更具体地说，是关于码分多路复用(CDM)和频分多路复用(FDM)导频结构的正反辩论。FDM包括将用于发送参考信号的带宽划分为音调(tones)或子载波并且分配例如不同的子载波给不同的UE。每个UE使用相同的导频序列，但在不同的子载波(即不同的频率或带宽)上发射该导频序列。码分多路复用包括允许每个UE使用全部带宽，但是每个UE使用不同的导频序列进行发射。众所周知的恒幅零自相关序列(CAZAC)已被建议为规范。更具体地说，广义线性调频脉冲(generalized chirplike)(GCL)序列诸如Zadoff-Chu序列已被建议。在这些建议中，选择了GCL序列跨越的带宽。然后相同GCL序列的移位形式被分配给每个UE以便在UE传输之间进行区分。

SC-FDMA导频信号设计的期望元素包括：

1.频域中的等信道探测(channel sounding)

2.免除同信道干扰

3.支持多用户资源块大小

4.支持具有可靠信道估计性能的局部式(localized)以及分布式子载波映射

5.有效的发射机和接收机结构

6.具有期望特性的大量序列从而支持多小区部署

FDM导频已被倡议，因为它提供了小区内用户在衰落情况下的正交。迄今为止，梳状导频和交错状导频是用于FDM导频的建议参考模式。FDM导频的主要缺陷之一是显著的同信道干扰的影响。当小区边缘的两个用户使用相同的导频子载波时，信道由于冲突不能被可靠地估计。

发明内容

在方法的实施例中，上行链路参考信号被分配给一组小区中的用户。例如，具有低循环互相关的第一恒幅序列被分配给该组小区的第一小区中的每个用户。这里，每个用户都被分配第一序列。还有，第一小区中同时发射的用户被分配给不同的子载波。具有低循环互相关的第二恒幅序列被分配给该组小区的第二小区中的每一个用户。这里，第二小区中的每个用户都被分配第二序列。第一序列和第二序列是不同的序列，并且第一小区和第二小区是相邻的。同样，第二小区中同时发射的用户被分配给不同的子载波。分配了第二小区中同时发射的用户的子载波与分配了第一小区中同时发射的用户的子载波在频率上交迭。

在一个实施例中，第一和第二序列具有相同的长度。例如，长度可以是奇数13。

在一个实施例中，第一和第二序列具有相同的长度。例如，长度可以是数字12。这可通过截取较长的序列诸如长度为13的序列产生。

在另一实施例中，第一和第二序列具有不同的长度。例如，第一和第二序列可具有相差为一的长度诸如分别为长度12和长度13。

在实施例中，第一和第二序列是广义线性调频脉冲(GCL)序列。例如，第一和第二序列可以是Zadoff-Chu GCL序列。

在一个实施例中，分配子载波给第一小区中同时发射的用户的步骤分配至少最小数目的子载波给每个同时发射的用户；并且分配子载波给第二小区中同时发射的用户的步骤分配至少该最小数目的子载波给每个同时发射的用户。例如，最小数目可以是12.5。

在一个实施例中，第一和第二序列具有依赖于该最小数目的长度。

根据本发明的一个方面，提供了发射机。在一个实施例中，设备中的发射机包括扩展器，它在时域中通过分配给设备的资源块的数目扩展具有低循环互相关的恒幅序列。例如，每个资源块等于设定数目的子载波，并且扩展器以位方式对序列进行扩展。转换器将扩展序列从时域转换到频域，而映射器将经过转换的扩展序列的频域采样映射到子载波。反向转换器将子载波转换回时域用于传输。

在一个实施例中，序列具有对应于设定数目的子载波的长度。

在一个实施例中，映射器执行局部式映射，而在另一实施例中，执行分布式映射。

发射机的另一实施例在频域中执行扩展操作。

本发明还提供接收机。例如，接收机的一个实施例包括：将从设备接收的时域信号转换到频域的转换器，将经过转换的信号的子载波映射到频率采样的解映射器，以及将频率采样转换回时域的反向转换器。解扩展器通过分配给设备的资源块的数量对反向转换器的时域输出进行解扩展从而获得序列。这里，每个资源块等于设定数目的子载波。相关器将获得的序列与参考序列进行关联。

在另一实施例中，解扩展操作在频域中执行。

附图说明

根据如下详细的描述以及仅用于描述的附图，本发明将得到更加全面的理解，其中相似的参考标记表示各附图中对应的部分，并且：

图1描述了建议的上行链路传输子帧结构的示例；

图2给出了序列长度范围为从3到150的GCL序列的同信道干扰抑制特性；

图3描述了根据本发明的实施例用于发射根据本发明的实施例的参考信号的发射机结构；

图4描述了在两个资源块上扩展长度为P的序列的示例；

图5A和5B描述了根据本发明的实施例的局部式和分布式子载波映射；

图6A和6B描述了在四个同时发射的UE的情况下频域中的导频结构；

图7描述了根据本发明的发射机结构的另一实施例；

图8描述了图7中给出的频域扩展器的一个示例实施例；

图9描述了根据本发明的接收机结构的示例实施例；以及

图10描述了根据本发明的实施例的序列分配机制。

具体实施方式

本发明的导频结构将CDM概念应用到FDM。例如，在相同小区中同时发射的UE被分配相同的导频或参考序列，但是随后在不同的子载波上进行发射；而不同的、相邻的小区中的UE可在相同的子载波上发送，但是被分配不同的导频或参考序列。首先，将提供导频序列的讨论。

根据本发明的示例实施例，导频序列应具有如下特性：

1.转换域中的单位幅度(unit magnitude)

2.最佳循环自相关

3.用于奇长度序列的低、恒循环互相关

例如，具有低循环互相关的恒幅序列诸如CAZAC序列具有这些特性。然而，可以理解本发明并不限于CAZAC序列。如前所述，GCL序列是CAZAC序列的特定示例。长度为P的奇长度GCL序列具有

的最佳循环互相关并获得导频序列的资格。仅仅为了示例，本发明的实施例将利用Zadoff-Chu GCL序列进行描述。例如，时域中长度为P的Zadoff-Chu序列被产生为：

其次，将描述上行链路传输帧结构。图1描述了建议的上行链路传输子帧结构的示例。上行链路传输是从UE到节点B。UE也可被称为移动站、移动单元等。UE可以是无线电话、无线装备的计算机、无线装备的PDA等。节点B也可被称为基站、基站控制器、基站路由器等。

如图1所示，子帧结构包括被循环前缀(CP)分隔的几个长块(LB)和两个短块(SB)。长块携带数据而短块携带参考信号。根据本发明的示例实施例的导频结构可在一个或两个短块中被发射。

FDM包括将SB的带宽划分为子载波。例如，对于5MHz带宽的信号，当前的建议将SB划分为150个子载波。还有，在FDM中，每个UE都被分配大量的子载波。当前的建议将可分配给UE的导频子载波的最小数目限制为12.5。该子载波块将被称为资源块，并且可以理解本发明并不受限于12.5子载波的资源块大小。相应地，可在SB中同时发射的用户的最大数目是12(＝150/12.5取整)。下面几个选项用来产生所需长度的参考或导频信号从而支持用户的最大数目同时抑制小区间的干扰：

选项1：提供长度为13(如P＝13)的六个不同的序列以及长度为12(如P＝12)的六个不同的序列以适应150个导频子载波的SB。例如，可使用长度P＝13的GCL序列，并且长度为12的序列可通过截取长度为13的GCL序列来产生。与使用通过相移相同GCL序列得到的GCL序列的传统区别不同，该实施例包括使用不同的但是相同长度的序列。例如，在等式(1)中，P将是13，但是k值将改变以获得不同的序列(它们不是彼此的移位形式)。

选项2：使用12个子载波用于所有资源块。总的来说，可获得的150个子载波中的12×12＝144个导频子载波被使用。尽管长度为12的不同序列可被使用，作为替代，截取为长度12的长度13的不同序列也可被使用。

选项3：使用长度对应于导频序列的所有可能数目的多种序列。

选项4：如果允许的导频子载波数目是156，则长度为13的序列可被使用。

图2给出了序列长度从3到150的GCL序列的同信道干扰抑制特性。完整长度的序列(150个子载波的序列)具有至多抑制干扰21.8dB的能力。尽管在本发明的实施例中较短的序列并不有效，但是大多数增益可通过较短的序列获得。对于对应于资源块大小1和2的长度为13和25的序列，干扰可分别被抑制-11.1dB和-14.0dB。

根据上述根据本发明的实施例的讨论可以理解，UE使用的参考或导频信号序列的长度对应于最小资源块的大小。然而可以理解，多于一个的资源块可被分配给UE。在这些实例中，本发明的实施例利用分配的基于资源块的序列创建较长的导频序列。

为了更好的理解本发明的这个方面，现在将描述根据本发明的实施例的发射机结构。图3描述了根据本发明的实施例的发射机结构用于发射根据本发明的实施例的参考信号。如所示，根据例如上面的选项2确定的时域GCL序列被提供给扩展器10。扩展器10根据分配给UE的资源块的数目在时域中逐位地扩展GCL序列。对分配了S个资源块的用户来说，通过S的扩展可产生长度为(S×P)的扩展序列。例如，图4描述了在两个资源块(即S＝2)上扩展长度为P的序列的示例。

扩展器10的序列输出是利用离散傅立叶变换(DFT)单元12的离散傅立叶变换以产生频域信号或采样。然后子载波映射器14将频域采样映射到子载波以产生对应于UE的分配的资源块的局部式或分布式FDM参考信号。即，每个频域采样都映射到N点反向快速傅立叶变换(IFFT)单元16的N个输入中的一个。如图5A和5B所示，通过在较高和/或较低端插入适当数目的零，子载波映射确定频谱的哪个部分被用于传输。在每个频域采样之间插入L-1个零。L＝1的映射对应于局部式传输，并且扩展序列被映射到连续的子载波。这在图5A中示出。L>1的分布式传输结果如图5B所示。

图6A和6B描述了在四个同时发射的UE的情况下频域中的导频结构。图6A给出了局部式导频结构而图6B给出了分布式导频结构。假定UE1和3被分配2个资源块(S＝2)而UE2和4被分配1个资源块(S＝1)。对UE1和3来说，时域中逐位扩展可产生长度为S×P的参考序列。对局部式数据映射来说，子载波映射产生图6A中给出的局部式FDM导频结构。对分布式数据映射来说，可产生图6B中给出的分布式FDM导频结构。

转到图3，由N点IFFT 16接收的频域采样的结果序列被变换到时域。通过并串变换装置18进行并串变换之后，CP插入装置20在SB中的参考信号传输之前添加循环前缀。

尽管图3中的发射机结构已经结合参考信号诸如导频序列的传输进行了描述，该结构还有如下描述的其它发射机和接收机结构可适于数据业务诸如语音或控制信令的传输。在发射机端，数据在由扩展器10接收之前将经历在编码器进行编码，并且在由扩展器10扩展之后将经历调制器的调制(如BPSK、QPSK、16QAM等)。该发射机结构尤其可适于CDMA-OFDAM系统。可以理解，上述操作的反向操作在接收机端执行。

代替在时域中扩展序列然后使用如上结合图3所述的扩展器10和S×P DFT单元12执行DFT，扩展可在频域中执行。图7描述了根据本发明的发射机结构的另一实施例。如所示，该实施例与图3中的实施例一样，除了扩展器10和S×P DFT单元12被P点DFT单元30和频域扩展器32代替。P点DFT单元30将长度为P的时域序列变换成频域采样。然后频域扩展器32通过分配给UE的资源块数目扩展频域采样从而产生S×P个频域采样。相应地，频域扩展器32的输出与图3中S×P DFT单元12的输出相同。

图8描述了频域扩展器32的一个示例实施例。如所示，频域扩展器32包括S个分支50。每个分支50都从P点DFT单元30接收频率采样输出。每个分支50都包括第一乘法器52和第二乘法器54。第一乘法器52通过频率采样的子载波索引t(即用于P点DFT单元30的输出的频率子载波索引)相移频率采样。对于每个分支s＝0，1，...，S-1，相移通过将频率采样乘以如下因子实现：

$e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{SP}}\mathrm{st}}---\left(2\right)$

第二乘法器54与依赖于频率子载波范围的常量相乘。这通过将第一乘法器52的输出乘以如下因子实现：

分支50的输出通过加法器56被加到P点DFT单元30的输出以产生扩展频域采样。

上面已经详细地覆盖了发射机结构，现在将根据本发明的实施例描述接收机结构。图9描述了根据本发明的接收机结构的示例实施例。如所示，CP移除装置60在接收到的信号中移除CP，并且串并变换装置62将串行时域信号变换到并行。然后N点FFT单元64将并行时域信号变换到频域。子载波解映射器66执行子载波映射器14的反向操作以获得源频域采样。在图9给出的实施例中，这些采样通过反向DFT(IDFT)单元68被变换回时域。然后解扩展器70在IDFT 68的时域序列输出上执行扩展器10的反向操作。可以理解，替代在时域中执行扩展操作，扩展也可在频域中执行。例如，这可通过执行由频域扩展器32和P点DFT单元30执行的操作的反向操作得到实现。

将接收到的短块变换为参考序列之后，信道在码域中被估计。原始的(raw)信道估计通过在相关器72将解扩展器70的接收到的导频序列输出与参考GCL导频序列关联来获得。因为节点B将GCL序列分配给UE，所以节点B了解即将接收的GCL序列。原始的信道估计被变换为每个数据子载波的频域响应。可以使用N点SB FFT，它跟随着两个相邻子载波的频域增采样(upsampling)以及平滑化(smoothing)。或者，长块(LB)FFT可用于获得所有使用的数据子载波的频域信道响应。频域内插可用于信道相干带宽内的子载波。时域内插可与频域平滑化结合从而当信道在子帧内随时间改变时可改进信道估计的性能。可为每一个子载波实现内插。代替2个一维的信道内插装置(频域和时域)，单个的两维信道内插装置也可被使用。在变换为频域信道响应之后，内插在信号的时间-频率网格上实现。

估计的频域信道响应被用作均衡器的输入。均衡器可以是单抽头的频域均衡器。迫零(ZF)或最小均方差(MMSE)均衡器可被使用。

下面将讨论节点B的序列分配和序列重用。通常当讨论到节点B的频率或序列的分配时，根据小区来讨论分配(如节点B控制的地理区域)。相应地，这里将使用讨论该分配的这种典型的形式。

对小区内用户来说，相同的GCL序列可被重用而不会引起相同小区的干扰，因为UE具有不同的子载波分配。当用户进入小区时，导频或参考序列可在最初被指配并且不需要被调度，这简化了用户配置。图10描述了带有苜蓿叶状的小区的3扇形系统(sector system)的导频序列分配规则。作为示例，长度为13的GCL序列(表示为GCL(13))被使用。有11种不同的长度为13的GCL序列。如所示，长度为13的不同GCL序列被图10中的数字k所指示，其中k在形式GCLk(13)中。变量k可与上述相关等式(1)的变量k相同。如所示，每个小区都给小区内UE分配相同的GCL序列，但给重用组中的不同小区分配不同的GCL序列。然后重用组遍及整个系统重复。图10中给出的分配机制允许GCL序列1/7的重用。可以理解，不同长度的GCL序列将根据该长度的不同GCL序列的数目允许不同的重用机制。

频域CAZAC序列和时域CAZAC序列之间的一个主要区别在于可达到的处理增益。既然信道可被假定在SB上相对不变，则处理增益(PG)可通过在导频序列的长度上累积获得。对于P＝13，PG＝10×log10(13)＝11.1dB的处理增益是可能的。对于高多普勒，相干时间可变得小于短块的长度，在这种情况下，相关器的相干累积窗口可能需要被减少。这将导致处理增益的减少。

注意，等效增益通过使用频域中的CAZAC序列无法获得。

·对于GSM TU信道配置文件，定义为1/2 τ_max的相干带宽接近100kHz。这对应于3个导频子载波。对于使用传统FDM导频的局部式映射，10×log₁₀(3)＝4.8dB的处理增益是可能的。

·对于分布式映射，导频子载波一般被L-1个零分隔并且通常是不相关的。对于分布式映射不可获得处理增益。

已经辩论过FDM导频在小区边缘遭受同信道干扰。这个问题存在于当梳状导频音被使用或者频域CAZAC序列被使用的时候。在这种情况下，每个导频音都与相邻小区中共享相同的资源块的用户的导频冲突。然而GCL序列的低的恒定的循环互相关特性允许码域中的同信道干扰抑制，从而允许存在强干扰时的准确信道估计。这允许高级接收机诸如小区间导频干扰撤销或者用于切换决策的信道估计而无需使用完整带宽的CDM导频结构。

本发明的实施例提供“降低长度的DFT预编码序列”作为FDM导频信号。GCL序列可适于作为产生FDM导频序列的基础。

相比较梳状FDM导频音或频域CAZAC序列，本发明的导频结构通过开发循环互相关特性解决了由于显著干扰产生的导频冲突问题。使用建议序列的一些优势包括：

1.通过使用DFT预编码的导频序列，信道可在时域中被估计并且变换到频域。对大多数UE的速度来说，信道的相干时间不超过导频块的长度。因此，通过在导频序列的长度之上相干地累积原始的采样率信道估计，对应于序列长度的处理增益是可能的。

2.通过利用对序列的逐位扩展来产生FDM参考以覆盖分配了多个资源块的用户，相同的序列可重用于所有的小区内用户而与资源块的数目无关。

3.通过GCL序列的低的循环互相关特性，显著的同信道干扰可被抑制。这样的增益对其它的频域CAZAC导频结构来说是不可能的，因为频域CAZAC序列并不具有时域中期望的互相关特性。

4.尽管建议的导频是FDM导频，但是它提供了CDM导频的优势。这包括对于导频同信道干扰的撤销和切换测量的准确信道估计。然而因为序列长度被减少，所以同信道干扰抑制特性可能不像在完整带宽的CDM导频中那样好。

5.分布式和局部式数据映射都被本发明的导频结构支持。数据和导频的子载波映射之间的一一对应关系可被定义。

6.导频结构保留了FDM导频结构的优势诸如用户(甚至是高移动性的用户)之间的小区内正交以及远近问题的消除。

7.序列可重用于所有小区内用户。不需要每个用户的加扰(scrambling)。这简化了配置，因为每个用户的配置信息都被减少了。

8.序列也可被用作CQI估计和相干解调的上行链路参考信号结构。

a.CQI估计：

i.在一个SB中使用完整带宽的CDM导频用于依赖信道的调度(scheduling)的CQI估计。6个循环移位的正交序列可用于实现6个用户的CQI估计。对于较大数目的用户，CQI导频可以是时间多路复用到不同的子帧。

ii.或者，FDM导频可在一个SB中用于CQI估计。

b.相干解调：

i.“降低长度的DFT预编码恒幅序列”可用作上面解释的有优势的FDM导频。

9.DFT预编码的FDM导频可与CQI导频一起使用以改进信道估计性能。CQI导频可以是完整带宽的正交CDM导频或频域FDM导频。在没有显著同信道干扰下，三个可能的导频块之间的信道估计质量是可比较的。这些增益来自处理增益以及从未使用的音调获得的增益的组合。

本发明如此被描述，很明显可以多种方式进行改变。这些改变并不认为是本发明的背离，并且所有这些修改旨在包括在本发明的范围内。

Claims (13)

1.一种将上行链路参考信号分配给一组小区中的用户的方法，包括：

将具有低循环互相关的第一恒幅序列分配给所述组小区的第一小区中的每个用户，每个用户都被分配所述第一序列；

将所述第一小区中同时发射的用户分配给不同的子载波；

将具有低循环互相关的第二恒幅序列分配给所述组小区的第二小区中的每个用户，所述第二小区中的每个用户都被分配所述第二序列，所述第一序列和所述第二序列是不同的序列，所述第一小区和所述第二小区是相邻的；以及

将所述第二小区中同时发射的用户分配给不同的子载波，分配了所述第二小区中所述同时发射的用户的所述子载波与分配了所述第一小区中所述同时发射的用户的子载波在频率上交迭。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述第一和第二序列具有相同的长度。

3.如权利要求2所述的方法，其中所述长度是奇数。

4.如权利要求2所述的方法，其中所述长度是13。

5.如权利要求1所述的方法，其中所述第一序列和第二序列具有不同的长度。

6.如权利要求5所述的方法，其中所述第一序列具有长度12而所述第二序列具有长度13。

7.如权利要求1所述的方法，其中所述第一序列和第二序列是广义线性调频脉冲(GCL)序列。

8.如权利要求1所述的方法，其中

将子载波给所述第一小区中同时发射的用户的所述分配的步骤将至少最小数目的子载波分配给每个同时发射的用户；以及

将分配子载波给所述第二小区中同时发射的用户的所述分配的步骤将至少所述最小数目的子载波分配给每个同时发射的用户。

9.如权利要求8中的所述的方法，其中所述最小数目是12.5。

10.一种在设备中的发射机，包括：

扩展器(10)，所述扩展器(10)通过分配给所述设备的资源块数目在时域中扩展具有低循环互相关的恒幅序列，每个资源块都等于设定数目的子载波；

转换器(12)，所述转换器(12)将所述扩展序列从所述时域转换到频域；

映射器(14)，所述映射器(14)将所述经过转换的扩展序列的频域采样映射到子载波：以及

反向转换器(16)，所述反向转换器(16)将所述子载波转换回所述时域用于传输。

11.一种在设备中的发射机，包括：

转换器(30)，所述转换器(30)将具有低循环互相关的恒幅序列从时域转换到频域；

扩展器(32)，所述扩展器(32)通过分配给所述设备的资源块的数目扩展所述经过转换的序列，每个资源块都等于设定数目的子载波；

映射器(14)，所述映射器(14)将所述经过扩展转换的序列的频域采样映射到子载波；以及

反向转换器(16)，所述反向转换器(16)将所述子载波转换到所述时域用于传输。

12.一种接收机，包括

转换器(64)，所述转换器(64)将从设备接收到的时域信号转换到频域；

映射器(66)，所述映射器(66)将所述经过转换的信号的子载波映射到频率采样；

反向转换器(68)，所述反向转换器(68)将所述频率采样转换到所述时域；

解扩展器(70)，所述解扩展器(70)通过分配给所述设备的资源块数目解扩展所述反向转换器的所述时域输出以获得序列，每个资源块都等于设定数目的子载波；以及

相关器(72)，所述相关器(72)将所述获得的序列与参考序列关联。

13.一种接收机，包括：

转换器(64)，所述转换器(64)将从设备接收到的时域信号转换到频域；

映射器(66)，所述映射器(66)将所述经过转换的信号的子载波映射到频率采样；

解扩展器，所述解扩展器通过分配给所述设备的资源块的数目来解扩展所述频率采样，每个资源块都等于设定数目的子载波；

反向转换器，所述反向转换器将所述经过解扩展的频率采样转换到所述时域以获得序列；以及

相关器(72)，所述相关器(72)将所述获得的序列与参考序列关联。

Images