KR20090008274A - 업링크 기준 신호들의 할당 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 방법의 실시예에서, 업링크 기준 신호들은 셀들의 그룹의 사용자들에게 할당된다. 예를 들면, 낮은 주기적 교차 상관을 갖는 제 1 일정한 진폭 시퀀스는 상기 셀들의 그룹의 제 1 셀의 각 사용자에게 할당된다. 여기서, 각 사용자는 상기 제 1 시퀀스를 할당받는다. 또한, 제 1 셀의 동시 전송하는 사용자들은 상이한 서브-캐리어들을 할당받는다. 낮은 주기적 교차 상관을 갖는 제 2 일정한 진폭 시퀀스는 셀들의 그룹의 제 2 셀의 각 사용자에게 할당된다. 여기서, 제 2 셀의 각 사용자는 제 2 시퀀스를 할당받는다. 상기 제 1 시퀀스 및 제 2 시퀀스는 상이한 시퀀스들이며, 상기 제 1 셀 및 상기 제 2 셀은 인접한다. 또한, 제 2 셀의 동시 전송하는 사용자들은 상이한 서브-캐리어들을 할당받는다. 상기 제 2 셀의 동시 전송하는 사용자들이 할당받는 서브-캐리어들은 상기 제 1 셀의 동시 전송하는 사용자들이 할당받는 서브-캐리어들과 주파수 중첩한다.
업링크 기준 신호, 맵퍼, 주기적 교차 상관, 서브-캐리어

Description

업링크 기준 신호들의 할당{ASSIGNMENT OF UPLINK REFFERENCE SIGNALS}
진화된-UTRA (E-UTRA)의 업링크에서 고려된 단일 캐리어 주파수 분할 다중 접속(SC-FDMA: single carrier frequency division multiple access) 시스템의 잠재적 이득을 충분히 이용하기 위해선 기준 신호 설계가 중요한 과제이다. 업링크는 사용자의 장비(UE)로부터 B 노드까지이다. UE는 또한 이동 유닛, 이동국 등이라 칭할 수 있다. UE는 무선 전화기, 무선 PDA 장비, 무선 컴퓨터 장비 등일 수 있다. 상기 노드 B는 또한 기지국, 기지국 제어기, 기지국 라우터 등이라 칭할 수 있다.
UE에 의해 노드 B로 전송되는 기준 신호는 검출 및 코히어런트 데이터 복조뿐만 아니라 업링크 CQI 추정에 필요로 된다. 업링크 기준 또는 파일럿 신호 구조에 대해서 논의되는데, 특히 코드 분할 다중화(code division multiplexing; CDM) 및 주파수 분할 다중화(frequency division multiplexing; FDM) 파일럿 구조들의 찬반에 대해서 논의된다. 예를 들어, FDM은 기준 신호들을 톤들(tones) 또는 서브-캐리어들로 전송하기 위한 대역폭을 분할하고 상이한 서브-캐리어들을 상이한 사용자 장비들(UEs)에 할당하는 것을 수반한다. 각각의 UE는 상기 파일럿 시퀀스(pilot sequence)를 사용하지만, 상이한 서브-캐리어들(즉, 상이한 주파수 또는 대역폭)을 통해서 그 파일럿 시퀀스를 전송한다. 코드 분할 다중화는 각각의 UE가 전체 대역폭을 사용하도록 하지만, 각각의 UE가 구별되는 파일럿 시퀀스를 이용하여 전송하도록 한다. 널리 공지된 일정한 진폭 제로 자기 상관 시퀀스 (CAZAC:constant amplitude zero autocorrelation sequence)들은 코드들로 제안되어 왔다, 좀더 상세하게 말하자면, Zadoff-Chu 시퀀스 같은 일반화된 쳐프 형 (GCL: generalized chirp like) 시퀀스의 사용이 제안되어 왔다. 이러한 제안들에서, 대역폭을 스팬하는(spanning) GCL 시퀀스이 선택된다. 그 후, 동일한 GCL 시퀀스의 시프트된 버전은 각 UE에 할당되어 UE 송신들 간을 구별한다.
SC-FDMA 파일럿 신호 설계의 바람직한 요소들은:
1. 주파수 영역에서 동일 채널 사운딩
2. 동일 채널 간섭에 대한 면역성
3. 다중 사용자 리소스 블록 크기들의 지원
4. 신뢰할 수 있는 채널 추정 성능과 맵핑하는 국부화되고 분산된 서브캐리어 맵핑의 지원
5. 효과적인 송신기 및 수신기 구조들
6. 멀티 셀 전개(multi-cell deployment)를 지원하기 위한 원하는 특성을 갖는 많은 수의 시퀀스들을 포함한다.
FDM 파일럿이 지지되어 왔는데, 그 이유는 페이딩(fading)의 존재시 셀 내부 사용자 직교성을 제공하기 때문이다. 지금까지, 빗(comb) 형상의 파일럿들과 스태거링된 파일럿들(staggered pilots)은 FDM 파일럿을 위해 제안된 기준 패턴들이다. FDM 파일럿들의 중요한 결점들 중 하나는 지배적인 동일 채널 간섭이 영향이다. 셀 에지의 두 사용자가 상기 파일럿 서브-캐리어들을 사용할 때, 상기 채널은 충돌로 인해 신뢰할 수 있게 추정될 수 없다.
본 방법의 실시예에서, 업링크 기준 신호들은 셀들의 그룹의 사용자들에게 할당된다. 예를 들어, 낮은 주기적 교차 상관(cyclic cross correlation)을 갖는 제 1 일정한 진폭 시퀀스는 상기 셀들의 그룹의 제 1 셀의 각 사용자에게 할당된다. 여기서, 각 사용자는 상기 제 1 시퀀스에 할당된다. 또한, 제 1 셀의 동시 전송하는 사용자들은 상이한 서브-캐리어들에 할당된다. 낮은 주기적 교차 상관을 갖는 제 2 일정한 진폭 시퀀스는 셀들의 그룹의 제 2 셀의 각 사용자에게 할당된다. 여기서, 제 2셀의 각 사용자는 제 2 시퀀스에 할당된다. 상기 제 1 시퀀스 및 제 2 시퀀스는 상이한 시퀀스들이며, 상기 제 1 셀 및 상기 제 2 셀은 인접한다. 또한 제 2 셀의 동시 전송하는 사용자들은 상이한 서브-캐리어들에 할당된다. 상기 제 2 셀의 동시 전송하는 사용자들이 할당되는 서브-캐리어들은 상기 제 1 셀의 동시 전송하는 사용자들이 할당되는 서브-캐리어들과 주파수 중첩한다.
일 실시예에서, 제 1 및 제 2 시퀀스들은 동일한 길이를 갖는다. 예를 들면, 그 길이는 기수인 13일 수 있다.
일 실시예에서, 제 1 및 제 2 시퀀스들은 동일한 길이를 갖는다. 예를 들면, 이 길이는 수 12일 수 있다. 이는 길이 13 시퀀스와 같은 더 긴 길이의 시퀀스를 절사함으로써 발생될 수 있다.
다른 실시예에서, 제 1 및 제 2 시퀀스들은 상이한 길이들을 갖는다. 예를 들면, 제 1 및 제 2 시퀀스들은 12의 길이와 13의 길이와 같이 1 만큼 상이한 이들을 가질 수 있다.
실시예에서, 제 1 및 제 2 시퀀스들은 일반화된 쳐프 형(chirp like) (GCL) 시퀀스들이다. 예를 들어, 제 1 및 제 2 시퀀스들은 Zadoff-Chu GCL 시퀀스들이다.
일 실시예에서, 상기 제 1 셀의 동시 전송하는 사용자들에게 서브-캐리어들을 할당하는 단계는 적어도 최소의 서브-캐리어들 수를 각각 동시에 전송하는 사용자에게 할당하는 단계; 및 상기 제 2 셀의 동시에 전송하는 사용자들에게 서브-캐리어들을 할당하는 단계는 적어도 최소의 서브-캐리어들 수를 각각 동시에 전송하는 사용자에게 할당하는 단계를 포함한다. 예를 들어, 최소 수는 12.5일 수 있다. 일 실시예에서, 제 1 및 제 2 시퀀스들은 최소 수에 따른 길이를 갖는다.
본 발명의 양태를 따르면, 송신기가 제공된다. 일 실시예에서, 디바이스에서의 송신기는 시간 영역에서, 상기 디바이스에 할당된 다수의 리소스 블록들에 의해 낮은 주기적 교차 상관을 갖는 일정 진폭 시퀀스를 확산시키는 확산기를 포함한다. 예를 들면, 각 리소스 블록 서브-캐리어들의 세트 수와 동일하고 확산기 비트-형은 시퀀스를 확산시킨다. 변환기는 시간 영역에서 주파수 영역으로 확산 시퀀스를 변환하고 맵퍼(mapper)는 서브-캐리어들에 상기 변환된 확산 시퀀스의 주파수 영역 샘플들을 맵핑한다. 역 변환기는 상기 서브-캐리어들을 전송을 위한 시간 영역으로 변환한다.
일 실시예에서, 시퀀스는 서브-캐리어들의 세트 수에 대응하는 길이를 갖는다.
일 실시예에서, 맵퍼는 국부화된 맵핑을 수행하고 다른 실시예에서는 분산된 맵핑이 수행된다.
변환기의 다른 실시예는 주파수 영역에서 확산 동작을 수행한다.
본 발명은 또한 수신기를 제공한다. 예를 들어, 수신기의 일 실시예는 디바이스로부터 수신된 시간 영역 신호를 주파수 영역으로 변환시키는 변환기; 변환된 신호의 서브-캐리어들을 주파수 샘플들로 맵핑하는 디맵퍼(demapper); 주파수 샘플들을 시간 영역으로 변환시키는 역 변환기를 포함한다. 역 확산기는 시퀀스를 획득하기 위하여 상기 디바이스로 할당된 다수의 리소스 블록들에 의해 역 변환기의 시간 영역 출력을 역확산한다. 여기서, 각각의 리소스 블록은 서브 캐리어들의 세트수와 같다. 상관기는 상기 획득된 시퀀스를 기준 시퀀스와 상관시킨다.
다른 실시예에서, 역확산 동작은 주파수 영역에서 수행된다.
본 발명은 이하의 상세한 설명과 첨부한 도면들을 이용하여 더욱 명백하게 될것이며, 각 도면들에서 유사한 참조 번호들은 해당하는 부분들을 나타낸다.
도 1은 제안된 업링크 송신 서브-프레임 구조의 예를 도시한 도면.
도 2는 3 내지 150까지 범위의 시퀀스 길이들에 대한 GCL 시퀀스의 동일 채널 간섭 억제 특성을 도시한 도면.
도 3은 본 발명의 실시예들에 따른 기준 신호를 전송하기 위하여 본 발명의 실시예를 따른 송신기 구조를 도시한 도면.
도 4는 두 개의 리소스 블록들에 걸쳐서 길이 P의 시퀀스를 확산시키는 예를 도시한 도면.
도 5a 및 5b는 본 발명의 실시예들에 따라서 국부화되고 분산된 서브-캐리어 맵핑을 도시한 도면.
도 6a 내지 6b는 4 개의 동시 전송하는 UEs들의 경우에 대한 주파수 영역에서 파일럿 구조를 도시한 도면.
도 7은 본 발명에 따른 송신기 구조의 다른 실시예를 도시한 도면.
도 8은 도 7에 도시된 주파수 영역 확산기의 일 예의 실시예를 도시한 도면.
도 9는 본 발명에 따른 수신기 구조의 일 예의 실시예를 도시한 도면.
도 10은 본 발명의 실시예를 따른 시퀀스 할당 방식을 도시한 도면.
본 발명의 파일럿 구조는 FDM에 CDM 개념을 적용한 것이다. 예를 들어, 동시 전송을 위한 동일한 셀의 UEs는 동일한 파일럿 또는 기준 시퀀스들을 할당되지만, 그 후 상이한 서브-캐리어들을 통해서 전송되고, 상이하고 인접한 셀 내의 UEs들은 동일한 서브-캐리어들을 통해서 전송될 수 있지만, 상이한 파일럿 또는 기준 시퀀스를 할당받는다. 우선, 파일럿 시퀀스들에 대해서 논의될 것이다.
본 발명의 예시 실시예에 따라, 파일럿 시퀀스는 다음 특성들을 가져야 한다.
1. 변환 영역에서 단위 크기
2. 최적의 주기적 자기 상관(cyclic auto-correlation)
3. 기수 길이 시퀀스들을 위한 낮은 일정한 주기적 교차 상관
예를 들면, CAZAC 시퀀스들과 같은 낮은 주기적 교차 상관을 갖는 일정한 진폭 시퀀스들은 이들 특성들을 갖는다. 그러나, 본 발명은 CAZAC 시퀀스들로 한정되지 않는 것이 이해될 것이다. 앞서 논의된 바와 같이, GCL 시퀀스는 CAZAC시퀀스의 특정 예이다. 길이 P의 우수 길이 GCL 시퀀스는
Figure 112008073991753-PCT00001
의 최적의 주기적 교차 상관을 갖고 파일럿 시퀀스로서 자격을 부여한다. 단지 예로서, 본 발명의 실시예들은 Zadoff-Chu GCL 시퀀스들을 이용하여 설명될 것이다. 예를 들면, 시간 영역에서 길이 P의 Zadoff-Chu 시퀀스는 다음과 같이 발생된다:
Figure 112008073991753-PCT00002
다음, 업링크 전송 프레임 구조가 설명될 것이다. 도 1 은 상기 제안된 업링크 전송 서브-프레임 구조의 예를 도시한다. 업링크 전송들은 UE부터 노드 B로 전송된다. UE는 또한 이동국, 이동 유닛 등이라 칭할 수 있다. UE는 무선 전화기, 무선 장착된 컴퓨터(wireless equipped computer), 무선 장착된 PDA 등일 수 있다. 노드 B는 또한 기지국, 기지국 제어기, 기지국 라우터 등이 될 수 있다.
도 1에 도시된 바와 같이, 서브-프레임 구조는 주기적 프리픽스들(cyclic prefixs)(CPs)에 의해 분리된 여러개의 긴 블록들(LBs) 및 두 개의 짧은 블록 들(SBs)을 포함한다. 긴 블록들은 데이터를 반송하고 짧은 블록들은 기준 신호들을 반송한다. 본 발명의 예시 실시예에 따른 상기 파일럿 구조는 짧은 블록들 중 하나 또는 두 개로 전송될 수 있다.
FDM은 SB의 대역폭을 서브-캐리어들로 분할하는 것을 포함한다. 예를 들어 5MHz 대역폭 신호에 대하여, 현재의 제안들은 SB를 150 서브-캐리어들로 분할한다. 또한, FDM에서, 각 UE는 다수의 상기 서브-캐리어들을 할당받는다. 현재 제안들은 UE가 12.5로 할당될 수 있는 최소수의 파일럿 서브-캐리어들을 제한한다. 서브-캐리어들의 블록은 리소스 블록이라 칭하고 본 발명은 12.5 서브-캐리어들의 리소스 블록 크기가 제한되지 않는다는 것이 이해될 것이다. 따라서, SB에서 동시에 전송할 수 있는 사용자들의 최대수는 12(=INT(150/12.5) 이다. 셀간 간섭을 억제하면서 이 최대수의 사용자들을 지원하기 위해선 기준 또는 요구되는 길이의 파일럿 신호를 발생시키기 위한 몇 가지 옵션들이 존재한다.
옵션 1: 길이 13 (예를 들어, P=13)의 6 개의 상이한 시퀀스들 및 150 파일럿 서브-캐리어들의 SB에 맞도록 길이 12(예를 들어, P=12)의 6개의 상이한 시퀀스들이 사용될 수 있다. 예를 들어, 길이 P=13의 GCL 시퀀스들이 사용될 수 있고 길이 12의 시퀀스들은 길이 13의 GCL 시퀀스의 길이를 절사함으로써 발생될 수 있다. 동일한 GCL 시퀀스를 위상 시프트함으로써 GCL 시퀀스들을 이용하는 종래의 구별방법과 달리, 이 실시예는 상이한 시퀀스들을 이용하지만 동일한 길이를 갖는 것을 포함한다. 예를 들면, 식 (1)에서, P는 13이 될 수 있지만, k의 값은 상이한 시퀀스들(서로에 대해 시프트된 버전들이 아니다)을 획득하기 위하여 변경할 것이 다.
옵션 2 : 모든 리소스 블록들을 위한 12 서브-캐리어들을 사용한다. 전체적으로, 이용가능한 150 개의 서브-캐리어들을 벗어난 12 ×12=144 파일럿 서브-캐리어들이 사용된다. 길이 12의 상이한 시퀀스들이 사용될 수 있는 동안, 대신에 길이 12로 절사된 길이 13의 상이한 시퀀스들 이 사용될 수 있다.
옵션 3: 모든 가능한 수의 파일럿 시퀀스들에 대응하는 길이들을 갖는 다중 시퀀스들을 사용한다
옵션 4 : 허용된 파일럿 서브-캐리어들의 수가 156이면, 길이 13 시퀀스가 사용될 수 있다.
도 2 는 3 내지 150의 시퀀스 길이들을 위한 GCL 시퀀스의 동일 채널 간섭 억제 특성을 도시한다. 전체 길이 시퀀스(150 서브-캐리어들의 시퀀스)는 21.8dB까지 만큼 상기 간섭을 억제하는 능력을 갖는다. 비록 본 발명의 실시예들에서 짧은 시퀀스들은 강력하지 않지만, 대부분의 이득은 짧은 시퀀스들과 함께 획득된다. 1과 2의 리소스 블록 크기들에 대응하는 길이들 13 및 25를 갖는 시퀀스들에 대해서, 간섭은 각각 -11.1dB와 -14dB만큼 억제될 수 있다.
상기 논의된 것이 이해 된 바와 같이, 본 발명의 실시예들을 따르면, UE에 의해 사용되는 기준 또는 파일럿 신호 시퀀스의 길이는 최소 리소스 블록의 크기에 대응한다. 그러나, 알 수 있는 바와 같이, 하나 이상의 리소스 블록이 UEs에 할당될 수 있다. 이들 예들에서, 본 발명의 실시예들은 할당된 리소스 기반 시퀀스로부터 더 긴 파일럿 시퀀스들을 구성한다.
본 발명의 이 양태를 더욱 잘 이해하기 위하여, 본 발명의 실시예에 따른 송신기 구조가 지금부터 설명된다. 도 3 은 본 발명의 실시예들에 따른 기준 신호를 전송하기 위한 본 발명의 실시예를 따른 송신기 구조를 도시한다. 도시된 바와 같이, 예를 들어 상기 옵션 2에 따라서 결정된 시간 영역 GCL 시퀀스는 확산기(10)에 공급된다. 확산기(10)는 UE에 할당된 리소스 블록들의 수(S)를 기반으로 한 시간 영역에서 GCL 시퀀스를 비트별로 확산시킨다. S 리소스 블록들이 할당된 사용자를 위하여, S에 의한 확산은 길이(S x P) 확산 시퀀스가 된다. 예를 들어, 도 4는 두 리소스 블록들(즉, S=2)에 걸쳐서 길이 P의 시퀀스를 확산하는 예를 도시한다.
확산기(10)로부터 나온 시퀀스 출력은 주파수 영역 신호 또는 샘플들을 발생시키기 위하여 DFT(discrete Fourier transformed) 유닛(12)에 의한 이산 푸리에 변환(DFT)된다. 그 후, 서브-캐리어 맵퍼(14)는 UEs의 상기 할당된 리소스 블록에 대응하는 국부화되거나 또는 분산된 FDM 기준 신호들을 발생시키기 위하여 상기 주파수 영역 샘플들을 서브-캐리어에 맵핑한다. 다시말해서, 각 주파수 영역 샘플은 N-지점 역 고속 푸리에 변환 IFFT(inverse fast Fourier transform) 유닛(16)의 N개의 입력들 중 하나에 맵핑된다. 상기 서브캐리어 맵핑은 도 5a 그리고 5b 에 도시된 바와 같이 상단 및/또는 하단에서 적절한 수의 제로들을 삽입함으로써 전송을 위하여 스펙트럼의 어떤 부분이 전송에 사용되는지 결정한다. 각 주파수 영역 샘플들 사이에서, L-1 제로들이 삽입된다. L=1로의 맵핑은 국부화된 전송에 대응하고 확산 시퀀스는 연속적인 서브-캐리어들에 맵핑된다. 이는 도 5a에 도시된다. 도 5b에 도시된 바와 같이 L>1일 때, 분산된 전송이 된다.
도 6a 및 6b는 동시에 네 개를 전송하는 UEs의 경우에 대한 주파수 영역에서의 파일럿 구조를 도시한다. 도 6a는 국부화된 파일럿 구조들을 도시하고 도 6b는 분할된 파일럿 구조를 도시한다. UEs들 (1 및 3)이 2 개의 리소스 블록들(S=2)을 할당받고 UEs들 (2 및 4)가 1 리소스 블록들(S=1)에 할당받는다고 가정하자. UEs들 (1 및 3)에 대해, 시간 영역에서 비트별 확산은 길이 SxP 기준 시퀀스를 발생시킨다. 국부화된 데이터 맵핑에 대해, 서브-캐리어 맵핑은 도 6a에 도시된 국부화된 FDM 파일럿 구조를 발생시킨다. 분산된 데이터 맵핑에 대해, 도 6b에 도시된 분산된 FDM 파일럿 구조가 발생된다.
도 3을 참조하면, N-지점 IFFT(16)에 의해 수신된 주파수 영역 샘플들의 이 결과의 시퀀스는 시간 영역으로 변환된다. 병렬 직렬 변환기(18)에 의해 병렬 직렬 변환 후, CP 삽입기(20)는 SB에서 기준 신호의 전송 전에 주기적 프리픽스(cyclic prefix)를 추가한다.
도 3의 송신기 구조가 파일럿 시퀀스들과 같은 기준 신호들의 전송에 관해 설명되었지만, 이 구조 뿐만 아니라 후술되는 다른 송신기 및 수신기 구조들은 음성 또는 제어 시그널링과 같은 데이터 트래픽 전송을 위하여 적응될 수 있다. 송신기에서, 데이터는 확산기(10)에 의해 수신되기 전 인코더에서 인코딩을 겪고 확산기(10)에 의해 확산한 후 변조기에 의해 변조(예를 들어, BPSK, QPSK, 16QAM 등)를 겪는다. 이 송신기 구조는 특히 CDMA-OFDAM 시스템들에 적용될 수 있다. 인지된 바와 같이 상기 동작들의 역은 수신기에서 수행된다.
시간 영역에서 시퀀스들을 확산하고 나서 도 3과 관련하여 상술된 확산 기(10) 및 SxP DFT 유닛(12)을 이용하여 DFT를 수행하는 대신에, 확산은 주파수 영역에서 수행할 수 있다. 도 7 은 본 발명을 따른 송신기 구조의 또 다른 실시예를 도시한다. 도시된 바와 같이, 이 실시예는 확산기(10) 및 SxP DFT 유닛 (12)이 P 지점 DFT 유닛(30) 및 주파수 영역 확산기(32)로 대체되는 것을 제외하면 도 3의 실시예와 동일하다. P 지점 DFT 유닛(30)은 길이 P의 시간 영역 시퀀스를 주파수 영역 샘플들로 변환한다. 그리고 나서, 주파수 영역 확산기(32)는 SxP 주파수 영역 샘플들을 발생시키기 위하여 UE에 할당된 리소스 블록들의 수(S)만큼 주파수 영역 샘플들을 확산한다. 따라서, 주파수 영역 확산기(32)의 출력은 도 3의 SxP DFT 유닛(12)으로부터의 출력과 동일하다.
도 8은 주파수 영역 확산기(32)의 일예의 실시예를 도시한다. 도시된 바와 같이, 주파수 영역 확산기(32)는 S 브랜치들(50)을 포함한다. 각 브랜치(50)는 P 지점 DFT 유닛(30)으로부터 출력된 주파수 샘플들을 수신한다. 각 브랜치(50)는 제 1 승산기(52) 및 제 2 승산기(54)를 포함한다. 제 1 승산기(52)는 주파수 샘플(즉, P 지점 DFT 유닛(30)의 출력을 위한 주파수 서브-캐리어 인덱스)의 서브-캐리어 인덱스 t만큼 주파수 샘플들을 위상 시프트시킨다. 각 브랜치 s=0,1,...,S-1에 대해서, 위상 시프트는 주파수 샘플들을 다음과 승산함으로써 수행된다:
Figure 112008073991753-PCT00003
제 2 승산기(54)는 주파수 서브-캐리어 범위에 따른 상수와 승산된다. 이는 제 1 승산기(52)의 출력을 다음과 승산함으로써 수행된다:
Figure 112008073991753-PCT00004
브랜치들(50)의 출력은 확산 주파수 영역 샘플들을 생성하기 위하여 가산기(56)에 의해 P지점 DFT 유닛(30)의 출력에 더해진다.
상술된 송신기 구조들을 숙지하면, 본 발명의 실시예들에 따른 수신기 구조가 지금부터 설명된다. 도 9는 본 발명에 따른 수신기 구조의 예의 실시예를 도시한다. 도시된 바와 같이, CP 제거기(60)은 수신된 신호에서 CP를 제거하고 직렬 병렬 변환기(62)는 직렬 시간 영역 신호를 병렬로 변환한다. 이후, N 지점 FFT 유닛(64)은 병렬 시간 영역 신호를 주파수 영역으로 변환한다. 서브-캐리어 디맵퍼(demapper)(66)는 서브-캐리어 맵퍼(14)의 역 동작을 수행하여 주파수 영역 샘플들을 획득한다. 도 9에 도시된 실시예에서, 이들 샘플들은 역 DFT(IDFT) 유닛(68)에 의해 시간 영역으로 다시 변환된다. 그리고 나서, 역 확산기(70)는 IDFT(68)로부터 출력된 시간 영역 시퀀스에 대해 확산기(10)의 역 동작을 수행한다. 인지된 바와 같이, 시간 영역에서 역확산을 수행하는 대신에, 주파수 영역에서 역확산이 수행될 수 있다. 예를 들어, 이는 주파수 영역 확산기(32) 및 P 지점 DFT 유닛(30)에 의해 수행된 동작들의 역을 수행함으로써 이루어 질 수 있다.
수신된 짧은 블록을 기준 시퀀스로 변환한 후, 상기 채널은 코드 영역에서 추정된다. 로 채널 추정값(raw channel estimate)은 상관기(72)에서 기준 GCL 파일럿 시퀀스와 역 확산기(70)로부터 출력된 수신된 파일럿 시퀀스를 상관시켜 얻는다. 노드 B가 GCL 시퀀스를 UE에 할당하기 때문에, 노드 B는 수신될 GCL 시퀀스를 안다. 로 채널 추정값은 각 데이터 서브-캐리어을 위한 주파수 영역 응답들로 변환된다. N 지점 SB FFT는 2 개의 인접한 서브-캐리어들을 위한 주파수 영역 업샘플링 (upsampling) 및 스무딩보다 앞서 사용될 수 있다. 대안적으로, 모든 사용된 데이터 서브-캐리어들을 위한 주파수 영역 채널 응답들을 얻기 위하여 긴-블록(long-block; LB) FFT가 사용될 수 있다. 주파수 영역 보간(frequency-domain interpolation)은 채널 코히어런스 대역폭(channel coherence bandwidth) 내에서 서브캐리어들에 적용될 수 있다. 시간 영역 보간은 채널이 서브-프레임내에서 시변(time-varying)할 때 채널 추정 성능을 개선시키기 위하여 주파수 영역 스무딩(frequency domain smoothing)과 결합하여 적용될 수 있다. 이 보간은 각 서브-캐리어를 위해 행해질 수 있다. 2 개의 1차원 채널 보간기들(주파수와 시간 영역) 대신에, 단일 2차원 채널 보간기가 사용될 수 있다. 보간은 주파수 영역 채널 응답으로 변환된 후, 신호들을 위한 시간 주파수 그리드(time-frequency grid) 상에서 행해진다.
추정된 주파수 영역 채널 응답은 이퀄라이저(equalizer)로의 입력으로서 사용된다. 이퀄라이저는 단일탭 주파수 영역 이퀄라이저일 수 있다. 제로-포싱(ZF:zero forcing) 또는 최소 평균 자승 에러 (MMSE: minimum mean squared error) 이퀄라이저 중 하나가 사용될 수 있다.
다음으로, 노드 B들에 시퀀스들의 할당과 시퀀스 재사용이 논의 될 것이다. 전형적으로, 노드 B들에 주파수들 또는 시퀀스들의 할당을 논의할 때, 할당은 셀(예를 들어, 노드 B에 의해 취급되는 지역)과 관련하여 논의된다. 따라서, 이와 같은 할당들을 논의하기 위한 전형적인 형태가 여기서 사용될 것이다.
셀내 사용자들에 대해, UEs들은 상이한 서브-캐리어 할당들을 갖기 때문에 동일한 셀 간섭을 발생시킴이 없이 동일한 GCL 시퀀스가 재사용될 것이다. 파일럿 또는 기준 시퀀스는 사용자가 셀에 허용될 때 초기에 할당되어, 스케줄링될 필요가 없고, 이는 사용자 구성을 간단화한다. 도 10은 클로버 잎 셀 모양인 3 섹터 시스템을 위한 파일럿 시퀀스 할당 규칙을 도시한다. 예를 들어, GCL(13)으로 명명된 길이 13의 GCL 시퀀스가 사용된다. 길이 13의 11개의 상이한 GCL 시퀀스들이 있다. 도시된 바와 같이, 길이 13의 상이한 GCL 시퀀스들은 도 10의 수 k(13)로 표시되고, k는 GCLk(13)의 형태이다. 변수 k는 상기 식(1)과 관련하여 상술된 동일한 변수 k일 수 있다. 도시된 바와 같이, 각 셀은 셀 내의 UEs들에 GCL 시퀀스를 할당하지만, 재사용 그룹의 다른 셀들은 다른 GCL 시퀀스들을 할당한다. 그리고 나서, 재사용 그룹은 시스템 전체에 걸쳐서 반복된다. 도 10에 도시된 할당 방식은 GCL 시퀀스들의 1/7을 재사용하게 한다. 인지된 바와 같이, 상이한 길이 GCL 시퀀스들은 이 길이의 상이한 GCL 시퀀스들의 수를 기반으로 한 방식들을 재사용을 허용할 것이다.
주파수 영역 CAZAC 시퀀스와 시간 영역 CAZAC 시퀀스 간의 하나의 중요한 차이점은 성취가능한 처리 이득에 있다. 채널이 SB에 걸쳐서 상대적으로 일정하다고 가정할 수 있기 때문에, 처리 이득(PG)은 파일럿 시퀀스의 길이에 걸쳐서 누산됨으로써 획득된다. P=13에 대해서, 처리 이득 PG=10xlog10(13)=11.1dB이 가능하다. 높은 도플러에 대해, 코히어런스 시간은 짧은 블록 길이보다 작게 될 수 있는데, 이 경우에, 상관기에 대한 코히어런트 누산 윈도우가 감소될 필요가 있을 수 있다. 이는 처리 이득을 감소시킬 것이다.
등가 이득은 주파수 영역에서 CAZAC 시퀀스를 이용함으로써 얻어지지 않는다는 점에 유의하라.
ㆍGSM TU 채널 프로파일에 대해서, 1/2 τmax로서 규정된 코히어런스 대역폭은 대략 100 kHz이다. 이는 3 파일럿 서브-캐리어들에 대응한다. 종래의 FDM 파일럿을 이용하는 국부화된 맵핑에 대해서, 10log(3)=4.8Db의 처리 이득이 가능하다.
ㆍ분산된 맵핑에 대해서, 일반적으로, 파일럿 서브-캐리어들은 L-1 제로들에 의해 분리되고 통상 상관되지 않는다. 분배된 맵핑을 위하여 처리 이득이 얻어지지 않을 수 있다.
FDM 파일럿들이 셀의 가장자리에서 동일 채널 간섭을 겪는다는 것이 논쟁거리가 되어 왔다. 이 문제는 빗 형상의 파일럿 톤들이 사용되거나, 주파수 영역 CAZAC 시퀀스가 사용될 때 생긴다. 이런 경우, 각 파일럿 톤은 동일한 리소스 블록을 공유하는 이웃 셀의 사용자의 파일럿과 충돌한다. 그러나, GCL 시퀀스들의 낮은 일정한 주기적 교차 상관 특성은 코드 영역에서 동일 채널 간섭 억제를 허용 함으로써, 강한 간섭자(interferer)가 존재시 정확한 채널 추정을 허용한다. 이는 셀간 파일럿 간섭 소거 또는 전체 대역폭의 CDM 파일럿 구조를 사용함이 없이 핸드오버 결정을 위한 채널 추정과 같은 진보된 수신기를 허용한다.
본 발명의 실시예들은 FDM 파일럿 신호로서 '감소된-길이의 DFT-프리코딩된(DFT-precoded) 시퀀스'를 제공한다. GCL 시퀀스는 FDM 파일럿 시퀀스를 발생시키는 기반으로서 적당할 수 있다. 빗 형상의 FDM 파일럿 톤들 또는 주파수 영역 CAZAC 시퀀스와 비교하면, 본 발명의 파일럿 구조는 주기적 교차-상관 특성을 이용하여 지배적인 간섭자들로 인한 파일럿 충돌의 문제를 해결한다. 제안된 시퀀스를 사용하는 이점들 중 일부는 다음을 포함한다:
1. DFT-프리코드 파일럿 시퀀스를 이용함으로써, 채널은 시간 영역에서 추정되고 주파수 영역으로 변환된다. 대부분의 UEs 속도들에 대하여, 채널의 코히어런스 시간은 파일럿 블록 길이를 초과하지 않는다. 따라서,시퀀스 길이에 대응하는 처리 이득은 파일럿 시퀀스의 길이에 걸쳐서 로 샘플-레이트 채널 추정값들을 코히어런트하게 누산함으로써 가능하다.
2. 다중 리소스 블록들이 할당된 사용자들을 커버하기 위하여 FDM 기준을 생성하도록 시퀀스의 비트별 확산을 이용함으로써, 리소스 블록들 수에 상관없이 동일한 시퀀스는 셀내의 모든 사용자들을 위하여 재사용될 수 있다.
3. GCL 시퀀스들의 낮은 주기적 교차 간섭 특성을 사용함으로써, 지배적인 동일 채널 간섭자들은 억제될 수 있다. 이와 같은 이득은 다른 주파수 영역 CAZAC 파일럿 구조에 의해선 가능하지 않는데, 그 이유는 주파수-영역 CAZAC 시퀀스가 시 간 영역에서 원하는 교차 상관 특성을 갖지 않기 때문이다.
4. 제안된 파일럿이 FDM 파일럿일지라도, CDM 파일럿의 장점을 제공한다. 이들은 파일럿 동일 채널 간섭 소거와 핸드오버 측정을 위해 정확한 채널 추정을 포함한다. 그러나, 시퀀스 길이가 감소되기 때문에, 동일 채널 간섭 억제 특성은 전체 대역폭 CDM 파일럿만큼 좋지 않을 수 있다.
5. 분산되고 국부화된 데이터 맵핑은 본 발명의 파일럿 구조에 의해 지원된다. 데이터의 서브-캐리어 맵핑과 파일럿 사이의 일 대 일 대응이 규정될 수 있다.
6. 파일럿 구조는 사용자들간(높은 이동도의 사용자들에 대해서 조차도)의 셀내 직교성 및 근-원(near-far)문제의 제거 같은 FDM 파일럿 구조의 이점들을 유지한다.
7. 시퀀스들은 모든 셀내의 사용자들을 위하여 재사용될 수 있다. 사용자마다 스크램블링(scrambling)이 요구되지 않는다. 이는 사용자가 구성 정보가 감소되기 때문에 구성을 간단화한다.
8. 이 시퀀스는 또한 CQI 추정과 코히어런트 제거를 위한 업링크 기준 신호 구조로서 이용될 수 있다.
a. CQI 추정:
i. 채널-의존 스케쥴링에 대한 CQI 추정을 위한 SB들 중 하나에서 전체 대역폭의 CDM 파일럿을 이용하라. 6 개의 주기적으로 시프트된 직교 시퀀스들은 6명의 사용자들을 위한 CQI 추정을 인에이블하도록 이용될 수 있다. 많은 수의 사용자에 대해서, CQI 파일럿들은 상이한 서브-프레임들로 시간 다중화될 수 있다.
ii. 대안적으로, FDM 파일럿들은 CQI 추정을 위한 SB들 중 하나에 사용될 수 있다.
b. 코히어런트 복조:
i.'감소된-길이 DFT-프리코드 일정한 진폭 시퀀스'는 상술된 이점들을 위해 FDM 파일럿으로서 이용될 수 있다.
9. DFT 프로코드 FDM 파일럿은 채널 할당 성능을 향상시키기 위하여 CQI 파일럿들과 함께 이용될 수 있다. CQI 파일럿은 전체 대역폭 직교 CDM 파일럿 또는 주파수 영역의 FDM 파일럿 중 하나일 수 있다. 지배적인 동일 채널 간섭이 없을 때, 3 개의 가능한 파일럿 블록들 중에서 채널 추정 품질이 비교가능할 수 있다. 이들 이득들은 처리 이득과 미사용 톤으로부터 획득한 이득의 조합으로부터 나온다.
이상 설명된 본 발명은 다양한 방법으로 변형될 수 있다는 것이 명백하다. 이런 변형들은 본 발명으로부터 벗어난 것으로서 간주되지 않고 모든 이와 같은 수정들은 본 발명의 범위 내에 포함되는 것으로 간주될 것이다.

Claims (13)

  1. 업링크 기준 신호들을 셀들의 그룹에서의 사용자들에게 할당하는 방법에 있어서,
    낮은 주기적 교차 상관(cyclic cross correlation)을 갖는 제 1 일정한 진폭 시퀀스를 상기 셀들의 그룹의 제 1 셀의 각 사용자에게 할당하는 단계로서, 각 사용자는 상기 제 1 시퀀스를 할당받는, 상기 할당 단계;
    상기 제 1 셀의 동시 전송하는 사용자들을 상이한 서브-캐리어들(sub-carriers)에 할당하는 단계;
    낮은 주기적 교차 상관 관계를 갖는 제 2 일정한 진폭 시퀀스를 상기 셀들의 그룹의 제 2 셀의 각 사용자에게 할당하는 단계로서, 상기 제 2 셀의 각 사용자는 상기 제 2 시퀀스를 할당받고, 상기 제 1 시퀀스 및 제 2 시퀀스는 상이한 시퀀스들이고, 상기 제 1 셀 및 상기 제 2 셀은 인접한, 상기 할당 단계; 및,
    상기 제 2 셀의 동시 전송하는 사용자들을 상이한 서브-캐리어들에 할당하는 단계로서, 상기 제 2 셀의 동시 전송하는 사용자들이 할당받는 상기 서브-캐리어들은 상기 제 1 셀의 동시 전송하는 사용자들이 할당받는 서브-캐리어들과 주파수 중첩하는, 상기 할당 단계를 포함하는, 업링크 기준 신호들을 셀들의 그룹에서의 사용자들에게 할당하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 시퀀스들은 동일한 길이를 갖는, 업링크 기준 신호들을 셀들의 그룹에서의 사용자들에게 할당하는 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 길이는 기수인, 업링크 기준 신호들을 셀들의 그룹에서의 사용자들에게 할당하는 방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 길이는 13인, 업링크 기준 신호들을 셀들의 그룹에서의 사용자들에게 할당하는 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 시퀀스들은 상이한 길이들을 갖는, 업링크 기준 신호들을 셀들의 그룹에서의 사용자들에게 할당하는 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 1 시퀀스는 12의 길이를 갖고 상기 제 2 시퀀스는 13의 길이를 갖는, 업링크 기준 신호들을 셀들의 그룹에서의 사용자들에게 할당하는 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 시퀀스들은 일반화된 쳐프형 (GCL: generalized chirp like) 시퀀스들인, 업링크 기준 신호들을 셀들의 그룹에서의 사용자들에게 할당하는 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 셀의 동시 전송하는 사용자들에게 서브-캐리어들을 할당하는 단계는 적어도 최소의 서브-캐리어들의 수를 각각 동시에 전송하는 사용자에게 할당하고,
    상기 제 2 셀의 동시에 전송하는 사용자들에게 서브-캐리어들을 할당하는 단계는 상기 적어도 최소의 서브-캐리어들의 수를 각각 동시에 전송하는 사용자에게 할당하는, 업링크 기준 신호들을 셀들의 그룹에서의 사용자들에게 할당하는 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 최소수는 12.5인, 업링크 기준 신호들을 셀들의 그룹에서의 사용자들에게 할당하는 방법.
  10. 디바이스에서의 송신기에 있어서,
    시간 영역에서, 상기 디바이스에 할당된 다수의 리소스 블록들에 의해 낮은 주기적 교차 상관을 갖는 일정 진폭 시퀀스를 확산시키는 확산기(10)로서, 각 리소스 블록은 서브-캐리어들의 세트 수와 동일한, 상기 확산기(10);
    상기 시간 영역에서 주파수 영역으로 상기 확산 시퀀스를 변환시키는 변환기(12);
    상기 서브-캐리어들에 상기 변환된 확산 시퀀스의 주파수 영역 샘플들을 맵핑하는 맵퍼(14); 및
    상기 서브-캐리어들을 전송을 위한 상기 시간 영역으로 변환시키는 역 변환기(16)을 포함하는, 송신기.
  11. 디바이스에서의 송신기에 있어서,
    시간 영역으로부터 주파수 영역으로 낮은 주기적 교차 상관을 갖는 일정한 진폭 시퀀스를 변환시키는 변환기(30);
    상기 디바이스에 할당된 다수의 리소스 블록들에 의해 변환된 시퀀스를 확산시키는 확산기(32)로서, 각 리소스 블록은 서브-캐리어들의 세트 수와 동일한, 상기 확산기(32);
    상기 서브-캐리어들에 상기 확산 변환된 시퀀스의 주파수 영역 샘플들을 맵핑하는 맵퍼(14); 및
    상기 서브-캐리어들을 전송을 위한 상기 시간 영역으로 변환시키는 역 변환기(16)을 포함하는, 송신기.
  12. 수신기에 있어서,
    디바이스로부터 수신된 시간 영역 신호를 주파수 영역으로 변환시키는 변환 기(64);
    상기 변환된 신호의 서브-캐리어들을 주파수 샘플들로 맵핑하는 맵퍼(66);
    상기 주파수 샘플들을 시간 영역으로 변환시키는 역 변환기(68);
    시퀀스를 획득하기 위하여 상기 디바이스로 할당된 다수의 리소스 블록들에 의해 상기 역 변환기의 시간 영역 출력을 역확산시키는 역 확산기(70)로서, 각 리소스 블록은 서브-캐리어들의 세트 수와 동일한, 상기 역 확산기(70); 및
    상기 획득된 시퀀스를 기준 시퀀스와 상관시키는 상관기(72)를 포함하는, 수신기.
  13. 수신기에 있어서,
    디바이스로부터 수신된 시간 영역 신호를 주파수 영역으로 변환시키는 변환기(64);
    상기 변환된 신호의 서브-캐리어들을 주파수 샘플들로 맵핑시키는 맵퍼(66);
    상기 디바이스에 할당된 다수의 리소스 블록들의 수만큼 상기 주파수 샘플을 역확산시키는 역 확산기로서, 각 리소스 블록은 서브-캐리어들의 세트 수와 동일한, 상기 역 확산기;
    시퀀스를 얻기 위하여 상기 역 확산 주파수 샘플들을 시간 영역으로 변환시키는 역 변환기; 및
    상기 획득된 시퀀스를 기준 시퀀스와 상관시키는 상관기(72)를 포함하는, 수신기
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