WO2004107623A1 - 無線通信システム及び無線通信方法 - Google Patents

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WO2004107623A1
WO2004107623A1 PCT/JP2004/007898 JP2004007898W WO2004107623A1 WO 2004107623 A1 WO2004107623 A1 WO 2004107623A1 JP 2004007898 W JP2004007898 W JP 2004007898W WO 2004107623 A1 WO2004107623 A1 WO 2004107623A1
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spreading
ofdm
communication terminals
base station
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PCT/JP2004/007898
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Mitsuru Uesugi
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system and a wireless communication method.
  • the present invention relates to a technique for increasing uplink communication capacity in a wireless communication system that transmits uplink signals from a plurality of communication terminals to a base station using different spreading codes.
  • TDMA Time Division Multiple Access
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • CDMA Code Division Multiple Access
  • a number of subcarriers forming an OFDM signal are transmitted to a communication terminal, each of which is defined as a so-called frequency hobbing. Must be assigned to prevent interference between communication terminals.
  • a non-orthogonal code such as an m-sequence is used as a spreading code (for example, see Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-088293).
  • a code division multiplexed signal transmitted from a base station and addressed to multiple communication terminals reaches each communication terminal without causing a shift between codes, but in uplink transmission, it is transmitted from each communication terminal.
  • the spread signal inevitably arrives at the base station with a time lag corresponding to the difference between the distance between each communication terminal and the base station.
  • multipath caused by reflection of terrestrial objects is generated. This is because it differs depending on the terminal. In other words, in uplink transmission, even if the spreading codes are orthogonal, the effect cannot be obtained due to time lag or non-identity of multipath. It is necessary to use a spreading code such as an m-sequence that can be obtained.
  • orthogonal spreading codes are used as in downlink transmission, so that a spreading code such as an m-sequence must be used.
  • the spreading code of the m-sequence is not completely orthogonal to the orthogonal spreading code, so that the error rate characteristics after despreading deteriorate in proportion to the increase in the number of codes used. Therefore, there is a disadvantage that the number of communication terminals that can transmit at the same time decreases and the communication capacity decreases.
  • the conventional uplink transmission using the CDMA technique has a drawback that the communication capacity is significantly reduced as compared with the downlink transmission because orthogonality of the spreading code cannot be secured. Disclosure of the invention
  • An object of the present invention is to provide a radio communication system and a radio communication method that can apply an orthogonal spreading code by ensuring orthogonality of a spreading code in uplink transmission and can significantly increase uplink communication capacity. To provide.
  • each communication terminal spreads transmission data using its own orthogonal spreading code and OFDM modulates the spread signal, so that even in uplink transmission, a multi-core using orthogonal codes in space is used.
  • the base station receives the OFC DM signal from each communication terminal, performs OFDM demodulation on the received signal, and performs orthogonal modulation unique to each communication terminal on the OFDM demodulated signal. This is achieved by performing despreading processing using a spreading code to obtain transmission data from each communication terminal.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM modulator. 7898
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a guard interval in OFDM
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a guard interval in OFDM
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of an OFDM demodulator
  • Figure 6 is a waveform diagram of each spreading code when quadruple spreading is performed
  • Figure 7 is a waveform diagram of each spreading code subjected to multipath distortion
  • Figure 8 is a diagram for explaining the transmission time lag between communication terminals
  • FIG. 9 is a flowchart showing a procedure for setting a guard interpolator length in the second embodiment
  • Figure 10 is a diagram for explaining the transmission / reception timing adjustment by time advance
  • Fig. 11 is a block diagram of communication terminals and base stations for explaining functions for realizing time advance
  • FIG. 12 is a flowchart showing a procedure for setting a guard interval length when performing time advance
  • Figure 13 is a diagram showing the state of fluctuation in the time and frequency directions
  • FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of the communication terminal according to the third embodiment.
  • Figure 15 shows the case where the pilot signal is time-multiplexed and the case where code-multiplexing is performed
  • FIG. 16 is a block diagram showing the configuration of the communication terminal according to the fourth embodiment.
  • Figure 17 is a diagram used to explain the case where the pilot signal is longer than the transmission data and is spread with an orthogonal spreading code
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a communication terminal according to the fifth embodiment.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a communication terminal according to the sixth embodiment.
  • Figure 20 shows the concept of differential coding
  • FIG. 21 is a diagram for explaining random access according to the seventh embodiment
  • FIG. 22 is a flowchart illustrating a random access procedure according to the seventh embodiment
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a communication terminal according to the eighth embodiment. Block diagram showing the configuration; as well as
  • FIG. 24 is a block diagram showing the configuration of the communication terminal according to the ninth embodiment. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 shows the overall configuration of the wireless communication system of the present invention.
  • the wireless communication system 100 includes a plurality of communication terminals MS # 1 to MS #N and a base station BS, and the base station BS receives and receives uplink signals transmitted from each of the communication terminals MS # 1 to MS #N. I am getting data.
  • FIG. 1 shows only a part related to uplink communication.
  • the communication terminals MS # 1 to MS #N have a transmission signal processing system for transmitting downlink signals to MS # 1 to MS #N, and the communication terminals MS # 1 to MS #N receive and demodulate downlink signals from the base station BS.
  • the downlink signal includes a synchronization signal for each communication terminal MS # 1 to MS #N to synchronize with the base station BS, and each communication terminal MS # 1 to MS #N synchronizes with the base station BS. Then, an OFCDM signal is transmitted.
  • Each of the communication terminals 1 ⁇ 3 # 1 to ⁇ [3 # spreads transmission data by the spreading units 101-1-1 to 101-1N.
  • the spreading sections 101-1 to 101-N of the communication terminals MS # 1 to MS #N are spreading sections 101-1 to 1 of the other communication terminals MS # 1 to MS #N; Spreading is performed using a spreading code that is orthogonal to. That is, the spreading code used in spreading section 101-1 of communication terminal MS # 1 is orthogonal to all the spreading codes used in spreading sections 101-2 to 101-N of other communication terminals MS # 2 to MS #N.
  • the spreading codes used in spreading section 101-2 of communication terminal MS # 2 are spreading sections 101-1 and 101-3-3 of other communication terminals MS # 1 MS # 3 to MS #N: L 01—all extensions used in N It is orthogonal to the scatter code.
  • Each of the communication terminals MS # 1 to MS #N has an OFDM modulator l 02-1 to 102 -N, and performs OFDM modulation on the spread signal.
  • OFDM modulators 102-1 to 102-N of communication terminals MS # 1 to MS # N have the same configuration.
  • Each of the communication terminals MS # 1 to MS #N converts an OFCDM signal obtained by OFDM modulation into a radio signal by a radio processing unit (not shown), and transmits the radio signal via an antenna.
  • the base station BS receives a signal in which all OFCDM signals from the communication terminals MS # 1 to MS #N are combined by an antenna, and converts the radio signal to a baseband signal by a radio processing unit (not shown). After the conversion, it is input to OFDM demodulation section 110.
  • OFDM demodulation section 110 performs OFDM demodulation processing on the received baseband signal.
  • the base station BS has a plurality of despreading sections 1 1 1-1 to 1 1 1 1 N.
  • Each of the despreading units 1 1 1 1 1 1 to 1 1 1 -N performs despreading processing using the same orthogonal spreading code as the orthogonal spreading code used in each of the communication terminals MS # 1 to MS #N.
  • the despreading unit 1 1 1 1 1 1 performs despreading processing using the same orthogonal spreading code as the spreading unit 101-1 of the communication terminal MS # 1
  • the despreading unit 1 1 1-2 performs communication terminal MS # 1
  • the despreading process is performed by using the same orthogonal spreading code as that of the spreading unit 101-2 of FIG.
  • the despreading unit 1 1 1—N uses the same orthogonal spreading code as the spreading unit 101—N of the communication terminal MS # N. To perform despreading. Thereby, reception data corresponding to the transmission data transmitted from each of communication terminals MS # 1 to MS # N can be obtained from despreading sections 1111-11 to 1111N.
  • the 0 ⁇ 1 modulation sections 102-1 to 102-N of each of the communication terminals MS # 1 to MS #N are configured as shown in FIG.
  • the OFDM modulator 102-1 (102-2 to 102-N) performs SZP conversion processing on the spread signal obtained by the spreader 101-1 in an S // P (serial Z-parallel) processing unit 121, and performs S / P conversion.
  • the signal after the P conversion processing is sent to IFFT (Inverse Fast Fourie Transform) processing section 122. I?
  • the processing unit 122 performs IFFT processing on the signal subjected to the S / P conversion processing, and sends each signal after the IFFT to the PZS (parallel Z serial) processing unit 123. ?
  • the / 3 processing unit 123 performs a PZS conversion process on the signal after the IFFT process, and sends the signal after the PZS conversion process to the guard addition unit 124.
  • the guard adding unit 124 inserts a guard interval into the signal after the P / S conversion processing. Thereby, an OFCDM signal is formed.
  • guard adding section 124 forms a guard interval by copying the waveform after the OFDM symbol to the beginning of the OFDM symbol. As a result, a signal arrival time difference having a length corresponding to the time for copying as a guard interval can be allowed.
  • the discontinuous portion P does not enter the FFT section.
  • the sum of the sine waves of the preceding wave A and the delayed wave B is obtained.
  • Adding sine waves changes the phase and amplitude, but keeps the sine wave, so there is no signal distortion.
  • a signal arrival time difference corresponding to the guard interval is allowed. Since the phase and amplitude can be easily estimated by preparing a pilot signal passing through the same line, any phase rotation or amplitude fluctuation can be compensated.
  • this guard interval is used to allow multipath, but in the present invention, a guard interval is added to multipath, and signal arrival of OFCDM signals from communication terminals MS # 1 to MS #N is performed. It is used to allow for time differences.
  • OFDM demodulation section 110 is configured as shown in FIG. OFDM demodulation section 110 inputs the OFC DM signal to guard removal section 131.
  • Guard remover 1 31 removes the guard interval portion from the OFCDM signal, and sends the signal after the guard interval removal to the SZP processing section 132.
  • the S / P processing unit 132 performs SZP conversion processing on the signal after the guardinterpal removal, and sends the signal after SZP conversion processing to the FFT (Fast Fourie Transform) processing unit 133.
  • FFT Fast Fourie Transform
  • the processing unit 133 obtains a signal superimposed on each subcarrier by performing FFT processing on the signal subjected to the S / P conversion processing. ?
  • the three processing unit 134 performs a PZS conversion process on the signal after the FFT process. As a result, the OFDM demodulation section 110 outputs a signal to which the spread signals spread by the communication terminals MS # 1 to MS # N are added.
  • the OF CDM signal obtained by being spread by each communication terminal MS # 1 to MS #N using the orthogonal spreading code unique to each station and OFDM modulated is the same at the same timing from each communication terminal MS # 1 to MS #N. Is transmitted in the frequency band.
  • the OFCDM signals from the communication terminals MS # 1 to MS # N are all added and received by the base station BS.
  • the guard removing section 131 of the OFDM demodulating section 110 removes the guard interval of the OF CDM signal.
  • an inter-code interference portion that is, a portion where orthogonality is lost
  • orthogonality of the spreading code in the effective symbol portion is ensured.
  • Figure 7 shows the appearance of each code when there is multipath distortion.
  • a spreading code is used for uplink transmission as in the radio communication system 100 of this embodiment, the line conditions between the communication terminals MS # 1 to MS #N and the base station BS are different from each other. Then, each of the spreading codes 1 to 4 is received with a different amplitude and phase change.
  • the OFDM modulation process is performed after spreading by the spreading code
  • the length of the delayed wave is longer than the length of the guard interval (GI) as shown in FIG. If it is short, the part that performs FFT processing (that is, the effective symbol part) does not need to affect other codes. Also, the orthogonality is maintained regardless of the phase of each code. As a result, it is possible to secure orthogonality of the spreading code in uplink transmission, which cannot be realized by conventional CDMA.
  • the amount of interference when CDMA is simply applied to uplink transmission is calculated.
  • the base station receives A signal (spreading code) on each path from a certain communication terminal receives a total of 7 interferences, 6 from the other communication terminal (spreading code) (3 codes x 2 paths) and 1 from the own code.
  • the spreading factor is 4, the interference can be suppressed to 1 Z4, resulting in interference of magnitude 7 Z4.
  • the interference can be halved, and as a result, interference of magnitude 7-7 can be suppressed.
  • the interference with the magnitude of 7Z8 is 0.6 dB in SNR (Signal-to-Noise Ratio), and the receiving performance is significantly deteriorated.
  • SNR Signal-to-Noise Ratio
  • BER Bit Error Rate
  • the interference amount is 5-8, but the SNR is still about 2 dB. Only when the number of spreading codes is 2, the SNR becomes 4.3 dB. The required 5 dB cannot be reached. Therefore, the number of spreading codes that can be actually used is less than half of the spreading factor.
  • the use of multi-level modulation such as 16 QAM (Quadrature Amplitude Modulation) further increases the required SNR, so that the number of usable spreading codes is further reduced.
  • the wireless communication system 100 of the present embodiment basically, orthogonality between the spreading codes can be ensured, so that spreading codes corresponding to the spreading factor can be used, and when QPSK modulation is performed. Can achieve more than twice the uplink communication capacity of simply using CDMA for uplink transmission, and can achieve even higher communication capacity when 16 QAM is performed.
  • CDMA Code Division Multiple Access
  • uplink transmission may not be able to use M-ary modulation even with one code when multipath interference is severe, but in the present embodiment, even the original spreading code is used. If they are orthogonal, no inter-code interference will occur even if transmission is performed simultaneously using the same frequency band from the communication terminals for the number of spreading codes. The original data can be restored.
  • a multicarrier CDMA (or OFCDM) technology combining CDMA and OFDM modulation has already been proposed.
  • the base station spreads data addressed to each communication terminal with a spreading code unique to each communication terminal to obtain a code division multiplexed signal, and superimposes this signal on one OFDM signal to at once. Is to be sent to Then, each communication terminal demodulates the received signal by OFDM, and then performs despreading processing on the code division multiplexed spread signal using a spreading code unique to the own station. 4 007898
  • the OFC DM signal from each communication terminal is received by the base station via a different multipath transmission path, so that each of the signals that did not occur in the reception during the downlink transmission Inter-code interference occurs due to a shift in code reception timing.
  • the inventor of the present invention has proposed that, in OFDM modulation, a guard interval is generally added, and if this guard interval is used effectively, inter-code interference (orthogonality of orthogonality) due to a shift in reception timing at the time of uplink transmission is considered. (Collapse) can be avoided. If the orthogonality can be prevented, the use of orthogonal spreading codes for uplink transmission can increase the number of communication terminals capable of simultaneous transmission, compared to using non-orthogonal spreading codes such as m-sequences. In addition, they have found that the error rate characteristics at the base station can be improved, and have reached the present invention.
  • orthogonality of spread signals transmitted from a plurality of communication terminals at the same timing is ensured by effectively using guardinterval in OFDM.
  • guard guard suitable for further increasing the uplink communication capacity.
  • the longer the guard interval the lower the communication capacity.
  • this embodiment proposes a method of setting an optimal guardinterval capable of securing orthogonality of spread codes while suppressing a decrease in communication capacity.
  • FIG. 8 illustrates a transmission time shift between the communication terminals MS # 1 and MS # 2.
  • Fig. 8 shows the transmission time lag between communication terminals MS # 1 and MS # 2 when there is no multipath, where T1 is the one-way transmission time between base station BS and communication terminal MS # 1, and T2 is This is a one-way transmission time between the base station BS and the communication terminal MS # 2.
  • the communication terminals M S # 1 and MS # 2 synchronize with the downstream signal and transmit it at a fixed interval d, so that there is a time difference of 2 (T2-T1) in round trip.
  • the guard interval only needs to be long enough to absorb the time difference 2 (T2-T1) and the maximum delay difference ⁇ max between the multipath paths.
  • the length of the guard interval GIL is By setting as follows, it is possible to set an optimal guard interval that can ensure orthogonality between signals from the communication terminals MS # 1 to MS #N.
  • GIL max + 2 Tmax (1 Actually, by determining the length of the guard interval by the procedure shown in Fig. 9, the frame format of the OFCDM signal transmitted by each communication terminal MS # 1 to MS #N can be changed. First, input the maximum cell radius R accommodated by the base station BS.This maximum cell radius R is a value determined by the circuit design.Next, the maximum cell radius R is determined by the speed of light 3e + 8. By dividing by [m / s], the maximum arrival time difference Tmax between each of the communication terminals MS # 1 to MS #N and the base station BS is obtained. The maximum arrival time difference Tmax is the maximum one-way propagation time between transmission and reception, and is uniquely determined by the cell radius R and the speed of light.
  • the maximum arrival time difference ⁇ max is the time difference between the longest delayed wave and the path that arrives directly between the transmission and reception, and is related to the cell radius but also to buildings, mountains, rivers, and other terrestrial features. It is specified by design and radio wave propagation experiments.
  • input the sampling period Tsamp determined by the system.
  • the number of samples required in the guard interpal GI that is, the guard interval GI length is obtained by the following equation.
  • GI length I NT ⁇ max + 2 Tmax) / Tsainp + 1 ⁇ (2)
  • this embodiment proposes a method of further reducing the guard interval length by adjusting the transmission timing in each of communication terminals MS # 1 to MS #N.
  • the base station receives signals from communication terminals MS # 1 and MS # 2 at almost the same timing as shown in Fig. 10.
  • FIG. 10 proposes a method of further reducing the guard interval length by adjusting the transmission timing in each of communication terminals MS # 1 to MS #N.
  • the communication terminal MS # 1 receives the downlink signal from the base station BS after a time T1 from the transmission, and the communication terminal MS # 2 receives the downlink signal transmitted at the same time after the time T2. .
  • This method is a method established as time advance.
  • Fig. 11 shows an example of the configuration of a communication terminal and a base station for realizing time-advance.
  • Base station Transmission is performed according to the quasi-timing, and the communication terminal synchronizes with the signal and transmits based on the timing.
  • the base station compares the received signal with the reference timing, calculates a time difference as to how soon the communication terminal should transmit, and transmits the calculation result as a time-advance signal on the transmission signal.
  • the communication terminal receives the time advance signal, it adjusts the synchronization timing based on the time advance signal and transmits the signal. By repeating this, the corresponding transmission signal from each communication terminal can reach the base station almost simultaneously.
  • the communication terminals MS # 1 to MS #N and the base station BS shown in FIG. 1 are provided with a time advance processing function as shown in FIG. 11, a plurality of communication terminals MS # 1 to MS # Between N and the base station BS, corresponding signals from the communication terminals MS # 1 to MS #N can reach the base station BS at substantially the same time.
  • this embodiment proposes a method of setting an optimal guard interpal when time advance is performed between communication terminals MS # 1 to MS # N and base station BS.
  • Figure 12 shows the method of setting the guard interval length when performing the time advance processing. First, find the maximum time difference Tadv that remains even after performing the time advance.
  • the maximum time difference Tadv is a value determined by the accuracy of the time-dance as described above.
  • GI length I NT ⁇ max + Tadv) ZTsamp + 1 ⁇ (3)
  • the guard addition section 124 of N provides the guard interval length (GI length By adding the guard interval of (2), it is possible to add an optimal guard interval that can ensure the orthogonality of the spreading code while suppressing a decrease in communication capacity.
  • the guard interval length in Equation (3) can be shorter than the guard interval length in Equation (2) because of the time advance. it can.
  • the maximum delay difference between multipaths, max, and the distance between each of the communication terminals MS # 1 to MS #N and the base station BS is suppressed. Since an interval can be added, it is possible to realize a wireless communication system capable of further increasing the communication capacity in addition to the effects of the first embodiment.
  • each of communication terminals MS # 1 to MS #N performs spreading only in the time direction.
  • the spread signal is superimposed on a plurality of subcarriers constituting an OFDM signal
  • the spread in the frequency direction is performed over different subcarriers at the same time, the spread in the time direction of the same subcarrier in the time direction, and the spread in the frequency direction.
  • each of the communication terminals MS # 1 to MS #N performs only the time-direction spreading. .
  • the orthogonality between the spreading code and the spreading code can be increased.
  • Figure 13 shows fluctuations in the time and frequency directions.
  • the square 1 Each square represents one OFDM symbol.
  • the guardinterpal length In order to allow multipath, the guardinterpal length must be taken to some extent (in the present invention, it must be taken more to allow the difference in signal arrival time from each communication terminal). Inevitably, a certain length is required (at least several s).
  • time fluctuation is more gradual than frequency fluctuation.
  • the inventor of the present invention pays attention to this point, and arranges spread signals in a time direction in which fluctuations are gradual to form OFC DM signals, so that spread codes from communication terminals MS # 1 to MS #N can be obtained. It is thought that the base station BS is able to further secure the orthogonality of the spread code when the base station BS receives signals from each of the communication terminals MS # 1 to MS #N, since the base station BS is less susceptible to variation for each code.
  • FIG. 14 shows a configuration example of each of communication terminals MS # 1 to MS #N of this embodiment.
  • Communication terminal MS # 1 (MS # 2 to MS #N) is roughly divided into a time direction mapping section 201 for transmitting data and a time direction spreading section 202 for spreading transmission data mapped in the time direction in the time direction.
  • an OFDM modulator 203 that arranges transmission data spread in the time direction in the time direction of each subcarrier.
  • the time direction mapping unit 201 first performs a serial / parallel conversion process on the transmission data X by the serial / parallel conversion unit (SZP) 204 into the number of subcarriers.
  • SZP serial / parallel conversion unit
  • the symbol rate of transmission data X is X [symbol Zs]
  • N 4 in Fig. 14
  • the symbol rate is X / N [symbol / s].
  • the transmission data X 1, X 2, X 3, and X 4 output from the SZP 204 and arranged on each subcarrier are transmitted to the time direction copy unit 205.
  • the time spreading unit 202 converts the copied transmission data XI, ⁇ 2, ⁇ 3, ⁇ 4 Each is multiplied by its own unique spreading code and transmitted to IF FT section 206 of OFDM modulation section 203.
  • IFFT section 206 forms a subcarrier in which the chips after spreading for transmission data X1, X2, X3, and X4 are arranged in the time axis direction.
  • the chip after spreading the transmission data XI is arranged in the time axis direction of the first subcarrier
  • the chip after spreading the transmission data X2 is arranged in the time axis direction of the second subcarrier
  • the chip after spreading of transmission data X3 is arranged in the time axis direction of the third subcarrier
  • the chip after spreading of transmission data X4 is arranged in the time axis direction of the fourth subcarrier.
  • the chip rate on each subcarrier becomes XY / N [chip Zs] by copying in the time direction, and the reciprocal of this chip rate directly becomes the effective symbol length of one symbol of OFDM.
  • each of the communication terminals MS # 1 to MS #N arranges the spread chip only in the time direction of the subcarrier.
  • the receiving side base station BS side
  • demodulation is simplified because each subcarrier can be demodulated independently.
  • each of communication terminals MS # 1 to MS #N code-multiplex a data signal with a data signal and transmit the data signal in wireless communication system 100 described in the first embodiment. I do.
  • the accuracy of the estimation by the receiver on the receiving side using the pilot signal is improved, so that the demodulation processing can be performed with higher accuracy, and the error rate characteristics of the demodulated data can be improved. be able to.
  • the pilot signal is used to compensate for phase fluctuation and amplitude fluctuation of the received signal.
  • the base station of the wireless communication system shown in FIG. 1 has a demodulation unit (not shown) after the despreading unit, and the demodulation unit propagates the despread signal based on the pilot signal. Path compensation is performed, and then error correction decoding processing is performed. others Therefore, the detection result of the pilot signal greatly affects the error rate characteristics of the received data.
  • Figure 15 (a) shows the time direction signal arrangement when the pilot signal and the data signal are time-multiplexed.
  • P in the figure indicates a pilot signal
  • D indicates a data signal.
  • pilot signals are arranged at a certain interval with respect to the data signal.
  • FIG. 15 (b) shows a signal arrangement in the time direction according to the present embodiment in which a pilot signal and a data signal are code-multiplexed. That is, in the present embodiment, the pilot signal is spread with a spreading code (code 1) different from the spreading code (code 2) used for the data signal, and these are multiplexed. As a result, the pilot signal is always arranged at the same time as the data signal, so that even if the line fluctuation is fast, it is possible to follow the propagation path compensation and to correct the error of the received data. The rate characteristics can be improved.
  • FIG. 16 shows the configuration of the communication terminal of this embodiment.
  • the communication terminal MS #l (MS # 2 to MS #N) of this embodiment includes a time-direction mapping unit 201 that maps transmission data X in the time direction, a time-direction spreading unit 202, and an OFDM modulation unit.
  • the time direction mapping unit 301 that maps the pilot data P in the time direction, the time spreading unit 302, and the multiplexing of the transmission data and the pilot data spread in the time direction It has a part 303.
  • the time direction mapping unit 301 has the same configuration as the time direction mapping unit 201.
  • the time direction spreading section 302 and the time direction spreading section 202 have the same configuration except that the orthogonal spreading codes (spreading code A and spreading code B) used are different.
  • the chip after spreading is An OFCDM signal arranged in the time direction of the subcarrier and multiplexed with transmission data and pilot data is output.
  • a pilot signal is code-multiplexed into transmission data, so that the error rate characteristic of received data is reduced even in a propagation environment where line fluctuations are severe. Can be prevented.
  • one symbol of OFDM has a long symbol length and thus is susceptible to line fluctuations.
  • the effects of line fluctuations are well compensated based on pilot signals code-multiplexed on the receiving side. become able to.
  • the length of the orthogonal spreading code used to spread the pilot data is made equal to the length of the orthogonal spreading code used to spread the transmission data.
  • the length of the orthogonal spreading code used to spread the data be an integer (2 or more) times the length of the orthogonal spreading code used to spread the transmission data.
  • the code resources of the spreading code used for pilot data can be reduced, and the efficiency of using the spreading code in the system is improved. For example, if the transmission data and pilot data are both spread four times, only two communication terminals can be multiplexed because two spreading codes are used per communication terminal.
  • signals for three communication terminals can be code-multiplexed.
  • the orthogonal code tree one of the quadruple spreading codes is assigned to pilot P, and furthermore, the triplex spreading code in the layer below the orthogonal code tree is assigned to pilot P, and pilot P is assigned. It can be realized by spreading 12 times.
  • FIG. 17 shows an example in which the transmission data D is spread four times and the pilot data P is spread 12 times, but the three communication terminals MS # 1, MS # 2, and MS # 3 Is the power to use different orthogonal spreading codes 2, 3 and 4 for transmission data D mutually.
  • Use code code 1).
  • the orthogonal spreading code for pilot data P is used as a 12-fold spreading code using the triple spreading code of the lower layer, and this triple spreading code is used for communication terminals MS # 1 and MS # 2. Pick a different one for each MS # 3.
  • the orthogonal spreading code for the pilot P of each communication terminal MS # 1, MS # 2, and MS # 3 is the same in upper layer and different code 1-1 in lower layer in orthogonal code stream. 1-2, codes 1-3 are used.
  • the codes 111, 112, and 113 are orthogonal to each other, and the codes 2, 3, and 4 for data are also orthogonal.
  • the despreading of the pilot data can be maintained at the optimal position for the receiving symbol because the orthogonality is maintained regardless of the division as shown in the figure. Further, a larger spreading factor is more convenient because it can suppress interference with other cells and suppress noise, and can also reduce transmission power.
  • FIG. 18 in which parts corresponding to those in FIG. 16 are assigned the same reference numerals, shows the configuration of the communication terminal of this embodiment.
  • the communication terminal of this embodiment has the same configuration as the communication terminal of FIG. 16 except that the configurations of pilot data time direction mapping section 401 and time direction spreading section 402 are different.
  • Multiplexing section 403 adds pilot data that has been spread 12 times and transmission data that has been spread 4 times.
  • the code length of the pilot data and the code length of the transmission data are different. 2004/007898
  • the number of chips per unit time is the same since the original pilot data rate is the transmission data rate (1 Z 3 in this example).
  • the length of the orthogonal spreading code used for spreading the pilot signal is set to an integer (2 or more) times the length of the orthogonal spreading code used for spreading the transmission data.
  • the optimum position for the received data symbol is selected.
  • the result of despreading of the pilot signal can be obtained.
  • each of the communication terminals MS # 1 to MS #N is provided with a differential encoding unit that performs differential encoding between symbols.
  • a delay detection unit for delay-detecting the differentially encoded symbols in the base station BS.
  • code multiplexing of a pilot signal certainly improves the propagation path compensation accuracy on the receiving side. Transmitting only the amount of code multiplexing of the pilot signal There is also a disadvantage that the number of spreading codes available for data is reduced. Therefore, in this embodiment, it is not necessary to send a pilot signal by performing differential encoding on transmission data. Also, the combination of differential coding and differential detection has a feature that easily follows line fluctuations, and is particularly effective for the transmission method of the present invention that transmits a ⁇ FDM symbol having a long one symbol length.
  • the communication terminal MS # 1 (MS # 2 to MS # N) of this embodiment includes a serial / parallel conversion unit (SZP) 204 and a time direction copy unit 205. JP2004 / 007898
  • the configuration is the same as that of the communication terminal shown in FIG. 14 except that a differential encoding processing unit 500 is provided between the communication terminal and the communication terminal of FIG.
  • the differential encoding processing section 500 performs differential encoding for each of the transmission data X1, X2, X3, and X4 arranged in each subcarrier.
  • BPSK Binary Phase Shift Keying
  • EXOR exclusive OR
  • differential encoding processing may be performed by, for example, MOD (modulo) operation.
  • FIG. 20 shows the concept of differential coding.
  • B indicates a block in which OFDM symbols are spread (after spreading)
  • P indicates a reference block (over head) required for differential coding.
  • differential coding is performed, as shown in FIG. 20, adjacent OFDM symbols are associated with each other, so that even if a line fluctuation occurs, it is possible to compensate for the line fluctuation with good tracking by delay detection. become. Since the delay detection is a known technique, its description is omitted here.
  • differential coding processing is performed at each of communication terminals MS # 1 to MS #N, and differential detection processing is performed at base station BS.
  • error resilience particularly resistance to frequency shift
  • differential detection processing is performed at base station BS.
  • the inventor of the present invention pays attention to the fact that the wireless communication system 100 described in the first embodiment is very compatible with random access, and that if random access is applied to the wireless communication system 100, the system will be improved. We thought that the configuration could be simplified. In other words, this embodiment takes advantage of the advantage of the present invention that the orthogonality of the spreading code at the base station can be ensured, and considers that a plurality of communication terminals randomly access the base station. 7898
  • FIG. 21 shows an example of random access.
  • orthogonal spreading code 1 is assigned to communication terminals MS # 1 and MS # 4
  • orthogonal spreading code 2 is assigned to communication terminals MS # 2 and MS # 5
  • communication terminals MS # 3 and MS # 6 are assigned.
  • Orthogonal spreading code 3 is assigned.
  • the communication terminals using different orthogonal spreading codes are accessing at the same time, so the base station converts the OFC DM signals from all communication terminals from the orthogonal spreading codes of other communication terminals.
  • the demodulation can be performed well without receiving the inter-code interference.
  • a collision occurs because the communication terminals MS # 1 and MS # 4 using the same orthogonal spreading code 1 are simultaneously accessing, and the transmission data of the communication terminals MS # 1 and MS # 4 are transmitted. One or both of them cannot be demodulated. Even if a collision occurs in this way, the transmission data of the communication terminals MS # 2 and MS # 3 using a spreading code different from the collision orthogonal spreading code 1 are completely affected by the collision. Can be demodulated without using This is because the orthogonality of the orthogonal spreading code is ensured.
  • the wireless communication system 100 of the present invention even if a collision occurs at the time of random access, orthogonality between the spreading codes is ensured, so that other spreading codes are not affected, and The signal from the terminal can be demodulated correctly.
  • FIG. 22 shows an example of a random access operation when random access is applied to the wireless communication system 100.
  • Communication terminals MS # 1 to MS #N are steps 8
  • step SP1 If there is a call from the base station BS in SP0, random access processing is started, and the process proceeds to step SP1.
  • the communication terminals MS # 1 to MS #N wait in the step SPI until a good time slot for transmitting the uplink signal is reached, and when the time slot is good for transmitting the uplink signal, move to step SP2. Then, an OFC DM signal is transmitted using a predetermined orthogonal spreading code.
  • Steps SP3 and SP4 when an ACK signal is returned from the base station BS, and an ACK signal is returned from the base station BS, that is, when a positive result is obtained in Step SP3, this is This means that the signal of the own station has been correctly demodulated without any collision by the base station BS, so the process goes to step 4 and an ACK signal is returned from the base station BS even after waiting for a predetermined time. If not, that is, if a positive result is obtained in step SP5, the process proceeds to step 6 and waits for a random time, and then returns to step SP1. That is, the communication terminals MS # 1 to MS #N wait for a random time in step SP6 and then perform retransmission. This makes it possible to avoid re-collision when colliding with another user transmitted in the same time slot with the same orthogonal spreading code.
  • the present embodiment by performing random access in wireless communication system 100 of the first embodiment, it is possible to reduce the uplink communication capacity as compared with the first embodiment. Therefore, the access from the communication terminals MS # 1 to MS #N to the base station BS can be simplified, and the system configuration can be simplified.
  • FIG. 23 in which parts corresponding to FIG. 14 are assigned the same reference numerals, shows the configuration of the communication terminal of this embodiment.
  • the communication terminal MS #l (MS # 2 to MS #N) of this embodiment performs error correction coding on the transmission data by the error correction coding unit 611, and then performs an interleaving unit 60 After performing the interleaving process by 2, it is supplied to the time direction mapping unit 201.
  • the signal subjected to the error correction code is arranged over all the subcarriers, so that it is possible to give a frequency diversity effect to the error correction coded data.
  • the possibility of correcting an error increases, and the error rate characteristics can be improved.
  • the signal of the own station and the signal of the other station have independent lines, not only noise but also some interference from the signal of the other station (the spreading code is orthogonal). However, the interference may slightly occur due to distortion, etc.). Therefore, a quality difference easily occurs for each subcarrier, and a frequency diversity effect is more easily obtained.
  • error correction coded data is arranged over a plurality of subcarriers.
  • the ratio of the desired signal to the interference signal becomes more prominent, and the quality among the subcarriers further varies.
  • interleaving is performed in such an environment, so that even if the same code interferes with each other, the entire transmitted signal can be transmitted due to the quality of the subcarrier signal. Expect to be saved.
  • each of communication terminals MS # 1 to MS #N performs an interleave process on transmission data after error correction coding, and then forms an OFC DM signal.
  • the error correction capability can be enhanced by the frequency diversity effect, and the error rate characteristic of the received data can be further improved.
  • an intra-carrier scrambling unit 701 is provided before the OFDM modulation unit 203.
  • the intra-carrier scrambler unit 701 scrambles the spread signal by using a scramble code unique to its own unit.
  • the intra-carrier scrambling section 701 scrambles spread signals in the same subcarrier. This makes it possible to form an OFCDM signal that is resistant to other-cell interference without breaking the orthogonality of the spreading code.
  • a spread signal is subjected to scramble processing using a scramble code unique to its own cell, and thus Embodiments 1 to In addition to the effect of 8, the effect can be obtained when it becomes stronger against other cell interference.
  • the orthogonal spreading code is used for the up link, the symbol timing with other cells can be easily aligned because the short spreading code can be assigned to a relatively large number of communication terminals. Becomes effective.
  • One aspect of the wireless communication system is a wireless communication system having a plurality of communication terminals and a base station for receiving signals from the plurality of communication terminals, wherein each communication terminal transmits transmission data by itself.
  • the base station includes: a spreading unit that spreads using a station-specific spreading code; and an OFDM modulation unit that performs OFDM modulation on the spread signal.
  • the base station since the propagation path difference between each communication terminal and the base station differs for each communication terminal, the base station receives the OFC DM signal from each communication terminal at a different timing. Since a guard interval is added to the power OFC DM signal by OFDM modulation, the guard interval absorbs the reception timing deviation of the OFC DM signal, and the base station secures orthogonality of the spreading code. Furthermore, by using OFDM, distortion does not occur in each subcarrier as long as the maximum delay time difference is absorbed by the guard interval, even if the way of multipath generation differs depending on the communication terminal. Even when multipath exists, orthogonality of the spreading code is maintained. As a result, the transmission data is correctly restored by the despreading process of the base station.
  • the OFDM modulating means of each communication terminal uses a maximum signal arrival time difference between each communication terminal and a base station and a maximum multipath maximum delay difference.
  • the configuration to select the guardinter pal length is adopted.
  • One aspect of the wireless communication system according to the present invention performs time-advance processing, and the OFDM modulating means of each communication terminal retains a signal from each communication terminal to the base station even after performing time-advance processing.
  • a configuration is adopted in which the guard interval length is selected based on the arrival time difference and the multipath maximum delay difference.
  • the signal arrival time difference from each communication terminal to the base station is reduced by the time-advance processing, so that the guard interval length can be shortened by that amount and the substantial communication capacity can be increased. become able to.
  • the guard interval length was selected based on the signal arrival time difference remaining even after time advance and the maximum multipath delay difference, the orthogonality of the spreading code was reduced when time advance processing was performed. An optimal guard interval that can be secured can be added.
  • One aspect of the wireless communication system of the present invention employs a configuration in which each communication terminal arranges spread chips in a time direction of a subcarrier.
  • the spread chips are arranged in the time direction where the line fluctuation is smaller than in the frequency direction, so that it is possible to further suppress the collapse of orthogonality between spread codes.
  • each communication terminal includes a first spreading unit that spreads transmission data using an orthogonal spreading code, and an orthogonal orthogonal orthogonal to the orthogonal spreading code for a pilot signal.
  • the base station since the pilot signal is transmitted by code-multiplexing the transmission data, the base station performs channel compensation on the transmission data based on the pilot signal subjected to the same channel fluctuation as the transmission data. As a result, it becomes possible to improve the error rate characteristics of received data in a propagation environment in which line fluctuations are severe. Especially OFD PT / JP2004 / 007898
  • the error rate characteristics can be significantly improved in a propagation environment where the line fluctuation is severe compared to the case where a pilot signal is inserted every other symbol. it can.
  • the second spreading means uses a spreading code whose code length is an integer (two or more) times that of the spreading code used in the first spreading means. Take.
  • each communication terminal includes differential encoding processing means for performing differential encoding processing between symbols
  • the base station includes a differentially encoded symbol.
  • a delay detection means for delay detection.
  • One aspect of the wireless communication system of the present invention employs a configuration in which each communication terminal performs random access to a base station.
  • each communication terminal randomly transmits the OFC DM signal (random access) without determining the transmission order of each communication terminal by the base station.
  • Access can be simplified and system design can be simplified.
  • the power that a signal using the same spreading code may collide at the base station is orthogonal to the spreading code at the time of receiving the base station in the present invention. Therefore, transmission data between communication terminals using the same spreading code may not be able to be restored, but transmission data from communication terminals using other spreading codes does not cause inter-code interference. 2004/007898
  • each communication terminal includes error correction coding means for performing error correction coding processing on transmission data, and interleaving means for interleaving data after error correction coding. Then, the interleaved data is spread and the spread chips are arranged in the time direction of the subcarrier.
  • the data after the error correction coding is interleaved and then spread in the time direction.
  • the error correction coding data is arranged over a plurality of subcarriers, and the error correction coding is performed. Frequency diversity effect on the coded data. As a result, even if there is a difference in quality between subcarriers, it is more likely that an error can be corrected, and the error rate characteristics can be improved.
  • Each communication terminal includes scramble means for scrambling transmission data or a spread signal using a cell-specific scrambling code.
  • One aspect of the communication terminal of the present invention employs a configuration including spreading means for spreading transmission data using an orthogonal spreading code unique to the own station, and OFDM modulation means for OFDM modulating the spread signal.
  • One aspect of the radio base station according to the present invention is an OFDM demodulation unit that performs OFDM demodulation on a received signal, and performs despreading processing on the signal after OFDM demodulation using an orthogonal spreading code unique to each communication terminal
  • a configuration having despreading means for obtaining transmission data from each communication terminal is adopted.
  • each communication terminal transmits transmission data to its own station.
  • An OFCDM signal is formed by spreading the spread signal using an orthogonal spreading code, and the spread signal is subjected to OFDM modulation.
  • the OFCDM signal is transmitted, and the base station transmits the OFCDM signal from each communication terminal.
  • Receives the DM signal performs OFDM demodulation on the received signal, and performs inverse spreading processing using the orthogonal spreading code unique to each communication terminal on the signal after OFDM demodulation, thereby transmitting the signal from each communication terminal. Get data.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, but can be implemented with various modifications.
  • each communication terminal spreads transmission data using its own unique orthogonal spreading code, and forms an OFCDM signal by OFDM modulating the spread signal.
  • the base station receives the OFC DM signal from each communication terminal, performs OFDM demodulation on the received signal, and performs despreading processing on the signal after OFDM demodulation using an orthogonal spreading code specific to each communication terminal.
  • transmission data from each communication terminal is obtained so that orthogonality can be ensured in uplink transmission even when an orthogonal spreading code is applied.
  • a wireless communication system and a wireless communication method that can significantly increase the uplink communication capacity can be realized.
  • the present specification is based on Japanese Patent Application No. 2003-157103, filed on June 2, 2003. All its contents are included here. Industrial applicability
  • the present invention relates to a wireless communication system and a wireless communication method, and is suitably applied to, for example, a mobile communication system ⁇ ⁇ wireless LAN system.

Landscapes

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Abstract

各通信端末ＭＳ＃１～ＭＳ＃Ｎが、送信データを自局固有の直交拡散コードを用いて拡散し、拡散後の信号をＯＦＤＭ変調することでＯＦＣＤＭ信号を形成し、基地局ＢＳが、各通信端末ＭＳ＃１～ＭＳ＃ＮからのＯＦＣＤＭ信号を受信し、この受信信号をＯＦＤＭ復調し、ＯＦＤＭ復調後の信号に対して各通信端末固有の直交拡散コードを用いた逆拡散処理を施して各通信端末ＭＳ＃１～ＭＳ＃Ｎからの送信データを得るようにする。

Description

無線通信システム及び無線通信方法 技術分野
本発明は、 複数の通信端末から異なる拡散コードを用いて基地局に上り信号 を送信する無線通信システムに明おける、 上り通信容量を増加させるための技術 に関する。
糸 1 背景技術 書
従来、 移動体通信システムにおける基地局から移動局、 無線 L A N (Local Area Network) システムにおける A P (Access Point) 力、ら M T (Mobile Terminal)への下り送信については、高速伝送のための種々の工夫がなされて おり、 飛躍的な技術の進歩が見られる。
同様に、 このような無線通信システムにおける上り送信においても、 T DM A (Time Division Multiple Access) 、 O F D M(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)、 C DMA (Code Division Multiple Access) と ヽつた 無線方式を適用するにあたって、 高速伝送のための種々の工夫がなされている。 ところが、 T DMAでは、 他セル干渉が除去できないため、 セルごとに異な る周波数を使用する必要がある。 また複数の通信端末が同時に送信すると、 到 達するパワー比によつては干渉によつて両者の信号を共に正しく復号できな くなり、 正しく復号できたとしても片方のユーザの信号のみとなる。 また送信 のオンオフ切換があるため、 ヒアリングエイド問題があるだけでなく、 平均電 力に比べて送信時の電力が高いことにより、 アンプにかかる負担が大きい等の 欠点がある。 '
また O F D Mを適用する場合には、 いわゆる周波数ホッビングと呼ばれるよ うに、 O.F DM信号を形成する多数のサブキャリアを、 各々決まった通信端末 に割り当てて、 通信端末間での混信を防ぐようにする必要がある。 この結果、
〇 F D Mにおける大きな利点である広帯域伝送による周波数ダイバーシチ効 果が得られない欠点がある。
これらのことを考慮すると、 上り送信においても、 拡散ゲインにより他セル 干渉がある程度抑圧でき、 かつ拡散コードさえ異なれば複数の通信端末からの 信号も基地局で同時に受信できる C DMA技術を適用すること力 周波数利用 効率の点で最も優れていると考えられる。
ここで C DMA技術を上り送信に適用するにあたっては、 拡散コードとして m系列などの非直交コードが用いられている （例えば特開平 1 1— 0 8 8 2 9 3号公報参照） 。 これは、 下り送信では、 基地局から送信された複数通信端末 宛の符号分割多重信号はコード間でのずれが生じることなく各通信端末に到 達するが、 上り送信では、 各通信端末から送信された拡散信号は各通信端末と 基地局との距離の差に相当する分だけ時間がずれて基地局に到達することを 避け得ない上に、 地物の反射で生じるマルチパスの発生のしかたが端末によつ て異なるためである。 つまり、 上り送信では、 拡散コードが直交していても時 間ずれやマルチパスの非同一性によりその効果が得られないので、 拡散コード 間で数チップのずれが生じても必要上十分な相関がとれる m系列などの拡散 コードを用いることが必要となる。
上述したように、 上り送信においては、 下り送信のように直交拡散コードを 用いると、 基地局において拡散コード間の直交性を確保できないため、 m系列 などの拡散コードを用いざるを得ない。 しかしながら、 m系列の拡散コードは、 直交拡散コードと比較して、 完全に直交しているわけではないので、 使用する コード数が増加するとそれに比例して逆拡散後の誤り率特性が悪くなる。 従つ て同時に送信可能な通信端末の数が少なくなり、 通信容量が低下してしまう欠 点がある。
このため、 例えば中国で I MT—2 0 0 0規格として規格化が進められてい る T D— S C DMAでは、 通信端末間で時間調整をしながら上り送信を行うよ うにしているが、 この場合でも 1つのパスのタイミングしか合わせることがで きないので、 完全にコード間の直交性を確保することはできない。
これらのことから、 従来の C DMA技術を用いた上り送信においては、 拡散 コードの直交性を確保できないために、 下り送信と比較して通信容量が大幅に 低下する欠点があった。 発明の開示
本宪明の目的は、 上り送信において、 拡散コードの直交性を確保することで 直交拡散コードの適用を可能とし、 上り通信容量を格段に増加させることがで きる無線通信システム及び無線通信方法を提供することである。
この目的は、 各通信端末が、 送信データを自局固有の直交拡散コードを用い て拡散し、 拡散後の信号を O F DM変調することにより、 上り伝送においても 空間上で直交符号を用いたマルチコ一ドの O F C DM信号を形成し、 基地局が、 各通信端末からの O F C DM信号を受信し、 この受信信号を O F DM復調し、 O F DM復調後の信号に対して各通信端末固有の直交拡散コードを用いた逆 拡散処理を施すことにより、 各通信端末からの送信データを得るようにするこ とにより達成される。
つまり、 このようにすることで、 各通信端末と基地局との間の伝搬経路差に 起因する基地局での O F C D M信号の受信タイミングずれや各上り回線で異 なるマルチパス環境の影響をガードィンターパルにより吸収できるので、 基地 局において直交拡散コードの直交 1"生が確保できるようになる。 かくして、 直交 拡散コードを用いた上り送信が可能となり、 上り通信容量を増加させることが できるようになる。 図面の簡単な説明
図 1は、 本発明の実施の形態に係る無線通信システムの構成を示す図 図 2は、 O F DM変調部の構成を示すブロック図； 7898
4 図 3は、 O F DMにおけるガードインターバルの説明に供する図； 図 4は、 O F DMにおけるガードインターバルの説明に供する図； 図 5は、 O F DM復調部の構成を示すプロック図；
図 6は、 4倍拡散を行った場合の各拡散コードの波形図；
図 7は、 マルチパス歪みを受けた各拡散コードの波形図；
図 8は、 通信端末間での伝送時間ずれの説明に供する図；
図 9は、実施の形態 2でのガードィンターパノレ長の設定手順を示すフローチ ヤート ；
• 図 1 0は、 タイムアドバンスによる送受信タイミング調整の説明に供する 図；
図 1 1は、 タイムアドバンスを実現するための機能の説明に供する通信端末 及び基地局のプロック図；
図 1 2は、 タイムアドバンスを行う場合のガードインターバル長の設定手順 を示すフローチヤ一ト ；
図 1 3は、 時間方向と周波数方向の変動の様子を示す図；
図 1 4は、 実施の形態 3の通信端末の構成を示すプロック図；
図 1 5は、 パイ口ット信号を時間多重した場合とコード多重した場合を示す 図；
図 1 6は、 実施の形態 4の通信端末の構成を示すプロック図；
図 1 7は、 パイロット信号を送信データよりも長レ、直交拡散コ一ドで拡散し た場合の説明に供する図；
図 1 8は、 実施の形態 5の通信端末の構成を示すブロック図；
図 1 9は、 実施の形態 6の通信端末の構成を示すプロック図；
図 2 0は、 差動符号化の概念を示す図；
図 2 1は、 実施の形態 7でのランダムアクセスの説明に供する図； 図 2 2は、 実施の形態 7でのランダムアクセス手順を示すフローチャート ； 図 2 3は、 実施の形態 8の通信端末の構成を示すプロック図； 及び
図 24は、 実施の形態 9の通信端末の構成を示すプロック図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施形態について、 添付図面を参照して詳細に説明する。
(実施の形態 1 )
図 1に、 本発明の無線通信システムの全体構成を示す。 無線通信システム 1 00は、 複数の通信端末 M S # 1〜M S # Nと基地局 B Sからなり、 基地局 B Sは各通信端末 M S # 1〜M S # Nから送信される上り信号を受信して受信 データを得るようになつている。
なお本発明は通信端末 MS # 1〜MS #Nから基地局 B Sへの上り通信に 特徴があるため、 図 1では上り通信に関する部分のみを示しているが、 実際に は基地局 B Sは通信端末 MS # 1〜MS #Nに下り信号を送信するための送 信信号処理系を有すると共に通信端末 MS # 1〜MS #Nは基地局 B Sから の下り信号を受信して復調する受信信号処理系を有する。 また下り信号には、 各通信端末 MS # 1〜MS #Nが基地局 B Sと同期を取るための同期用信号 が含まれ、各通信端末 MS # 1〜MS #Nは基地局 B Sと同期を取って OF C DM信号を送信するようになっている。
各通信端末1^3 # 1〜^[3 # は送信データを拡散部10 1— 1〜101 一 Nによって拡散する。 各通信端末 MS # 1〜MS #Nの拡散部 101— 1~ 101— Nは、他の通信端末 MS # 1〜MS #Nの拡散部 101— 1〜； L 01 一 Nで用いられる拡散コードに対して直交する拡散コードを用いて拡散処理 を行うようになっている。 つまり、 通信端末 MS# 1の拡散部 101— 1で用 いる拡散コードは、 他の通信端末 MS # 2〜MS #Nの拡散部 101— 2〜1 01— Nで用いる全ての拡散コードと直交関係にあり、 同様に通信端末 MS# 2の拡散部 101— 2で用いる拡散コードは、 他の通信端末 MS # 1 MS # 3〜MS #Nの拡散部 101— 1、 101— 3〜： L 01— Nで用いる全ての拡 散コードと直交関係にある。
各通信端末 MS # 1〜MS #NはOFDM変調部l 02— 1〜 102— N を有し、 拡散後の信号を OF DM変調する。 各通信端末 MS# 1〜MS#Nの O FDM変調部 102— 1〜 102—Nは同様の構成でなる。 各通信端末 MS # 1〜MS #Nは OFDM変調することにょり得たOFCDM信号を、 図示し ない無線処理部によって無線信号に変換した後、 アンテナを介して送信する。 基地局 B Sは、 アンテナによって各通信端末 MS # 1〜MS #Nからの OF C DM信号が全て合成された状態の信号を受信し、 図示しない無線処理部によ つて無線信号をベースバンド信号に変換した後、 OFDM復調部l 10に入力 する。 OFDM復調部 1 10は、 受信ベースバンド信号に対して OF DM復調 処理を施す。
また基地局 B Sは複数の逆拡散部 1 1 1— 1〜 1 1 1一 Nを有する。 各逆拡 散部 1 1 1一 1〜1 1 1— Nは、 それぞれ各通信端末 MS # 1〜MS #Nで用 いた直交拡散コードと同じ直交拡散コードを用いて逆拡散処理を行う。 つまり、 逆拡散部 1 1 1一 1は通信端末 M S # 1の拡散部 1 01— 1と同じ直交拡散 コードを用いて逆拡散処理を行い、 逆拡散部 1 1 1— 2は通信端末 MS # 2の 拡散部 101— 2と同じ直交拡散コードを用いて逆拡散処理を行い、 、 逆拡散部 1 1 1—Nは通信端末 MS # Nの拡散部 1 01— Nと同じ直交拡散 コードを用いて逆拡散処理を行う。 これにより、 各逆拡散部 11 1一 1〜1 1 1一 Nからは、各通信端末 M S# 1〜MS#Nから送られた送信データに対応 する受信データが得られる。
実際上、 各通信端末 MS # 1〜MS #Nの 0 0^1変調部102— 1〜10 2— Nは、 図 2に示すように構成されている。 OF DM変調部 102— 1 (1 02— 2〜102— N) は拡散部 101— 1により得られた拡散信号を S//P (シリアル Zパラレル） 処理部 121において SZP変換処理し、 S/P変換 処理後の信号を I F F T (Inverse Fast Fourie Transform)処理部 122に送 出する。 I ？丁処理部1 22は、 S/P変換処理された信号に対して I FFT処理 を施し、 I F F T後のそれぞれの信号を PZS (パラレル Zシリアル） 処理部 123に送出する。 ？/3処理部123は、 I FFT処理後の信号に PZS変 換処理を施し、 PZS変換処理後の信号をガード付加部 124に送出する。 ガ 一ド付加部 124は、 P/S変換処理後の信号にガードィンターバルを挿入す る。 これにより、 OFCDM信号が形成される。
ガード付加部 124は、 図 3に示すように、 O F DMシンボルの後の部分の 波形を、 その O F DMシンポルの先頭にコピーすることでガードィンターバル を形成する。 これにより、 ガードィンターバルとしてコピーする時間分に対応 する長さの信号到達時間差を許容することができる。
具体的には、 図 4に示すように、 先行波に対する遅延波の遅延時間がガード インターバノレ （G I) よりも短い場合、 不連続部 Pは F FT区間に入り込まな い。 これにより、 FFT区間においては、 先行波 Aと遅延波 Bの正弦波同士の 和となる。 正弦波同士を加えると、 位相と振幅は変わるが正弦波は保たれるの で、 信号の歪みは生じない。 このような原理により、 ガードインターバノレ分の 信号到達時間差が許容される。 なお位相と振幅は同じ回線を通るパイロット信 号を用意すれば容易に推定できるので、 いかなる位相回転や振幅変動が生じて も補償ができる。
通常の OF DMでは、 このガードインターバルをマルチパスを許容するため に用いるが、 本発明では、 ガードインターバルをマルチパスに加えて、 各通信 端末 MS # 1〜MS #Nからの OFCDM信号の信号到達時間差を許容する ために用いるようになされている。 これにより、 各通信端末 MS # 1〜MS # Nから送信された OFCDM信号は、 基地局 B Sで受信されたときに、 マルチ パスは当然のこと、 他の通信端末 MS # 1〜MS#Nから送信された〇FCD M信号との関係においても、 正弦波が保たれるようになる。
OFDM復調部 1 10は図 5に示すように構成されている。 OFDM復調部 1 10は、 O F C DM信号をガード除去部 131に入力する。 ガード除去部 1 31は、 OFCDM信号からガードインターバル部分を除去し、 ガードインタ 一パル除去後の信号を SZP処理部 132に送出する。 S/P処理部 1 32は、 ガードィンターパル除去後の信号を SZP変換処理し、 SZP変換処理後の信 号を FFT (Fast Fourie Transform) 処理部 133に送出する。
？丁処理部1 33は、 S/P変換処理された信号に対して F FT処理を施 すことにより、 各サブキャリアに重畳された信号を得る。 ？ 3処理部134 は、 F FT処理後の信号に PZS変換処理を行う。 これにより、 OFDM復調 部 1 10からは各通信端末 M S # 1〜M S # Nにより拡散された拡散信号が 加算された信号が出力されるようになる。
次にこの実施の形態の無線通信システム 100の動作について説明する。 各 通信端末 MS # 1〜MS #Nによって各局固有の直交拡散コードを用いて拡 散され OFDM変調されて得られた OF CDM信号は、 各通信端末 MS # 1〜 MS #Nから同一タイミングに同一の周波数帯域で送信される。
この各通信端末 MS # 1〜MS#NからのOFCDM信号は、 基地局 B Sに おいて全て加算されて受信される。 基地局 BSは、 OFDM復調部 1 10のガ ード除去部 131により OF CDM信号のガードインターバルを除去する。 こ れにより、 通信端末毎のマルチパスに加えて、 通信端末間での伝搬経路差によ り生じるコード間干渉部分（つまり、直交性の崩れている部分）が除去される。 すなわち、 有効シンボル部分での拡散コードの直交性は確保される。
これにより、 続く各逆拡散部 1 1 1一 1〜1 1 1—Nにおいてコード間干渉 が生じないことにより、 逆拡散処理により各通信端末 MS# 1〜MS#Nから の送信データを受信データ # 1〜#Nとして品質良く分離できるようになる。 次に、 無線通信システム 100において、 各通信端末 MS # 1〜MS #Nの 直交拡散コードの直交性が確保される理由について、 図 6及び図 7を用いて詳 述する。 図 6及び図 7では、 説明を簡単化するために 1つのサブキャリアのみ に着目している。 また 4倍拡散を行う場合を例にとり、 コード 1として [1， 1， 1， 1]、 コード 2として [1， 1， 一 1, — 1] 、 コード 3として [1， 一 1, 1, —1] 、 コード 4として [1， 一 1， 一 1, 1] が使われるものと する。
図 7に、 マルチパス歪みがあった場合の各コードの様子を示す。 この実施の 形態の無線通信システム 100のように、 上り送信に拡散コードを用いると、 各通信端末 MS # 1〜MS #Nと基地局 B Sとの間の回線状態は各々異なる ので、 基地局 B Sでは各拡散コード 1〜4は異なった振幅と位相の変化を受け て受信される。
しかしこの実施の形態の場合には、 拡散コードによる拡散を行った後に OF DM変調処理をしているので、 図 7に示すように、 遅延波の長さがガードイン ターバル （G I) の長さより短ければ F FT処理を行う部分 （つまり有効シン ポル部分） に関しては、 他コードに対しても影響を及ぼさずに済む。 また各コ 一ドの位相がどのようになっていても直交性は保たれる。 これにより、 従来の CDMAでは実現できなかった上り送信における拡散コードの直交性の確保 が実現可能になる。
ここで上り送信に単純に CDMAを適用したときの干渉量を計算すると、例 えばマルチパスが等レベルの 2パスだった場合、 通信端末間のパスの位置が異 なるとすると、 基地局で受信されるある通信端末からの各パスの信号 （拡散コ 一ド） は、 他の通信端末 （拡散コード） から 6 (3コード X 2パス)、 自コード から 1の、 合わせて 7の干渉を受ける。 拡散率が 4であれば干渉は 1 Z4に抑 圧できるので、 7 Z4の大きさの干渉となる。 さらに RAKE受信処理で 2パ ス合成を行うことで干渉を半分にすることができるため、結果として 7ノ8の 大きさの干渉に抑えることができる。
し力、し、この 7 Z 8の大きさの干渉は S N R (Signal-to-Noise Ratio)で 0. 6 dBであり、 受信性能が著しく劣化することになる。 変調方式として QPS K (Quadrature Phase Shift Keying)を用いたとしても、 2ブランチダイパーシ チ時に B E R (Bit Error Rate) =10%を達成するには S N Rが 5 d B程度 必要であることを考えると、 これでは通信は不可能である。 従って拡散コード 数を減らす （すなわち上り送信を行う通信端末の数を減らす） し力なく、 この 結果上り通信容量が少ないシステムとなってしまう。
因みに、 上り送信で用いる拡散コード数を 3コードにすると （つまり同時送 信する通信端末の数を 3つとすると） 干渉量は 5ノ 8となるが、 まだ S N Rは 2 d B程度である。 拡散コード数を 2コードにしてようやく S N Rが 4 . 3 d Bとなる力 必要となる 5 d Bには達しない。 従って、 実際に使用できる拡散 コード数は拡散率の半分以下ということになる。 1 6 Q AM(Quadrature Amplitude Modulation)などの多値変調を使用するとさらに所要 S N Rが大き くなるため、 使用できる拡散コード数はさらに少なくなる。
これに対して本実施の形態の無線通信システム 1 0 0では、 基本的に各拡散 コード間での直交性を確保できるので、 拡散率分の拡散コードを使用でき、 Q P S K変調を行った場合には単純に C D M Aを上り送信に用いた場合の 2倍 以上の上り通信容量を獲得でき、 1 6 Q AMを行った場合にはさらに多くの上 り通信容量を獲得することができる。
極端に言えば、 単純に C DMAを上り送信に用いると、 マルチパス干渉が激 しい場合には 1 コードですら多値変調が使用できないこともあるが、 本実施の 形態では元々の拡散コードさえ直交していればその拡散コード数分の通信端 末から同時に同一周波数帯域を使って送信を行ってもコード間干渉が生じな いので、 受信側で全ての拡散信号を良好に逆拡散して元のデータを復元するこ とができるようになる。
因みに、 基地局から通信端末への下り送信においては、 C DMAと O F DM 変調とを組み合 せたマルチキヤリア C DMA (あるいは O F C DM)技術が既 に提案されている。 この下り送信における O F C DM技術は、 基地局において 各通信端末宛のデータを各通信端末固有の拡散コードで拡散して符号分割多 重信号を得、 これを一つの O F DM信号に重畳して一挙に送信するものである。 そして各通信端末は、 受信信号を O F DM復調した後に、 符号分割多重された 拡散信号に対して自局固有の拡散コードを用いた逆拡散処理を施すことによ 4 007898
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り、 自局宛のデータのみを取り出す。
この下り送信において◦ F C D M技術を用!/、た無線通信システムと、 本実施 の形態の無線通信システム 1 0 0との本質的な違いについて説明する。 下り送 信に O F C DMを用いた場合、 各通信端末で受信される信号は、 元々基地局に おいて符号分割多重された信号を一つの O F D M信号に重畳して形成された ものである。 このため、 下りの O F C DM信号は、 周波数選択性フェージング 等による影響を除けば、 基本的には拡散コード間の直交性の崩れは生じないの で、 良好な逆拡散結果を得ることができる。
これに対して、 上り送信では下り送信とは異なり、 各通信端末からの O F C DM信号は、 それぞれ異なるマルチパス伝送路を経て基地局により受信される ので、 下り送信時の受信では生じなかった各コードの受信タイミングのずれに 起因するコード間干渉が発生する。
そこで、 本発明の発明者は、 O F DM変調では一般にガードィンターバルが 付加され、 このガードインターバルを有効に利用すれば、 上り送信時の受信タ イミングのずれに起因するコード間干渉 （直交性の崩れ） を回避できると考え た。 そして、 直交性の崩れを回避できるのであれば、 上り送信に直交拡散コー ドを用いれば、 m系列などの非直交拡散コードを用いるよりも、 同時送信可能 な通信端末の数を増やすことができると共に基地局での誤り率特性を向上し 得ることを見出して本発明に至った。
かくして本実施の形態によれば、 上り送信に O F C DM技術を採用し、 かつ 各通信端末で直交拡散コードを用いるようにしたことにより、 上り通信容量を 格段に增加させることができる無線通信システム 1 0 0を実現できる。
(実施の形態 2 )
実施の形態 1で説明したように、 本発明では O F DMでのガードィンターパ ルを有効に利用して、複数の通信端末から同一タイミングで送信した拡散信号 の直交性を確保する。 この実施の形態では、 図 1のような無線通信システム 1 0 0を構築した場合に、 さらに上り通信容量を増加させるのに好適なガードィ ンターバルの設定の仕方 （つまり送信フレームフォーマット） を提案する。 ガードインターバルは、 長ければ長いほどマルチパス遅延時間や、 各通信端 末 M S # 1〜M S # Nと基地局との伝搬経路差に起因する信号到達時間差の 影響を許容できるようになる。 し力、し、 ガードインターバルを長くするほど通 信容量は低下してしまう。 この実施の形態ではこの点を考慮して、 通信容量の 低下を抑制しつつ、 拡散コードの直交性を確保し得る最適なガードィンターパ ルの設定の仕方を提案する。
先ず、 図 8に通信端末 MS # 1、 MS # 2間での伝送時間ずれについて説明 する。 図 8はマルチパスがないときの通信端末 M S # 1、 M S # 2の伝送時間 ずれを表したものであり、 T 1は基地局 B Sと通信端末 MS # 1の片道伝送時 間、 T 2は基地局 B Sと通信端末 MS # 2の片道伝送時間である。 通信端末 M S # 1、 MS # 2は下り信号で同期を取ってそれに対して一定間隔 dだけずら して送信するので、 往復では 2 (T2—T 1) の時間差になる。 ガードインタ 一バルはこの時間差 2 (T 2-T 1) 及びマルチパスのパス間の最大遅延差 τ maxを吸収できる長さであればよい。
つまり、各通信端末 M S # 1〜MS#Nと基地局 B S間での最大到達時間差 を Tmax とし、 マルチパスのパス間の最大遅延差 τ max としたとき、 ガード ィンターバルの長さ G I Lを次式のように設定すれば、 各通信端末 MS # 1〜 MS #Nからの信号間の直交性を確保し得る最適なガードィンターバルを設 定できる。
G I L て max+ 2 Tmax ( 1 実際には、 図 9に示すような手順でガードィンターバルの長さを決めること により、 各通信端末 MS # 1〜MS #Nによって送信する OFCDM信号のフ レームフォーマットを設計すればよい。 まず、 基地局 BSが収容する最大セル 半径 Rを入力する。 この最大セル半径 Rは回線設計上決まる値である。 次に最 大セル半径 Rを光の速度 3 e + 8 [m/s] で除算することにより、 各通信端 末 MS # 1〜MS #Nと基地局 B S間での最大到達時間差 Tmaxを求める。こ のように、最大到達時間差 Tmaxは送受の間の片道の伝搬時間の最大値で、セ ル半径 Rと光の速度によって一意に決まる。
次にマルチパスのパス間の最大到達時間差 τ maxを入力する。この最大到達 時間差 τ maxは、最も長い遅延波と送受間でダイレクトに届くパスとの時間差 で、 セル半径にも関係するが、 建物や山や川などの地物にも関係するので、 回 線設計及び電波伝搬実験などで特定しておく。 次にシステムで決められている サンプリング周期 Tsamp を入力する。 そして最後にガードインターパル G I で必要なサンプル数すなわちガードィンターバル G I長を次式により求める。
G I長 = I NT { max+ 2 Tmax)/Tsainp+ 1 } (2) これにより、 O F DM変調部 102— 1〜102— Nのガード付加部 124 で （2) 式で示すガードインターバル長 （G I長） のガードインターバルを付 加するようにすれば、 通信容量の低下を抑制しつつ、 拡散コードの直交性を確 保し得る最適なガードィンターバルを付加することができるようになる。
またこの実施の形態では、各通信端末 MS # 1〜MS #Nにおける送信タイ ミングを調整することで、 一段とガードィンターバル長を低減する方法を提案 する。 図 10に、 通信端末 MS # 1と通信端末 MS # 2の送信タイミングを調 整することで、 各通信端末 MS # 1、 MS # 2からの信号をほぼ同タイミング で基地局に受信させるようにした送受信タイミングチャートを示す。
簡単に説明すると、 通信端末 MS # 1は基地局 B Sからの下り信号を送信か ら時間 T 1後に受信し、 通信端末 MS # 2は同一時刻に送信された下り信号を 時間 T 2後に受信する。 通信端末 MS # 1は下り信号を受信してから間隔 D = d+2 (Tmax-T 1) をおいて上り信号 # 1を送信すると共に、 通信端末 M S # 2は下り信号を受信してから間隔 D= d+ 2 (Tmax-T 2) をおいて上 り信号 # 2を送信する。 すると、 上り信号 # 1と上り信号 # 2は、 ほぼ同一時 刻に基地局 B Sに受信されるようになる。
この手法はタイムァドバンスとして確立された手法である。 タイムァドバン スを実現するための通信端末と基地局の構成例を、 図 1 1に示す。 基地局は基 準タイミングに従って送信し、通信端末ではその信号で同期を取ってそのタイ ミングを基に送信する。 基地局は、 受信した信号と基準タイミングの比較し、 通信端末が今よりどれだけ早く送信すべきかの時間差を計算し、 この計算結果 をタイムァドバンス信号として送信信号に載せて送信する。 通信端末はそのタ ィムアドバンス信号を受け取ると、 タイムアドバンス信号に基づいて同期タイ ミングに対して時間調整を行って送信する。 これを操り返すことで、 各通信端 末からの対応する送信信号を基地局にほぼ同時に到達させることができるよ うになる。
従って、 図 1に示す通信端末 MS # 1〜MS #Nと基地局 B Sに、 図 1 1に 示すようなタイムァドバンス処理機能を備えておけば、複数の通信端末 MS # 1〜MS #Nと基地局 B Sとの間で、各通信端末 MS # 1〜MS #Nからの対 応する信号同士を基地局 B Sにほぼ同一時刻に到達させることができるよう になる。
しかしながら、 タイムアドバンス処理を行ったとしても、 各通信端末 MS# 1〜MS #Nからの信号を正確に同一時刻に基地局 B Sに到達させるのは非 常に困難である。 これは、 到達タイミングが、 通信端末 MS # 1〜MS #Nか ら受信した信号の同期の精度と、 通信端末 MS # 1〜MS #Nによって行う時 間調整の精度に依存し、 実際上これらの精度には限界があるためである。
そこでこの実施の形態では、 通信端末 M S# 1〜MS#Nと基地局 B S間で タイムァドバンスを行った場合の最適なガードインターパルの設定方法を提 案する。 図 12に、 タイムアドバンス処理を行った場合におけるガードインタ 一バル長の設定方法を示す。 先ず、 タイムアドバンスを行っても残留する最大 時間差 Tadvを求める。 この最大時間差 Tadvは上述したようなタイムァドバ ンスの精度によって決まる値である。
次にマルチパスのパス間の最大到達時間差 τ maxを入力し、次にシステムで 決められているサンプリング周期 Tsamp を入力する。 そして最後にガードィ ンターバル G Iで必要なサンプル数すなわちガードィンターバル G I長を次 式により求める。
G I長 = I NT { max+Tadv) ZTsamp+ 1 } (3) これにより、 O FDM変調部 102— 1〜： L 02— Nのガード付加部 124 で （3) 式で示すガードインターバル長 （G I長） のガードインターバルを付 加するようにすれば、 通信容量の低下を抑制しつつ、 拡散コードの直交性を確 保し得る最適なガードインタ一バルを付加することができるようになる。
当然、 （2) 式と （3) 式とを比べると、 タイムアドバンスを行っている分 だけ、 （3) 式のガードインターバル長の方が （2) 式のガードインターバル 長よりも短くすることができる。
かくして本実施の形態によれば、 実施の形態 1で説明した無線通信システム 100において、マルチパス間の最大遅延差て maxと、各通信端末 MS # 1〜 MS #Nと基地局 B Sとの間での信号の最大到達時間差 Tmax とを加味して、 ガードィンターバル長を設定するようにしたことにより、 通信容量の低下を抑 制しつつ、 拡散コードの直交性を確保し得る最適なガードィンターバルを付加 することができるので、 実施の形態 1での効果に加えて、 一段と通信容量を増 加させることができる無線通信システムを実現できる。
(実施の形態 3)
この実施の形態では、 実施の形態 1で説明した無線通信システム 100にお いて、 各通信端末 MS # 1〜MS#Nが、 拡散を時間方向のみに行うようにす ることを提案する。 つまり、 拡散した信号を OFDM信号を構成する複数サブ キヤリァに重畳するにあたっては、 同一時間の異なるサブキヤリァに亘つて酉己 置する周波数方向拡散、 同一サブキヤリァの時間方向に配置する時間方向拡散、 周波数方向および時間方向の両方向に亘つて配置する二次元拡散が考えられ ているが、 この実施の形態では、 各通信端末 MS # 1〜MS #Nがそのうちの 時間方向拡散のみを実行することを提案する。 これにより、 一段と拡散コード 間の直交 ¾ίを高めることができるようになる。
図 13に、 時間方向と周波数方向の変動を示す。 図 13において正方形の 1 ますは 1つの OF DMシンボルを表す。 マルチパスを許容するためにガードィ ンターパル長はある程度以上取らざるを得ない （本発明では、 各通信端末から の信号到達時間差も許容するためにそれ以上取らざるを得ない） ので、 OFD Mシンボルは必然的にある程度以上の長さが必要となる (少なくとも数 s以 上)。そうすると、時間変動と周波数変動の関係は、図 1 3のような関係になる。 図 1 3を見れば分かるように、 時間変動の方が周波数変動より緩やかである。 本発明の発明者は、 この点に着目して、 変動の緩やかな時間方向に拡散信号 を配置して O F C DM信号を形成すれば、各通信端末 M S # 1〜M S # Nから の各拡散コードがコード毎に変動を受けにくくなるので、 基地局 BSが各通信 端末 MS # 1〜MS #Nからの信号を受信したときの拡散コードの直交性を 一段と確保することができると考えた。
図 14に、 この実施の形態の各通信端末 MS # 1〜MS #Nの構成例を示す。 通信端末 MS # 1 (MS# 2〜MS #N) は、 大きく分けて、 送信データを時 間方向マッビング部 201と、 時間方向にマッビングされた送信データを時間 方向に拡散する時間方向拡散部 202と、 時間方向に拡散された送信データを 各サブキャリアの時間方向に配置する OF DM変調部 203とにより構成さ れている。
時間方向マッビング部 201は、 まず送信データ Xをシリアルパラレル変換 部 （SZP) 204によってサブキャリアの数にシリアルパラレル変換処理す る。 これにより、 送信データ Xのシンボルの速度が X [シンボル Zs]だった場 合、 サブキャリア数が N (図 14の場合、 N=4) とすると、 シリアルパラレ ル変換処理によってシンボル速度は X/N [シンボル/ s]となる。 SZP 20 4力 ら出力される、各サブキャリアに配置される送信データ X 1、 X 2、 X 3、 X 4は、 時間方向コピー部 205に送出される。 時間方向コピー部 205は、 送信データ XI、 X2、 X3、 X4をそれぞれ拡散率 Y (図 14の場合、 Υ = 4) に応じた数だけコピーして続く時間方向拡散部 202に送出する。
'時間方向拡散部 202はコピーされた送信データ XI、 Χ2、 Χ3、 Χ4に それぞれ自局固有の拡散コードを乗算して OF DM変調部 203の I F FT 部 206に送出する。 I FFT部 206は、 送信データ X 1、 X2、 X3、 X 4についての拡散後のチップを時間軸方向に配置したサブキヤリアを形成す る。
具体的には、 送信データ XIの拡散後のチップを第 1のサブキャリアの時間 軸方向に配置し、 送信データ X 2の拡散後のチップを第 2のサブキヤリァの時 間軸方向に配置し、 送信データ X 3の拡散後のチップを第 3のサブキヤリァの 時間軸方向に配置し、 送信データ X 4の拡散後のチップを第 4のサブキヤリ了 の時間軸方向に配置する。 つまり、 時間方向のコピーによって各サブキャリア 上のチップレートが X Y/N [チップ Z s]になり、 このチップレートの逆数が そのまま OF DMの 1シンポルの有効シンボル長となる。
力べして本実施の形態によれば、 実施の形態 1で説明した無線通信システム 100において、各通信端末 MS # 1〜： MS #Nが拡散後のチップをサブキヤ リァの時間方向にのみ配置するようにしたことにより、 実施の形態 1での効果 に加えて、 各通信端末 MS # 1〜MS #Nからの拡散コードの直交性を一段と 確実に確保することができるようになる。 また受信側 （基地局 BS側） ではサ ブキャリアごとに独立して復調できるので復調が簡単になる。
(実施の形態 4)
この実施の形態では、 実施の形態 1で説明した無線通信システム 100にお いて、 各通信端末 MS # 1〜MS #Nがデータ信号にパイ口ット信号をコード 多重して送信することを提案する。 これにより、 受信側でのパイ口ット信号を 用いた回茅泉推定精度が向上するので、 一段と高精度の復調処理を行うことがで きるようになり、 復調データの誤り率特性を向上させることができる。
ここでパイロット信号は、 受信信号の位相変動や振幅変動を補償するために 用いられる。 実際上、 図 1に示した無線通信システムの基地局は、 逆拡散部の 後段に復調部 （図示せず） を有し、 復調部が逆拡散後の信号に対してパイロッ ト信号に基づく伝搬路補償を行い、 その後に誤り訂正復号処理を行う。 このた め、 パイロット信号の検出結果が受信データの誤り率特性に大きな影響を及ぼ す。
図 1 5 ( a ) に、 パイロット信号とデータ信号を時間多重した場合の時間方 向の信号配置を示す。 なお図中の Pはパイロット信号を示し、 Dはデータ信号 を示す。 この場合には、 データ信号に対してある間隔をもってパイロット信号 が配置される。 このようにパイロット信号を時間多重した場合には、 特にパイ 口ット信号から時間的に離れた位置のデータ信号のように、 データ信号によつ てはパイロット信号と異なる回線変動をうけるものもある。 この結果、 受信デ ータの誤り率特性が劣化する。
図 1 5 ( b ) にパイロット信号とデータ信号をコード多重した本実施の形態 の時間方向の信号配置を示す。 つまり、 本実施の形態においては、 パイロット 信号をデータ信号に用いた拡散コード （コード 2 ) とは異なる拡散コード （コ ード 1 ) で拡散し、 これらを多重する。 これにより、 データ信号と同時刻に必 ずパイ口ット信号が配置されるようになるので、 回線変動が速い場合でも、 そ れに追従した伝搬路補償ができるようになり、 受信データの誤り率特性を向上 させることができるようになる。
図 1 4との対応部分に同一符号を付して示す図 1 6に、 この実施の形態の通 信端末の構成を示す。 この実施の形態の通信端末 M S # l (M S # 2〜M S # N) は、 送信データ Xを時間方向にマッビングする時間方向マッビング部 2 0 1、 時間方向拡散部 2 0 2、 O F DM変調部 2 0 3に加えて、 パイ口ットデー タ Pを時間方向にマッビングする時間方向マッビング部 3 0 1、 時間方向拡散 部 3 0 2、 時間方向に拡散された送信データ及びパイ口ットデータを多重する 多重部 3 0 3を有する。
ここで時間方向マッビング部 3 0 1は、 時間方向マツビング部 2 0 1と同様 の構成でなる。 また時間方向拡散部 3 0 2と時間方向拡散部 2 0 2とは、 用い る直交拡散コード （拡散コード A、 拡散コード B ) が異なることを除いて同様 の構成でなる。 これにより、 O F DM変調部 2 0 3からは、 拡散後のチップが サブキヤリァの時間方向に配置されかつ送信データとパイ口ットデータがコ ード多重された O F C D M信号が出力される。
かくして本実施の形態によれば、 実施の形態 1の構成に加えて、 パイロット 信号を送信データにコード多重するようにしたことにより、 回線変動が激しい 伝搬環境においても受信データの誤り率特性の低下を防止できるようになる。 特に O F DMの 1シンボルはシンボル長が長いので回線変動を受け易いが、 本 実施の形態の構成によれば、 受信側でコード多重されたパイロット信号に基づ き回線変動の影響を良好に補償できるようになる。
(実施の形態 5 )
上述した実施の形態 4では、 パイロットデータを拡散するために用いる直交 拡散コードの長さを、 送信データを拡散するために用いる直交拡散コードの長 さと等しくしたが、 この実施の形態では、 パイロットデータを拡散するために 用いる直交拡散コードの長さを、送信データを拡散するために用いる直交拡散 コードの長さの整数 （2以上） 倍とすることを提案する。
これにより、 パイロットデータに使う拡散コードのコードリソースを低減で きるので、 システムでの拡散コードの利用効率が向上する。 例えば、 送信デー タ、 パイロットデータ共に 4倍拡散を行うと、 1つの通信端末あたり 2つの拡 散コードを使うので 2つの通信端末しか多重できない。
これに対して、図 1 7に示すように、パイロットデータを 1 2倍拡散すると、 3つの通信端末分の信号をコード多重できるようになる。 これは、 直交コード ツリーにおいて、 4倍拡散コードの中の 1つをパイロット Pに割り当てると共 に、 さらに直交コードツリーのその下の階層の 3倍角拡散コードをパイロット Pに割り当てて、 パイロット Pを 1 2倍拡散することで実現できる。
具体的に説明すると、 図 1 7は、 送信データ Dを 4倍拡散、 パイロットデー タ Pを 1 2倍拡散にした例であるが、 3つの通信端末 M S # 1、 M S # 2、 M S # 3はお互いに送信データ D用としては異なる直交拡散コード 2、 3、 4を 使う力 全てのパイ口ットデータ P用としてその階層としては同じ直交拡散コ ード （コード 1) を使うようにする。
加えて、 パイロットデータ P用の直交拡散コードとして、 さらにその下の階 層の 3倍拡散コードを用いて 12倍拡散コードとするが、 この 3倍拡散コード は通信端末 MS # 1、 MS # 2、 MS # 3毎に異なるものを選ぶ。 つまり、 各 通信端末 MS # 1、 MS # 2、 MS # 3のパイロット P用の直交拡散コードと しては、 直交コードッリ一において上位階層では同一で下位階層では異なるコ ード 1— 1、 コード 1— 2、 コード 1一 3が使われる。 これにより、 コード 1 一 1、 コード 1一 2、 コード 1一 3は互いに直交関係にあり、 データ用のコー ド 2、 3、 4とも直交関係にある。
このようにすることで、 パイロットデータの逆拡散は図のようにどのような 区切りで行っても直交性が保たれるので、 受信するシンポルにとって最適な位 置で逆拡散してよくなる。 さらに拡散率が大きい方が他セル干渉抑圧や雑音抑 圧ができるので都合が良いし、 送信電力も低減できる。
図 16との対応部分に同一符号を付して示す図 1 8に、 この実施の形態の通 信端末の構成を示す。 この実施の形態の通信端末は、 パイロットデータの時間 方向マッビング部 401、 時間方向拡散部 402の構成が異なることを除いて、 図 16の通信端末と同様の構成でなる。
時間方向マッビング部 401は、 まずパイロットデータ Pを S/P404に よってサブキヤリァの数にシリアルパラレル変換処理する。 各サブキヤリァに 配置されるパイ.ロットデータ P 1、 P 2、 P 3、 P4は、 時間方向コピー部 4 05により拡散率 YZ (この実施の形態の場合、 Y = 4、 Ζ=3) に応じた数 だけコピーされ続く時間方向拡散部 402に送出される。
時間方向拡散部 402はコピーされた送信データ XI、 Χ2、 Χ3、 Χ4に それぞれ自局固有の拡散コード C (コード長は YZであり、この例では Y= 4， Ζ=3なので ΥΖ= 12である） を乗算して多重部 403に送出する。 多重部 403は、 12倍拡散されたパイロットデータと 4倍拡散された送信データと を加算する。 ここでパイロットデータのコード長と送信データのコード長は異 2004/007898
2 1
なるが、 もともとのパイロットデータの速度が送信データの速度の ι Ζζ (こ の例では 1 Z 3 ) であるため、 単位時間あたりのチップ数は等しい。
かくして本実施の形態によれば、 パイロット信号を拡散するために用いる直 交拡散コードの長さを、 送信データを拡散するために用いる直交拡散コードの 長さの整数 （2以上） 倍としたことにより、 送信データにパイロット信号をコ 一ド多重するにあたって、 パイ口ット信号に使われるコードリソースを低減で きるようになり、 送信データのために利用可能な拡散コードの減少を抑制でき る。
また直交コードッリ一を用いてパイ口ット信号を拡散するための直交拡散 コードと送信データを拡散するための直交拡散コードを選定するようにした ことにより、 受信するデータシンポルにとつて最適な位置でパイ口ット信号の 逆拡散結果を得ることができるようになる。
(実施の形態 6 )
この実施の形態では、 実施の形態 1での無線通信システム 1 0 0において、 各通信端末 M S # 1〜M S # Nに、 シンボル間で差動符号化処理を施す差動符 号化部を設けると共に、 基地局 B Sに、 差動符号化処理されたシンボルを遅延 検波する遅延検波部を設けることを提案する。
実施の形態 4や実施の形態 5のように、 パイ口ット信号をコード多重すれば、 確かに受信側での伝搬路補償精度は向上する力 パイ口ット信号をコード多重 する分だけ送信データに利用可能な拡散コード数が減ってしまう欠点もある。 そこでこの実施の形態では、 送信データに差動符号化処理を施すことにより、 パイロット信号を送らなくても済むようにした。 また差動符号化及び遅延検波 の組合せは、 回線変動に追従し易い特徴をもっているので、 特に 1シンボル長 が長い〇 F DMシンボルを伝送する本発明の送信方法にとっては有効となる。 図 1 4との対応部分に同一符号を付して示す図 1 9に、 この実施の形態の通 信端末の構成を示す。 この実施の形態の通信端末 M S # 1 (M S # 2〜M S # N) は、 シリアルパラレル変換部 （S Z P ) 2 0 4と時間方向コピー部 2 0 5 JP2004/007898
22 との間に、 差動符号化処理部 5 0 0を有することを除いて、 図 1 4の通信端末 と同様の構成でなる。
差動符号化処理部 5 0 0は、 各サブキヤリァに配置される送信データ X 1、 X 2、 X 3、 X 4毎に差動符号化処理を施す。 この実施の形態では、 データシ ンポルとして B P S K(Binariphase Phase Shift Keying)を想定しているので、 遅延素子と E X O R (排他的論理和） 回路により差動符号化処理を施すように なっている。 因みに、 B P S K以外の場合は、 例えば MO D (モジュロ） 演算 により差動符号化処理を行うようにすればよい。
図 2 0に差動符号化の概念を示す。 図中 Bは O F DMシンボルを拡散したプ ロック（拡散した後)を示し、 Pは差動符号化で必要となる基準ブロック（オーバ 一へッド)を示す。差動符号化を行うと、 図 2 0に示すように、互いに隣り合う O F D Mシンボル同士が関連付 、たものとなるので、 回線変動が生じても遅延 検波により回線変動を追従性良く補償できるようになる。 なお遅延検波につい ては、 既知の技術なのでここでは説明を省略する。
かくして本実施の形態によれば、 実施の形態 1の構成に加えて、 各通信端末 M S # 1〜M S # Nで差動符号化処理を行い、 基地局 B Sで遅延検波処理を行 うようにしたことにより、 パイロット信号を時分割多重した場合と比較して回 線変動に対する誤り耐性（特に周波数ずれに対する耐性）を強くできると共に、 パイ口ット信号をコード多重した場合と比較して送信データのために利用可 能な拡散コードの減少を抑制でき同時送信可能な通信端末数を増加させるこ とができるようになる。
(実施の形態 7 )
本発明の発明者は、 実施の形態 1で説明した無線通信システム 1 0 0は、 ラ ンダムアクセスと非常に相性が良いことに着目し、 無線通信システム 1 0 0に ランダムアクセスを適用すればシステム構成を簡単化できると考えた。 つまり、 この実施の形態では、 基地局での拡散コードの直交性を確保できるという本発 明の利点を利用して、複数の通信端末が基地局にランダムアクセスすることを 7898
23
提案する。これにより、通信端末から基地局へのアクセスを単純化できるので、 システム構成を簡単化できるようになる。
図 21に、 ランダムアクセスの一例を示す。 図 21では、 通信端末 MS # 1 と M S # 4に直交拡散コード 1が割り当てられ、 通信端末 M S# 2と MS# 5 に直交拡散コード 2が割り当てられ、 通信端末 MS # 3と MS # 6に直交拡散 コード 3が割り当てられている。
アクセスタイミング A、 C、 Dでは、 異なる直交拡散コードを用いた通信端 末が同時にアクセスしているので、 基地局は全ての通信端末それぞれからの O F C DM信号を他の通信端末の直交拡散コードからのコード間干渉を受ける こと無しに良好に復調することができる。
これに対して、 アクセスタイミング Bでは、 同じ直交拡散コード 1を用いた 通信端末 MS # 1、 MS # 4が同時にアクセスしているので衝突が生じ、 通信 端末 M S # 1、 M S # 4の送信データのうちの片方又は両方を復調できなくな る。 し力 し、 このように衝突が生じている場合でも、 衝突した直交拡散コード 1とは異なる拡散コードを用いている通信端末 MS # 2、 MS # 3の送信デー タは衝突の影響を全く受けずに復調できる。 これは、 直交拡散コードの直交性 が確保されているためである。
因みに、 DS— CDMAでは、 拡散コード間が直交していないので、 衝突が あると衝突した信号が正しく復調できない上に、 他の拡散コードにまで影響 ( 2つの信号が衝突していれば通常の 2倍の干渉） を及ぼしてしまい他の信号 も正しく復調できなくなる。
つまり、 本発明の無線通信システム 100においては、 ランダムアクセス時 に衝突があっても、 互いに拡散コード間で直交性が確保されているがゆえに、 他の拡散コードには影響がなく、 他の通信端末からの信号を正しく復調できる ようになる。
図 22に、 無線通信システム 100にランダムアクセスを適用した場合のラ ンダムアクセス動作の一例を示す。 通信端末 MS # 1〜MS #Nは、 ステップ 8
2 4
S P 0において基地局 B Sから発呼があるとランダムアクセス処理を開始し、 ステップ S P 1に移る。 通信端末 M S # 1〜M S # Nは、 ステップ S P Iにお いて、 上り信号を送信して良い時間スロットになるまで待機し、 上り信号を送 信して良い時間スロットになったらステップ S P 2に移って、 予め決められた 直交拡散コードを用いて O F C DM信号を送信する。
ステップ S P 3及びステップ S P 4では、 基地局 B Sから A C K信号が返信 されるのを待ち受け、 基地局 B Sから A C K信号が返信されると、 すなわちス テツプ S P 3で肯定結果を得ると、 このことは基地局 B Sによつて衝突が生じ ず自局の信号が正しく復調されたことを意味するので、 ステップ4に移ってラ これに対して、 所定時間待機しても基地局 B Sから A C K信号が返信されな い場合には、 すなわちステップ S P 5で肯定結果が得られた場合には、 ステツ プ 6に移ってランダムな時間だけ待機した後、 ステップ S P 1に戻る。 すなわ ち通信端末 M S # 1〜M S # Nは、 ステップ S P 6でランダムな時間だけ待つ てから再送を行うようになっている。 これにより、 同じ直交拡散コードで同じ タイムスロットで送信した他のユーザと衝突した際に、 再度衝突するのを避け ることができるようになる。
かくして本実施の形態によれば、 実施の形態 1の無線通信システム 1 0 0に おいてランダムアクセスを実行するようにしたことにより、 実施の形態 1と比 較して上り通信容量を低下させることなく、 通信端末 M S # 1〜M S # Nから 基地局 B Sへのアクセスを単純化でき、 システム構成を簡単化できるようにな る。
さらに下り伝送では得られない効果もある。 つまり、 各通信端末から基地局 への回線は独立なので、 複数端末からの信号が衝突したとしても、 ある程度の 広帯域であればサブキヤリァによってはどれか一つの端末の信号が他より十 分大きいことが期待できる （下りでは全部の信号が同じ回線なので、 このよう なことはありえない） 。 結果的に、 各通信端末から出力される複数サブキヤリ ァのうちいずれかのサブキャリアは、 衝突が生じても精度良く復調できる可能 性が高くなる。 これを考慮して、 同じ情報を複数のサブキャリアに載せるなど すれば、 一段とランダムアクセスの成功確率を上げることができる。
(実施の形態 8 )
図 1 4との対応部分に同一符号を付して示す図 2 3に、 この実施の形態の通 信端末の構成を示す。 この実施の形態の通信端末 M S # l (M S # 2〜M S # N) は、 送信データに対して誤り訂正符号ィヒ部 6 0 1によって誤り訂正符号ィ匕 処理を施し、続くインターリーブ部 6 0 2によってインターリーブ処理を施し てから時間方向マッピング部 2 0 1に供給するようになされている。
これにより、 誤り訂正符号ィヒされた信号が全サブキャリアに亘つて配置され るようになるので、 誤り訂正符号化データに周波数ダイバーシチ効果を与える ことができるようになる。 この結果、 サブキャリア間に品質の差が生じた場合 でも、 誤りを訂正できる可能性が高くなり、 誤り率特性を向上させることがで きるようになる。
因みに、 本発明の無線通信システム 1 0 0では、 自局の信号と他局の信号は 回線が独立なので、単に雑音だけでなく他局の信号からの若干の干渉 (拡散コー ドが直交していても歪みなどにより若干は干渉が生じることがある）の大きさ もサブキャリアごとに異なる。 従って、 サブキャリアごとの品質差がつきやす く、 より周波数ダイバーシチ効果が得やすい。 この実施の形態では、 この点に 着目して、複数サブキヤリァに亘つて誤り訂正符号化データを配置するように した。
また実施の形態 7でも説明したように、 ある程度の広帯域であれば上り伝送 であるがゆえに、 異なる端末はそれぞれ回線が異なるため、 品質の良いサブキ ャリァおよび悪いサブキヤリァの位置が端末ごとに異なる上、 全部のサブキヤ リアが全て品質が悪いことはあまりなく、 少なくとも一部分のサブキャリアの 品質が良いということが期待できる。
これは、 単に杂偉音に対してだけでなく、 同じコードを用いた他の端末の信号 T JP2004/007898
2 6 があつた場合や、 他セル干渉があつた場合に所望信号対干渉信号の比において より顕著に表れ、 一層サブキャリア間での品質がばらつくようになる。
この実施の形態においては、 このような環境下において、 インターリーブを 行っていることになるので、 品質の良いサブキャリアの信号のおかげで、 同じ コードで干渉し合っている場合ですら送信信号全体が救われることが期待で さる。
かくして本実施の形態によれば、 無線通信システム 1 0 0において、 各通信 端末 M S # 1〜M S # Nが、 誤り訂正符号化後の送信データをインターリーブ 処理してから O F C DM信号を形成するようにしたことにより、 周波数ダイバ ーシチ効果によって誤り訂正能力を高めることができ、 受信データの誤り率特 性を一段と向上させることができるようになる。
(実施の形態 9 )
図 2 3との対応部分に同一符号を付して示す図 2 4に、 この実施の形態の通 信端末の構成を示す。 この実施の形態の通信端末 M S # 1 (M S # 2〜M S # N) は、 O F DM変調部 2 0 3の前段にキヤリァ内スクランブル部 7 0 1が設 けられている。 キャリア内スクランプノレ部 7 0 1は、 自セ こ固有のスクラン プルコードを用いて拡散後の信号をスクランブル処理する。 このとき、 キヤリ ァ内スクランブル部 7 0 1は、 同一サブキャリア内の拡散信号をスクランブル 処理する。 これにより、 拡散コードの直交性を崩さずに、 他セル干渉に耐性の 強い O F C DM信号を形成できるようになる。
かくして本実施の形態によれば、 上述した実施の形態 1〜 8の構成に加えて、 拡散信号を自セル固有のスクランプルコードを用いてスクランプル処理する ようにしたことにより、 実施の形態 1 ~ 8の効果に加えて、 他セル干渉に強く なるといつた効果を得ることができる。 特に本発明では、 直交拡散コードを上 り回線に用いているので、 比較的多くの通信端末に短い拡散コードを割り当て ることができる分だけ、 他セルとのシンボルタイミングも揃い易いので、 非常 に有効となる。 なおこの実施の形態では、 拡散信号をスクランブノレ処理するようにした場合 について述べたが、 拡散前の送信データをスクランブル処理するようにしても よい。
本発明の無線通信システムの一つの態様は、 複数の通信端末と、 これら複数 の通信端末からの信号を受信する基地局とを有する無線通信システムであつ て、 各通信端末は、 送信データを自局固有の拡散コードを用いて拡散する拡散 手段と、 拡散後の信号を O F DM変調する O F DM変調手段とを有し、 基地局 は、 受信信号を O F DM復調する O F DM復調手段と、 O F DM復調後の信号 に対して各通信端末固有の拡散コードを用いた逆拡散処理を施すことにより、 各通信端末からの送信データを得る逆拡散手段とを有する構成を採る。
この構成によれば、 各通信端末と基地局との間の伝搬経路差が各通信端末ご とに異なるので、 基地局は各通信端末からの O F C DM信号を異なるタイミン グで受信することとなる力 O F C DM信号には O F DM変調によりガードィ ンターパルが付加されているので、 このガードインターバルにより O F C DM 信号の受信タイミングずれが吸収され、 基地局において拡散コードの直交性が 確保される。 さらに O F DMを用いることで、 マルチパスの発生のしかたが通 信端末によって異なっても、 最大の遅延時間差がガードィンターバルで吸収さ れている限り、 各サブキャリアにおいては歪みが生じないので、 マルチパスが 存在する場合においても拡散コードの直交性は保たれる。 この結果、 基地局の 逆拡散処理により送信データが正しく復元される。 かくして、 直交拡散コード を用いた上り送信が実現され、 上り信号の通信容量を増加させることができる。 本発明の無線通信システムの一つの態様は、 各通信端末の O F DM変調手段 は、 各通信端末と基地局との間での信号の最大到達時間差と、 マルチパスの最 大遅延差とを基にガードィンターパル長を選定する構成を採る。
この構成によれば、 コード間干渉の原因となる通信端末間での基地局への到 達時間差とマルチパスによる到達時間差との双方を吸収できる最低限の長さ のガードィンターバルを選定できる。この結果、通信容量の低下を抑制しつつ、 拡散コードの直交性を確保し得る最適なガードィンターバルを付加すること ができるようになる。
本発明の無線通信システムの一つの態様は、 タイムァドバンス処理を行い、 各通信端末の O F DM変調手段は、 タイムァドバンス処理を行っても残留する 各通信端末から基地局への信号到達時間の差と、 マルチパスの最大遅延差とを 基にガードィンターバル長を選定する構成を採る。
この構成によれば、 タイムァドバンス処理により各通信端末から基地局への 信号到達時間差が小さくなるので、 その分だけガードィンターバル長を短くで き、 実質的な通信容量を増加させることができるようになる。 加えて、 タイム ァドバンスを行っても残留する信号到達時間差とマルチパスの最大遅延差と を基にガードインターバル長を選定したので、 タイムァドバンス処理を行った ときに、 拡散コードの直交性を確保し得る最適なガードィンターバルを付加す ることができるようになる。
本発明の無線通信システムの一つの態様は、 各通信端末が、 拡散後のチップ をサブキヤリァの時間方向に配置する構成を採る。
この構成によれば、 周波数方向よりも回線変動の少ない時間方向に拡散後の チップを配置するようにしたことにより、 拡散コード間の直交性の崩れを一段 と抑制することができるようになる。
本発明の無線通信システムの一つの態様は、 各通信端末が、 送信データを直 交拡散コードを用いて拡散する第 1の拡散手段と、 パイ口ット信号を前記直交 拡散コードに直交する直交拡散コードを用 、て拡散する第 2の拡散手段と、 第 1及び第 2の拡散手段により拡散された信号を多重する多重手段とを有し、 多 重後の信号を O F D M変調手段によって O F D M変調する構成を採る。
この構成によれば、 送信データにコード多重してパイ口ット信号を送信する ので、 基地局では送信データと同じ伝搬路変動を受けるパイ口ット信号に基づ いて送信データを伝搬路補償できるようになり、 回線変動が激しい伝搬環境で の受信データの誤り率特性を向上させることができるようになる。 特に O F D P T/JP2004/007898
2 9
M変調を行ったとき場合には 1シンボル長が長くなるので、複数シンボルおき にパイロット信号を挿入する場合と比較して、 回線変動が激しい伝搬環境での 誤り率特性を格段に向上させることができる。
本発明の無線通信システムの一つの態様は、 前記第 2の拡散手段は、 前記第 1の拡散手段で用いる拡散コードと比較して、 コード長が整数 （2以上） 倍の 拡散コードを用いる構成を採る。
この構成によれば、 送信データにパイロット信号をコード多重するにあたつ て、 パイ口ット信号に使われるコードリソースを低減できるようになり、 送信 データのために利用可能な拡散コードの減少を抑制できる。
本発明の無線通信システムの一つの態様は、 各通信端末が、 シンポル間で差 動符号化処理を施す差動符号化処理手段を有し、 基地局は、 差動符号化処理さ れたシンボルを遅延検波する遅延検波手段を有する構成を採る。
この構成によれば、 1シンボル長が長い O F DM変調を行った場合でも回線 変動に追従し得る遅延検波を行うようにしたことにより、 パイロット信号を時 分割多重した場合と比較して回線変動に対する誤り耐性を強くできると共に、 パイ口ット信号をコード多重した場合と比較して送信データのために利用可 能な拡散コードの減少を抑制できるようになる。
本 明の無線通信システムの一つの態様は、 各通信端末が、 基地局にランダ ムアクセスする構成を採る。
この構成によれば、 基地局により各通信端末の送信順序を決めることなく、 各通信端末がランダムに O F C DM信号を送信する （ランダムァクセスする） ようにしたので、 通信端末から基地局へのアクセスを単純化でき、 システム設 計を簡単化できる。因みに、各通信端末からのランダムアクセスを実行すると、 基地局で同じ拡散コードを用いた信号同士が衝突する可能性がある力 本発明 では基地局受信時の拡散コードの直交性が確保されているので、 同じ拡散コー ドを用いた通信端末同士の送信データは復元できない可能性があるが、 その他 の拡散コードを用いた通信端末からの送信データはコード間干渉が生じない 2004/007898
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ので良好に復元することができる。
本発明の無線通信システムの一つの態様は、 各通信端末が、 送信データに誤 り訂正符号化処理を施す誤り訂正符号化手段と、 誤り訂正符号化後のデータを インターリーブするィンターリーブ手段とを有し、 インターリーブ後のデータ を拡散処理し、 拡散後のチップをサブキヤリァの時間方向に配置する構成を採 る。
この構成によれば、 誤り訂正符号化後のデータをインターリーブした後に時 間方向に拡散するので、結果として誤り訂正符号化データが複数のサブキヤリ ァに亘つて配置されることになり、誤り訂正符号化データに周波数ダイバーシ チ効果を与えることができるようになる。 この結果、 サブキャリア間に品質の 差が生じた場合でも、 誤りを訂正できる可能性が高くなり、 誤り率特性を向上 させることができるようになる。
本発明の無線通信システムの一つの態様は、 各通信端末が、 送信データ又は 拡散信号をセル固有のスクランブルコードを用いてスクランブル処理するス クランプル手段を有する構成を採る。
この構成によれば、 他セル干渉を防止できる。 特に本発明では、 直交拡散コ 一ドを上り回線に用いているので、 比較的多くの通信端末に短い拡散コードを 割り当てることができる分だけ、 他セルとのシンポルタイミングも揃い易いの で、 非常に有効となる。
本発明の通信端末の一つの態様は、 送信データを自局固有の直交拡散コード を用いて拡散する拡散手段と、 拡散後の信号を O F DM変調する O F DM変調 手段とを有する構成を採る。
本発明の無線基地局の一つの態様は、 受信信号を O F DM復調する O F DM 復調手段と、 O F DM復調後の信号に対して各通信端末固有の直交拡散コード を用いた逆拡散処理を施すことにより、 各通信端末からの送信データを得る逆 拡散手段とを有する構成を採る。
本発明の無線通信方法の一つの態様は、 各通信端末が、 送信データを自局固 T/JP2004/007898
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有の直交拡散コードを用いて拡散し、拡散後の信号を O F DM変調することに より、 OFCDM信号を形成し、 この OF C DM信号を送信し、 基地局が、 各 通信端末からの OF C DM信号を受信し、 この受信信号を OF DM復調し、 O F DM復調後の信号に対して各通信端末固有の直交拡散コードを用いた逆拡 散処理を施すことにより、 各通信端末からの送信データを得るようにする。 本発明は、 上述した実施の形態に限定されずに、 種々変更して実施すること ができる。
以上説明したように本発明によれば、 各通信端末が、 送信データを自局固有 の直交拡散コードを用いて拡散し、 拡散後の信号を OF DM変調することで O F C DM信号を形成し、基地局が、各通信端末からの O F C DM信号を受信し、 この受信信号を O F DM復調し、 O F DM復調後の信号に対して各通信端末固 有の直交拡散コードを用いた逆拡散処理を施して各通信端末からの送信デー タを得るようにしたことにより、 上り送信において、 直交拡散コードを適用し ても直交性を確保することがきるようになる。 この結果、 上り通信容量を格段 に増加させることができる無線通信システム及び無線通信方法を実現できる。 本明細書は、 2003年 6月 2日出願の特願 2003— 1 57103に基づ く。 その内容はすべてここに含めておく。 産業上の利用可能性
本発明は無線通信システム及び無線通信方法に関し、 例えば移動体通信シス テムゃ無線 L A Nシステムに適用して好適なものである。

Claims

請求の範囲
1 . 複数の通信端末と、 これら複数の通信端末からの信号を受信 する基地局とを有する無線通信システムであって、
前記各通信端末は、 送信データを自局固有の直交拡散コードを用いて拡散す る拡散手段と、 拡散後の信号を O F DM変調する O F DM変調手段とを有し、 前記基地局は、 受信信号を O F D M復調する O F D M復調手段と、 O F DM 復調後の信号に対して各通信端末固有の直交拡散コードを用いた逆拡散処理 を施すことにより、 各通信端末からの送信データを得る逆拡散手段とを有する 無線通信システム。
2 . 前記各通信端末の前記 O F DM変調手段は、前記各通信端末 と前記基地局との間での信号の最大到達時間差と、 マルチパスの最大遅延差と を基にガードィンターバル長を選定する
請求項 1に記載の無線通信システム。
3 . 前記無線通信システムは、 タイムアドバンス処理を行い、 前記各通信端末の前記 O F DM変調手段は、 タイムアドバンス処理を行って も残留する前記各通信端末から前記基地局への信号到達時間の差と、 マルチパ スの最大遅延差とを基にガードィンターバル長を選定する
請求項 1に記載の無線通信システム。
4 . 前記各通信端末は、拡散後のチップをサブキヤリァの時間方 向に配置する
請求項 1に記載の無線通信システム。
.
5 . 前記各通信端末は、送信データを直交拡散コードを用いて拡 散する第 1の拡散手段と、 パイロット信号を前記直交拡散コードと直交する直 交拡散コードを用いて拡散する第 2の拡散手段と、 前記第 1及び第 2の拡散手 段により拡散された信号を多重する多重手段とを有し、 多重後の信号を前記 O F D M変調手段によって O F D M変調する
請求項 1に記載の無線通信システム。
6 . 前記第 2の拡散手段は、前記第 1の拡散手段で用いる拡散コ ードと比較して、 コード長が整数 （2以上） 倍の拡散コードを用いる
請求項 5に記載の無線通信システム。
7 . 前記各通信端末は、 シンポル間で差動符号化処理を施す差動 符号化処理手段を有し、 前記基地局は、 差動符号化処理されたシンボルを遅延 検波する遅延検波手段を有する
請求項 1に記載の無線通信システム。
8 . 前記各通信端末は、 前記基地局にランダムアクセスする 請求項 1に記載の無線通信システム。
9 . 前記各通信端末は、送信データに誤り訂正符号化処理を施す 誤り訂正符号化手段と、誤り訂正符号化後のデータをインターリーブするィン ターリーブ手段とを有し、 インターリーブ後のデータを拡散処理し、 拡散後の チップをサブキヤリァの時間方向に配置する
請求項 1に記載の無線通信システム。
1 0 . 前記各通信端末は、送信データ又は拡散信号をセル固有の スクランブルコードを用いてスクランブル処理するスクランブル手段を有す る
請求項 1に記載の無線通信システム。
1 1 . 送信データを自局固有の直交拡散コードを用いて拡散する 拡散手段と、 拡散後の信号を O F DM変調する O F DM変調手段とを有する 通信 未。
1 2 . 受信信号を O F DM復調する O F DM復調手段と、 O F D M復調後の信号に対して各通信端末固有の直交拡散コードを用いた逆拡散処 理を施すことにより、 前記各通信端末からの送信データを得る逆拡散手段とを 有する
無線基地局。
1 3 . 各通信端末が、送信データを自局固有の直交拡散コードを 用いて拡散し、 拡散後の信号を OF DM変調することにより OFCDM信号を 形成し、 この OFCDM信号を送信し、
基地局が、 前記各通信端末からの OFCDM信号を受信し、 この受信信号を O F DM復調し、 O F DM復調後の信号に対して前記各通信端末固有の直交拡 散コードを用いた逆拡散処理を施すことにより、 前記各通信端末からの送信デ ータを得る
無線通信方法。
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