JP2002016579A - 通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 直交マルチキャリア方式の通信装置において
受信波の遅延情報を求める。 【解決手段】 既知信号復調回路１０８は、ＯＦＤＭ復
調処理して復調信号Ｓｒを出力し、除算器１０９は、復
調信号Ｓｒを、サブキャリア（１…ｎ）毎に、データベ
ース１１１の既知信号Ｓｏのデータ部分で複素除算を行
う。既知信号１０のデータ部分１０ｂでは、サブキャリ
ア（１…ｎ）毎に、変動量計算結果Ｓａを求め得る。遅
延分析演算回路１１０では、サブキャリア（１…ｎ）毎
における変動量計算結果Ｓａを用いて遅延波解析を行う
（ステップ３０２）。遅延波解析方法としては、ＥＳＰ
ＲＩＴ法が採用され、サブキャリア（１…ｎ）毎におけ
る変動量計算結果Ｓａを用いて遅延波情報１１２を求め
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、通信装置に関し、
特に、複数のキャリアを同時に送受信する通信方式を用
いた通信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、無線通信速度を高める通信方式と
して、マルチキャリア方式が知られている。特に、直交
マルチキャリア（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆ
ｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌ
ｅｘｉｎｇ）方式では、複数のサブキャリア（キャリ
ア）が周波数軸上にて配置され、複数のキャリアのうち
隣接するサブキャリア間の周波数間隔としては、理論上
最小限の間隔が採用されている。このため、直交マルチ
キャリア方式としては、周波数利用効率を高くし得るた
め、強い関心がもたれている。

【０００３】直交マルチキャリア方式のＯＦＤＭ信号の
データ構造は、その先頭にガードインタバルを有して構
成され、ガードインタバルの時間（ガードインタバル
長）としては、予め、無線通信環境（例えば、室内にて
送信機と受信機の間の無線通信環境）を考慮して、ＯＦ
ＤＭ信号の受信における遅延時間よりも長くなるように
設定されている。このため、受信時に遅延時間を有する
ときであっても、その遅延時間がガードインタバルの時
間に比べて短いのであれば、ＯＦＤＭ信号の復調を良好
に行うことができる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した直
交マルチキャリア方式の通信装置は、予め、室内の送信
機と受信機の間の無線通信環境に適用することを考慮さ
れたものである。ここで、本発明者等は、直交マルチキ
ャリア方式の無線通信を室外で行うことについて検討し
た。

【０００５】すなわち、室外において送信機と受信機と
の間では、電波（ＯＦＤＭ信号）が各種障害物（例え
ば、建物）によって反射されるため、電波としては、複
数の伝搬経路を経て、受信機に伝搬される。複数の伝搬
経路（伝送路の伝搬時間）としては、各々、経路長が異
なるため、受信機には、複数の電波が、各々、異なる遅
延時間で到来することになる。

【０００６】このことにより、複数の受信波（例えば、
直接波、遅延波等）が各々異なる遅延時間で受信機に受
信されることになる。すなわち、室外においては、室内
に比べて、遅延波の遅延時間がガードインタバルの時間
を超えて到来する可能性が高い。また、受信機として
は、ガードインタバルの時間よりも長い遅延時間で受信
される受信波を、遅延波として正確に認識することがで
きないといった不具合がある。

【０００７】本発明は、上記点に鑑み、受信波の遅延情
報を求めるようにした通信装置を提供することを目的と
する。

【０００８】また、本発明は、受信波の遅延情報を求
め、この遅延情報を基に伝送効率の向上を可能にする通
信装置を提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、請求項１に記載の発明では、ｎ個のキャ
リアを同時に送受信する通信方式を用いて、ｎ個のキャ
リアのうちｋ（≦ｎ）個のキャリアによって既知信号を
受信する通信装置であって、受信した信号のうち、既知
信号を示すｋ個のキャリアの各々の振幅と位相との変動
量を求め、この求められた各変動量に応じて受信波の遅
延情報を求める遅延情報計算手段（１１３）を有するこ
とを特徴とする。このように、遅延情報計算手段によっ
て遅延情報を求めるため、ガードインタバルの時間より
も長い遅延時間で受信される受信波を、遅延波として正
確に認識することができる。また、遅延情報計算手段に
よって遅延情報を求めるにあたり、既知信号を用いてい
るので、新たに、信号を追加する必要がない。

【００１０】請求項２に記載の発明のように、キャリア
ホールが存在するときには、遅延情報計算手段は、複数
ｎ個のキャリアのうちキャリアホールに隣接するキャリ
アの変動量によってキャリアホールの相当部分における
振幅と位相との変動量を推定し、この推定された変動量
とともにｋ個のキャリアの各々における各変動量に基づ
いて遅延情報を求めるようにしてもよい。請求項３に記
載の発明のように、キャリアホールが存在するときに
は、遅延情報計算手段は、ｎ個のキャリアのうちキャリ
アホールより周波数の低い側のキャリアにおける変動量
を算出するとともに、複数ｎ個のキャリアのうちキャリ
アホールより周波数の高い側のキャリアにおける変動量
を算出し、高い側のキャリアにおける変動量と低い側の
キャリアにおける変動量とに応じて遅延波情報を求める
ようにしてもよい。

【００１１】請求項４に記載の発明のように、遅延情報
計算手段としては、ＭＵＳＩＣ法を用いると、受信波の
遅延情報を精度良く求めることができる。また、請求項
５に記載の発明のように、遅延情報計算手段としては、
ＥＳＰＲＩＴ法を用いると、受信波の遅延情報を精度良
く求めることができる。請求項６に記載の発明では、受
信波の先頭を検出する検出器（１２０）と、検出器が受
信波の先頭を最初に検出したタイミングを、受信波の同
期タイミングとして決定するタイミング決定手段（１２
２）とを備えることを特徴とする。ここで、上述の如
く、遅延情報計算手段は、既知信号に応じて受信波の遅
延情報を求めるようにしているものの、その既知信号に
は、すべての受信波の遅延情報が含まれている必要があ
る。そこで、請求項６に記載の発明のように、タイミン
グ決定手段によって、受信波の受信電力に関わりなく、
検出器が受信波の先頭を最初に検出したタイミングを、
受信波の同期タイミングとして決定すれば、すべての受
信波の遅延情報が含まれた既知信号を受信することが可
能になる。

【００１２】具体的には、請求項７に記載の発明のよう
に、検出器は、受信波の先頭の相関値を出力し、タイミ
ング決定手段は、相関値出力手段の相関値とスレッショ
ルド値とを比較し、この比較に応じて同期タイミングを
決定するようにしてもよい。

【００１３】請求項８に記載の発明では、受信波の先頭
を検出する検出器（１２０）と、検出器の検出に基づい
て受信波の同期タイミングとして決定するタイミング決
定手段（１２２）と、遅延情報に応じて、同期タイミン
グに先だって受信波が受信されたか否かを判定する判定
手段（３０３）と、判定手段によって同期タイミングに
先だって受信波が受信されたと判定されたとき、同期タ
イミングに先だって受信された受信波によって同期タイ
ミングを再設定するタイミング再設定手段（３０５）
と、再設定された同期タイミングと、受信した信号とに
応じて、再び、遅延情報を求める遅延情報再計算手段
（３０１）とを有することを特徴とする。ここで、同期
タイミングに先だって受信された受信波が存在するとき
には、当該先だって受信された受信波の既知信号を得る
ことができなくなるため、遅延情報計算手段は、正確な
遅延情報を求めることができなくなる。そこで、請求項
８に記載の発明では、同期タイミングに先だって受信さ
れた受信波が存在するときには、同期タイミングを再設
定し、この再設定された同期タイミングと受信した信号
とに応じて遅延情報を求めるので、その遅延情報は正確
ものになる。

【００１４】請求項９に記載の発明では、遅延情報計算
手段の遅延波情報に応じて、受信波の情報信号における
伝送路での変動を補償する補償手段（１０５）を有する
ことを特徴とする。これにより、受信波の情報信号を精
度良く求めることができるので、伝送品質を向上するこ
とができる。

【００１５】請求項１０に記載の発明では、先頭にガー
ドインタバル（１０ａ）が付加された送信信号を送信す
る送信手段（１２５）と、ガードインタバルの時間を、
設定可能である最大時間に設定する時間設定手段（１２
７）とを有することを特徴とする。これにより、送信信
号を受信するにあたり、遅延時間が生じるものであって
も、その遅延時間がガードインタバルの時間より長くな
るといったことを防ぐことが可能になる。

【００１６】請求項１１に記載の発明では、ｎ個のキャ
リアのうち複数であるｋ個のキャリアによって既知信号
を受信するとともに、ガードインタバル（１１ａ）が付
加された送信信号を送信する送信手段（１２５）を有す
る通信装置であって、受信した信号のうち、既知信号を
示すｋ個のキャリアの各々の振幅と位相との変動量を求
め、この求められた各変動量に応じて受信波の遅延情報
を求める遅延情報計算手段（１１３）と、遅延情報に応
じてガードインタバルの時間を設定する時間設定手段
（１２７）とを有することを特徴とする。ここで、送信
信号を受信するにあたり、ガードインタバルの時間より
長い遅延時間が生じるときには、当該送信信号の復調に
不都合が生じるため、ガードインタバルの時間は長くす
ることが望ましいものの、その反面、既知信号以外の情
報を伝送量の低下を招き、伝送効率が悪化する。そこ
で、請求項１１に記載の発明のように、上述の如く、遅
延情報に応じてガードインタバルの時間を設定するの
で、既知信号以外の情報を大量に伝送することが可能に
なるため、伝送効率の向上を可能となる。

【００１７】具体的には、請求項１２に記載の発明のよ
うに、送信手段は、ガードインタバルとともに情報信号
（１１ｂ、１２ｂ）を、送信信号として送信し、ガード
インタバルは、情報信号の先頭側に付加されているもの
であって、遅延情報計算手段によって、遅延情報とし
て、複数の受信波における遅延時間が求められたとき、
時間設定手段は、ガードインタバルの時間を、複数の受
信波における遅延時間のうち最大遅延時間より長く設定
するようにしてもよい。請求項１３に記載の発明のよう
に、時間情報付加手段（１２２）は、ガードインタバル
の時間を示す時間情報を送信信号に付加するようにして
もよい。

【００１８】請求項１４に記載の発明では、複数ｎ個の
キャリアを同時に受信する通信方式を用いて、前記ｎ個
のキャリアのうちｋ（≦ｎ）個のキャリアによって既知
信号を受信する通信装置であって、複数ｍセットのアン
テナ（１００）と受信機（１０１）と、アンテナと受信
機とのセット毎にて、受信した信号のうち既知信号を示
すｋ個のキャリアの各々における振幅と位相との変動量
を求め、この求められた各変動量に応じて受信波におけ
る到来方位と遅延情報とを求める遅延情報計算手段（１
２６）とを有することを特徴とする。これにより、受信
波における到来方位と遅延情報とを求めることができ
る。

【００１９】請求項１５に記載の発明では、複数ｎ個の
キャリアを同時に受信する通信方式を用いて、前記ｎ個
のキャリアのうちｋ（≦ｎ）個のキャリアによって既知
信号を受信する通信装置であって、複数ｍセットのアン
テナ（１００）と受信機（１０１）と、ｍセットのアン
テナと受信機とによって受信した信号を到来方向別の信
号に分離する分離手段（１２８）と、分離された信号毎
に、信号のうち既知信号を示すｋ個のキャリアの各々の
振幅と位相との変動量を求め、この求められた各変動量
に応じて受信波における到来方向と遅延情報とを求める
遅延情報計算手段（１１３）とを有することを特徴とす
る。このように、遅延情報計算手段においては、分離手
段によって分離された受信した信号に応じて、受信波に
おける到来方位と遅延情報とを求めるので、遅延情報計
算手段の処理を、請求項１４に記載の発明に比べて、簡
素化できる。なお、分離手段としては、例えば、ビーム
フォーマを採用してもよい。

【００２０】請求項１６に記載の発明では、複数ｎ個の
キャリアを同時に受信する通信方式を用いて、ｎ個のキ
ャリアのうちｋ（≦ｎ）個のキャリアによって既知信号
を受信する通信装置であって、複数ｍセットのアンテナ
（１００）と受信機（１０１）とを有し、ｍ個のアンテ
ナは、各々、異なる指向性を有し、アンテナと受信機と
セット毎にて、受信した信号のうち既知信号を示すｋ個
のキャリアの各々における振幅と位相との変動量を求め
るとともに、この求められた各変動量に応じて受信波に
おける到来方向と遅延情報とを求める遅延情報計算手段
（１１３）とを有することを特徴とする。このように、
ｍ個の指向性の異なるアンテナを採用し、アンテナ自体
で到来方向別に受信波を分離し得るので、アンテナ等の
構成は複雑になるものの、到来方向を求める処理が不要
になるため、全体としての処理を簡素化し得る。

【００２１】請求項１７に記載の発明のように、遅延情
報計算手段によって複数の受信波における遅延情報が求
められたとき、この遅延情報に基づいて複数の受信波の
うち最大受信電力の受信波の到来方向を求め、この到来
方向の受信波を選択的に復調するので、復調を正確に行
うことができる。

【００２２】請求項１８に記載の発明のように、遅延情
報計算手段によって、複数の受信波における遅延情報が
求められたとき、この求められた遅延情報に基づいて複
数の受信波のうち、受信波の先頭側のガードインタバル
の時間より長い遅延時間の受信波を除去して復調するこ
とを特徴とする。ここで、複数の受信波のうちカードイ
ンタバルの時間より長い遅延時間の受信波が存在した状
態で、複数の受信波を復調しても、その復調は正確に行
うことが不可能である。そこで、上述のごとく、ガード
インタバルの時間より長い遅延時間の受信波を除去して
復調すれば、その復調は精度良く行うことができる。例
えば、請求項１９に記載の発明のように、通信方式とし
ては、直交マルチキャリア方式を採用すれば、周波数利
用効率を最適な状態で通信を行うことができる。

【００２３】因みに、上記各手段の括弧内の符号は、後
述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示す
一例である。

【００２４】

【発明の実施の形態】（第１実施形態）図１、図２に本
発明に係る直交マルチキャリア方式の通信装置の第１実
施形態を示す。図１は、通信装置の概略回路構成を示す
ブロック図、図２は、図１中の遅延分析回路の回路構成
を示すブロック図である。ここで、本第１実施形態のＯ
ＦＤＭ信号としては、複数ｎ個のサブキャリアが等間隔
で周波数軸上に配置されている。なお、以下、直交マル
チキャリア方式の通信装置を、単に、通信装置という。
本第１実施形態では、通信装置は、室外にて、多重波を
受信する無線通信環境に配置された例について説明す
る。多重波は、１つの送信機（図示しない）からの各々
異なる遅延時間にて到来する複数の受信波（遅延波）が
重なっているものである。

【００２５】ＯＦＤＭ信号のデータ構造としては、図３
（ａ）の♯１に示すものが採用されている。図に示すＯ
ＦＤＭ信号は、既知信号１０がデータ１信号１１の先頭
側に付加されている。既知信号１０は、既知信号のガー
ドインタバル１０ａが既知信号のデータ部分１０ｂの先
頭側に付加されて、データ１信号１１は、データ１信号
のガードインタバル１１ａがデータ１信号のデータ部分
（情報信号）１１ｂの先頭側に付加されている。但し、
既知信号１０は、ｎ個のサブキャリアにて送受信される
ものである。即ち、既知信号１０は、ｎ個のサブキャリ
アの全てに載せられている。なお、既知信号１０は、Ｏ
ＦＤＭ信号のプレアンプルとしての役割を果たす。

【００２６】図１に示すように、通信装置は、受信機１
０１、アナログ−デジタル変換器１０２、同期回路１０
３、既知信号／データ分離器１０４、データバッファ１
０４ａ、既知信号バッファ１０４ｂ、等化器１０５、デ
ータ復調器１０６、及び遅延分析回路１１３を有する。
受信機１０１には、アンテナを通して多重波が受信さ
れ、受信機１０１は、多重波としてのＲＦ帯ＯＦＤＭ信
号を、ベースバンド帯ＯＦＤＭ信号に変換し、アナログ
−デジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０２は、ベースバンド帯
のＯＦＤＭ信号をデジタルＯＦＤＭ信号に変換する。

【００２７】同期回路１０３は、図４（ａ）に示すよう
に、マッチドフィルタ１２０、メモリ１２１、判定回路
１２２、及び相関メモリ１２２ａから構成される。マッ
チドフィルタ１２０は、受信波の先頭の相関値を出力
し、メモリ１２１には、既知信号のガードインタバル１
０ａ（送信前の既知信号のガードインタバル１０ａ）が
保持され、判定回路１２２は、後述する如く、同期タイ
ミングＳｔの検出処理を行う。相関メモリ１２２ａは、
受信波の先頭の相関値としてのマッチドフィルタ１２０
のフィルタ出力を記憶する。

【００２８】既知信号／データ分離器１０４は、デジタ
ルＯＦＤＭ信号を、後述する如く、既知信号側部分とデ
ータ信号側部分とに分離処理する。データバッファ１０
４ａは、既知信号／データ分離器１０４からのデータ信
号側部分を保持する。等化器１０５は、データバッファ
１０４ａからのデータ信号側部分を、遅延分析回路１１
３からの遅延波情報１１２に基づいて等化し等化データ
を出力する。データ復調器１０６は、等化データを復調
処理して復調信号１０７を出力する。既知信号バッファ
１０４ｂは、既知信号／データ分離器１０４からの既知
信号側部分を保持する。

【００２９】遅延分析回路１１３は、図２に示すよう
に、既知信号復調回路１０８、除算器１０９、遅延分析
演算回路１１０、及びデータベース１１１から構成され
て、後述する如く、既知信号バッファ１０４ｂからの既
知信号側部分に基づいて遅延波情報（遅延情報）１１２
の計算処理を行う。データベース１１１は、送信前の既
知信号１０を示す既知信号情報Ｓｏを保持している。

【００３０】次に、本実施形態の作動について図１〜図
７を参照して説明する。先ず、図１に示す受信機１０１
には受信アンテナを通して多重波が受信され、受信機１
０１は、多重波としてのＲＦ帯ＯＦＤＭ信号を、ベース
バンド帯ＯＦＤＭ信号に変換し、アナログ−デジタル変
換器１０２は、ベースバンド帯ＯＦＤＭ信号をデジタル
ＯＦＤＭ信号に変換する。

【００３１】次に、図４（ａ）に示す同期回路１０３の
マッチドフィルタ１２０では、アナログ−デジタル変換
器１０２からのデジタルＯＦＤＭ信号とメモリ１２１か
らの既知信号のガードインタバルの信号との双方が入力
され、双方の相関をとり、相関値としてフィルタ出力を
出力する。なお、以下、図３（ａ）に示すように、多重
波として、受信波♯１〜♯３が、各々、異なる遅延時間
で到来した例について説明する。

【００３２】但し、デジタルＯＦＤＭ信号は、上述の如
く、多重波に基づいた信号であるため、デジタルＯＦＤ
Ｍ信号は、受信波♯１〜♯３の各々における既知信号の
ガードインタバルを含む。このため、マッチドフィルタ
１２０のフィルタ出力は、図４（ｂ）に示すように、時
間軸上にて鋭角的な複数のピーク（例えば、３つのピー
ク）を有する。

【００３３】次に、判定回路１２２において、第１の閾
値（スレッショルド値）を設定し（ステップ３００）、
第１の閾値とマッチドフィルタ１２０のフィルタ出力と
を比較する。この結果、判定回路１２２は、図４（ｂ）
に示すように、フィルタ出力が最初に第１の閾値より大
きな値となる時刻（タイミング）を同期タイミングとし
て設定し（ステップ３０１）、同期タイミングにてロー
レベルとなる同期タイミング信号Ｓｔを既知信号／デー
タ分離器１０４に出力する。ここで、相関メモリ１２２
ａは、マッチドフィルタ１２０のフィルタ出力を記憶す
る。

【００３４】図３（ｂ）に示す例では、受信波♯１〜♯
３のうち受信波♯１が最初に受信され、受信波♯１によ
るマッチドフィルタ１２０のフィルタ出力の方が、第１
の閾値に比べて大きくなっている。このため、図３
（ａ）に示すように、受信波♯１の先頭が同期タイミン
グとして設定される。

【００３５】次に、既知信号／データ分離器１０４は、
既知信号の時間を示す時間情報を有し、この時間情報と
同期タイミング信号ＳｔとによってデジタルＯＦＤＭ信
号における既知信号／データの分離処理を行う。図３
（ａ）に示す例では、上述の如く、受信波♯１の先頭が
同期タイミングとして設定されるため、データ１信号の
ガードインタバルの先頭を基準にして、デジタルＯＦＤ
Ｍ信号の既知信号側部分（先頭側部分）を、既知信号バ
ッファ１０４ｂに出力する。これとともに、データ１信
号のガードインタバルの先頭を基準にして、デジタルＯ
ＦＤＭ信号のデータ信号側部分（後側部分）を、データ
バッファ１０４ａに出力する。

【００３６】図３（ａ）に示す例では、デジタルＯＦＤ
Ｍ信号の既知信号側部分としては、データ１信号のガー
ドインタバルの先頭を基準にして、受信波♯１〜♯３の
うち先頭側部分を示し、データ信号側部分としては、デ
ータ１信号のガードインタバルの先頭を基準にして、受
信波♯１〜♯３のうち後側部分を示す。

【００３７】次に、データバッファ１０４ａは、デジタ
ルＯＦＤＭ信号のデータ信号側部分を保持し、既知信号
バッファ１０４ｂは、デジタルＯＦＤＭ信号の既知信号
側部分を保持する。延分析回路１１３の既知信号復調回
路１０８では、既知信号バッファ１０４ｂにおけるデジ
タルＯＦＤＭ信号の既知信号側部分に基づいてＯＦＤＭ
復調処理して既知信号のデータ部分における復調信号Ｓ
ｒを出力する。

【００３８】ここで、既知信号復調回路１０８におい
て、デジタルＯＦＤＭ信号のうち、ＯＦＤＭ復調処理に
用いられる領域（以下、「解析に利用する領域」とい
う）について述べる。先ず、図３に示す例では、同期タ
イミングとしては、上述の如く、受信波♯１の先頭に設
定されるため、受信波♯１において、解析に利用する領
域を、正確に、既知信号のデータ部分に一致させる得
る。これに伴い、受信波♯２、♯３は、上述の如く、受
信波♯１に比べて、長い遅延時間を有するため、受信波
♯２、♯３においては、解析に利用する領域を、既知信
号ガードインタバルの一部を含むものの、データ信号の
ガードインタバルを含むことなく、既知信号のデータ部
分の一部に一致させ得る。

【００３９】次に、除算器１０９は、復調信号Ｓｒの複
素除算処理を行う。以下、除算器１０９のよる複素除算
処理について図７（ａ）〜（ｆ）によって説明する。先
ず、既知信号１０は、上述の如く、ｎ個のサブキャリア
にて受信されるため、復調信号Ｓｒにおけるｎ個のサブ
キャリアの振幅（図７（ａ）参照）は、送信前の既知信
号Ｓｏにおけるｎ個のサブキャリアの振幅（図７（ｃ）
参照）に比べて変動する。さらに、復調信号Ｓｒにおけ
るｎ個のサブキャリアの位相（図７（ｂ）参照）として
は、送信前の既知信号Ｓｏにおけるｎ個のサブキャリア
の位相（図７（ｄ）参照）に比べて変動する。一方、図
２に示すデータベース１１１には、送信前の既知信号Ｓ
ｏが保持されている。

【００４０】そこで、除算器１０９では、復調信号Ｓｒ
を、サブキャリア（１…ｎ）毎に、データベース１１１
における既知信号Ｓｏで複素除算を行う。これにより、
既知信号１０において、サブキャリア（１…ｎ）毎に、
位相と振幅との変動量として変動量計算結果Ｓａ（位相
と振幅との周波数依存性）を求め得る（図７（ｆ）参
照）。換言すれば、既知信号１０の既知信号側部分にお
いて、サブキャリアの周波数毎に、位相と振幅との変動
量を求めることになる。

【００４１】次に、遅延分析演算回路１１０は、サブキ
ャリア（１…ｎ）毎における変動量計算結果Ｓａを用い
て遅延波解析を行う（ステップ３０２）。遅延波解析方
法としては、例えば、ＥＳＰＲＩＴ法（アレーアンテナ
による適応信号処理：菊間信良著：科学技術出版、参
照）が採用されている。すなわち、ＥＳＰＲＩＴ法によ
って、サブキャリア（１…ｎ）毎における変動量計算結
果Ｓａを用いて、遅延波解析して遅延波情報１１２を求
める。遅延波情報１１２としては、上述した多重波を構
成する受信波（遅延波）毎の遅延時間、及び受信電力が
求められる。

【００４２】次に、遅延分析演算回路１１０は、遅延波
情報１１２に応じて、設定遅延時間（予め、無線通信環
境にて想定される最大遅延時間）より長い遅延時間の受
信波（遅延波）が存在するか否かを判定し（ステップ３
０３）、設定遅延時間より長い遅延時間の受信波が存在
しないとき、遅延波情報１１２を出力する（ステップ３
０４）。このことは、ＥＳＰＲＩＴ法の遅延波情報１１
２により、同期タイミングが、上述した多重波のうち最
も先に到来した受信波♯１の先頭に設定されていること
を意味する。

【００４３】一方、遅延分析演算回路１１０は、図６
（ｃ）に示すように、上記設定遅延時間より長い遅延時
間の受信波が存在すると判定したとき（ステップ３０
４）、ＥＳＰＲＩＴ法の遅延波情報１１２として、同期
タイミングの設定に誤りがあることになる。例えば、上
述した第１の閾値の方が受信波♯１の受信電力強度に比
べて大きいことは勿論のこと、図６（ｂ）に示すよう
に、受信波♯２の受信電力強度（相関値）の方が、受信
波♯１、♯３の受信電力強度より大きな値になっている
とき、同期タイミングとしては、受信波♯２によって設
定され、図６（ａ）に示すように、受信波♯１におい
て、解析に利用する領域として、データ信号のガードイ
ンタバルの一部を含むことになる。

【００４４】この場合、遅延分析演算回路１１０は、遅
延波情報１１２に基づいて、上述したステップ３０３
で、上記設定遅延時間より長い遅延時間の受信波が存在
すると判定し（図６（ｂ）参照）、同期回路１０３の判
定回路１２２は、第１の閾値から所定値だけ下げて第２
の閾値に設定変更し（ステップ３０５）に進んで、判定
回路１２２は、第２の閾値が設定可能最小値に達してい
るか否かを判定する（ステップ３０６）。

【００４５】次に、判定回路１２２は、第２の閾値が設
定可能最小値に達しないと判定したとき、同期タイミン
グの補正を行う。すなわち、判定回路１２２は、相関メ
モリ１２２ａからマッチドフィルタ１２０のフィルタ出
力を呼び出し、マッチドフィルタ１２０のフィルタ出力
と第２の閾値との比較させる。この結果、フィルタ出力
が最初に第２の閾値より大きな値となる時刻（タイミン
グ）を補正同期タイミングとして設定する（ステップ３
０１）。これにより、図４（ｂ）に示すように、補正同
期タイミングは、前回設定された同期タイミングより
も、先だつように設定される。

【００４６】次に、遅延分析回路１１３は、再度、遅延
波分析を行う（Ｓ３０２）。具体的には、既知信号復調
回路１０８は、既知信号バッファ１０４ｂから既知信号
側部分を呼び出し、補正同期タイミングを既知信号側部
分のうち先頭のタイミングとして設定する。すなわち、
既知信号復調回路１０８は、補正同期タイミングを既知
信号側部分における復調開始部分として設定し、このよ
うに設定された既知信号側部分に応じて復調信号Ｓｒを
求めることになる。

【００４７】次に、遅延分析回路１１３は、復調信号Ｓ
ｒとデータベース１１１の既知信号Ｓｏとに応じて既知
信号１０におけるサブキャリア（１…ｎ）毎に、位相と
振幅との変動量として変動量計算結果Ｓａを求め（ステ
ップ１０９）、この変動量計算結果Ｓａに応じてＥＳＰ
ＲＩＴ法による遅延波解析を、再び、行う（ステップ３
０２）。その後、ステップ３０３〜ステップ３０４の処
理が行われ、上述と同様に、正確な、遅延波情報１１２
が得られる。

【００４８】次に、等化器１０５は、デジタルＯＦＤＭ
信号のデータ信号側部分と遅延波情報１１２とに基づい
てデータ信号を等化処理し等化データを出力する。例え
ば、３波の多重波として受信波♯１〜♯３が到来したと
き、デジタルＯＦＤＭ信号のデータ信号側部分として
は、受信波♯１〜♯３の各々におけるデータ信号のデー
タ部分１３を含むことになる。ここで、延分析回路１１
３からの遅延波情報１１２として、上述の如く、受信波
♯１〜♯３の各々の遅延時間が得られる。すなわち、遅
延波情報１１２としては、受信波♯１に対する受信波♯
２の遅延時間ｔ１（図３（ａ）参照）と、受信波♯１に
対する受信波♯３の遅延時間ｔ２（図３（ａ）参照）と
が得られる。

【００４９】ここで、等化器１０５では、まず、デジタ
ルＯＦＤＭ信号のデータ信号側部分を、高速フーリエ変
換など、一般的なＯＦＤＭの等化器並びに復調器でもち
られる手段により、サブキャリア毎の信号に分離する。
この信号を、Ａ１、Ａ２、Ａ３、…Ａｎとする。さら
に、各サブキャリアの周波数をｆ１、ｆ２、ｆ３、…ｆ
ｎとする。また、上述の手法により求めたの受信波（遅
延波）♯１、♯２、♯３の受信電力強度（強度）をＭ
１、Ｍ２、Ｍ３とし、受信波♯１、♯２、♯３の遅延時
間をｔａ１、ｔａ２、ｔａ３とする。

【００５０】次に、等化器１０５は、分離されたサブキ
ャリア毎の信号に数式１に示す演算を行い、等化された
信号Ａ１’、Ａ２’、Ａ３’、…Ａｎ’を生成する。

【００５１】

【数１】Ａｉ’＝Ａｉ／［Ｍ１・ｅｘｐ（２πｆ１・ｔ
ａ１）＋Ｍ２・ｅｘｐ（２πｆ２・ｔａ２）＋Ｍ３・ｅ
ｘｐ（２πｆ３・ｔａ３）］ ただし、ｉ＝１、２、３、…ｎとする。

【００５２】この演算処理により、受信波♯１、♯２、
♯３の各々におけるサブキャリア毎の信号は、時間的に
一致するように配列され、伝送路の遅延波の影響を補正
する、すなわち、等化を行うことができる。なお、上述
の例では、受信波の数としては３つの例で示している
が、３つ以上の受信波があっても同様の演算で処理可能
である。

【００５３】次に、データ復調器１０６は、等化器１０
５からの等化データをＯＦＤＭ復調処理して復調信号１
０７を出力する。なお、復調信号１０７は、例えば、Ｑ
ＰＳＫ変調、１６ＱＡＭ変調、若しくは６４ＱＡＭ変調
等の各種変調方式のうちいずれか１つの変調方式で変調
されたもので、その変調方式は既知信号１０の一部に示
されている。そこで、データ復調器１０６によって既知
信号１０の一部に示された変調方式が識別され、この識
別された変調方式に対応して復調信号１０７の復調を行
うことになる。

【００５４】以下、本実施形態の特徴を述べる。先ず、
上述の如く、遅延分析回路１１３を採用して、遅延波分
析を行うため、容易に、遅延波情報１１２を得ることが
できる。即ち、通信装置は、各々、異なる遅延時間で受
信波が到来し、その受信波の遅延時間が既知信号のガー
ドインタバルの時間Ｔｇｐより長いときであっても、遅
延波情報（受信波の遅延情報）１１１として、各受信波
の各々における遅延時間、受信電力を求めることができ
る。遅延分析回路１１３による遅延波分析としては、Ｏ
ＦＤＭ信号の一部である既知信号のデータ部分１１を用
いているため、遅延波分析のためにＯＦＤＭ信号のデー
タ構造を変更することはない。また、各々異なる遅延時
間で遅延波が到来したとき、上述の如く、遅延分析演算
回路１１０によって、同期タイミングを、必ず、最初に
到来した受信波により設定するとともにこの同期タイミ
ングに応じて復調信号Ｓｒを求め、その復調信号Ｓｒに
応じて遅延波分析を行うので、遅延波分析としては、高
精度に行うことができる。

【００５５】さらに、等化器１０５によって遅延波情報
１１２に基づいて等化データが求められ、データ復調器
１０６としては、等化データに基づいて復調データを求
めるため、復調データとしては高精度なデータを求める
ことができる。

【００５６】また、上記実施形態では、ＯＦＤＭ信号と
しては、ｎ個のサブキャリアが等間隔で周波数軸上に配
置されている例について説明したが、これに限らず、Ｏ
ＦＤＭ信号としてキャリアホールが存在する場合があ
り、キャリアホールが存在するときの遅延分析回路１１
３の処理について図８により説明する。

【００５７】先ず、ｎ個のサブキャリアの周波数間隔に
おいて、ある２つのサブキャリの周波数間隔を除く各周
波数間隔が、各々、等しくなっているとき、ある２つの
サブキャリアの間の部分をキャリアホールという。図８
（ａ）、図８（ｂ）に示す例では、周波数軸上におい
て、ｎ個のサブキャリアの配列のうち中央部にキャリア
ホールが存在する例について示す。すなわち、ｎ個のサ
ブキャリアの周波数間隔において、上記中央部を挟むよ
うに配置された両サブキャリアの周波数間隔以外の各周
波数間隔は、各々、等しくなっており、上記両サブキャ
リアの周波数間隔は、その周波数間隔以外の各周波数間
隔の二倍になっている。つまり、変調周波数帯におい
て、ｎ個のサブキャリアの配列のうち中央部のサブキャ
リアに信号を載せないようにしてある。

【００５８】ここで、遅延分析回路１１３の遅延分析と
しては、周波数軸上にて等間隔で配置された各サブキャ
リアによる変動量計算結果Ｓａを用いることが望まし
い。そこで、遅延分析回路１１３では、キャリアホール
が存在するとき、サブキャリア（１…ｎ）の変動量計算
結果Ｓａに応じてキャリアホールに相当する部分の変動
量計算結果Ｓａを推定する。具体的には、キャリアホー
ルに隣接する両サブキャリアの振幅変動量を用いて、図
８（ａ）に示すように、例えば、直線補間により、キャ
リアホールに相当する部分の振幅変動量を求め、キャリ
アホールに隣接する両サブキャリアの位相変動量を用い
て、図８（ｂ）に示すように、例えば、直線補間によ
り、キャリアホールに相当する部分の位相変動量を求め
る。これにより、キャリアホールが存在するときであっ
ても、周波数軸上にて等間隔で配置された各サブキャリ
アによる変動量計算結果Ｓａを求めることができる。

【００５９】また、キャリアホールが存在するとき、上
述の如く、キャリアホールに相当する部分の変動量計算
結果Ｓａを推定するのではなく、ｎ個のサブキャリアの
うちキャリアホールより周波数の低い側の各サブキャリ
アにおける変動量計算結果Ｓａを求めるとともに、ｎ個
のサブキャリアのうちキャリアホールより周波数の高い
側の各サブキャリアにおける変動量計算結果Ｓａを求め
てもよい。

【００６０】また、第１実施形態における遅延分析回路
１１３のシュミレーションを行ったところ、以下のよう
な事が分かった。本シュミレーションでは、図９（ａ）
に示すように、直接波、遅延波１、遅延波２、及び遅延
波３が、多重波として受信されるようにした。実験を行
った無線通信伝送路（仮定した伝送路）としては、直接
波の遅延時間は５０ｎｓ、遅延波１の遅延時間は２００
ｎｓ、遅延波２の遅延時間は５００ｎｓ、遅延波３の遅
延時間は９００ｎｓ、直接波の電力減衰量は０ｄＢ、遅
延波１の電力減衰量は−３ｄＢ、遅延波２の電力減衰量
は−６ｄＢ、遅延波３の電力減衰量は−１０ｄＢとなる
ように設定した。そして、実験分析結果において、図９
（ｂ）に示すように、直接波、遅延波１、遅延波２及び
遅延波３としては、遅延時間と電力減衰量（受信電力
値）とともに正確な値を得ることができることが分かっ
た。

【００６１】なお、上記第１実施形態では、遅延波解析
方法としては、ＥＳＰＲＩＴ法を採用した例について説
明したが、これに限らず、ＭＵＳＩＣ法（アレーアンテ
ナによる適応信号処理：菊間信良著：科学技術出版、参
照）を適用してもよい。

【００６２】（第２実施形態）第２実施形態では、上記
第１実施形態にて述べた変動量計算結果Ｓａを用いてガ
ードインタバル長（時間）を最適化して、そのＯＦＤＭ
信号を送信する例について説明する。本第２実施形態で
は、図１０に示すＯＦＤＭ信号のデータ構造が、図３に
示すデータ構造に代えて、採用されている。図１０に示
すＯＦＤＭ信号では、図３に示すデータ構造に、ヘッダ
１３が追加され、ヘッダ１３は、既知信号１０とデータ
１信号１１との間に配置されている。ヘッダ１３は、ヘ
ッダのガードインターバル１３ａがヘッダのデータ部分
の先頭側に配置されている。その他の構成は、図３に示
すデータ構造と同様である。なお、図１０では、図３に
て省略されたデータ２信号１１を示す。

【００６３】第２実施形態の通信装置は、図１１に示す
ように、図１に示す構成に加えて、データ変調回路１２
２、合成フレーム生成回路１２３、デジタル−アナログ
変換器１２４、送信機１２５、既知情報生成回路１２
６、及び制御回路１２７が採用されている。データ変調
回路１２２は、制御回路１２７の制御によって、送信デ
ータ１２１のＯＦＤＭ変調処理を行う。

【００６４】すなわち、データ変調回路１２２は、ヘッ
ダ１３に加えて、データ１信号１１、データ２信号１２
等のデータ信号を生成する。データ１信号１１は、デー
タ２信号１２とともに、送信データ１２１のＯＦＤＭ変
調されたものである。データ１信号のガードインタバル
１１ａは、データ１信号のデータ部分１１ｂの一部を複
写され、データ２信号のガードインタバル１２ａは、デ
ータ２信号のデータ部分１２ｂの一部を複写されてい
る。ヘッダのデータ部分１３ｂは、データ信号のガード
インタバルの時間Ｔｇｄに関するデータを含む。ヘッダ
のガードインタバル１３ａは、ヘッダのデータ部分１３
ｂの一部が複写されたものである。ここで、ガードイン
タバル１１ａ、１２ａ等の時間Ｔｇｄは、ヘッダのガー
ドインタバルの時間Ｔｇｈ及び既知信号のガードインタ
バルの時間Ｔｇｐとともに、制御回路１２７の制御によ
って設定される。

【００６５】既知情報生成回路１２６は、既知信号１０
を生成し、合成フレーム回路１２３は、既知情報生成回
路１２６からの既知信号１０と、データ変調回路１２２
からのヘッダ１３及びデータ信号（データ１信号１１、
データ２信号１２）と組み合わせてフレーム生成する。
これにより、図１０に示すＯＦＤＭ信号のデータ構造が
得られる。また、デジタル−アナログ変換器１２４は、
既知情報生成回路１２６からのＯＦＤＭ信号をデジタル
−アナログ変換しアナログのＯＦＤＭ信号を出力する。
送信機１２５は、アナログのＯＦＤＭ信号をＲＦ帯ＯＦ
ＤＭ信号に変換してアンテナから送信させる。

【００６６】次に、第２実施形態の作動の概略について
図１３によって説明する。以下、第２実施形態の通信装
置が適用された無線局Ａ、Ｂを採用した例につき述べ
る。なお、無線局Ａ、Ｂは、それぞれ、同一の構成を有
する。

【００６７】先ず、無線局Ａは、既知信号のガードイン
タバルの時間Ｔｇｐ、ヘッダのガードインタバル１３ａ
の時間Ｔｇｈ、及びデータ信号のガードインタバル時間
Ｔｇｄを、各々、時間Ｔｇｍａｘに設定したＯＦＤＭ信
号を送信する（Ｔｇｐ＝Ｔｇｈ＝Ｔｇｄ＝Ｔｇｍａ
ｘ）。時間Ｔｇｍａｘは、無線通信環境において予め想
定される最大遅延時間以上に設定されている。但し、ヘ
ッダ１３のデータ部分には、データ信号のガードインタ
バルの時間Ｔｇｄ（＝Ｔｇｍａｘ）に関するデータが含
まれている。

【００６８】次に、無線局Ｂは、無線局Ａから送信され
たＯＦＤＭ信号の既知信号により遅延分析してデータ信
号のガードインタバル時間Ｔｇｄの最適ガードインタバ
ル時間Ｔｇｎを求める。これに伴い、データ信号のガー
ドインタバルを最適時間Ｔｇｄに設定するとともに（Ｔ
ｇｎ＝Ｔｇｄ）、既知信号のガードインタバルの時間Ｔ
ｇｐ及びヘッダのガードインタバル１３ａの時間Ｔｇｈ
を時間Ｔｇｍａｘに設定したＯＦＤＭ信号を送信する
（Ｔｇｐ＝Ｔｇｈ＝Ｔｇｍａｘ）。但し、ヘッダ１３の
データ部分には、データ信号のガードインタバルの時間
Ｔｇｄ（＝最適時間Ｔｇｎ）に関するデータが含まれて
いる。

【００６９】次に、無線局Ａは、無線局Ｂから送信され
たＯＦＤＭ信号の既知信号により遅延分析してデータ信
号のガードインタバル時間Ｔｇｄの最適ガードインタバ
ル時間Ｔｇｎを求める。これに伴い、データ信号のガー
ドインタバルを最適時間Ｔｇｄに設定するとともに（Ｔ
ｇｎ＝Ｔｇｄ）、既知信号のガードインタバルの時間Ｔ
ｇｐ及びヘッダのガードインタバル１３ａの時間Ｔｇｈ
を時間Ｔｇｍａｘに設定したＯＦＤＭ信号を送信する
（Ｔｇｐ＝Ｔｇｈ＝Ｔｇｍａｘ）。但し、ヘッダ１３の
データ部分には、データ信号のガードインタバルの時間
Ｔｇｄ（＝最適時間Ｔｇｎ）に関するデータが含まれて
いる。

【００７０】以下、無線局Ａ、無線局Ｂのうち無線局Ａ
を一例にとって具体的な作動について説明する。先ず、
既知情報生成回路１２６は、制御回路１２７に制御され
て、既知信号のガードインタバルの時間Ｔｇｐを時間Ｔ
ｇｍａｘに設定し、その設定された時間Ｔｇｐ（＝Ｔｇ
ｍａｘ）のガードインターバル１０ｂを生成し、このガ
ードインターバル１０ｂを有する既知信号１０を合成フ
レーム回路１２３に出力する。

【００７１】次に、データ変調回路１２２は、制御回路
１２７によって制御されて、データ１信号１１、データ
２信号１２等のデータ信号のガードインタバル時間Ｔｇ
ｄを時間Ｔｇｍａｘに設定し、その時間Ｔｇｄ（＝Ｔｇ
ｍａｘ）のガードインタバルを有するデータ信号（デー
タ１信号１１、データ２信号１２…）を生成する。これ
とともに、データ変調回路１２２は、制御回路１２７に
よって制御されて、ヘッダのガードインタバル１３ａの
時間Ｔｇｈを時間Ｔｇｍａｘに設定し、その時間Ｔｇｈ
（＝Ｔｇｍａｘ）のガードインタバルを有するヘッダ１
３を生成する。

【００７２】次に、合成フレーム回路１２３は、データ
変調回路１２２からのヘッダ１３とデータ信号（データ
１信号１１、データ２信号１２…）と、既知情報生成回
路１２６からの既知信号１０とに基づいてフレーム合成
して、デジタルＯＦＤＭ信号を出力する。デジタル−ア
ナログ変換器１２４は、デジタルＯＦＤＭ信号をアナロ
グのＯＦＤＭ信号を変換し、送信機１２５は、アナログ
のＯＦＤＭ信号をＲＦ帯ＯＦＤＭ信号に変換しアンテナ
から電波を媒体として送信させる。

【００７３】次に、受信機１０１は、無線局Ｂから送信
されたＯＦＤＭ信号を電波を媒体として受信し、この受
信ＯＦＤＭ信号は、上記第１実施形態と実質的に同様に
処理される。但し、既知信号／データ分離回路１０４
は、デジタルＯＦＤＭ信号のうち既知信号側部分（上記
第１実施形態で述べた）を既知信号バッファ１０４ｂを
通して遅延分析回路１１３に出力し、デジタルＯＦＤＭ
信号のうちデータ信号側部分をデータバッファ１０４ａ
を通して等化器１０５に出力する。ここで、第２実施形
態のデータ信号側部分としては、デジタルＯＦＤＭ信号
のうちヘッダ１３の先頭を基準にして後側を示し、既知
信号側部分としては、デジタルＯＦＤＭ信号のうちヘッ
ダ１３の先頭を基準にして先頭側を示す。

【００７４】次に、等化器１０５は、デジタルＯＦＤＭ
信号のうちデータ信号側部分に応じて、上記第１実施形
態と実質的に同様に、ヘッダ１３とデータ信号（データ
１信号１１、データ２信号１２…）との等化データを求
め、データ復調回路は、ヘッダのデータ部分１３ｂを復
調してデータ信号のガードインタバルの時間Ｔｇｄを求
め、このガードインタバルの時間Ｔｇｄに基づいてデー
タ信号のうち、データ部分を分離してＯＦＤＭ復調して
復調データを求める。

【００７５】次に、遅延分析回路１１３は、上記第１実
施形態と同様に、遅延波解析処理して遅延波情報１１２
を求め、制御回路１２７は、遅延波情報１１２に基づい
てデータ信号（データ１信号１１、データ２信号１２
…）のガードインタバルの時間Ｔｇｄを設定する。ガー
ドインタバルの時間Ｔｇｄとしては、図１３に示すよう
に、時間Ｔｇ１、Ｔｇ２、…、Ｔｇｎ、…Ｔｇｍａｘ
（Ｔｇ１＜Ｔｇ２＜、…、＜Ｔｇｎ＜、…Ｔｇｍａｘ）
のうち適正時間Ｔｇｎとして選択され、この選択された
ガードインタバルの時間Ｔｇｄ（＝Ｔｇｎ）は、図１２
に示すように、遅延波情報１１２にて得られた各受信波
♯１〜♯３の遅延時間よりも長い時間になっている。

【００７６】次に、データ変調回路１２２は、制御回路
１２７に制御されて、適正時間Ｔｇｎ（＝Ｔｇｄ）であ
るガードインタバルを有するデータ信号（データ１信号
１１、データ２信号１２…）を生成する。また、データ
変調回路１２２は、制御回路１２７によって制御され
て、ガードインタバル１３ａの時間Ｔｇｈを時間Ｔｇｍ
ａｘに設定したヘッダ１３を生成する。ここで、ヘッダ
１３には、データ信号のガードインタバルの時間Ｔｇｄ
（＝Ｔｇｎ）に関するデータが含まれている。これに伴
い、既知情報生成回路１２６は、制御回路１２７に制御
されて、ガードインタバルの時間Ｔｇｐを時間Ｔｇｍａ
ｘに設定した既知信号１０を生成する。合成フレーム回
路１２３は、ヘッダ１３とデータ信号と既知信号１０と
に基づいてフレーム合成して、デジタルＯＦＤＭ信号を
出力する。デジタル−アナログ変換器１２４は、デジタ
ルＯＦＤＭ信号をアナログのＯＦＤＭ信号を変換し、送
信機１２５は、アナログのＯＦＤＭ信号をＲＦ帯ＯＦＤ
Ｍ信号に変換しアンテナから送信させる。

【００７７】以下、第２実施形態の特徴について説明す
る。

【００７８】データ信号のガードインタバル時間Ｔｇｄ
としては、上述の如く、遅延波情報１１２に応じて、各
受信波♯１〜♯３の最大遅延時間よりも長い時間になる
ように設定される。このため、データ信号のガードイン
タバル時間Ｔｇｄを、無線通信環境において予め想定さ
れる最大遅延時間に比べて短くし得る。このため、送信
データの伝送量を増大化できるため、伝送効率の高効率
化が可能である。

【００７９】さらに、既知信号のガードインタバルの時
間Ｔｇｐとしては、無線通信環境において予め想定され
る最大遅延時間以上に設定されている。このため、ＯＦ
ＤＭ信号が、既知信号のガードインタバル１０ａに比べ
て長い遅延時間にて受信されて、既知信号のデータ部分
の復調が不可能といったことを未然に防ぐことができ
る。また、ヘッダのガードインタバルの時間Ｔｇｈにお
いても、無線通信環境において予め想定される最大遅延
時間以上に設定しているため、遅延時間が生じても、ヘ
ッダのデータ部分１３ｂの復調が不能になるといったこ
とを未然に防ぐことができる。

【００８０】なお、上記第２実施形態では、遅延波情報
１１２に応じて、データ信号（データ１信号、データ２
信号…）のガードインタバルの時間Ｔｇｄ（＝Ｔｇｎ）
を設定した例について説明したが、これに限らず、既知
信号のガードインタバルの時間Ｔｇｐ、或いは、ヘッダ
のガードインタバルの時間Ｔｇｈを、遅延波情報１１２
に応じて設定するようにしてもよい。

【００８１】（第３実施形態）上記第１、第２実施形態
では、遅延波解析によって各受信波毎における遅延時
間、及び受信電力を求める例について説明したが、これ
に限らず、本第３実施形態では、各受信波毎における遅
延時間、及び受信電力に加えて、各受信波毎における到
来方向を求めるようにした。この場合における構成を図
１４に示す。

【００８２】図１４に示す通信装置では、アンテナ１０
０、受信機１０１、アナログ−デジタル変換器１０２、
同期回路１０３、既知信号／データ分離器１０４、既知
信号バッファ１０４ｂ及び除算器１０９といった構成
を、複数ｍセット有しているとともに、データベース１
１２、到来方向／遅延量分析処理回路（以下、分析処理
回路１３６という）、及びデータ復調回路１０６を備え
ている。ここで、図１４に示す符号において、図１、図
２に示す同一符号のものは、同一のもの、或いは、実質
的な同一のものを示す。ここで、ｍセットのアンテナ１
００は、各々、同一特性を有し、アレイアンテナを構成
する。ｍセットの除算器１０９は、各々、変動量計算結
果ＳＡ１、ＳＡ２…ＳＡＭを求める。データベース１１
２は、送信前の既知信号１０を示す既知信号情報Ｓｏを
保持するもので、その既知信号情報をＳｏを、ｍセット
の除算器１０９の各々に供給する。

【００８３】このように構成された第３実施形態の通信
装置では、分析処理回路１２６には、ｍセットの除算器
１０９からの変動量計算結果ＳＡ１、ＳＡ２…ＳＡＭが
入力されて、分析処理回路１２６は、変動量計算結果Ｓ
Ａ１、ＳＡ２…ＳＡＭに基づいて遅延波分析をして到来
方向／遅延波情報１３７を求める。この結果、到来方向
／遅延波情報１３７として、受信波毎における受信電
力、遅延時間、到来方向を求めることができる。当該遅
延波分析としては、２Ｄ Ｕｎｉｔａｒｙ ＥＳＰＲＩ
Ｔ（電子通信情報学会：信学技報ＡＰ９７−７８参照）
が採用されている。

【００８４】ここで、データ復調回路１０６には、到来
方向／遅延波情報１３７に加えて、ｍセットの既知信号
／データ分離器１０４の各々からのデジタルＯＦＤＭ信
号のデータ信号側部分（上記第１実施形態で述べた）が
入力される。データ復調回路１０６においては、ｍセッ
トのＯＦＤＭ信号のデータ信号側部分と到来方向／遅延
波情報１３７とに基づいて各受信波のうち最大受信電力
を有する受信波（遅延波）の到来方向を求め、この到来
方向の受信波を選択的に取り出して復調処理を行う。従
って、高精度な復調データ１０７を得ることができるた
め、伝送品質を向上し得る。

【００８５】また、第３実施形態のデータ復調回路１０
６では、上述の如く、最大受信電力を有する受信波（遅
延波）の到来方向を求め、この到来方向の受信波を選択
的に復調処理するのではなく、ｍセットのＯＦＤＭ信号
のデータ信号側部分と到来方向／遅延波情報１３７とに
基づいて、各受信波のうち遅延時間が既知信号のガード
インタバル１０ｂに比べて長い受信波を取り除いてＯＦ
ＤＭ復調処理を行うようにしてもよい。これにより、高
精度な復調データ１０７を得ることができるため、伝送
品質を向上し得る。

【００８６】ここで、第３実施形態では、ｍセットのア
ンテナ１００からなるアレイアンテナに対して、公知技
術であるアダプィアンテナの技術を適用して、ｍセット
のアンテナ１００の各々にて受信されたＯＦＤＭ信号の
振幅と位相を最適制御してｍセットのアンテナ１００に
おける所望の指向性を得るようにすれば、より、好適で
ある。

【００８７】（第４実施形態）上記第３実施形態では、
図１４に示す分析処理回路１２６が変動量計算結果ＳＡ
１、ＳＡ２…ＳＡＭを用いて受信波毎における受信電
力、遅延時間、到来方向を求める例につき説明したが、
本第４実施形態では、ｍセットのアンテナ１００の各々
で受信されたＯＦＤＭ信号を到来方向別に分離して、分
離されたＯＦＤＭ信号に基づいて分離方向毎に遅延波情
報を求めるようにした。この場合の構成を図１５に示
す。

【００８８】図１５に示す通信装置では、アンテナ１０
０、受信機１０１、アナログ−デジタル変換器１０２、
同期回路１０３、既知信号／データ分離器１０４、既知
信号バッファ１０４ｂ、及び遅延分析回路１１３といっ
た構成を、ｍ（ｍ：複数）セット有しているとともに、
ビームフォーマ１２８を備えている。なお、ビームフォ
ーマ１２８としては、ＦＦＴ（高速フーリェ変換法）、
或いは、ＭＵＳＩＣ法（アレーアンテナによる適応信号
処理：菊間信良著：科学技術出版、参照）を採用しても
よい。ここで、図１５に示す符号において、図１に示す
同一符号のものは、同一物、或いは、実質的な同一物を
示す。但し、ｍセットのアンテナ１００は、各々、同一
の指向性を有する。ビームフォーマ１２８は、ｍセット
のアナログ−デジタル変換器１０２と、ｍセットの同期
回路１０３との間に接続されている。

【００８９】このように構成された第４実施形態の通信
装置では、ビームフォーマ１２８には、ｍセットのアナ
ログ−デジタル変換器１０２の各々からのデジタルＯＦ
ＤＭ信号が入力されて、ビームフォーマ１２８は、デジ
タルＯＦＤＭ信号を到来方向別に分離して分離ＯＦＤＭ
信号を、対応する同期回路１０３に出力する。これによ
り、ｍセットの同期回路１０３は、各々、到来方向別の
分離ＯＦＤＭ信号に応じて、上記第１実施形態と実質的
に同様な処理をし、さらに、ｍセットの既知信号／デー
タ分離器１０４、及びｍセットの遅延分析回路１１３
は、そのセット毎に、上記第１実施形態と実質的に同様
な処理を行う。また、ｍセットの遅延分析回路１１３
は、各々、到来方向別（方向１、方向２、…方向ｍ）の
遅延波情報を求める。

【００９０】ここで、データ復調回路１０６には、ｍセ
ットの到来方向別の遅延波情報と、ｍセットのＯＦＤＭ
信号のデータ信号側部分（上記第１実施形態で述べた）
とが入力されて、データ復調回路１０６は、ｍセットの
ＯＦＤＭ信号のデータ信号側部分とｍセットの到来方向
別の遅延波情報とに基づいて各受信波のうち最大受信電
力を有する受信波の到来方向を求め、この到来方向の受
信波を選択的にＯＦＤＭ復調処理を行う。従って、上記
第３実施形態と実質的に同様に、高精度な復調データ１
０７を得ることができる。

【００９１】また、このような処理に限らず、データ復
調回路１０６において、到来方向別（方向１、方向２、
…方向ｍ）の遅延波情報と、ｍセットのＯＦＤＭ信号の
データ信号側部分（既知信号／データ分離器１０４から
の）とに基づいて、各受信波のうち遅延時間が既知信号
のガードインタバル１０ｂに比べて長い受信波を取り除
いてＯＦＤＭ復調処理を行うようにしてもよい。

【００９２】また、ビームフォーマ１２８から出力され
たＯＦＤＭ信号は、到来方向別に対応づけられるので、
目的に別に、選択して復調できる。また、ビームフォー
マ１２８によって、デジタルＯＦＤＭ信号を到来方向別
に分離するため、遅延分析回路１１３において、到来方
向を分析する処理が不必要になるため、上記第４実施形
態に比べて、処理を簡素化し得る。

【００９３】（第５実施形態）上記第４実施形態では、
デジタルＯＦＤＭ信号を到来方向別に分離するためにビ
ームフォーマ１２８を採用した例について説明したが、
本第５実施形態では、ｍセットのアンテナは、各々、異
なる指向性を有して到来方向別に受信波を受信するよう
にした。この場合の構成を図１６に示す。

【００９４】図１６に示す通信装置では、アンテナ１０
０、受信機１０１、アナログ−デジタル変換器１０２、
同期回路１０３、既知信号／データ分離器１０４、既知
信号バッファ１０４ｂ、及び遅延分析回路１１３といっ
た構成を、ｍ（ｍ：複数）セット有するとともにデータ
復調回路１０６を有している。ここで、図１６に示す符
号において、図１に示す同一符号のものは、同一物、或
いは、実質的な同一物を示す。

【００９５】本第５実施形態では、ｍセットのアンテナ
１００は、各々、異なる指向性を有するように配置され
ているので、ｍセットのアンテナ１００の各々には、そ
の指向性に応じた到来方向の受信波が受信される。そし
て、受信機１０１、アナログ−デジタル変換器１０２、
同期回路１０３、及び既知信号／データ分離器１０４、
遅延分析回路１１３は、各々、上記第１実施形態と実質
的に同様の作動を行う。その結果、遅延分析回路１１３
は、各々、到来方向別（方向１、方向２…方向ｍ）の遅
延情報を求める。データ復調回路１０６は、上記第４実
施形態と同様の作動を行うため、上記第４実施形態と実
質的に同様の効果が得られる。

【００９６】また、ｍセットのアンテナ１００の各々に
異なる指向性を持たせるため、アンテナ１００の構成が
複雑になるものの、到来方向の分析処理が不要なため、
全体としての処理（計算量）を減らし得る。

【００９７】なお、上記各実施形態では、既知信号１０
は、ｎ個のサブキャリアの全てに載せられており、サブ
キャリア（１…ｎ）毎における位相と振幅との変動量
（変動量計算結果Ｓａ）を求め、各変動量に応じて遅延
波情報を求める例について説明したが、これに限らず、
既知信号１０が、ｎ個のサブキャリアのうち２つ以上の
ｋ個のサブキャリアに載せられており、ｋ個のサブキャ
リアの各々における位相と振幅との変動量（変動量計算
結果Ｓａ）を求め、各変動量に応じて遅延波情報を求め
るようにしてもよい。

【００９８】さらに、本発明の実施にあたり、通信方式
としては、マルチキャリア方式であれば、直交マルチキ
ャリア方式以外のものを適用してもよい。

【００９９】さらに、本発明の実施にあたり、直交マル
チキャリア方式（若しくは、マルチキャリア方式）の通
信装置としては、室外に限らず、室内で適用するように
してもよい。例えば、本発明の通信装置を、電波反射物
が多く存在する室内の通信環境に適用すれば、良好な通
信を得られる。

【０１００】また、本発明の実施にあたり、直交マルチ
キャリア方式（若しくは、マルチキャリア方式）の通信
装置としては、例えば、地上デジタル放送、路上放送、
携帯電話、無線ＬＡＮ等の各種通信システムに採用して
もよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態に係る直交マルチキャリ
ア方式の通信装置の回路構成をブロック図である

【図２】図１に示す遅延分析回路の回路構成を示すブロ
ック図である。

【図３】（ａ）は、ＯＦＤＭ信号のデータ構造と遅延波
を説明するため図、（ｂ）、（ｃ）は、遅延波を説明す
るためのタイミングチャートである。

【図４】（ａ）は、図１に示す同期回路の構成を示すブ
ロック図、（ｂ）は、マッチドフィルタの出力を示すタ
イミングチャートである。

【図５】上記第１実施形態の作動の一部を示すフローチ
ャートである。

【図６】同期タイミングを説明するための図である。

【図７】（ａ）は、復調信号におけるｎ個のサブキャリ
アの振幅を示す図、（ｂ）は、復調信号におけるｎ個の
サブキャリアの位相を示す図、（ｃ）は、既知信号にお
けるｎ個のサブキャリアの振幅を示す図、（ｄ）は、復
調信号におけるｎ個のサブキャリアの振幅を示す図、
（ｅ）は、変動量計算結果におけるｎ個のサブキャリア
の振幅を示す図、（ｆ）は、変動量計算結果におけるｎ
個のサブキャリアの振幅を示す図である。

【図８】キャリアホールが存在するときの変動量計算結
果を説明するための図である。

【図９】遅延波分析のシュミレーションを説明するため
の図である。

【図１０】本発明の第２実施形態に係るデータ構造を示
す図である。

【図１１】上記第２実施形態の通信装置の回路構成を示
すブロック図である。

【図１２】最適なガードインタバルの時間の選択を説明
するための図である。

【図１３】上記第２実施形態の作動を説明するための図
である。

【図１４】本発明の第３実施形態に係る通信装置の回路
構成を示すブロック図である。

【図１５】本発明の第４実施形態に係る通信装置の回路
構成を示すブロック図である。

【図１６】本発明の第５実施形態に係る通信装置の回路
構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１０８…既知信号復調回路、１０９…除算器、１１３…
遅延波分析回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD19 DD34 DD42 5K046 AA05 EE06 EE48 EE50 EE56 EF02 5K047 AA11 BB01 CC01 GG27 HH15 JJ06 LL06 MM03 MM13 MM24 MM36 MM45

Claims (19)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数ｎ個のキャリアを同時に送受信する
   通信方式を用いて、前記ｎ個のキャリアのうちｋ（≦
   ｎ）個のキャリアによって既知信号を受信する通信装置
   であって、 受信した信号のうち、前記既知信号を示す前記ｋ個のキ
   ャリアの各々の振幅と位相との変動量を求め、この求め
   られた各変動量に応じて受信波の遅延情報を求める遅延
   情報計算手段（１１３）を有することを特徴とする通信
   装置。
2. 【請求項２】 前記遅延情報計算手段は、キャリアホー
   ルが存在するとき、前記ｎ個のキャリアのうち前記キャ
   リアホールに隣接するキャリアの前記変動量によって前
   記キャリアホールの相当部分における振幅と位相との変
   動量を推定し、この推定された変動量とともに前記ｋ個
   のキャリアの各々における前記各変動量に基づいて、前
   記遅延情報を求めることを特徴とする請求項１に記載の
   通信装置。
3. 【請求項３】 前記遅延情報計算手段は、キャリアホー
   ルが存在するとき、前記ｎ個のキャリアのうち前記キャ
   リアホールより周波数の低い側のキャリアにおける前記
   変動量を算出するとともに、前記ｎ個のキャリアのうち
   前記キャリアホールより周波数の高い側のキャリアにお
   ける前記変動量を算出し、前記高い側のキャリアにおけ
   る前記変動量と前記低い側のキャリアにおける前記変動
   量とに応じて前記遅延情報を求めることを特徴とする請
   求項１に記載の通信装置。
4. 【請求項４】 前記遅延情報計算手段としては、ＭＵＳ
   ＩＣ法を用いることを特徴とする請求項１〜３のいずれ
   か１つに記載の通信装置。
5. 【請求項５】 前記遅延情報計算手段としては、ＥＳＰ
   ＲＩＴ法を用いることを特徴とする請求項１〜３のいず
   れか１つに記載の通信装置。
6. 【請求項６】 前記受信波の先頭を検出する検出器（１
   ２０）と、 前記検出器が前記受信波の先頭を最初に検出したタイミ
   ングを、前記受信波の同期タイミングとして決定するタ
   イミング決定手段（１２２）と を有することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つ
   に記載の通信装置。
7. 【請求項７】 前記検出器は、前記受信波の先頭の相関
   値を出力し、 前記タイミング決定手段は、前記相関値出力手段の相関
   値とスレッショルド値とを比較し、この比較に応じて前
   記同期タイミングを決定することを特徴とする請求項６
   に記載の通信装置。
8. 【請求項８】 前記受信波の先頭を検出する検出器（１
   ２０）と、 前記検出器の検出に基づいて前記受信波の同期タイミン
   グとして決定するタイミング決定手段（１２２）と 前記遅延情報に応じて、前記同期タイミングに先だって
   前記受信波が受信されたか否かを判定する判定手段（３
   ０３）と、 前記判定手段によって前記同期タイミングに先だって前
   記受信波が受信されたと判定されたとき、前記同期タイ
   ミングに先だって受信された前記受信波によって前記同
   期タイミングを再設定するタイミング再設定手段（３０
   ５）と、 前記再設定された同期タイミングと、前記受信した信号
   とに応じて、再び、前記遅延情報を求める遅延情報再計
   算手段（３０１）とを有することを特徴とする請求項１
   〜５のいずれか１つに記載の通信装置。
9. 【請求項９】 前記遅延情報計算手段の前記遅延情報に
   応じて、前記受信波の情報信号における変動を補償する
   補償手段（１０５）を有することを特徴とする請求項１
   〜８のいずれか１つに記載の通信装置。
10. 【請求項１０】 先頭にガードインタバル（１０ａ）が
    付加された送信信号を送信する送信手段（１２５）と、 前記ガードインタバルの時間を、設定可能である最大時
    間に設定する時間設定手段（１２７）とを有することを
    特徴とする請求項１〜９のいずれか１つに記載の通信装
    置。
11. 【請求項１１】 複数ｎ個のキャリアを同時に受信する
    通信方式を用いて、前記ｎ個のキャリアのうちｋ（≦
    ｎ）個のキャリアによって既知信号を受信するととも
    に、ガードインタバル（１１ａ）が付加された送信信号
    を送信する送信手段（１２５）を有する通信装置であっ
    て、 受信した信号のうち、前記既知信号を示す前記ｋ個のキ
    ャリアの各々の振幅と位相との変動量を求め、この求め
    られた各変動量に応じて受信波の遅延情報を求める遅延
    情報計算手段（１１３）と、 前記遅延情報に応じて前記ガードインタバルの時間を設
    定する時間設定手段（１２７）とを有することを特徴と
    する通信装置。
12. 【請求項１２】 前記送信手段は、前記ガードインタバ
    ルとともに情報信号（１１ｂ、１２ｂ）を、前記送信信
    号として送信し、前記ガードインタバルは、前記情報信
    号の先頭側に付加されているものであって、 前記遅延情報計算手段によって、前記遅延情報として、
    複数の受信波における遅延時間が求められたとき、前記
    時間設定手段は、前記ガードインタバルの時間を、前記
    複数の受信波における遅延時間のうち最大遅延時間より
    長く設定することを特徴とする請求項１１に記載の通信
    装置。
13. 【請求項１３】 前記ガードインタバルの時間を示す時
    間情報を前記送信信号に付加する時間情報付加手段（１
    ２２）を有することを特徴とする請求項１０〜１２のい
    ずれか１つに記載の通信装置。
14. 【請求項１４】 複数ｎ個のキャリアを同時に受信する
    通信方式を用いて、前記ｎ個のキャリアのうちｋ（≦
    ｎ）個のキャリアによって既知信号を受信する通信装置
    であって、 複数ｍセットのアンテナ（１００）と受信機（１０１）
    と、 前記アンテナと前記受信機とのセット毎にて、受信した
    信号のうち前記既知信号を示す前記ｋ個のキャリアの各
    々における振幅と位相との変動量を求め、この求められ
    た各変動量に応じて受信波における到来方位と遅延情報
    とを求める遅延情報計算手段（１２６）とを有すること
    を特徴とする通信装置。
15. 【請求項１５】 複数ｎ個のキャリアを同時に受信する
    通信方式を用いて、前記ｎ個のキャリアのうちｋ（≦
    ｎ）個のキャリアによって既知信号を受信する通信装置
    であって、 複数ｍセットのアンテナ（１００）と受信機（１０１）
    と、 前記ｍセットのアンテナと前記受信機とによって受信し
    た信号を到来方向別の信号に分離する分離手段（１２
    ８）と、 前記分離された前記信号毎に、前記信号のうち前記既知
    信号を示す前記ｋ個のキャリアの各々の振幅と位相との
    変動量を求め、この求められた各変動量に応じて受信波
    における到来方向と遅延情報とを求める遅延情報計算手
    段（１１３）とを有することを特徴とする通信装置。
16. 【請求項１６】 複数ｎ個のキャリアを同時に受信する
    通信方式を用いて、前記ｎ個のキャリアのうちｋ（≦
    ｎ）個のキャリアによって既知信号を受信する通信装置
    であって、 複数ｍセットのアンテナ（１００）と受信機（１０１）
    とを有し、 前記ｍ個のアンテナは、各々、異なる指向性を有し、 前記アンテナと前記受信機とセット毎にて、受信した信
    号のうち前記既知信号を示す前記ｋ個のキャリアの各々
    における振幅と位相との変動量を求めるとともに、この
    求められた各変動量に応じて受信波における到来方向と
    遅延情報とを求める遅延情報計算手段（１１３）とを有
    することを特徴とする通信装置。
17. 【請求項１７】 前記遅延情報計算手段によって複数の
    受信波における前記遅延情報が求められたとき、この遅
    延情報に基づいて前記複数の受信波のうち最大受信電力
    の受信波の到来方向を求め、この到来方向の受信波を選
    択的に復調することを特徴とする請求項１４〜１６のい
    ずれか１つに記載の通信装置。
18. 【請求項１８】 前記遅延情報計算手段によって、複数
    の受信波における前記遅延情報が求められたとき、この
    求められた遅延情報に基づいて前記複数の受信波のう
    ち、ガードインタバルの時間より長い遅延時間の受信波
    を除去して復調することを特徴とする請求項１４〜１６
    のいずれか１つに記載の通信装置。
19. 【請求項１９】前記通信方式は、直交マルチキャリア方
    式であることを特徴とする請求項１〜１８のいずれか１
    つに記載の通信装置。