CN101401262B - 可变缝隙天线及其驱动方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种可变缝隙天线及其驱动方法。可变缝隙天线包括被两端为开口端(111a、111b)的缝隙区域(109)分割的接地导体(101a)和(101b)；向缝隙区域(109)供电的供电线路(115)；在从供电位置(113)面向开口端(111a)的一侧连接接地导体(101a、101b)之间的第一选择性导通路径(119)；和在从供电位置(113)面向开口端(111b)的一侧连接接地导体(101a、101b)之间的第二选择性导通路径(121)，在第一驱动状态下，导通第一选择性导通路径(119)，断开第二选择性导通路径(121)，向从供电位置(113)面向第二选择性导通路径(121)的方向(123a)发射主波束，在其它驱动状态下，切换选择性导通路径的控制，将主波束方向切换到(123b)一侧。

Description

可变缝隙天线及其驱动方法

技术领域

本发明涉及用于发送、接收微波段和毫米波段等的模拟高频信号或者数字信号的天线及其驱动方法。

背景技术

为了使天线的指向性变化，扫描发射波束，很早就提出了各种方法。例如，有像自适应阵列(adaptive array)那样，通过在数字信号处理部处理由多个天线接收的信号，等价地实现波束扫描的方法。另外，还有像扇形天线那样，预先沿着不同的朝向配置多个天线，通过供电线一侧的路径切换而切换主波束方向的方法。进而，还有在天线周围设置作为无供电元件的反射器或者导波器，使主波束方向倾斜的方法。

缝隙(slot)天线是最基本的谐振型天线之一，同样由于在使缝隙长度为二分之一有效波长的情况下能够期待10％左右，在使缝隙长度为四分之一有效波长的情况下最低也能期待15％以上的相对频带特性，因此是有望在宽带通信中应用的天线。它们的值如果与同样作为基本的谐振天线的片状天线(patch antenna)的相对频带5％左右相比较，是宽频带。

在专利文献1中，作为使用缝隙天线的扇形天线，公开有放射状地配置多个缝隙天线，通过供电线侧的路径的切换实现主波束方向的切换的扇形天线结构。在专利文献1中，通过使用作为天线因具有超宽带的天线特性而众所周知的韦瓦第天线(Vivaldi antenna)，实现具有超宽带的频率成分的发射电磁波的主波束方向的一并切换。

另外，在专利文献2中公开有使用无供电的寄生元件，使从缝隙元件发射的主波束方向倾斜的可变天线的例子。在图20所示的可变天线中，将由供电线路115激励的二分之一有效波长缝隙谐振器作为发射器201、将无供电的缝隙谐振器作为寄生元件203a、203b接近地配置在接地导体101上。通过调整寄生元件203a、203b的缝隙长度，能够将相对反射器的寄生元件的功能切换成作为导波器或反射器，使来自发射器的发射波束的方向变化。为了使寄生元件203a、203b作为导波器发挥作用，只需对寄生元件的缝隙长度进行调整使其比发射器的缝隙长度短即可，在使寄生元件203a、203b作为反射器发挥作用的情况下，以使得寄生元件的缝隙长度比发射器的缝隙长度长的方式进行调整。为了调整缝隙长度，预先将在电路基板中设定的缝隙长度设定为较长的长度，在使其作为短缝隙长度的缝隙电路发挥作用的状态下，在缝隙长度的中途，在宽度方向跨越缝隙，利用开关元件205a、205b有选择地使接地导体之间导通。在专利文献2中，作为实现开关元件205a、205b的方法的一个例子，列举使用MEMS开关的情况。

专利文献1：日本特开2003—527018号公报

专利文献2：日本特开2005—210520号公报

专利文献3：美国专利第6864848号说明书

发明内容

发明要解决的问题

在高速通信用移动终端用天线中，不仅要求小型化，为了避免反射波等妨碍波，还需要使发射电磁波的主波束方向大幅度变化，在现有的缝隙天线中存在以下所示的问题。

第一，在专利文献1所公开的天线中，在结构内放射状地导入不共用构成要素的大部分的4个缝隙天线，利用切换对各个缝隙天线的供电电路这样的驱动方法，虽然实现了主波束方向的切换功能，但是产生天线结构变得大型化的问题。

第二，在专利文献2所公开的天线中，由于并排配置有不共用构成要素的缝隙天线，因此从小型化的观点出发也存在问题。并且，因为用作寄生元件的缝隙天线作为导波器或反射器发挥作用的频带被限定，所以存在天线的主波束方向很可能在动作频带内沿着不同方向发生变化的问题。因此，专利文献2所公开的天线能够应用于窄带通信系统中，而在为了进行高速传输要求使用宽频带的情况下，难以应用于通信系统。如果进行更具体的检验，则第一，因为二分之一有效波长缝隙谐振器的发射频带是10％左右，所以需要调整寄生元件的缝隙长度，使得其在与动作频带的中心频率相比频率5％以上不同的频率下动作。第二，在动作频带的上限频率和下限频率下，还需要保持发射器与寄生元件之间的耦合度。然而，由于缝隙谐振器之间的耦合存在谐振频率差别越大越降低的倾向，因此难以同时使上述两个条件成立。另外，在专利文献2所公开的天线中虽然能够使主波束方向倾斜，但是例如不能够实现使主波束方向翻转等的大幅度的可变性。

本发明能够解决上述现有的问题，目的在于提供用于在可变缝隙天线中，在保持小型的电路结构的同时，在比较宽的动作频带内将主波束方向保持在同一方向上，并实现可变角度范围较宽的主波束方向切换功能的驱动方法。

用于解决问题的方法

本发明的可变缝隙天线的驱动方法为具有电介质基板的可变缝隙天线的驱动方法，

有限面积的接地导体、和将上述接地导体完全分割为两个有限接地导体区域且两端为开口状态的缝隙区域配置在上述电介质基板的背面，

与上述缝隙区域的长度方向的中央附近的区域交叉的供电线路配置在上述电介质基板的表面，

在宽度方向横贯上述缝隙区域、且能够选择是否将被分离的上述有限接地导体区域之间连接的选择性导通路径，在从上述供电线路与上述缝隙区域的交叉点起面向上述缝隙区域的两端的开口位置的方向上各配置有一个，

在具有以上结构的可变缝隙天线结构中，该可变缝隙天线的驱动方法的特征在于：

在第一状态下，将第一选择性导通路径设定为非连接状态，将第二选择性导通路径设定为连接状态，

在第二状态下，将第一选择性导通路径设定为连接状态，将第二选择性导通路径设定为非连接状态。

发明的效果

跟据本发明，能够同时满足在现有的可变缝隙天线中难以实现的结构的小型化和在动作频带内主波束方向的同一性、主波束方向的宽范围下的切换功能，能够应用于收发信状况时刻变化的移动终端中。

附图说明

图1是利用本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线的仰视透视示意图，(a)是使主波束方向朝向右侧的情况下的仰视透视示意图，(b)是使主波束方向朝向左侧的情况下的仰视透视示意图。

图2是利用本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线的结构截面图，(a)是图1(a)的直线A1—A2处的截面图的结构截面图，(b)是图1(a)的直线B1—B2处的截面图的结构截面图。

图3是在利用本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线上高频地实现的结构的示意图，(a)是图1(a)的驱动条件时的示意图、(b)是图1(b)的驱动条件时的示意图。

图4是利用本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线的仰视透视示意图。

图5是利用本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线的仰视透视示意图。

图6(a)和(b)是本发明的选择性导通路径的周围的放大图。

图7是本发明的选择性导通路径的周围的放大图。

图8是利用本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线的仰视透视示意图。

图9是利用本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线的仰视透视示意图。

图10是利用本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线的仰视透视示意图，(a)是一般的供电结构的情况下的仰视透视示意图，(b)是获得多谐振动作的情况下的仰视透视示意图。

图11(a)～(c)是适应本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线的截面结构图。

图12是在专利文献3的图7中公开的可变天线的结构图。

图13是在专利文献3的图9中公开的可变天线的结构图。

图14是实施例1的可变天线的结构图。

图15是实施例1的可变天线的反射特性的频率依赖性图。

图16是实施例1的可变天线的发射特性图，(a)是第一、第二状态下的在3GHz的发射特性比较图，(b)是在第一、第二驱动状态下的在4GHz的发射特性比较图。

图17是实施例2的可变天线的结构图。

图18是实施例2的可变天线的发射特性的频率依赖性图。

图19是实施例2的可变天线的发射特性图，(a)是第一、第二状态下的在2.5GHz的发射特性比较图，(b)是第一、第二驱动状态下的在4.5GHz的发射特性比较图。

图20是在专利文献2中公开的可变天线的结构图。

符号的说明

101、101a、101b、22接地导体、接地导体区域

103电介质基板

105接地导体的侧面外缘部

107进深方向

109、20缝隙区域

111a、111b缝隙开口端

113供电位置

115、16供电线路

117a、117b从供电位置面向各缝隙开口端111a、111b的方向

119、119—1、2、……N第一选择性导通路径

121、121—1、2、……N第二选择性导通路径

123a、123b各驱动状态中的主波束方向

125终端点

127感应(inductive)谐振器区域

201发射器

203a、203b寄生元件

205a、205b、18—1、2、3开关元件

W1供电线路宽度

Ls缝隙长度

Ws缝隙宽度

t3从缝隙中心到供电线路的开路终端点的距离

t4感应谐振器区域长度

Lo从选择性导通路径到供电线路115的缝隙偏置(offset)长度

WL感应谐振器区域的供电线路宽度

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

(实施方式)

在图1(a)、(b)中，使用仰视透视示意图(从背面看的透视图)，对利用本实施方式的可变缝隙天线的驱动方法驱动的可变缝隙天线的结构进行说明，并且，示意地表示在本驱动方法的两种状态下得到的可变缝隙天线的指向特性的可变性。此外，图2(a)、(b)分别表示在图1中的直线A1—A2、B1—B2处切断结构后的截面示意图。为了使说明简单，首先作为对称性高的实施方式，以左右对称的可变缝隙天线结构为例，就向左右切换主波束方向的驱动方法的实施方式加以说明。

具有有限面积的接地导体101形成于电介质基板103的背面，从接地导体101的侧面外缘部105向进深方向107切开，形成有两端开口的缝隙区域109。即，有限的接地导体101被缝隙区域109两分割成第一接地导体101a和第二接地导体101b。其结果是，缝隙区域109的两端分别成为第一开口端111a、第二开口端111b。在缝隙区域109的中央的供电位置113处，缝隙区域109与形成在电介质基板103的表面(上表面)上的供电线路115交叉。令从供电位置113面向第一开口端111a的方向为第一方向117a，相对供电位置113在第一方向117a一侧至少形成有一个以上的第一选择性导通路径119。同样，令从供电位置113面向第二开口端111b的方向为第二方向117b，相对供电位置113在第二方向117b一侧至少形成有一个以上的第二选择性导通路径121。为了简化说明，以下首先说明第一选择性导通路径119、第二选择性导通路径121的数量分别是一个的情况。即，如图1所示，相对供电位置113在左侧和右侧分别各配置有一个选择性导通路径119、121。第一选择性导通路径119、第二选择性导通路径121均根据由外部提供的控制信号，发挥使被缝隙区域109分割的第一接地导体101a和第二接地导体101b之间有选择地导通的作用。在图1(a)中表示使第一选择性导通路径119导通，并将第二选择性导通路径121控制为断开状态的情况，在图1(b)中表示相反地令第一选择性导通路径119断开，将第二选择性导通路径121控制为导通状态的情况。通过该第一、和第二选择性导通路径119、121的控制，能够在图1(a)的状态下使发射电磁波主波束的取向朝向箭头123a的方向，在图1(b)的状态下使发射电磁波主波束的取向朝向箭头123b的方向。

(驱动方法的特征)

本发明实施方式的可变缝隙天线的驱动方法的特征在于：使第一选择性导通路径119、第二选择性导通路径121的任一个选择性导通路径导通，并一定将另一个选择导通路选择为断开，使主波束朝向从供电位置113面向被断开的选择性导通路径侧的方向取向。如果切换导通的选择性导通路径和断开的选择性导通路径，则能够使主波束方向切换至不同的方向。例如，在希望使主波束朝向右方向123a的情况下(图1(a))，断开相对供电位置113配置在右侧的第二选择性导通路径121，使相对供电位置113配置在为相反侧的左侧的第一选择性导通路径119短路即可。反之，如图1(b)所示，在希望使波束朝向左方向123b的情况下，断开相对供电位置113配置在左侧的第一选择性导通路径119，使相对供电位置113配置在右侧的第二选择性导通路径121短路即可。在使主波束朝向左右的情况下，表1中汇总有在本驱动方法中应该控制各选择性导通路径的状态。

(表1)

通过采用本发明的驱动方法，被导通的选择性导通路径局部地将被分割的接地导体101a、101b之间连接，能够在各驱动状态下在结构内分别出现一侧断开、一侧短路的四分之一有效波长的缝隙谐振器。图3(a)、(b)示意地表示在图1(a)、(b)的状态下驱动的可变缝隙天线中分别高频地实现的结构。

如上所述，利用本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线的缝隙区域的两端预先被设定为开口端，但是在各驱动状态下，一端能够以高频短路的方式处理。例如，图3(a)中没有图示图1(a)中图示的开口端111a。这是因为通过在从供电位置113面向开口端111a的方向上配置的第一选择性导通路径119的导通控制，在从供电位置113面向的情况下，在高频条件下能够忽视开口端111a。另外，如果将第二选择性导通路径121设定为高频断开状态，则由第二选择性导通路径121的具体形状引起的对发射特性的影响极其有限，图1(a)在高频条件下能够近似成图3(a)。同样，图1(b)的驱动状态下的可变缝隙天线在高频条件下能够近似成图3(b)。在向四分之一有效波长缝隙谐振器供电的情况下的主波束方向由于是从供电位置朝向开口端侧的方向，因此，通过利用能够根据驱动状态切换从供电位置面向开口端的方向的本发明的驱动方法，能够实现大幅度的主波束方向的切换。

根据以上的原理，如图4和图5所示，在利用本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线内，在从供电位置113朝向缝隙区域109的开口端111a、111b分别配置有不是一个而是多个选择性导通路径的情况下，在驱动方法中产生限制。首先，如图4所示，在希望使主波束朝向右侧(箭头123a的方向)时，在从供电位置113面向开口端111b的方向117b上配置有多个第二选择性导通路径组121—1、121—2、……121—N的情况下，所有的第二选择性导通路径组121—1、121—2、……121—N设定为断开状态。另外，如图5所示，在希望使主波束朝向右侧(箭头123a的方向)时，在从供电位置113面向开口端111a的方向117a上配置有多个第一选择性导通路径组119—1、119—2、……119—N的情况下，第一选择性导通路径组119—1、119—2、……119—N内至少一个选择为导通状态即可。图5中表示仅第二选择性导通路径119—2被导通控制的状态。通过选择导通的选择性导通路径，能够调整所形成的缝隙谐振器的谐振器长度。并且，通过选择导通的选择性导通路径，还能够调整向缝隙谐振器的供电阻抗。此外，当然也可以使所有的选择性导通路径导通。

(关于选择性导通路径)

由第一和第二选择性导通路径得到的第一接地导体101a、第二接地导体101b之间的导通也可以不是直流信号的导通，而是在动作频率附近限定了导通频带的高频的导通。具体而言，为了实现本发明的选择性导通路径，只要是二极管开关、高频晶体管、高频开关、MEMS开关等在天线动作频带能够获得低损失且高分离度特性的开关元件，则能够使用任一种。如果使用二极管开关，则能够简化供电电路的结构。

在图6(a)、(b)中，针对在本发明中使用的选择性导通路径的实现例子，特别是缝隙区域109的宽度大于开关元件的尺寸的情况下的例子，分别表示放大周边位置附近的仰视结构后的示意图。如图6(a)所示，选择性导通路径191由能够切换高频信号的导通、断开的开关元件191a和设置在开关元件191a两侧的突起形状的导体193a、193b构成。导体193a、193b采用分别从接地导体101a、101b向缝隙区域109突出的形状。也可以从结构中减去导体193a、193b中的一个，使开关元件191a与接地导体101a、101b的任一个直接连接。另外，如图6(b)所示，也可以代替导体193a、193b，使用导线193c、193d，实现接地导体101a与开关元件191a、接地导体101b与开关元件191a之间的连接。另外，作为只是选择性导通路径周边的放大图，在图7中表示开关元件191a的尺寸大于缝隙区域109的宽度时的选择性导通路径109的实现例子。总之，利用本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线内的选择性导通路径为了连接接地导体101a、101b之间而跨越缝隙区域形成，为在路径内必定串联插入有能够控制高频导通、断开这两种状态的开关元件的结构。选择性导通路径当路径内的开关元件被断开时作为高频断开状态而发挥作用，当路径内的开关元件被控制成导通时则作为高频导通状态而发挥作用。在高频区域内使用的开关元件中，因为与结构相应地存在寄生电路成分，所以严格地讲不可能实现完全的断开状态或完全的导通状态，但是如果预先考虑寄生电路成分地进行电路设计，则能够容易地达到本发明的目的。例如，在本发明的实施例中使用的市场销售的镓砷的PIN二极管开关的串联寄生电容是0.05pF，断开时在5GHz频带下能够得到25dB左右的能够充分满足本发明的目的的分离特性。即使不考虑该值进行在本发明中驱动的可变缝隙天线的设计，在特性方面也不会产生大的变化。另外，上述的市场销售二极管开关的串联寄生电阻是4Ω，导通时的损失在5GHz频带得到0.3dB左右的值，能够获得足够满足本发明的目的的低损失特性。由此，即使忽略该值，作为配置有理想的开关元件的天线，即使利用本发明的驱动方法驱动可变缝隙天线，也能够忽略天线的发射效率等特性下降。即，在本发明中使用的选择性导通路径能够很容易地利用一般的电路技术实现。

(关于缝隙区域的朝向)

由本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线能够根据缝隙的形成方向使主波束方向变化。即，如果使从供电位置面向缝隙的开口端的方向稍稍向下，则发射电磁波的主波束方向也能够稍稍向下取向。

(关于结构的对称性)

由本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线的形状不是一定需要镜面对称。然而，提供在两种状态下是相同反射特性、相同增益特性、相同偏振波特性，同时具有能够仅切换主波束方向的可变性的天线认为产业上的利用价值特别高。因此，缝隙区域109的形状、供电线路115、接地导体101a、101b的形状优选以镜面对称的方式构成。并且，优选使第一方向与第二方向为相反朝向并平行，使得在第一状态和第二状态下主波束方向反向平行。

(关于其它形状的缝隙的例子)

在以本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线中，缝隙区域的形状不需要是矩形，与接地导体区域的边界线能够置换成任意的直线和曲线形状。例如，如图8所示，缝隙区域的形状可以是在开口端附近缝隙宽度锥(taper)形地扩展那样的结构。因为在动作频带的上限频率附近，根据天线的发射开口面决定波束宽度，所以通过在开口端附近扩展缝隙宽度，容易实现高增益的指向性波束。

另外，如图9所示，如果在主缝隙区域并列连接多个细小的短缝隙(即，大致长方形的接地导体101a、101b的各四条边中，在相对的各一条边上形成小的连续凹凸)，则能够得到对于主缝隙区域的串联电感附加效果，能够得到缝隙长度有效缩短，进而电路小型化这样的实用上的理想的效果。并且，即使是使主缝隙区域的缝隙宽度狭窄，折曲为迂回曲折(meander)形状等实现小型化的可变缝隙天线结构，也能够由本发明的驱动方法得到主波束方向的切换效果。

(关于缝隙谐振器)

在各驱动状态下，关于在电路上出现的缝隙谐振器，在缝隙宽度Ws(即，第一接地导体101a与第二接地导体101b之间的距离)与缝隙谐振器长度Ls相比狭小到能够忽略的情况下(一般是Ws为(Ls/8)以下的情况)，缝隙长度Ls设定为在动作频带的中心频率f0附近为四分之一有效波长。在缝隙宽度Ws较宽，与缝隙谐振器长度Ls相比不能忽视的情况下(一般是Ws超过(Ls/8)的情况)，将考虑缝隙宽度后的缝隙长度(Ls×2+Ws)设定为在f0下相当于二分之一有效波长。

缝隙谐振器长度Ls定义为从导通的选择性导通路径(119或者121)跨越供电线路115和供电位置113到开口部111的距离。而且，如图4所示，在不是一个而是分别配置有多个选择性导通路径的情况下，严格而言，Ls定义为从最接近供电线路115的开关121经供电线路115和供电位置113到开口部111的距离。

(供电线路开口端的处理和多谐振结构)

关于供电线路的形状，图10(a)、(b)表示两个特征的形态。至少一部分与缝隙109交叉的供电线路115形成于电介质基板103的表面，一端从输入输出端子201连接到输入输出电路，另一端在终端点125处开路终止。如图10(a)所示，如果对从终端点125至供电位置113的距离t3进行设定，使得其在频率f0处为四分之一有效波长，则在动作频带中能够得到良好的匹配特性。这种情况下，从终端点125到供电位置113的供电线路115的线路宽度可以与输入输出端子201附近的线路宽度相同，例如，特性阻抗可以是50Ω，即使采用其它的值也能得到良好的匹配。

另一方面，在从图1起说明至此的实施方式中，如图10(b)所示，将从终端点125起为t4长度的供电线路区域置换成线路宽度细窄的感应谐振器区域127，而且，供电线路115与缝隙109的交叉位置设定在感应谐振器区域127的长度方向的大致中央。t4被设定为在频率f0下为四分之一有效波长。即，供电线路115的前端部从开路的终端点125起，跨越动作频带的中心频率下的四分之一有效波长的长度(t4)，由特性阻抗高于50Ω的线路构成。该长度t4的部分作为感应谐振器区域127发挥作用，供电线路115在感应谐振器区域127的中央部与缝隙区域交叉。

根据图10(b)的结构，使四分之一有效波长缝隙谐振器与四分之一有效波长感应谐振器耦合，能够实现多谐振动作，即，能够实现动作频带的有效扩展，在实用上有效。

此外，通过经由电阻元件对终端点125进行接地处理，也能得到宽带的匹配特性。在终端点125附近逐渐扩展供电线路115的线路宽度，使终端位置的形状成为放射形，也同样能够得到宽带的匹配特性。

此外，例如在开口端111a或111b上加载追加电介质129，也能使缝隙天线的发射特性变化。具体而言，能够控制宽带动作时的主波束半值宽度特性等。

(多层结构的方式)

另外，在本说明书内，对图11(a)中表示的截面图那样，在电介质基板103的最表面上配置有供电线路115，在电介质基板103的最背面上配置有接地导体101的结构进行了说明，但也可以如图11(b)表示的其它方式的截面图那样，通过采用多层基板等的方法，将供电线路115、接地导体101的任一个或者这两者配置于电介质基板103的内层面。此外，如图11(c)表示的其它方式的截面图那样，相对供电线路115作为接地导体101发挥作用的导体配置面在结构内没有必要限定为一个，也可以是夹着形成有供电线路115的层配置有相对的接地导体101的结构。即，本发明的可变缝隙天线的驱动方法不仅在微带线路结构的可变缝隙天线，即使在带线结构的可变缝隙天线中也能得到同样的效果。而且，在本发明中，将在厚度方向完全除去了构成接地导体101的导体层的结构定义为缝隙。即，接地导体101的表面不是仅一部分区域被除去而削减了厚度的结构。

(与专利文献3的差别)

另外，在专利文献3(与日本特表2005—514844号公报的宗旨相同)中，公开有使用MEMS开关进行特性的调整的二分之一有效波长缝隙天线。图12所示的在专利文献3的图7等中公开的缝隙天线的结构与由本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线看起来类似，但是，本发明的可变缝隙天线的驱动方法就目的、完成发明的过程、在驱动时的可变缝隙天线内实现的高频结构、所得到的可变效果、结构的尺寸等所有方面而言，是不同的发明，因此，以下对两者的差异进行说明。

首先，与在专利文献3的缝隙天线中使用二分之一有效波长的缝隙谐振模式进行发射动作的情况相比，在由本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线中，具有主要使用四分之一有效波长的缝隙谐振模式这样的差别。因此，专利文献3的来自天线的发射电磁波的主波束方向始终是与基板垂直的方向。如果对图中所示的坐标系进行说明，以平行于作为供电线的供电线路的方向为X轴，以平行于基板的平面为XY面，以垂直于基板的方向为Z轴，则从二分之一有效波长缝隙天线发射的主波束方向始终在±Z方向上取向。另一方面，由本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线由于始终对一端进行断开控制，而对另一端进行导通控制，基本上为将四分之一有效波长缝隙谐振模式用作发射原理的缝隙天线的驱动方法，因此能够使发射电磁波的主波束方向大幅度地变更到从供电位置面向被断开控制的选择性导通路径的方向，即，如果使用上述的坐标系，则能够使主波束方向大幅度地变更到+Y方向或—Y方向。另一方面，主波束方向的切换功能在专利文献3中原理上是不可能的。

另外，图13中表示作为专利文献3的图9公开的能够选择折曲90度方向的2缝隙状态的实施方式。这种情况下，主波束方向也总是±Z方向，切换的只是朝向主波束方向的发射电磁波的偏振波特性(发射的电磁波的电场所取向的方向)，仍然不能提供本发明的这样的大幅度的指向性切换效果。即，专利文献3中公开的天线的希望波的到达方向被限定为一个方向，极其不适宜于移动体终端的使用，而利用由本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线能够解决该问题。

进而，不仅是主波束方向的切换效果，由本发明的驱动方法驱动的可变缝隙天线与专利文献3的缝隙天线的差别在尺寸、频带这两方面也很显著。在专利文献3中，在天线动作中使用二分之一有效波长缝隙谐振模式，而在本发明的天线中由于基本上使用四分之一波长谐振缝隙模式，因此缝隙长度为一半。另外，二分之一有效波长缝隙天线的动作频带作为相对频带(以动作频带的中心频率f0将动作频带宽度Δf标准化后的值)限定为10％左右，而四分之一波长的缝隙天线由于发射Q值低，因此能够期待至少15～20％的宽带的相对频带特性。专利文献3的缝隙天线导入MEMS开关，在缝隙天线中增加可变特性的本来的目的是动作频率的细微的调整。然而，在天线结构内实现四分之一有效波长缝隙天线的本发明的驱动方法中，由于从开始就没有必要细微地调整动作频率，因此本发明的目的没有与专利文献3相关联之处。

根据专利文献3，尽管最终由MEMS开关在缝隙谐振器的两端将接地导体间连接，但是设定令两端为开口端的缝隙区域的理由是“为了向接近该上述开口端部配置的RF—MEMS开关提供最大限度的同步性”。即，如果与利用金属材料将分离的接地导体之间完全连接的通常的缝隙天线进行比较，则基于RF—MEMS开关的接地导体之间的连接对于高频电流而言，输入阻抗高。因此，如果在RF—MEMS开关附近利用导体进行接地导体间的连接，则即使进行RF—MEMS开关的切换，也不会明显地显现高频特性的变化。专利文献3为了对谐振频率、输入阻抗进行细微的控制，以避免在RF—MEMS开关附近利用导体进行接地导体之间的连接为目的。即，专利文献3仅是有限的接地导体之间适合于以高频开关元件以外的电路连接的并以二分之一波长谐振器为前提的发明。如上所述，专利文献3与本发明不仅是在驱动方法、在各驱动状态下实现的天线结构方面存在差异，由于发明的目的也明显不同，因此本发明的可变缝隙天线的驱动方法不能容易地从专利文献3类推。

(实施例)

制作了图14中仰视的透视示意图所示的实施例1的可变缝隙天线。作为电介质基板103，使用总厚度0.5mm的FR4基板。在基板表面和背面，利用铜配线分别形成有厚度20微米的供电线路图形和接地导体图形。各配线图形通过利用湿蚀刻除去一部分区域的金属层而形成，在表面上镀有厚度1微米的金。接地导体101的外缘部105即使在最接近电介质基板103的端面的情况下，也从端面起靠内侧0.1mm设置配线空白区(margin)。图中以实线表示接地导体图形，以虚线表示供电线路的图形。在输入端子部201处连接高频连接器，经特性阻抗相当于50Ω的供电线路115连接制作的天线和测定系统。在中央分离接地导体101，形成夹在有限接地导体区域101a、101b之间的缝隙区域109，设定跨越缝隙区域109的两条路径的选择性导通路径119、121。作为选择性导通路径内的高频开关元件，使用市场销售的镓砷PIN二极管。所使用的二极管的导通时的插入损失在5GHz处是0.3dB，断开时的分离度在5GHz处是25dB，是在实用上完全没有问题的值。在接地导体区域101b上经1kΩ的电阻元件连接偏置电路，实现对二极管的偏置供电。通过将119、121的二极管的极性设定为反向并进行配置，使得选择性导通路径119、121的一方导通动作时，另一方断开动作，由此完成驱动的设定。表2汇总有图14所示的实施例1的结构参数。

(表2)

 

W1	0.85mm
		Ls	14mm
Ws	0.4mm
		a	20mm
b	45mm
		Lo	3mm
t3	14mm

在第一驱动状态下，通过使选择性导通路径119导通，断开选择性导通路径121，在宽频带中得到朝向图中坐标系中的—X方向的发射。图14相当于第一驱动状态的结构示意图。另外，在第二驱动状态下，通过向接地导体区域施加反向的偏置，选择性导通路径119被断开，选择性导通路径121被导通，由此在宽频带中得到朝向+X方向的发射。图15表示第一驱动状态下的反射特性。在从2.7GHz到4.3GHz这样的频带中能够得到—10dB以下这样良好的反射特性值。上述频带作为相对频带相当于45％。另外，在第二驱动状态下，在几乎相同的频带下也能够得到相同的反射特性。图16(a)、(b)分别表示在第一驱动状态和第二驱动状态下的3GHz和4GHz处的发射特性。图中所示的是图14中的坐标系中的XZ面内的发射指向性。图中，s1表示的是第一驱动状态下的发射指向性，s2表示的是第二驱动状态下的发射指向性。从图15、16明显可知，在两种状态下，在宽频带中能够获得几乎相同且良好的反射特性，而且，在宽频带下使主波束方向在同一方向上取向，而且，能够在两种状态下完全切换主波束方向。

接着，制作了图17中仰视的透视示意图所示的实施例2的可变缝隙天线。表3汇总有实施例2的结构参数。在实施例2中，从实施例1的结构出发，将从供电线路115的顶端开路位置起与四分之一有效波长相当的区域置换为感应谐振器区域127。并且，使感应谐振器区127的中央部与缝隙供电位置相对应。另外，以缝隙区域的宽度为实施例1的10倍。

(表3)

 

W1	0.85mm
		WL	0.45mm
Ls	14mm
		Ws	4mm
a	20mm
		b	45mm
Lo	3mm
		t4	14mm

图18表示实施例2的第一驱动状态下的反射特性。图中，为了与实施例1的第一驱动状态下的反射特性相比较进行图示。在实施例2中，在从2.2GHz到4.7GHz这样的频带下能够得到—10dB以下这样良好的反射损失值。上述频带如果换算成相对频带则相当于72％的宽带特性。并且，在第二驱动状态下也能够得到几乎同样的反射特性。图19(a)、(b)分别表示在第一驱动状态和第二驱动状态下2.5GHz和4.5GHz处的发射特性。图示的是图17中的坐标系中的XZ面内的发射指向性。图中，s1表示的是第一驱动状态下的发射指向性，s2表示的是第二驱动状态下的发射指向性。从图18、19明显可知，在两种状态下，在宽频带中能够得到几乎相同且良好的反射特性，而且，在宽频带下使主波束方向在同一方向上取向，而且，能够在两种状态下完全切换主波束方向。

如上所述，根据本发明的驱动方法，能够在小型的电路占有面积的可变缝隙天线中实现大幅度切换主波束方向的功能，以上情况得到了证明。

产业上的可利用性

根据本发明，不增大电路占有面积就能实现主波束方向的大幅度的切换功能，因此能够以简单的结构实现当前如果不搭载多个天线就不能实现的高功能终端。并且，因为根据本发明的驱动方法实现的可变缝隙天线以四分之一波长的缝隙谐振器的结构为基础，所以易于得到宽带特性，能够在实现使用比当前更宽频带的近距离无线用的通信系统方面做出贡献。此外，在通过无线收发数字信号那样的需要超宽频带的频率特性的系统中也能够导入具有可变性的小型天线。

从以上的说明把握的本发明的技术思想如下所述。

本发明提供一种具有电介质基板(103)的指向性可变缝隙天线，

在上述电介质基板(103)的背面形成有有限面积的接地导体(101)和缝隙区域(109)，

上述缝隙区域(109)将上述接地导体(101)分割成由第一接地导体(101a)和第二接地导体(101b)构成的两个区域，

在上述缝隙区域(109)的两端分别形成有开口端(111a，111b)，

在上述电介质基板(103)的背面，进一步配置有横贯上述缝隙区域(109)，连接上述第一接地导体(101a)和上述第二接地导体(101b)的两个选择性导通路径组(119，121)，

在上述电介质基板(103)的表面，在上述缝隙区域(109)的长度方向中央附近的供电位置(113)配置有与上述缝隙区域(109)交叉的供电线路(115)，

上述两个选择性导通路径组(119，121)由第一选择性导通路径(119)和第二选择性导通路径(121)构成，

上述第一选择性导通路径(119)和第二选择性导通路径(121)在从上述电介质基板(103)的法线方向透过上述指向性可变缝隙天线的透过平面视野(透过俯视视野)上，将上述供电线路(115)夹在中间。

进而，此处，当将缝隙谐振器长度Ls设定为上述第一选择性导通路径(119)与位于上述缝隙区域(109)的—X方向的前端的开口端(111b)之间的距离，将缝隙宽度Ws设定为上述第一接地导体(101a)与上述第二接地导体(101b)之间的距离时，

在Ws为(Ls/8)以下的情况下，上述Ls被设定为相对于动作频带的中心频率f0为与四分之一有效波长相同的长度，

在Ws超过(Ls/8)的情况下，(2Ls+Ws)被设定为相对于动作频带的中心频率f0为与二分之一有效波长相同的长度。

在第一状态下，将第一选择性导通路径(119)选择为导通状态，并且将第二选择性导通路径(119)选择为断开状态，由此，使主波束向—X方向发射(123a)，在第二状态下，将第一选择性导通路径(119)选择为断开状态，并且将第二选择性导通路径(121)选择为导通状态，使主波束向X方向发射(123b)。

Claims (20)

1.一种指向性可变缝隙天线，其具有电介质基板，其特征在于：

在所述电介质基板的背面形成有有限面积的接地导体和缝隙区域，

所述缝隙区域将所述接地导体分割为第一接地导体和第二接地导体，

在所述缝隙区域的两端分别形成有开口端，

在所述电介质基板的背面，还配置有横贯所述缝隙区域，连接所述第一接地导体和所述第二接地导体的至少两个选择性导通路径组，

在所述电介质基板的表面，在所述缝隙区域的长度方向中央附近的供电位置配置有与所述缝隙区域交叉的供电线路，

所述至少两个选择性导通路径组具有第一选择性导通路径和第二选择性导通路径，

当将缝隙谐振器长度Ls设定为所述第一选择性导通路径与位于所述缝隙区域的-X方向的前端的开口端之间的距离，

并将缝隙宽度Ws设定为所述第一接地导体与所述第二接地导体之间的距离时，

所述第二选择性导通路径与位于所述缝隙区域的X方向的前端的开口端之间的距离等于所述缝隙谐振器长度Ls，

在Ws为Ls/8以下的情况下，所述Ls被设定为相对于动作频带的中心频率f0为与四分之一有效波长相同的长度，

在Ws超过Ls/8的情况下，2Ls+Ws被设定为相对于动作频带的中心频率f0为与二分之一有效波长相同的长度，

所述第一选择性导通路径和第二选择性导通路径在从所述电介质基板的法线方向透过所述指向性可变缝隙天线的透过平面视野上，将所述供电线路夹在中间，

当将所述缝隙区域的长度方向设定为X方向，将所述供电线路的长度方向设定为Y方向，将所述电介质基板的法线方向设定为Z方向时，

在所述开口端中的位于所述缝隙区域的X方向的前端的开口端与所述供电位置之间配置有所述第一选择性导通路径，

在所述开口端中的位于所述缝隙区域的-X方向的前端的开口端与所述供电位置之间配置有所述第二选择性导通路径，

在第一状态下，通过将第一选择性导通路径选择为导通状态，并将第二选择性导通路径选择为断开状态，使主波束向-X方向发射，

在第二状态下，通过将第一选择性导通路径选择为断开状态，并将第二选择性导通路径选择为导通状态，使主波束向X方向发射。

2.如权利要求1所述的可变缝隙天线，其特征在于：

在所述供电位置附近的所述供电线路与所述缝隙区域形状镜面对称地配置，

当令从所述供电位置面向所述缝隙区域的-X方向的前端的开口端的方向为第一方向，且令从所述供电位置面向所述缝隙区域的X方向的前端的开口端的方向为第二方向时，所述第一方向与所述第二方向为镜面对称的方向。

3.如权利要求2所述的可变缝隙天线，其特征在于：

所述第一方向与所述第二方向平行而且朝向相反。

4.如权利要求1所述的可变缝隙天线，其特征在于：

所述供电线路的前端部从开路终端点经动作频带的中心频率下的四分之一有效波长的长度，设定在由特性阻抗比50Ω高的线路构成的感应谐振器区域，

在所述感应谐振器区域的中央部，与所述缝隙区域交叉。

5.如权利要求1所述的指向性可变缝隙天线，其特征在于：

在所述第一选择性导通路径具有多个部分的情况下，

在所述第一状态下，通过将所述第一选择性导通路径的所述多个部分的至少一个选择为导通状态，并将第二选择性导通路径选择为断开状态，使主波束向-X方向发射，

在所述第二状态下，通过将所述第一选择性导通路径的所述多个部分全部选择为断开状态，并将第二选择性导通路径选择为导通状态，使主波束向X方向发射。

6.如权利要求1所述的指向性可变缝隙天线，其特征在于：

在所述第二选择性导通路径具有多个部分的情况下，

在所述第一状态下，通过将第一选择性导通路径选择为导通状态，并将第二选择性导通路径的所述多个部分全部选择为断开状态，使主波束向-X方向发射，

在所述第二状态下，通过将第一选择性导通路径选择为断开状态，并将第二选择性导通路径的所述多个部分的至少一个选择为导通状态，使主波束向X方向发射。

7.如权利要求1所述的指向性可变缝隙天线，其特征在于：

所述缝隙区域具有缝隙宽度朝向所述开口端锥状扩展的部分。

8.如权利要求1所述的指向性可变缝隙天线，其特征在于：

所述第一接地导体和第二接地导体的外缘中隔着所述缝隙区域相对的部分，具有当从Z方向观看时沿着X方向排列有多个凹凸的平面形状。

9.如权利要求1所述的指向性可变缝隙天线，其特征在于：

所述供电线路具有相同的线路宽度。

10.如权利要求1所述的可变缝隙天线，其特征在于：

在所述供电线路中，从开路终端点起跨越动作频带的中心频率下的四分之一有效波长的长度的部分的线路宽度比其它部分的线路宽度窄，

所述供电线路在从开路终端点跨越动作频带的中心频率下的四分之一有效波长的长度的部分的中央部，与所述缝隙区域交叉。

11.一种指向性可变缝隙天线的驱动方法，该指向性可变缝隙天线具有电介质基板，其特征在于：

在所述电介质基板的背面形成有有限面积的接地导体和缝隙区域，

所述缝隙区域将所述接地导体分割为第一接地导体和第二接地导体，

在所述缝隙区域的两端分别形成有开口端，

在所述电介质基板的背面，还配置有横贯所述缝隙区域，连接所述第一接地导体和所述第二接地导体的至少两个选择性导通路径组，

在所述电介质基板的表面，在所述缝隙区域的长度方向中央附近的供电位置配置有与所述缝隙区域交叉的供电线路，

所述至少两个选择性导通路径组具有第一选择性导通路径和第二选择性导通路径，

当将缝隙谐振器长度Ls设定为所述第一选择性导通路径与位于所述缝隙区域的-X方向的前端的开口端之间的距离，

并将缝隙宽度Ws设定为所述第一接地导体与所述第二接地导体之间的距离时，

所述第二选择性导通路径与位于所述缝隙区域的X方向的前端的开口端之间的距离等于所述缝隙谐振器长度Ls，

在Ws为Ls/8以下的情况下，所述Ls被设定为相对于动作频带的中心频率f0为与四分之一有效波长相同的长度，

在Ws超过Ls/8的情况下，2Ls+Ws被设定为相对于动作频带的中心频率f0为与二分之一有效波长相同的长度，

所述第一选择性导通路径和第二选择性导通路径在从所述电介质基板的法线方向透过所述指向性可变缝隙天线的透过平面视野上，将所述供电线路夹在中间，

当将所述缝隙区域的长度方向设定为X方向，将所述供电线路的长度方向设定为Y方向，将所述电介质基板的法线方向设定为Z方向时，

在所述开口端中的位于所述缝隙区域的X方向的前端的开口端与所述供电位置之间配置有所述第一选择性导通路径，

在所述开口端中的位于所述缝隙区域的-X方向的前端的开口端与所述供电位置之间配置有所述第二选择性导通路径，

该指向性可变缝隙天线的驱动方法包括：

通过将第一选择性导通路径选择为导通状态，并将第二选择性导通路径选择为断开状态，使主波束向-X方向发射的第一工序；和

通过将第一选择性导通路径选择为断开状态，并将第二选择性导通路径选择为导通状态，使主波束向X方向发射的第二工序。

12.如权利要求11所述的可变缝隙天线的驱动方法，其特征在于：

在所述供电位置附近的所述供电线路与所述缝隙区域形状镜面对称地配置，

当令从所述供电位置面向所述缝隙区域的-X方向的前端的开口端的方向为第一方向，且令从所述供电位置面向所述缝隙区域的X方向的前端的开口端的方向为第二方向时，所述第一方向与所述第二方向为镜面对称的方向。

13.如权利要求12所述的可变缝隙天线的驱动方法，其特征在于：

所述第一方向与所述第二方向平行且朝向相反。

14.如权利要求11所述的可变缝隙天线的驱动方法，其特征在于：

所述供电线路的前端部从开路终端点经动作频带的中心频率下的四分之一有效波长的长度，设定在由特性阻抗比50Ω高的线路构成的感应谐振器区域，

在所述感应谐振器区域的中央部，与所述缝隙区域交叉。

15.如权利要求11所述的指向性可变缝隙天线的驱动方法，其特征在于：

在所述第一选择性导通路径具有多个部分的情况下，

在所述第一工序中，通过将所述第一选择性导通路径的所述多个部分的至少一个选择为导通状态，并将第二选择性导通路径选择为断开状态，使主波束向-X方向发射，

在所述第二工序中，通过将所述第一选择性导通路径的所述多个部分全部选择为断开状态，并将第二选择性导通路径选择为导通状态，使主波束向X方向发射。

16.如权利要求11所述的指向性可变缝隙天线的驱动方法，其特征在于：

在所述第二选择性导通路径具有多个部分的情况下，

在所述第一工序中，通过将第一选择性导通路径选择为导通状态，并将第二选择性导通路径的所述多个部分全部选择为断开状态，使主波束向-X方向发射，

在所述第二工序中，通过将第一选择性导通路径选择为断开状态，并将第二选择性导通路径的所述多个部分的至少一个选择为导通状态，使主波束向X方向发射。

17.如权利要求11所述的指向性可变缝隙天线的驱动方法，其特征在于：

所述缝隙区域具有缝隙宽度朝向所述开口端锥状扩展的部分。

18.如权利要求11所述的指向性可变缝隙天线的驱动方法，其特征在于：

所述第一接地导体和第二接地导体的外缘中隔着所述缝隙区域相对的部分，具有当从Z方向观看时沿着X方向排列有多个凹凸的平面形状。

19.如权利要求11所述的指向性可变缝隙天线的驱动方法，其特征在于：

所述供电线路具有相同的线路宽度。

20.如权利要求11所述的可变缝隙天线的驱动方法，其特征在于：

在所述供电线路中，从开路终端点起跨越动作频带的中心频率下的四分之一有效波长的长度的部分的线路宽度比其它部分的线路宽度窄，

所述供电线路在从开路终端点跨越动作频带的中心频率下的四分之一有效波长的长度的部分的中央部，与所述缝隙区域交叉。

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