JPH10107777A - Ｏｆｄｍダイバーシティ受信機の信号合成方式 - Google Patents
Ｏｆｄｍダイバーシティ受信機の信号合成方式Info
- Publication number
- JPH10107777A JPH10107777A JP8260868A JP26086896A JPH10107777A JP H10107777 A JPH10107777 A JP H10107777A JP 8260868 A JP8260868 A JP 8260868A JP 26086896 A JP26086896 A JP 26086896A JP H10107777 A JPH10107777 A JP H10107777A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- reception
- circuit
- delay
- sub
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 常に受信品質の劣化を回避しつつ、ガードイ
ンターバル期間を越えて遅延した信号や前ゴースト等の
信号合成を可能とし、受信状況に応じた適応的な信号合
成が可能なＯＦＤＭダイバーシティ受信機を提供する。 【解決手段】 主受信空中線１による主受信信号に予め
固定遅延時間処理を行い、そのフレーム同期確立後にタ
イミング信号を生成して、可変の遅延時間処理を施した
副受信空中線２による副受信信号について主受信信号に
対する遅延または進み時間の検出を行い、可変の遅延時
間を補正した後に合成し、その合成信号を復調するよう
に構成することで、副受信空中線２による副受信信号が
主受信信号に対してガードインターバル時間以上に遅延
している場合や時間進みが生じている場合であっても、
時間差のない完全に一致した状態で合成回路５で合成で
きるようにする。
ンターバル期間を越えて遅延した信号や前ゴースト等の
信号合成を可能とし、受信状況に応じた適応的な信号合
成が可能なＯＦＤＭダイバーシティ受信機を提供する。 【解決手段】 主受信空中線１による主受信信号に予め
固定遅延時間処理を行い、そのフレーム同期確立後にタ
イミング信号を生成して、可変の遅延時間処理を施した
副受信空中線２による副受信信号について主受信信号に
対する遅延または進み時間の検出を行い、可変の遅延時
間を補正した後に合成し、その合成信号を復調するよう
に構成することで、副受信空中線２による副受信信号が
主受信信号に対してガードインターバル時間以上に遅延
している場合や時間進みが生じている場合であっても、
時間差のない完全に一致した状態で合成回路５で合成で
きるようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（直交周
波数分割多重）方式による伝送信号を受信するダイバー
シティ受信機に関し、特に２つの異なる指向性を持つ受
信空中線による２つの受信信号を合成した後に復調する
信号合成方式に関する。
波数分割多重）方式による伝送信号を受信するダイバー
シティ受信機に関し、特に２つの異なる指向性を持つ受
信空中線による２つの受信信号を合成した後に復調する
信号合成方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の一般的なダイバーシティ受信機と
して、著者：奥村 善久、進士 昌明による「移動通信
の基礎」（昭和６１年１０月１日発行）のｐｐ１６１〜
１６５（特に１６１、１６２ページ）に、その概要が開
示されている。
して、著者：奥村 善久、進士 昌明による「移動通信
の基礎」（昭和６１年１０月１日発行）のｐｐ１６１〜
１６５（特に１６１、１６２ページ）に、その概要が開
示されている。
【０００３】従来の一般的なダイバーシティ受信機の構
成例を図６に示す。図６において、主受信空中線１と副
受信空中線３は互いに指向性が異なる。これらの空中線
１，３によって受信された信号はそれぞれ次段の第１受
信高周波部２、第２受信高周波部４によって到来信号中
の希望波が選択され、合成回路５によって合成された
後、復調回路６によって復調出力される。
成例を図６に示す。図６において、主受信空中線１と副
受信空中線３は互いに指向性が異なる。これらの空中線
１，３によって受信された信号はそれぞれ次段の第１受
信高周波部２、第２受信高周波部４によって到来信号中
の希望波が選択され、合成回路５によって合成された
後、復調回路６によって復調出力される。
【０００４】ここで、伝送路を経由した受信波はフェー
ジングを受けて受信信号レベルが変動するが、このフェ
ージングの影響を軽減する技術として２つ以上の受信波
を利用するのがダイバーシティ受信である。
ジングを受けて受信信号レベルが変動するが、このフェ
ージングの影響を軽減する技術として２つ以上の受信波
を利用するのがダイバーシティ受信である。
【０００５】ダイバーシティ受信の内、空間ダイバーシ
ティは空間的に独立した２本以上の各々指向性の異なる
受信空中線による受信信号を合成する方法であり、実用
性が高く、従来より多用されている。
ティは空間的に独立した２本以上の各々指向性の異なる
受信空中線による受信信号を合成する方法であり、実用
性が高く、従来より多用されている。
【０００６】この空間ダイバーシティは、前述の合成を
することで、一方の主受信空中線１による受信信号レベ
ルが落ち込んだ場合であっても、他方の異なる指向性の
副受信空中線３による受信信号が受信信号レベルの落ち
込みを補う形で受信品質を保つように構成したものであ
る。
することで、一方の主受信空中線１による受信信号レベ
ルが落ち込んだ場合であっても、他方の異なる指向性の
副受信空中線３による受信信号が受信信号レベルの落ち
込みを補う形で受信品質を保つように構成したものであ
る。
【０００７】しかし、主受信空中線１と副受信空中線３
は指向性が異なることから、各々の受信信号は異なる伝
送経路を通った互いに時間差のある信号（以下、マルチ
パスまたはゴーストと称す。）である。このため、特に
デジタル変調信号の受信などでは、単純に信号の合成を
行うと、時間差のある信号同士の干渉によりかえって信
号品質の劣化を生じてしまう。
は指向性が異なることから、各々の受信信号は異なる伝
送経路を通った互いに時間差のある信号（以下、マルチ
パスまたはゴーストと称す。）である。このため、特に
デジタル変調信号の受信などでは、単純に信号の合成を
行うと、時間差のある信号同士の干渉によりかえって信
号品質の劣化を生じてしまう。
【０００８】このような場合、主受信空中線１による受
信信号レベルと副受信空中線３による受信信号レベルを
同一とせずに、レベル差をつけて合成するのが一般的な
方法であるが、それでも何らかの劣化は避けられない。
信信号レベルと副受信空中線３による受信信号レベルを
同一とせずに、レベル差をつけて合成するのが一般的な
方法であるが、それでも何らかの劣化は避けられない。
【０００９】一方、マルチパスやゴースト妨害に比較的
耐性のある将来のデジタル放送の伝送方式としてＯＦＤ
Ｍ方式が有力視されている。このＯＦＤＭ方式では、多
数の直交する搬送波を使い、各搬送波に伝送信号のシン
ボルを割り当てて多重するが、その際、各シンボルにガ
ードインターバルと呼ばれる有効シンボル期間の波形を
巡回的に付加することで、マルチパスやゴースト妨害の
影響を軽減するための信号余裕期間を設けるようにして
いる。
耐性のある将来のデジタル放送の伝送方式としてＯＦＤ
Ｍ方式が有力視されている。このＯＦＤＭ方式では、多
数の直交する搬送波を使い、各搬送波に伝送信号のシン
ボルを割り当てて多重するが、その際、各シンボルにガ
ードインターバルと呼ばれる有効シンボル期間の波形を
巡回的に付加することで、マルチパスやゴースト妨害の
影響を軽減するための信号余裕期間を設けるようにして
いる。
【００１０】図７にＯＦＤＭ信号のフレーム構成図を示
す。このＯＦＤＭ信号は、時間軸上から見た場合、受信
側でフレーム同期をとるための特定の同期シンボルに始
まり、次の同期シンボルまでの時間が１フレーム期間と
なっている。このとき、図７に示すように同期シンボル
から次の同期シンボル直前までのシンボル数がｍ＋１個
であるならば、１フレームは同期シンボルを含めてｍ＋
１シンボル個である。
す。このＯＦＤＭ信号は、時間軸上から見た場合、受信
側でフレーム同期をとるための特定の同期シンボルに始
まり、次の同期シンボルまでの時間が１フレーム期間と
なっている。このとき、図７に示すように同期シンボル
から次の同期シンボル直前までのシンボル数がｍ＋１個
であるならば、１フレームは同期シンボルを含めてｍ＋
１シンボル個である。
【００１１】同期シンボルはヌルシンボルとも称され
る。この期間は受信機が信号復調のフレーム同期を得る
ために、全ての搬送波を完全に停波する期間である。Ｏ
ＦＤＭ信号は多数のシンボルと呼ばれる符号単位が集ま
って１フレームを構成しており、各シンボルには図７の
シンボルｎの拡大図に代表して示すように、ガードイン
ターバル期間と呼ばれる有効シンボル期間Ｔｓの波形を
巡回的に付加した信号余裕期間Ｇｎが設けられている。
る。この期間は受信機が信号復調のフレーム同期を得る
ために、全ての搬送波を完全に停波する期間である。Ｏ
ＦＤＭ信号は多数のシンボルと呼ばれる符号単位が集ま
って１フレームを構成しており、各シンボルには図７の
シンボルｎの拡大図に代表して示すように、ガードイン
ターバル期間と呼ばれる有効シンボル期間Ｔｓの波形を
巡回的に付加した信号余裕期間Ｇｎが設けられている。
【００１２】反射波遅延がガードインターバル時間内の
場合のガードインターバルの効果について図８を参照し
て説明する。図８において、（ａ）は直接波、（ｂ）は
反射波、（ｃ）は合成波を示している。
場合のガードインターバルの効果について図８を参照し
て説明する。図８において、（ａ）は直接波、（ｂ）は
反射波、（ｃ）は合成波を示している。
【００１３】いま、図８（ａ）に示す直接波に対して反
射波の時間遅延が図８（ｂ）に示すようにガードインタ
ーバル時間内である場合、合成波は図８（ｃ）に示すよ
うに斜線部分でＳｎ−１とＧｎの異なるシンボル成分が
混在することになる。
射波の時間遅延が図８（ｂ）に示すようにガードインタ
ーバル時間内である場合、合成波は図８（ｃ）に示すよ
うに斜線部分でＳｎ−１とＧｎの異なるシンボル成分が
混在することになる。
【００１４】ＯＦＤＭ方式では、復調処理に受信信号を
離散フーリエ変換（以下、ＦＦＴと称す）を施すが、も
しこの斜線部でＦＦＴを行った場合、直交性は保たれ
ず、シンボル間干渉を起こして信号品質が劣化し、具体
的にはビット誤りが増加してしまうことになる。
離散フーリエ変換（以下、ＦＦＴと称す）を施すが、も
しこの斜線部でＦＦＴを行った場合、直交性は保たれ
ず、シンボル間干渉を起こして信号品質が劣化し、具体
的にはビット誤りが増加してしまうことになる。
【００１５】そこで、ＯＦＤＭ方式では、シンボルを復
調するためのＦＦＴの対象時間範囲を、図８のガードイ
ンターバル期間Ｇｎを除くＴｓで示した範囲としてい
る。すなわち、このＴｓの範囲では斜線部分のシンボル
間干渉部分は含まれないので、このＴｓの範囲に限定す
ることにより、シンボル間干渉無しに復調することがで
きる。したがって、このガードインターバル期間の付加
により、マルチパスやゴースト妨害の影響を軽減するこ
とが可能となる。
調するためのＦＦＴの対象時間範囲を、図８のガードイ
ンターバル期間Ｇｎを除くＴｓで示した範囲としてい
る。すなわち、このＴｓの範囲では斜線部分のシンボル
間干渉部分は含まれないので、このＴｓの範囲に限定す
ることにより、シンボル間干渉無しに復調することがで
きる。したがって、このガードインターバル期間の付加
により、マルチパスやゴースト妨害の影響を軽減するこ
とが可能となる。
【００１６】次に、反射波遅延がガードインターバル時
間以上のｔａとなった場合について、図９を参照して説
明する。図９において、（ａ）は直接波、（ｂ）は反射
波、（ｃ）は合成波を示している。
間以上のｔａとなった場合について、図９を参照して説
明する。図９において、（ａ）は直接波、（ｂ）は反射
波、（ｃ）は合成波を示している。
【００１７】この場合は、図９（ｃ）に示すように、合
成波のシンボル間干渉を起こす斜線部分がｔｄの時間だ
けＴｓに重なって信号劣化となってしまう。この影響に
よる信号品質劣化を回避するには、ガードインターバル
期間をさらに長くしなければならない。
成波のシンボル間干渉を起こす斜線部分がｔｄの時間だ
けＴｓに重なって信号劣化となってしまう。この影響に
よる信号品質劣化を回避するには、ガードインターバル
期間をさらに長くしなければならない。
【００１８】しかし、ガードインターバル期間は信号余
裕期間であり、信号の復調には直接寄与せず、ガードイ
ンターバル付加により伝送効率が低下するので、この観
点からはガードインターバル期間は極力短いほうが望ま
しい。
裕期間であり、信号の復調には直接寄与せず、ガードイ
ンターバル付加により伝送効率が低下するので、この観
点からはガードインターバル期間は極力短いほうが望ま
しい。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、従
来のダイバーシティ受信機では、指向性の異なる受信空
中線により受信した信号同士を合成することにより、一
方の受信空中線による受信信号レベルの落ち込みを他方
の信号が補う形で受信品質を保つことができる。特に受
信信号がＯＦＤＭ信号である場合には、ガードインター
バル付加により、ガードインターバル期間以下の時間差
のあるマルチパスやゴーストとの合成においては、信号
劣化の軽減が可能である。
来のダイバーシティ受信機では、指向性の異なる受信空
中線により受信した信号同士を合成することにより、一
方の受信空中線による受信信号レベルの落ち込みを他方
の信号が補う形で受信品質を保つことができる。特に受
信信号がＯＦＤＭ信号である場合には、ガードインター
バル付加により、ガードインターバル期間以下の時間差
のあるマルチパスやゴーストとの合成においては、信号
劣化の軽減が可能である。
【００２０】しかしながら、上記のような従来のＯＦＤ
Ｍダイバーシティ受信機においては、次に列挙するよう
な問題点があった。まず、第１点として、指向性の異な
る受信空中線により受信した信号同士の合成において、
マルチパスやゴーストの時間差についての考慮がなされ
ていない単純合成のため、常に受信品質の劣化を回避す
ることが困難である。
Ｍダイバーシティ受信機においては、次に列挙するよう
な問題点があった。まず、第１点として、指向性の異な
る受信空中線により受信した信号同士の合成において、
マルチパスやゴーストの時間差についての考慮がなされ
ていない単純合成のため、常に受信品質の劣化を回避す
ることが困難である。
【００２１】第２点として、ＯＦＤＭ信号のガードイン
ターバル期間を越えて遅延したマルチパスやゴーストと
の合成においては、受信品質の劣化をきたしてしまう。
第３点として、前項の問題を回避するためには、ガード
インターバル期間をさらに長くしなければならず、伝送
効率が低下してしまうという問題がある。
ターバル期間を越えて遅延したマルチパスやゴーストと
の合成においては、受信品質の劣化をきたしてしまう。
第３点として、前項の問題を回避するためには、ガード
インターバル期間をさらに長くしなければならず、伝送
効率が低下してしまうという問題がある。
【００２２】第４点として、主受信空中線による受信信
号よりも副受信空中線による受信信号の方が時間的に進
んでいるような、一般的に前ゴーストと呼ばれる場合は
何ら考慮されていない。このため、この前ゴーストが生
じた場合にも受信品質の劣化が回避することができな
い。
号よりも副受信空中線による受信信号の方が時間的に進
んでいるような、一般的に前ゴーストと呼ばれる場合は
何ら考慮されていない。このため、この前ゴーストが生
じた場合にも受信品質の劣化が回避することができな
い。
【００２３】第５点として、例えば移動受信等の場合の
ように、マルチパスやゴーストの時間差が時間的に変動
するような場合の考慮がなされていないため、受信状況
に応じた適応的な信号合成が不可能であり、常に受信品
質の劣化を回避することができない。
ように、マルチパスやゴーストの時間差が時間的に変動
するような場合の考慮がなされていないため、受信状況
に応じた適応的な信号合成が不可能であり、常に受信品
質の劣化を回避することができない。
【００２４】本発明は、上記の問題点を解決し、常に受
信品質の劣化を回避しつつ、ガードインターバル期間を
越えて遅延した信号や前ゴースト等の信号合成を可能と
し、受信状況に応じた適応的な信号合成が可能なＯＦＤ
Ｍダイバーシティ受信機を提供することを目的とする。
信品質の劣化を回避しつつ、ガードインターバル期間を
越えて遅延した信号や前ゴースト等の信号合成を可能と
し、受信状況に応じた適応的な信号合成が可能なＯＦＤ
Ｍダイバーシティ受信機を提供することを目的とする。
【００２５】
【課題を解決する為の手段】上記の課題を解決するため
に、本発明に係るＯＦＤＭダイバーシティ受信機は以下
のような構成を採用する。 （１）２つの異なる指向性を持つ主受信空中線と副受信
空中線を装備し、各空中線で得られる主受信信号と副受
信信号を合成するダイバーシティ受信方式により、同期
シンボル期間及びガードインターバル期間を有するＯＦ
ＤＭ（直交周波数分割多重）方式のＯＦＤＭ信号を受信
するＯＦＤＭダイバーシティ受信機において、前記主受
信信号及び副受信信号に各々異なる遅延時間処理を施す
遅延処理手段と、この手段で各々遅延された主受信信号
及び副受信信号の受信時間差を検出する受信時間差検出
手段と、この手段で得られる受信時間差が少なくとも前
記ガードインターバル期間に入るように、前記遅延処理
手段の遅延時間を制御する遅延時間制御手段と、前記遅
延処理手段により各々遅延された主受信信号及び副受信
信号を取り込み、前記受信時間差が前記ガードインター
バル期間外であるとき主受信信号のみを出力し、ガード
インターバル期間内であるとき前記主受信信号に副受信
信号を合成して出力する合成手段と、この合成手段から
出力される主受信信号または合成受信信号の同期シンボ
ル期間からフレーム同期信号及びクロック信号を再生
し、このフレーム同期信号に基づいてＯＦＤＭ復調を行
う復調手段とを具備する構成とする。
に、本発明に係るＯＦＤＭダイバーシティ受信機は以下
のような構成を採用する。 （１）２つの異なる指向性を持つ主受信空中線と副受信
空中線を装備し、各空中線で得られる主受信信号と副受
信信号を合成するダイバーシティ受信方式により、同期
シンボル期間及びガードインターバル期間を有するＯＦ
ＤＭ（直交周波数分割多重）方式のＯＦＤＭ信号を受信
するＯＦＤＭダイバーシティ受信機において、前記主受
信信号及び副受信信号に各々異なる遅延時間処理を施す
遅延処理手段と、この手段で各々遅延された主受信信号
及び副受信信号の受信時間差を検出する受信時間差検出
手段と、この手段で得られる受信時間差が少なくとも前
記ガードインターバル期間に入るように、前記遅延処理
手段の遅延時間を制御する遅延時間制御手段と、前記遅
延処理手段により各々遅延された主受信信号及び副受信
信号を取り込み、前記受信時間差が前記ガードインター
バル期間外であるとき主受信信号のみを出力し、ガード
インターバル期間内であるとき前記主受信信号に副受信
信号を合成して出力する合成手段と、この合成手段から
出力される主受信信号または合成受信信号の同期シンボ
ル期間からフレーム同期信号及びクロック信号を再生
し、このフレーム同期信号に基づいてＯＦＤＭ復調を行
う復調手段とを具備する構成とする。
【００２６】（２）（１）の構成において、前記遅延処
理手段は、前記主受信信号に固定の遅延時間処理を施す
固定遅延回路と、副受信信号に可変の遅延時間処理を施
す可変遅延回路を備え、前記遅延時間制御手段は、前記
可変遅延回路の遅延時間を制御する構成とする。
理手段は、前記主受信信号に固定の遅延時間処理を施す
固定遅延回路と、副受信信号に可変の遅延時間処理を施
す可変遅延回路を備え、前記遅延時間制御手段は、前記
可変遅延回路の遅延時間を制御する構成とする。
【００２７】（３）（１）の構成において、前記受信時
間差検出手段は、前記遅延処理手段により各々遅延され
た主受信信号と副受信信号とをレベル比較し、このレベ
ル比較結果について、主として同期シンボル期間の前後
の信号の有無を相関検出する相関検出回路を備え、この
回路の相関検出結果から主受信信号と副受信信号との受
信時間差を判定する構成とする。
間差検出手段は、前記遅延処理手段により各々遅延され
た主受信信号と副受信信号とをレベル比較し、このレベ
ル比較結果について、主として同期シンボル期間の前後
の信号の有無を相関検出する相関検出回路を備え、この
回路の相関検出結果から主受信信号と副受信信号との受
信時間差を判定する構成とする。
【００２８】（４）（３）の構成において、前記受信時
間差検出手段は、さらに、前記相関検出回路で得られる
相関検出期間をクロック信号のカウント処理により検出
することで前記主受信信号と副受信信号との受信時間差
を判定するカウント処理回路を備える構成とする。
間差検出手段は、さらに、前記相関検出回路で得られる
相関検出期間をクロック信号のカウント処理により検出
することで前記主受信信号と副受信信号との受信時間差
を判定するカウント処理回路を備える構成とする。
【００２９】（５）（３）の構成において、前記受信時
間差検出手段は、前記合成手段に前記遅延処理手段の固
定遅延回路で遅延された主受信信号のみを出力させ、前
記復調手段で得られるフレーム同期信号とクロック信号
とによって、前記フレーム同期信号に同期し、かつその
開始前後に渡って、各々前記固定遅延回路の固定時間相
当の間隔で連続する少なくとも３種類のラッチパルスを
生成すると共に、その連続ラッチパルスの生成後に判定
タイミング信号を生成するタイミング生成回路と、前記
ラッチパルスの各タイミングで前記相関検出回路の検出
結果をラッチするラッチ回路とを備え、前記遅延時間制
御手段は、前記タイミング生成回路で生成された判定タ
イミング信号の入力時に、前記ラッチ回路のラッチ結果
のパターンから前記遅延処理後の主受信信号のフレーム
先頭に対する遅延処理後の副受信信号のフレーム先頭位
置が制御範囲内にあるか否かを判定し、その判断結果に
基づいて前記遅延時間の制御処理内容を選択的に切り換
える構成とする。
間差検出手段は、前記合成手段に前記遅延処理手段の固
定遅延回路で遅延された主受信信号のみを出力させ、前
記復調手段で得られるフレーム同期信号とクロック信号
とによって、前記フレーム同期信号に同期し、かつその
開始前後に渡って、各々前記固定遅延回路の固定時間相
当の間隔で連続する少なくとも３種類のラッチパルスを
生成すると共に、その連続ラッチパルスの生成後に判定
タイミング信号を生成するタイミング生成回路と、前記
ラッチパルスの各タイミングで前記相関検出回路の検出
結果をラッチするラッチ回路とを備え、前記遅延時間制
御手段は、前記タイミング生成回路で生成された判定タ
イミング信号の入力時に、前記ラッチ回路のラッチ結果
のパターンから前記遅延処理後の主受信信号のフレーム
先頭に対する遅延処理後の副受信信号のフレーム先頭位
置が制御範囲内にあるか否かを判定し、その判断結果に
基づいて前記遅延時間の制御処理内容を選択的に切り換
える構成とする。
【００３０】（６）（５）の構成において、前記固定遅
延回路は、固定の遅延時間が前記ガードインターバル相
当の時間に設定され、前記タイミング生成回路は、少な
くとも、前記フレーム同期信号の直前、前記フレーム同
期信号開始直後、前記フレーム同期信号開始から前記固
定の遅延時間経過後に、それぞれ第１、第２、第３のラ
ッチパルスを発生すると共に、前記第３のラッチパルス
の発生後に判定タイミング信号を発生し、前記ラッチ回
路は、前記第１乃至第３のラッチパルスのタイミングで
前記相関検出回路の検出結果をラッチし、前記遅延時間
制御手段は、前記判定タイミング信号の発生タイミング
で、前記ラッチ回路のラッチ結果のパターンから前記遅
延処理後の主受信信号と副受信信号の時間関係を判定
し、その判定結果に基づいて前記可変遅延回路に対する
遅延時間を制御する構成とする。
延回路は、固定の遅延時間が前記ガードインターバル相
当の時間に設定され、前記タイミング生成回路は、少な
くとも、前記フレーム同期信号の直前、前記フレーム同
期信号開始直後、前記フレーム同期信号開始から前記固
定の遅延時間経過後に、それぞれ第１、第２、第３のラ
ッチパルスを発生すると共に、前記第３のラッチパルス
の発生後に判定タイミング信号を発生し、前記ラッチ回
路は、前記第１乃至第３のラッチパルスのタイミングで
前記相関検出回路の検出結果をラッチし、前記遅延時間
制御手段は、前記判定タイミング信号の発生タイミング
で、前記ラッチ回路のラッチ結果のパターンから前記遅
延処理後の主受信信号と副受信信号の時間関係を判定
し、その判定結果に基づいて前記可変遅延回路に対する
遅延時間を制御する構成とする。
【００３１】（７）（６）の構成において、前記タイミ
ング生成回路は、前記フレーム同期信号開始後の前記固
定の遅延時間の２倍の時間経過後に判定タイミング信号
を発生する構成とする。
ング生成回路は、前記フレーム同期信号開始後の前記固
定の遅延時間の２倍の時間経過後に判定タイミング信号
を発生する構成とする。
【００３２】（８）（６）の構成において、前記遅延時
間制御手段は、前記判定タイミング信号の発生タイミン
グで、前記ラッチ回路のラッチ結果のパターンから前記
遅延処理後の主受信信号のフレーム先頭に対する遅延処
理後の副受信信号のフレーム先頭位置がガードインター
バルの制御範囲内にあるか否かを判定し、ガードインタ
ーバルの制御範囲にあるときは前記可変遅延回路に対す
る制御を停止させ、ガードインターバルの制御範囲にな
いときは、前記可変遅延回路に対して前記相関検出結果
から求まる両受信信号の時間差相当の遅延時間を前記第
３のラッチパルスによるラッチ及び時間関係の判定直
後、即ち同期シンボルの次のシンボルが開始される以前
に設定する構成とする。
間制御手段は、前記判定タイミング信号の発生タイミン
グで、前記ラッチ回路のラッチ結果のパターンから前記
遅延処理後の主受信信号のフレーム先頭に対する遅延処
理後の副受信信号のフレーム先頭位置がガードインター
バルの制御範囲内にあるか否かを判定し、ガードインタ
ーバルの制御範囲にあるときは前記可変遅延回路に対す
る制御を停止させ、ガードインターバルの制御範囲にな
いときは、前記可変遅延回路に対して前記相関検出結果
から求まる両受信信号の時間差相当の遅延時間を前記第
３のラッチパルスによるラッチ及び時間関係の判定直
後、即ち同期シンボルの次のシンボルが開始される以前
に設定する構成とする。
【００３３】（９）（６）の構成において、前記受信時
間差検出手段は、さらに、前記相関検出回路で得られる
相関検出期間をクロック信号のカウント処理により検出
することで前記主受信信号と副受信信号との受信時間差
を判定するカウント処理回路を備え、前記遅延時間制御
手段は、前記判定タイミング信号入力時の判定におい
て、ガードインターバルの制御範囲にないと判定したと
き、前記カウンタ処理回路で得られる受信時間差相当の
遅延時間を前記第３のラッチパルスによるラッチ及び時
間関係の判定直後、即ち同期シンボルの次のシンボルが
開始される以前に設定する構成とする。
間差検出手段は、さらに、前記相関検出回路で得られる
相関検出期間をクロック信号のカウント処理により検出
することで前記主受信信号と副受信信号との受信時間差
を判定するカウント処理回路を備え、前記遅延時間制御
手段は、前記判定タイミング信号入力時の判定におい
て、ガードインターバルの制御範囲にないと判定したと
き、前記カウンタ処理回路で得られる受信時間差相当の
遅延時間を前記第３のラッチパルスによるラッチ及び時
間関係の判定直後、即ち同期シンボルの次のシンボルが
開始される以前に設定する構成とする。
【００３４】（１０）（１）の構成において、さらに、
固定の遅延時間処理を施した主受信信号の復調時に同期
モニター信号を生成する同期モニター信号生成手段と、
この手段で得られる同期モニター信号を監視して、充分
に受信同期が確立した後に前記合成手段の合成処理を動
作状態とする合成制御手段とを備える構成とする。
固定の遅延時間処理を施した主受信信号の復調時に同期
モニター信号を生成する同期モニター信号生成手段と、
この手段で得られる同期モニター信号を監視して、充分
に受信同期が確立した後に前記合成手段の合成処理を動
作状態とする合成制御手段とを備える構成とする。
【００３５】（１１）（１０）の構成において、前記合
成制御手段は、前記可変遅延回路からの副受信信号の前
記合成手段への伝送路中に介在されるスイッチ手段を備
え、前記合成制御手段は、前記主受信信号の同期確立前
には前記スイッチ手段をオフ状態とし、同期確立後に前
記スイッチ手段をオン状態とする構成とする。
成制御手段は、前記可変遅延回路からの副受信信号の前
記合成手段への伝送路中に介在されるスイッチ手段を備
え、前記合成制御手段は、前記主受信信号の同期確立前
には前記スイッチ手段をオフ状態とし、同期確立後に前
記スイッチ手段をオン状態とする構成とする。
【００３６】
【発明の実施の形態】以下、図１乃至図５を参照して本
発明の実施の形態を詳細に説明する。図１は本発明に係
るＯＦＤＭダイバーシティ受信機の一実施形態の構成を
示すブロック回路図、図２は同実施形態の動作タイミン
グを表わす信号タイミング図、図３、図４、図５は各々
本実施形態の第１、第２、第３の具体例の動作を説明す
るための信号タイミング図である。
発明の実施の形態を詳細に説明する。図１は本発明に係
るＯＦＤＭダイバーシティ受信機の一実施形態の構成を
示すブロック回路図、図２は同実施形態の動作タイミン
グを表わす信号タイミング図、図３、図４、図５は各々
本実施形態の第１、第２、第３の具体例の動作を説明す
るための信号タイミング図である。
【００３７】図１において、主受信空中線１による主受
信信号は、第１受信高周波部２によって中間周波信号に
変換され、固定遅延回路７によってガードインターバル
期間と同じ長さの固定時間遅延処理が施された後、次段
の合成回路５を経て、復調回路６に供給される。
信信号は、第１受信高周波部２によって中間周波信号に
変換され、固定遅延回路７によってガードインターバル
期間と同じ長さの固定時間遅延処理が施された後、次段
の合成回路５を経て、復調回路６に供給される。
【００３８】一方、主受信空中線１とは指向性の異なる
副受信空中線３による副受信信号は、第２受信高周波部
４によって中間周波信号に変換され、可変遅延回路８に
よって遅延される。この遅延副受信信号１５は、次段の
スイッチ（ＳＷ）回路９を通過した後に、合成回路５に
供給され、遅延主受信信号１４と合成される。
副受信空中線３による副受信信号は、第２受信高周波部
４によって中間周波信号に変換され、可変遅延回路８に
よって遅延される。この遅延副受信信号１５は、次段の
スイッチ（ＳＷ）回路９を通過した後に、合成回路５に
供給され、遅延主受信信号１４と合成される。
【００３９】但し、スイッチ回路９は、電源投入直後や
チャンネル切り替え直後の過渡状態ではオフ状態となっ
ており、信号合成が行われないようになっている。そし
て、充分に受信同期が確立した後に与えられるスイッチ
制御信号２５によってオン状態となり、信号合成動作が
行われるようになっている。
チャンネル切り替え直後の過渡状態ではオフ状態となっ
ており、信号合成が行われないようになっている。そし
て、充分に受信同期が確立した後に与えられるスイッチ
制御信号２５によってオン状態となり、信号合成動作が
行われるようになっている。
【００４０】また、可変遅延回路８においても、電源投
入直後やチャンネル切り替え直後の過渡状態では、遅延
時間値が固定遅延回路７の遅延時間と同じ値、言い換え
ればガードインターバル期間と同じ時間値が設定される
ようになっている。
入直後やチャンネル切り替え直後の過渡状態では、遅延
時間値が固定遅延回路７の遅延時間と同じ値、言い換え
ればガードインターバル期間と同じ時間値が設定される
ようになっている。
【００４１】したがって、過渡状態では、主受信空中線
１による主受信信号のみにより受信同期がとられ、同期
が確立した後に、復調回路６において同期シンボル期間
に一致したフレーム同期信号１６が得られる。
１による主受信信号のみにより受信同期がとられ、同期
が確立した後に、復調回路６において同期シンボル期間
に一致したフレーム同期信号１６が得られる。
【００４２】復調回路６は、合成回路５で合成された受
信信号を復調することで、フレーム同期信号１６と共
に、同期モニター信号１７、クロック信号１８を生成
し、タイミング生成回路１１に出力する。
信信号を復調することで、フレーム同期信号１６と共
に、同期モニター信号１７、クロック信号１８を生成
し、タイミング生成回路１１に出力する。
【００４３】ここで、同期モニター信号１７は復調回路
６における受信同期が確立しているか否かの監視信号で
ある。タイミング生成回路１１は、第１の動作として、
この同期モニター信号１７によりさらに数フレームに渡
って充分に同期が確立していることを判別した後に、上
述のスイッチ制御信号２５を出力してスイッチ回路９を
オフ状態とし、充分に受信同期が確立した後に信号合成
動作が行われるように制御する。
６における受信同期が確立しているか否かの監視信号で
ある。タイミング生成回路１１は、第１の動作として、
この同期モニター信号１７によりさらに数フレームに渡
って充分に同期が確立していることを判別した後に、上
述のスイッチ制御信号２５を出力してスイッチ回路９を
オフ状態とし、充分に受信同期が確立した後に信号合成
動作が行われるように制御する。
【００４４】クロック信号１８は、同期処理動作も含め
た復調回路６の基準となっている信号であり、シンボル
周波数の数千から数万倍の高い周波数のパルス信号であ
る。このクロック信号１８はカウント・ラッチ回路１２
にも供給される。
た復調回路６の基準となっている信号であり、シンボル
周波数の数千から数万倍の高い周波数のパルス信号であ
る。このクロック信号１８はカウント・ラッチ回路１２
にも供給される。
【００４５】タイミング生成回路１１は、第２の動作と
して、復調回路６からのフレーム同期信号１６とクロッ
ク信号１８によって第１ラッチパルス１９、第２ラッチ
パルス２０、第３ラッチパルス２１、判定タイミング信
号２８、遅延カウントタイミング信号２９を生成する。
して、復調回路６からのフレーム同期信号１６とクロッ
ク信号１８によって第１ラッチパルス１９、第２ラッチ
パルス２０、第３ラッチパルス２１、判定タイミング信
号２８、遅延カウントタイミング信号２９を生成する。
【００４６】ここで、ガードインターバル期間や１フレ
ーム期間、シンボル期間等は伝送規格として受信機側に
も既知の値である。このため、タイミング生成回路１１
は、受信同期が確立してフレーム同期信号１６が得られ
れば、簡単な論理回路の組み合わせにより上記の信号１
９〜２１，２８，２９を容易に生成することが可能であ
る。
ーム期間、シンボル期間等は伝送規格として受信機側に
も既知の値である。このため、タイミング生成回路１１
は、受信同期が確立してフレーム同期信号１６が得られ
れば、簡単な論理回路の組み合わせにより上記の信号１
９〜２１，２８，２９を容易に生成することが可能であ
る。
【００４７】一方、固定遅延回路７及び可変遅延回路８
の出力１４，１５は共に相関検出回路１０に供給され
る。この相関検出回路１０は両入力のレベル相関検出を
行う。この相関検出結果２６はカウント・ラッチ回路１
２に供給される。
の出力１４，１５は共に相関検出回路１０に供給され
る。この相関検出回路１０は両入力のレベル相関検出を
行う。この相関検出結果２６はカウント・ラッチ回路１
２に供給される。
【００４８】このカウント・ラッチ回路１２は、遅延カ
ウントタイミング信号２９の入力期間中に相関検出結果
を監視し、相関が検出されている期間中、クロック信号
１８をカウントすることで、可変遅延回路８に設定する
遅延時間を求める。また、遅延カウントタイミング信号
２９の立ち下がり時点で第１ラッチパルス１９、第２ラ
ッチパルス２０、第３ラッチパルス２１のレベルをラッ
チする。このようにして得られた遅延時間情報３０及び
ラッチ信号２２，２３，２４は比較判定回路１３に供給
される。
ウントタイミング信号２９の入力期間中に相関検出結果
を監視し、相関が検出されている期間中、クロック信号
１８をカウントすることで、可変遅延回路８に設定する
遅延時間を求める。また、遅延カウントタイミング信号
２９の立ち下がり時点で第１ラッチパルス１９、第２ラ
ッチパルス２０、第３ラッチパルス２１のレベルをラッ
チする。このようにして得られた遅延時間情報３０及び
ラッチ信号２２，２３，２４は比較判定回路１３に供給
される。
【００４９】この比較判定回路１３は、判定タイミング
信号２８の入力により上記ラッチ信号２２，２３，２４
のレベルを比較することで、遅延主受信信号１４に対す
る遅延副受信信号Ｂ１５の進み、遅れの時間がガードイ
ンターバル期間以上か否かを判定する。そして、その判
定結果に応じて遅延量設定信号２７を可変遅延回路８に
送り、カウント・ラッチ回路１２で得られた遅延時間情
報３０に基づいて可変遅延回路８の遅延時間を再設定す
る。
信号２８の入力により上記ラッチ信号２２，２３，２４
のレベルを比較することで、遅延主受信信号１４に対す
る遅延副受信信号Ｂ１５の進み、遅れの時間がガードイ
ンターバル期間以上か否かを判定する。そして、その判
定結果に応じて遅延量設定信号２７を可変遅延回路８に
送り、カウント・ラッチ回路１２で得られた遅延時間情
報３０に基づいて可変遅延回路８の遅延時間を再設定す
る。
【００５０】上記構成において、以下、図２乃至図５を
参照して、本発明の特徴部分の動作を説明する。まず、
上記タイミング生成回路１１で生成される信号１９〜２
１，２８，２９のタイミング関係は図２に示すようにな
る。図２において、（ａ）は復調回路６の復調出力、
（ｂ）は復調出力の同期シンボルに同期したフレーム同
期信号１６である。第１ラッチパルス１９は、図２
（ｃ）に示すように、フレーム同期信号開始直前に立ち
上がり、ハイレベル期間がガードインターバル期間に等
しいパルス信号である。第２ラッチパルス２０は、図２
（ｄ）に示すように、フレーム同期信号開始直後に立ち
上がり、ハイレベル期間がカードインターバル期間に等
しいパルス信号である。第３ラッチパルス２１は、図２
（ｅ）に示すように、フレーム同期信号開始からガード
インターバル期間に相当する期間経過直後に立ち上が
り、ハイレベル期間がガードインターバル期間に等しい
パルス信号である。
参照して、本発明の特徴部分の動作を説明する。まず、
上記タイミング生成回路１１で生成される信号１９〜２
１，２８，２９のタイミング関係は図２に示すようにな
る。図２において、（ａ）は復調回路６の復調出力、
（ｂ）は復調出力の同期シンボルに同期したフレーム同
期信号１６である。第１ラッチパルス１９は、図２
（ｃ）に示すように、フレーム同期信号開始直前に立ち
上がり、ハイレベル期間がガードインターバル期間に等
しいパルス信号である。第２ラッチパルス２０は、図２
（ｄ）に示すように、フレーム同期信号開始直後に立ち
上がり、ハイレベル期間がカードインターバル期間に等
しいパルス信号である。第３ラッチパルス２１は、図２
（ｅ）に示すように、フレーム同期信号開始からガード
インターバル期間に相当する期間経過直後に立ち上が
り、ハイレベル期間がガードインターバル期間に等しい
パルス信号である。
【００５１】判定タイミング信号２８は、図２（ｆ）に
示すように、フレーム同期信号開始からガードインター
バル期間の２倍に相当する期間経過直後に立ち上がり、
ハイレベル期間がガードインターバル期間に等しいパル
ス信号であり、比較判定回路２３に供給される。
示すように、フレーム同期信号開始からガードインター
バル期間の２倍に相当する期間経過直後に立ち上がり、
ハイレベル期間がガードインターバル期間に等しいパル
ス信号であり、比較判定回路２３に供給される。
【００５２】遅延カウントタイミング信号２９は、図２
（ｇ）に示すように、フレーム同期信号の開始よりもガ
ードインターバル相当期間Ｔｇだけ早い時点、即ち図中
ｔｂで立ち上がり、フレーム同期信号開始後ガードイン
ターバル期間の２倍に相当する期間経過直後、即ち図中
ｔｃで立ち下がるハイレベル期間がガードインターバル
期間の３倍に等しいパルス信号であり、カウント・ラッ
チ回路１２に供給される。
（ｇ）に示すように、フレーム同期信号の開始よりもガ
ードインターバル相当期間Ｔｇだけ早い時点、即ち図中
ｔｂで立ち上がり、フレーム同期信号開始後ガードイン
ターバル期間の２倍に相当する期間経過直後、即ち図中
ｔｃで立ち下がるハイレベル期間がガードインターバル
期間の３倍に等しいパルス信号であり、カウント・ラッ
チ回路１２に供給される。
【００５３】一方、相関検出回路１０によって固定遅延
された主受信信号１４と可変遅延された副受信信号１５
のレベル相関検出が行われるが、これは同期シンボルの
期間が送信側で全ての搬送波を完全に停波することから
可能である。
された主受信信号１４と可変遅延された副受信信号１５
のレベル相関検出が行われるが、これは同期シンボルの
期間が送信側で全ての搬送波を完全に停波することから
可能である。
【００５４】図３は、主受信信号１４に対する副受信信
号１５の遅延時間がガードインターバル期間以内でｔｄ
１である場合を示している。図３において、（ａ）は固
定遅延された主受信信号１４、（ｂ）は可変遅延された
副受信信号１５であり、それぞれの斜線部はフレーム先
頭部分を示している。また、図中Ｔｇは同期シンボル期
間、即ちガードインターバル相当期間を示している。
号１５の遅延時間がガードインターバル期間以内でｔｄ
１である場合を示している。図３において、（ａ）は固
定遅延された主受信信号１４、（ｂ）は可変遅延された
副受信信号１５であり、それぞれの斜線部はフレーム先
頭部分を示している。また、図中Ｔｇは同期シンボル期
間、即ちガードインターバル相当期間を示している。
【００５５】ここで、相関検出回路１０からは、図３
（ａ）と図３（ｂ）に相関性の無い部分で図３（ｃ）に
示すようにハイレベルとなるような相関検出出力２６が
得られる。
（ａ）と図３（ｂ）に相関性の無い部分で図３（ｃ）に
示すようにハイレベルとなるような相関検出出力２６が
得られる。
【００５６】この相関検出出力２６を前述の第１ラッチ
パルス１９、第２ラッチパルス２０、第３ラッチパルス
２１によりカウント・ラッチ回路１２でラッチさせる
と、そのラッチ出力である第１ラッチ信号２２、第２ラ
ッチ信号２３、第３ラッチ信号２４は各々図３（ｄ）、
（ｅ）、（ｆ）に示すようになる。
パルス１９、第２ラッチパルス２０、第３ラッチパルス
２１によりカウント・ラッチ回路１２でラッチさせる
と、そのラッチ出力である第１ラッチ信号２２、第２ラ
ッチ信号２３、第３ラッチ信号２４は各々図３（ｄ）、
（ｅ）、（ｆ）に示すようになる。
【００５７】この後、判定タイミング信号２８によって
比較判定回路１３が比較判定結果の確定と同時に遅延量
設定信号２７を送出して、比較判定結果に応じた可変遅
延回路８の遅延時間を再設定する。
比較判定回路１３が比較判定結果の確定と同時に遅延量
設定信号２７を送出して、比較判定結果に応じた可変遅
延回路８の遅延時間を再設定する。
【００５８】但し、図３の場合は、第１ラッチ信号２２
がローレベル、第２ラッチ信号２３がハイレベル、第３
ラッチ信号２４がローレベルである。このことは主受信
信号１４対する副受信信号１５の遅延時間がガードイン
ターバル期間以内であることを示している。したがっ
て、この場合は、比較判定回路１３は遅延時間の再設定
は行わないように動作する。
がローレベル、第２ラッチ信号２３がハイレベル、第３
ラッチ信号２４がローレベルである。このことは主受信
信号１４対する副受信信号１５の遅延時間がガードイン
ターバル期間以内であることを示している。したがっ
て、この場合は、比較判定回路１３は遅延時間の再設定
は行わないように動作する。
【００５９】また、図２から明らかなように、主受信信
号１４と遅延受信信号１５との時間差がなく完全に一致
している場合は、第１ラッチ信号２２がローレベル、第
２ラッチ信号２３がローレベル、第３ラッチ信号２４が
ローレベルとなるが、この場合も、比較判定回路１３は
遅延時間の再設定は行わないように動作する。
号１４と遅延受信信号１５との時間差がなく完全に一致
している場合は、第１ラッチ信号２２がローレベル、第
２ラッチ信号２３がローレベル、第３ラッチ信号２４が
ローレベルとなるが、この場合も、比較判定回路１３は
遅延時間の再設定は行わないように動作する。
【００６０】図４は、主受信信号１４に対する副時間信
号１５の遅延時間がガードインターバル期間以上でｔｄ
２の場合を示している。尚、図４においても、（ａ）は
主受信信号１４、（ｂ）は副受信信号１５であり、それ
ぞれの斜線部はフレーム先頭部分を示している。また、
図中ＴｇはＯＦＤＭ信号のガードインターバル相当期間
を示している。
号１５の遅延時間がガードインターバル期間以上でｔｄ
２の場合を示している。尚、図４においても、（ａ）は
主受信信号１４、（ｂ）は副受信信号１５であり、それ
ぞれの斜線部はフレーム先頭部分を示している。また、
図中ＴｇはＯＦＤＭ信号のガードインターバル相当期間
を示している。
【００６１】この場合、相関検出回路１０の相関検出出
力は図４（ｃ）に示すようになるので、この相関検出出
力２６を前述の第１ラッチパルス１９、第２ラッチパル
ス２０、第３ラッチパルス２１によりカウント・ラッチ
回路１２でラッチさせると、そのラッチ出力である第１
ラッチ信号２２、第２ラッチ信号２３、第３ラッチ信号
２４は、各々図４（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に示すよう
に、ローレベル、ハイレベル、ハイレベルとなる。この
ことは主受信信号１４に対する副受信信号１５の遅延時
間がガードインターバル期間以上であることを示す。
力は図４（ｃ）に示すようになるので、この相関検出出
力２６を前述の第１ラッチパルス１９、第２ラッチパル
ス２０、第３ラッチパルス２１によりカウント・ラッチ
回路１２でラッチさせると、そのラッチ出力である第１
ラッチ信号２２、第２ラッチ信号２３、第３ラッチ信号
２４は、各々図４（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に示すよう
に、ローレベル、ハイレベル、ハイレベルとなる。この
ことは主受信信号１４に対する副受信信号１５の遅延時
間がガードインターバル期間以上であることを示す。
【００６２】この場合、比較判定回路１３では、判定タ
イミング信号２８によって比較判定結果を確定すると同
時に、遅延量設定信号２７を送出して、可変遅延回路８
の遅延時間を比較判定結果に応じて再設定する。
イミング信号２８によって比較判定結果を確定すると同
時に、遅延量設定信号２７を送出して、可変遅延回路８
の遅延時間を比較判定結果に応じて再設定する。
【００６３】ここで、カウント・ラッチ回路１２におい
ては、クロック信号１８によって遅延カウントタイミン
グ信号２９がハイレベルの期間中に図４（ｃ）に示す遅
延時間ｔｄ２をカウントしており、比較判定回路１３は
可変遅延回路８の遅延時間再設定において副受信信号１
５の遅延時間をｔｄ２だけ減ずるように動作する。この
結果、主受信信号１４と副受信信号１５は時間差のない
完全に一致した状態で合成回路５で合成されることにな
る。
ては、クロック信号１８によって遅延カウントタイミン
グ信号２９がハイレベルの期間中に図４（ｃ）に示す遅
延時間ｔｄ２をカウントしており、比較判定回路１３は
可変遅延回路８の遅延時間再設定において副受信信号１
５の遅延時間をｔｄ２だけ減ずるように動作する。この
結果、主受信信号１４と副受信信号１５は時間差のない
完全に一致した状態で合成回路５で合成されることにな
る。
【００６４】図５は、主受信信号１４に対して副受信信
号１５が時間的にｔｄ３だけ進んでいる場合を示してい
る。尚、図５においても、（ａ）は主受信信号１４、
（ｂ）は副受信信号１５であり、それぞれの斜線部はフ
レーム先頭部分を示している。また、図中ＴｇはＯＦＤ
Ｍ信号のガードインターバル相当期間を示している。
号１５が時間的にｔｄ３だけ進んでいる場合を示してい
る。尚、図５においても、（ａ）は主受信信号１４、
（ｂ）は副受信信号１５であり、それぞれの斜線部はフ
レーム先頭部分を示している。また、図中ＴｇはＯＦＤ
Ｍ信号のガードインターバル相当期間を示している。
【００６５】この場合、相関検出回路１０の相関検出出
力は図５（ｃ）に示すようになるので、この相関検出出
力２６を前述の第１ラッチパルス１９、第２ラッチパル
ス２０、第３ラッチパルス２１によりカウント・ラッチ
回路１２でラッチさせると、そのラッチ出力である第１
ラッチ信号２２、第２ラッチ信号２３、第３ラッチ信号
２４は、各々図５（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に示すよう
に、ハイレベル、ローレベル、ローレベルとなる。この
ことは主受信信号１４に対して副受信信号１５が時間的
に進んでいることを示す。
力は図５（ｃ）に示すようになるので、この相関検出出
力２６を前述の第１ラッチパルス１９、第２ラッチパル
ス２０、第３ラッチパルス２１によりカウント・ラッチ
回路１２でラッチさせると、そのラッチ出力である第１
ラッチ信号２２、第２ラッチ信号２３、第３ラッチ信号
２４は、各々図５（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に示すよう
に、ハイレベル、ローレベル、ローレベルとなる。この
ことは主受信信号１４に対して副受信信号１５が時間的
に進んでいることを示す。
【００６６】このとき、比較判定回路１３では、図４の
場合と同様に、判定タイミング信号２８によって比較判
定結果を確定すると同時に、遅延量設定信号２７を送出
して、可変遅延回路８の遅延時間を比較判定結果に応じ
て再設定する。
場合と同様に、判定タイミング信号２８によって比較判
定結果を確定すると同時に、遅延量設定信号２７を送出
して、可変遅延回路８の遅延時間を比較判定結果に応じ
て再設定する。
【００６７】ここで、カウント・ラッチ回路１２におい
ても、図４の場合と同様に、クロック信号１８によって
遅延カウントタイミング信号２９がハイレベルの期間中
に図５（ｃ）に示す遅延時間ｔｄ２をカウントしてお
り、比較判定回路１３は可変遅延回路８の遅延時間再設
定において副受信信号１５の遅延時間をｔｄ３だけ増加
させるように動作する。この結果、主受信信号１４と副
受信信号Ｂ１５は時間差のない完全に一致した状態で合
成回路５で合成されることになる。
ても、図４の場合と同様に、クロック信号１８によって
遅延カウントタイミング信号２９がハイレベルの期間中
に図５（ｃ）に示す遅延時間ｔｄ２をカウントしてお
り、比較判定回路１３は可変遅延回路８の遅延時間再設
定において副受信信号１５の遅延時間をｔｄ３だけ増加
させるように動作する。この結果、主受信信号１４と副
受信信号Ｂ１５は時間差のない完全に一致した状態で合
成回路５で合成されることになる。
【００６８】このように、本実施形態の場合では、ガー
ドインターバル時間以内の時間進みとガードインターバ
ル時間の２倍までの時間遅れに対してシンボル間干渉を
回避して合成することが可能である。
ドインターバル時間以内の時間進みとガードインターバ
ル時間の２倍までの時間遅れに対してシンボル間干渉を
回避して合成することが可能である。
【００６９】以上のように、本実施形態では、主受信空
中線１による主受信信号に予め固定遅延時間処理を行
い、そのフレーム同期確立後にタイミング信号を生成し
て、可変の遅延時間処理を施した副受信空中線２による
副受信信号について主受信信号に対する遅延または進み
時間の検出を行い、可変の遅延時間を補正した後に合成
し、その合成信号を復調するように構成している。
中線１による主受信信号に予め固定遅延時間処理を行
い、そのフレーム同期確立後にタイミング信号を生成し
て、可変の遅延時間処理を施した副受信空中線２による
副受信信号について主受信信号に対する遅延または進み
時間の検出を行い、可変の遅延時間を補正した後に合成
し、その合成信号を復調するように構成している。
【００７０】このため、副受信空中線２による副受信信
号が主受信信号に対してガードインターバル時間以上に
遅延している場合や時間進みが生じている場合であって
も、時間差のない完全に一致した状態で合成回路５で合
成できる。
号が主受信信号に対してガードインターバル時間以上に
遅延している場合や時間進みが生じている場合であって
も、時間差のない完全に一致した状態で合成回路５で合
成できる。
【００７１】したがって、ガードインターバル期間を長
くしなくても、実質的にガードインターバル期間を長く
したことと同等となり、伝送効率を低下させることなし
に信号品質劣化を回避することができる。
くしなくても、実質的にガードインターバル期間を長く
したことと同等となり、伝送効率を低下させることなし
に信号品質劣化を回避することができる。
【００７２】尚、上記の実施形態では、説明を簡単にす
るために、主受信空中線１による受信信号の固定遅延時
間はガードインターバル期間と同じ長さであるとした
が、例えば固定遅延時間をさらに長くすれば、さらに長
い時間遅れや進みに対しても対応可能なのは明白であ
る。
るために、主受信空中線１による受信信号の固定遅延時
間はガードインターバル期間と同じ長さであるとした
が、例えば固定遅延時間をさらに長くすれば、さらに長
い時間遅れや進みに対しても対応可能なのは明白であ
る。
【００７３】
【発明の効果】以上説明の通り本発明によれば、第１点
として、指向性の異なる受信空中線により受信した信号
同士の合成において、主受信空中線による主受信信号に
対する副受信空中線による副受信信号の遅延時間の検出
を行い、可変の遅延時間を補正した後に合成するように
構成したので、時間差を考慮しない単純合成に比して、
常に受信品質の劣化を回避することができる。
として、指向性の異なる受信空中線により受信した信号
同士の合成において、主受信空中線による主受信信号に
対する副受信空中線による副受信信号の遅延時間の検出
を行い、可変の遅延時間を補正した後に合成するように
構成したので、時間差を考慮しない単純合成に比して、
常に受信品質の劣化を回避することができる。
【００７４】第２点として、主受信空中線による主受信
信号に予め固定遅延時間処理を行い、そのフレーム同期
確立後にタイミング信号を生成して、可変の遅延時間処
理を施した副受信空中線による副受信信号から遅延また
は進み時間の検出を行うように構成したので、ＯＦＤＭ
信号のガードインターバル期間を越えて遅延したマルチ
パスやゴーストとの合成においても受信品質の劣化をき
たさないように信号合成することができる。
信号に予め固定遅延時間処理を行い、そのフレーム同期
確立後にタイミング信号を生成して、可変の遅延時間処
理を施した副受信空中線による副受信信号から遅延また
は進み時間の検出を行うように構成したので、ＯＦＤＭ
信号のガードインターバル期間を越えて遅延したマルチ
パスやゴーストとの合成においても受信品質の劣化をき
たさないように信号合成することができる。
【００７５】第３点として、ガードインターバル期間を
長くしなくても、実質的にガードインターバル期間を長
くしたことと同等となり、伝送効率を低下させることな
しに信号品質劣化を回避する効果を得ることができる。
長くしなくても、実質的にガードインターバル期間を長
くしたことと同等となり、伝送効率を低下させることな
しに信号品質劣化を回避する効果を得ることができる。
【００７６】第４点として、主受信空中線による主受信
信号よりも副受信空中線による副受信信号の方が時間的
に進んでいるような、一般的に前ゴーストと呼ばれる場
合においても、受信品質劣化を回避することができる。
信号よりも副受信空中線による副受信信号の方が時間的
に進んでいるような、一般的に前ゴーストと呼ばれる場
合においても、受信品質劣化を回避することができる。
【００７７】第５点として、本発明の動作は、同期シン
ボルの期間即ちフレームの開始時点毎に行われるので、
例えば移動受信等の場合のように、マルチパスやゴース
トの時間差が時間的に変動するような場合であっても、
フレーム毎に受信状態に応じた適応的な信号合成が可能
であり、常に受信品質の劣化を回避する効果を得ること
ができる。
ボルの期間即ちフレームの開始時点毎に行われるので、
例えば移動受信等の場合のように、マルチパスやゴース
トの時間差が時間的に変動するような場合であっても、
フレーム毎に受信状態に応じた適応的な信号合成が可能
であり、常に受信品質の劣化を回避する効果を得ること
ができる。
【図１】本発明に係るＯＦＤＭダイバーシティ受信機の
一実施形態を示すブロック回路図である。
一実施形態を示すブロック回路図である。
【図２】同実施形態の動作タイミングを表わす信号タイ
ミング図である。
ミング図である。
【図３】同実施形態の第１の具体例の動作を説明するた
めの信号タイミング図である。
めの信号タイミング図である。
【図４】同実施形態の第２の具体例の動作を説明するた
めの信号タイミング図である。
めの信号タイミング図である。
【図５】同実施形態の第３の具体例の動作を説明するた
めの信号タイミング図である。
めの信号タイミング図である。
【図６】従来のダイバーシティ受信機の構成を示すブロ
ック回路図である。
ック回路図である。
【図７】ＯＦＤＭ信号のフレーム構成図である。
【図８】ダイバーシティ受信によりＯＦＤＭ信号を受信
する場合に、反射波遅延がガードインターバル時間以内
であるときの合成の様子を示すタイミング図である。
する場合に、反射波遅延がガードインターバル時間以内
であるときの合成の様子を示すタイミング図である。
【図９】ダイバーシティ受信によりＯＦＤＭ信号を受信
する場合に、反射波遅延がガードインターバル時間以上
であるときの合成の様子を示すタイミング図である。
する場合に、反射波遅延がガードインターバル時間以上
であるときの合成の様子を示すタイミング図である。
１…主受信空中線 ２…受信高周波部 ３…副受信空中線 ４…受信高周波部Ｂ ５…合成回路 ６…復調回路 ７…固定遅延回路 ８…可変遅延回路 ９…スイッチ（ＳＷ）回路 １０…相関検出回路 １１…タイミング生成回路 １２…カウント・ラッチ回路 １３…比較判定回路 １４…主受信信号 １５…副受信信号 １６…フレーム同期信号 １７…同期モニター信号 １８…クロック信号 １９…第１ラッチパルス ２０…第２ラッチパルス ２１…第３ラッチパルス ２２…第１ラッチ信号 ２３…第２ラッチ信号 ２４…第１ラッチ信号 ２５…スイッチ制御信号 ２６…相関検出出力 ２７…遅延量設定信号 ２８…判定タイミング信号 ２９…遅延カウントタイミング信号 ３０…遅延時間情報 Ｔｇ…ガードインターバル相当期間 ｔｄ１，ｔｄ２，ｔｄ３…遅延時間
Claims (11)
- 【請求項１】２つの異なる指向性を持つ主受信空中線と
副受信空中線を装備し、各空中線で得られる主受信信号
と副受信信号を合成するダイバーシティ受信方式によ
り、同期シンボル期間及びガードインターバル期間を有
するＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式のＯＦＤＭ信
号を受信するＯＦＤＭダイバーシティ受信機において、 前記主受信信号及び副受信信号に各々異なる遅延時間処
理を施す遅延処理手段と、 この手段で各々遅延された主受信信号及び副受信信号の
受信時間差を検出する受信時間差検出手段と、 この手段で得られる受信時間差が少なくとも前記ガード
インターバル期間に入るように、前記遅延処理手段の遅
延時間を制御する遅延時間制御手段と、 前記遅延処理手段により各々遅延された主受信信号及び
副受信信号を取り込み、前記受信時間差が前記ガードイ
ンターバル期間外であるとき主受信信号のみを出力し、
ガードインターバル期間内であるとき前記主受信信号に
副受信信号を合成して出力する合成手段と、 この合成手段から出力される主受信信号または合成受信
信号の同期シンボル期間からフレーム同期信号及びクロ
ック信号を再生し、このフレーム同期信号に基づいてＯ
ＦＤＭ復調を行う復調手段とを具備することを特徴とす
るＯＦＤＭダイバーシティ受信機。 - 【請求項２】前記遅延処理手段は、前記主受信信号に固
定の遅延時間処理を施す固定遅延回路と、副受信信号に
可変の遅延時間処理を施す可変遅延回路を備え、 前記遅延時間制御手段は、前記可変遅延回路の遅延時間
を制御することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ
ダイバーシティ受信機。 - 【請求項３】前記受信時間差検出手段は、前記遅延処理
手段により各々遅延された主受信信号と副受信信号とを
レベル比較し、このレベル比較結果について、主として
同期シンボル期間の前後の信号の有無を相関検出する相
関検出回路を備え、 この回路の相関検出結果から主受信信号と副受信信号と
の受信時間差を判定することを特徴とする請求項１に記
載のＯＦＤＭダイバーシティ受信機。 - 【請求項４】前記受信時間差検出手段は、さらに、前記
相関検出回路で得られる相関検出期間をクロック信号の
カウント処理により検出することで前記主受信信号と副
受信信号との受信時間差を判定するカウント処理回路を
備えることを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭダイ
バーシティ受信機。 - 【請求項５】前記受信時間差検出手段は、前記合成手段
に前記遅延処理手段の固定遅延回路で遅延された主受信
信号のみを出力させ、前記復調手段で得られるフレーム
同期信号とクロック信号とによって、前記フレーム同期
信号に同期し、かつその開始前後に渡って、各々前記固
定遅延回路の固定時間相当の間隔で連続する少なくとも
３種類のラッチパルスを生成すると共に、その連続ラッ
チパルスの生成後に判定タイミング信号を生成するタイ
ミング生成回路と、前記ラッチパルスの各タイミングで
前記相関検出回路の検出結果をラッチするラッチ回路と
を備え、 前記遅延時間制御手段は、前記タイミング生成回路で生
成された判定タイミング信号の入力時に、前記ラッチ回
路のラッチ結果のパターンから前記遅延処理後の主受信
信号のフレーム先頭に対する遅延処理後の副受信信号の
フレーム先頭位置が制御範囲内にあるか否かを判定し、
その判断結果に基づいて前記遅延時間の制御処理内容を
選択的に切り換えることを特徴とする請求項３に記載の
ＯＦＤＭダイバーシティ受信機。 - 【請求項６】前記固定遅延回路は、固定の遅延時間が前
記ガードインターバル相当の時間に設定され、 前記タイミング生成回路は、少なくとも、前記フレーム
同期信号の直前、前記フレーム同期信号開始直後、前記
フレーム同期信号開始から前記固定の遅延時間経過後
に、それぞれ第１、第２、第３のラッチパルスを発生す
ると共に、前記第３のラッチパルスの発生後に判定タイ
ミング信号を発生し、 前記ラッチ回路は、前記第１乃至第３のラッチパルスの
タイミングで前記相関検出回路の検出結果をラッチし、 前記遅延時間制御手段は、前記判定タイミング信号の発
生タイミングで、前記ラッチ回路のラッチ結果のパター
ンから前記遅延処理後の主受信信号と副受信信号の時間
関係を判定し、その判定結果に基づいて前記可変遅延回
路に対する遅延時間を制御することを特徴とする請求項
５に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信機。 - 【請求項７】前記タイミング生成回路は、前記フレーム
同期信号開始後の前記固定の遅延時間の２倍の時間経過
後に判定タイミング信号を発生することを特徴とする請
求項６に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信機。 - 【請求項８】前記遅延時間制御手段は、前記判定タイミ
ング信号の発生タイミングで、前記ラッチ回路のラッチ
結果のパターンから前記遅延処理後の主受信信号のフレ
ーム先頭に対する遅延処理後の副受信信号のフレーム先
頭位置がガードインターバルの制御範囲内にあるか否か
を判定し、ガードインターバルの制御範囲にあるときは
前記可変遅延回路に対する制御を停止させ、ガードイン
ターバルの制御範囲にないときは、前記可変遅延回路に
対して前記相関検出結果から求まる両受信信号の時間差
相当の遅延時間を前記第３のラッチパルスによるラッチ
及び時間関係の判定直後、即ち同期シンボルの次のシン
ボルが開始される以前に設定することを特徴とする請求
項６に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信機。 - 【請求項９】前記受信時間差検出手段は、さらに、前記
相関検出回路で得られる相関検出期間をクロック信号の
カウント処理により検出することで前記主受信信号と副
受信信号との受信時間差を判定するカウント処理回路を
備え、 前記遅延時間制御手段は、前記判定タイミング信号入力
時の判定において、ガードインターバルの制御範囲にな
いと判定したとき、前記カウンタ処理回路で得られる受
信時間差相当の遅延時間を前記第３のラッチパルスによ
るラッチ及び時間関係の判定直後、即ち同期シンボルの
次のシンボルが開始される以前に設定することを特徴と
する請求項６に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信機。 - 【請求項１０】さらに、固定の遅延時間処理を施した主
受信信号の復調時に同期モニター信号を生成する同期モ
ニター信号生成手段と、 この手段で得られる同期モニター信号を監視して、充分
に受信同期が確立した後に前記合成手段の合成処理を動
作状態とする合成制御手段とを備えることを特徴とする
請求項１に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信機。 - 【請求項１１】前記合成制御手段は、前記可変遅延回路
からの副受信信号の前記合成手段への伝送路中に介在さ
れるスイッチ手段を備え、 前記合成制御手段は、前記主受信信号の同期確立前には
前記スイッチ手段をオフ状態とし、同期確立後に前記ス
イッチ手段をオン状態とすることを特徴とする請求項１
０に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8260868A JP2971817B2 (ja) | 1996-10-01 | 1996-10-01 | Ｏｆｄｍダイバーシティ受信機の信号合成方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8260868A JP2971817B2 (ja) | 1996-10-01 | 1996-10-01 | Ｏｆｄｍダイバーシティ受信機の信号合成方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10107777A true JPH10107777A (ja) | 1998-04-24 |
| JP2971817B2 JP2971817B2 (ja) | 1999-11-08 |
Family
ID=17353876
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8260868A Expired - Fee Related JP2971817B2 (ja) | 1996-10-01 | 1996-10-01 | Ｏｆｄｍダイバーシティ受信機の信号合成方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2971817B2 (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999050932A1 (fr) * | 1998-03-31 | 1999-10-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Antenne et televiseur numerique |
| WO2000002287A1 (fr) * | 1998-07-02 | 2000-01-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Antenne, equipement de communication et recepteur television numerique |
| EP1093268A2 (en) * | 1999-10-13 | 2001-04-18 | Alps Electric Co., Ltd. | OFDM receiving apparatus |
| EP1150470A2 (en) * | 2000-04-27 | 2001-10-31 | Alps Electric Co., Ltd. | OFDM receiving device |
| WO2002039633A1 (fr) * | 2000-11-10 | 2002-05-16 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Recepteur en diversite et procede de reception d'un signal multiplex analogique orthogonal |
| JP2003018121A (ja) * | 2001-06-29 | 2003-01-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線通信装置及び無線通信方法 |
| US6608594B1 (en) | 1999-10-08 | 2003-08-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Antenna apparatus and communication system |
| EP1699192A2 (en) | 2005-03-04 | 2006-09-06 | Fujitsu Limited | Transmission system, transmitter device, and receiver device |
| WO2008117543A1 (ja) * | 2007-03-28 | 2008-10-02 | Panasonic Corporation | 受信装置及び受信方法 |
| JP2013070152A (ja) * | 2011-09-21 | 2013-04-18 | Nec Corp | 無線通信システム、受信機、フレーム同期方法及びプログラム |
-
1996
- 1996-10-01 JP JP8260868A patent/JP2971817B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6362784B1 (en) | 1998-03-31 | 2002-03-26 | Matsuda Electric Industrial Co., Ltd. | Antenna unit and digital television receiver |
| WO1999050932A1 (fr) * | 1998-03-31 | 1999-10-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Antenne et televiseur numerique |
| US6639555B1 (en) | 1998-07-02 | 2003-10-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Antenna unit, communication system and digital television receiver |
| WO2000002287A1 (fr) * | 1998-07-02 | 2000-01-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Antenne, equipement de communication et recepteur television numerique |
| US6608594B1 (en) | 1999-10-08 | 2003-08-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Antenna apparatus and communication system |
| EP1093268A2 (en) * | 1999-10-13 | 2001-04-18 | Alps Electric Co., Ltd. | OFDM receiving apparatus |
| EP1093268A3 (en) * | 1999-10-13 | 2004-06-23 | Alps Electric Co., Ltd. | OFDM receiving apparatus |
| EP1150470A2 (en) * | 2000-04-27 | 2001-10-31 | Alps Electric Co., Ltd. | OFDM receiving device |
| EP1150470A3 (en) * | 2000-04-27 | 2004-06-23 | Alps Electric Co., Ltd. | OFDM receiving device |
| US7095995B2 (en) | 2000-11-10 | 2006-08-22 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Diversity receiver and orthogonal frequency division multiplexed signal receiving method |
| WO2002039633A1 (fr) * | 2000-11-10 | 2002-05-16 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Recepteur en diversite et procede de reception d'un signal multiplex analogique orthogonal |
| JP2003018121A (ja) * | 2001-06-29 | 2003-01-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線通信装置及び無線通信方法 |
| JP4731055B2 (ja) * | 2001-06-29 | 2011-07-20 | パナソニック株式会社 | 無線通信装置及び無線通信方法 |
| EP1699192A2 (en) | 2005-03-04 | 2006-09-06 | Fujitsu Limited | Transmission system, transmitter device, and receiver device |
| WO2008117543A1 (ja) * | 2007-03-28 | 2008-10-02 | Panasonic Corporation | 受信装置及び受信方法 |
| JP2013070152A (ja) * | 2011-09-21 | 2013-04-18 | Nec Corp | 無線通信システム、受信機、フレーム同期方法及びプログラム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2971817B2 (ja) | 1999-11-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2007158515A (ja) | ダイバーシティ受信装置 | |
| US20020024975A1 (en) | Communication receiver with signal processing for beam forming and antenna diversity | |
| US7873112B2 (en) | Orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) receiver, OFDM reception method and terrestrial digital receiver | |
| JP2971817B2 (ja) | Ｏｆｄｍダイバーシティ受信機の信号合成方式 | |
| JP2005159539A (ja) | 受信機、受信方法、受信制御用プログラム及び記録媒体 | |
| CN103650419A (zh) | 移动通信网络、移动通信设备、中继节点与方法 | |
| JP2000253446A (ja) | 基地局装置及びフレーム同期取得方法 | |
| JP4306098B2 (ja) | 通信装置 | |
| JP2002141846A (ja) | アダプティブ受信機 | |
| US7636561B2 (en) | Diversity switch combiner | |
| US20090252142A1 (en) | Communication system, communication apparatus, and data transmission method | |
| JP2001308762A (ja) | デジタル放送用受信機 | |
| JPH09284251A (ja) | 受信装置 | |
| JP2004343656A (ja) | 受信装置 | |
| JP2001177457A (ja) | 適応アレーアンテナ装置 | |
| JPH1013254A (ja) | 遅延検波合成ダイバーシチ回路 | |
| US20090262851A1 (en) | Radio transmitting apparatus and radio transmitting method | |
| JP2001168833A (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置 | |
| JP2001333341A (ja) | デジタル放送用受信装置 | |
| AU722428B2 (en) | Method of reception timing control | |
| JP4176405B2 (ja) | デジタルテレビ受信装置、無線通信装置、デジタルテレビ受信システム、制御方法、プログラム、および記録媒体 | |
| JP3750015B2 (ja) | ダイバーシチ受信機 | |
| JPH10163939A (ja) | 受信装置 | |
| US20100202568A1 (en) | Receiver | |
| JPH09307491A (ja) | ダイバーシティ受信回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |