CN101378235B - 电力转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电力转换装置，包括：将直流转换成三相交流或者将三相交流转换成直流的电力转换器；检测该电力转换器的交流侧电流的部件；提供上述电力转换器的交流侧的电流指令的部件；以使上述电流检测值与该电流指令一致的方式，对上述电力转换器的交流侧的电压指令进行运算的电流控制器；以及，根据上述电压指令，通过脉宽调制对上述电力转换器进行控制的脉宽调制部件。在上述交流侧的三相的电流检测值中，至少对1相使用上述电流指令来取代上述电流检测值。

Description

电力转换装置

技术领域

本发明涉及一种电力转换装置中的交流电流的检测方法。

背景技术

电力转换装置，利用对所希望的电压指令值进行了脉宽调制(以下略称为PWM)后的开关信号(switching signal)，来驱动IGBT等半导体元件。通过上述的PWM，交流电流成为在基本波成分上叠加了与开关动作相伴的脉动成分的波形。但是，要进行电流控制，优选将脉动成分抑制得较小，仅抽出基本波成分进行检测。因此，就提出了以下技术方案：使用交流电流传感器，在电压为零的区间(交流输出电压为零的区间)且在与其中点附近对应的定时(timing)，检测出交流电流(专利文献1)。

专利文献1中，关注作为PWM载波的三角波载波信号的振幅为最大和最小的时间点是电压为零的区间且与其中点附近对应的定时，依次检测三相电流的U相、V相、W相。

专利文献1：特开平6-189578号公报

根据专利文献1的方法，使用1个A/D转换器和多路转换器，依次选择三相交流电流的各相并进行检测。因此，不能同时检测三相交流电流，虽然微小但是会发生检测定时的偏差。对于该偏差，虽然如果基本波成分的频率、即电动机的驱动频率足够低的话，就没有问题，但是随着驱动频率的增高，它就会作为相位误差，越来越成问题。将来，电动机的驱动频率具有越来越高的倾向，上述检测误差所造成的影响将不能忽视。此外，在根据专利文献1的方法中，由于使用了交流电流传感器，所以价格较贵难于满足低成本化要求。另外，根据相同的理由，很难应用在使用2个以上的A/D转换器同时检测交流电流的方法中。

发明内容

本发明的目的在于，将检测的相位误差限制得极小，直至高速域都可以实现稳定的电动机驱动。

为了解决上述课题，本发明的电力转换装置包括：将直流转换成三相交流或者将三相交流转换成直流的电力转换器；检测该电力转换器的交流侧电流的部件；提供所述电力转换器的交流侧的电流指令的部件；以使电流检测值与该电流指令一致的方式，对所述电力转换器的交流侧的电压指令进行运算的电流控制器；以及，根据所述电压指令，通过脉宽调制对所述电力转换器进行控制的脉宽调制部件，在所述交流侧的三相的电流中，至少对1相使用所述电流指令，来取代所述电流检测值。

根据本发明，可以将检测的相位误差限制得极小，直至高速域都可以实现稳定的电动机驱动。

附图说明

图1是第1实施方式的构成图。

图2是绝对值最大的相的关系图。

图3是电流脉动与检测定时的关系图。

图4是电流检测电路的构成图。

图5是以往的电流检测电路的构成图。

图6是第2实施方式的构成图。

图7是PWM与直流母线电流的关系图。

图8是第3实施方式的构成图。

图9是第4实施方式的构成图。

图10是第5实施方式的构成图。

图11是第6实施方式的构成图。

图12是应用本发明的风扇的示意图的一例。

图13是应用本发明的电动泵系统的示意图的一例。

图14是应用本发明的电力转向的示意图的一例。

图15是应用本发明的洗衣机的示意图的一例。

图16是A/D转换器的起动定时的说明图。

图中：5—坐标转换部件，71—相切换开关，72—A/D转换器，73u—U相的检测·指令切换开关，73v—V相的检测·指令切换开关，73w—W相的检测·指令切换开关，74—存储器，101—直流电源，102—主电路部，103—电容，600—电动机驱动系统，601—洗衣机，603—驱动用电动机，604—离合器部，606—洗涤槽，607—盛水槽。

具体实施方式

以下，参照附图，对本发明进行详细说明。

[第1实施方式]

利用图1的构成图，对本发明的第1实施方式进行说明。图1的电动机驱动系统包括：电力转换器1；被该电力转换器驱动的电动机2；检测电动机的交流电流的交流检测部件3；根据交流电压指令进行PWM(PulseWidth Modulation)的脉宽调制部件4；使dq坐标轴与三相交流坐标轴相互转换的坐标转换部件5；输出上述电压指令的电流控制器6；作为本发明特征部分的电流切换部件7；和电流选择部件8。

坐标转换部件5，通过二相交流坐标轴对dq坐标轴与三相交流坐标轴进行相互转换。该转换需要电动机2的转子位置(相位)，一般使用从编码器或分解器等的转子位置传感器得到的检测相位θ_dc。此外，也可以不使用上述转子位置传感器，通过无位置传感器控制来求出检测相位θ_dc，该无位置传感器控制，根据电力转换器1的状态量通过运算求得θ_dc。

式(1)表示坐标转换部件5使用的从三相交流坐标uvw向二相交流坐标αβ转换的转换矩阵C_uvw-αβ。式(2)表示从二相交流坐标αβ向dq坐标转换的转换矩阵Cα_β3-dq°式(1)和(2)通过使用逆矩阵，就可以实现坐标的相互转换。

[式1]

$C_{\mathrm{uvw}-\mathrm{\α\β}}=\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]$     …式(1)

[式2]

$C_{\mathrm{\α\β}-\mathrm{dq}}=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dc}}& \sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dc}}\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dc}}& \cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dc}}\end{array}\right]$   …式(2)

脉宽调制部件4，通过对三相的电压指令和载波信号进行比较，来产生驱动电力转换器1的开关信号。电力转换1，由直流电源101和主电路部102构成，根据上述开关信号，对主电路部102的半导体元件Sup～Swn的6个开关元件进行开关动作，来输出三相交流电压。其结果，正弦波状的电流流至电动机。电流检测部件3，通过使用电流变压器等，可以检测出流入电动机2的三相电流。

被检测出的电流，由坐标转换部件5转换成dq轴上的电流I_dc、I_qc，被电流控制器6控制成为与各指令电流的I_d ^*、I_q ^*一致。如果θ_dc与电动机2的励磁轴(磁体电动机的情况下为磁体的某一个轴)一致，则I_qc为转矩电流成分，I_dc为励磁电流成分，可以实现向量控制。

下面，针对作为本发明的特征部分的电流切换部件7、和电流选择部件8进行说明。在图1中，电流选择部件8，根据电压指令V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*的大小关系进行判断，判断要取入控制器内部的电流(取入三相之中的哪一相？)，对相切换开关71、和检测·指令切换开关73u、73v、73w进行切换。相切换开关71，从三相中仅选一相，用A/D转换器72将取入到控制器内部的电流转换成数字量。另一方面，根据dq轴上的电流指令I_d ^*、I_q ^*，事先生成交流轴上的电流指令I_u ^*、I_v ^*、I_w ^*。检测·指令切换开关73u、73v、73w进行切换，决定是使用由A/D转换器读入的电流检测值，还是取代检测使用相电流指令。在图1的实施例中，只有1相使用电流检测值， 其它2相都是使用电流指令来取代检测。

这时，电流选择部件8选出电压指令绝对值最大的相，仅将该相的电流作为检测值取入控制器内部。图2表示电压绝对值最大的相与此时的相电流的关系。所谓“相电压的绝对值较大的相的电流”，可以认为是“对有效电流贡献最大的相的电流”。图2中，电流相位略有延迟(功率因数略低)，检测出该相的电流，相当于优先检测出在控制转换器方面很重要的有效功率。因此，即便仅检测绝对值最大的相的电流，也可以控制电动机的输出。

下面，与现有技术进行比较，对本发明的效果进行说明。

图3是将一部分电动机的相电流放大的图。实际的电动机电流伴有图中所示的三角波形的脉动电流。包含该脉动的电流，是因电力转换器1的开关动作而产生，理想的情况是需要在某一定时(进行PWM的情况下是与载波尖峰相应的定时)上同时对三个相进行取样，并取入控制器内部(图3(a))。与此相对，一般的电流检测电路是图4那样的构成。仅使用一个A/D转换器对各相依次进行数字量转换，并将它们分别保存在存储器74中。因此，不可能同时实现对三相电流的取样，会产生微妙的定时错位(图3(b))。对于该错位，虽然如果电动机的驱动频率足够低没有问题，但是随着驱动频率越提升，逐渐会作为相位误差而成为问题。电动机为了实行小型化·轻量化，提高转速是非常有效的，将来会出现驱动频率越来越高的倾向。在这种情况下，在现有类型的检测方法下，检测误差所带来的影响会成为问题。

对此，图1上的本发明中，通过仅检测三相交流中对输出贡献最大的相(电压指令值的绝对值为最大的相)，将其余都置换成电流指令值，从而来解决上述问题。因此，直到更高的高速域，都可以实现电动机的稳定驱动。

另外，本实施例仅检测电压指令的绝对值为最大的相的电流，将其余置换成电流指令值，这虽然是优选的，但检测电压指令的绝对值为最大的相以外的电流，并将其余置换成电流指令值，也可以达到本发明的目的。

此外，也可以仅检测1相，用电流指令值仅置换其余至少1相，根据上述检测值和上述电流指令值来求出另1相的相。

此外，作为以往例的其它方式还存在以下方法：就像图5那样，使用2个A/D转换器，同时检测三相交流中的2相，通过运算求出剩余的1相。但在这种情况下存在以下问题：价格较高的A/D转换器需要2个，成本会提高。此外，电路面积会增大，电力消耗量也会增加。图1中的本发明也可以解决上述问题。

通过本实施例可以带来的效果是，可以将检测的相位误差限制得极小，直至高速域都可以实现稳定的电动机驱动。

[第2实施方式]

利用图6的构成图，对本发明的第2实施方式进行说明。图6的几乎所有的构成要素都与图1相同。本实施方式的新的特征部分，是电流检测部件3B、电流切换部件7B、电流选择部件8B。

本实施方式去掉了图1的电流检测部件3，使用作为1个分流电阻的电流检测部件3B，检测出电力转换器1的直流母线电流IDC。在本实施方式中，由于只要检测出直流母线电流IDC即可，所以如图所示，既可以从分流电阻的两端电压检测出来，也可以使用利用了霍尔元件的电流传感器(DCCT)。

一般来所，已知：只要能检测出作为直流母线电流的IDC，就可以检测出电动机的交流侧的电流I_u、I_v、I_w。首先，第一步对其原理进行简单说明。图7表示将三角波载波与三相交流电压指令V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*进行比较而得出的PWM的情形。

通过将图7(a)的V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*与三角波载波信号进行比较，可以得出图7(b)所示的选通脉冲信号。按照U相、V相、W相的顺序，驱动电力转换器1的选通脉冲信号是GPu、GPv、GPw，对各相一并进行排它控制，即为“1”时，上臂(Sup等)导通，为“0”时，下臂(Sun等)导通。图7(c)表示直流母线电流IDC的波形。在这种条件下，在IDC的波形中，I_u和I_w以时分方式产生。

用直流母线所能检测出的相电流，是电压指令最大的相(在图7的情况下，由于V_u ^*最大所以是U相)、和最小的相(在图7的情况下，由于V_w ^*最小所以是W相)。由于电动机的相电流如图7(c)所示，以时分方式产生，所以只要分别适时判断U相电流和W相电流流动的定时，进行 直流母线电流的取样，就可以进行2相电流的检测。该定时的触发，由A/D起动定时发生器75发生。

但是，利用直流母线的相电流检测方式存在很大课题。如图7右侧所绘制的那样，实际的直流母线电流上会发生与开关动作相伴的瞬变(ringing)。若在该瞬变持续的状态下对电流进行取样，就会造成误检测。另外，需要确保脉冲上升时间、下降时间、无感(dead time)等时间。这样，在脉冲幅度窄的情况下，检测就很困难(在图7中，W相的电流通电幅度较短所以检测困难)。因此，提出了降低载波频率，有意增加脉冲幅度，增加电流的通流期间等方法。但是，降低载波会增加电磁噪声，此外，增加脉冲幅度也会增加电流失真和转矩脉动。

本实施方式可以解决这些问题。

使用图6的电流检测部件8B，从电压指令中选择绝对值最大的相，将该相在直流母线电流上发生的定时，设定在A/D起动定时发生器75上。同时，对检测·指令切换开关进行操作，让绝对值最大的相选择检测电流，其余的相选择电流指令。其结果，脉冲幅度较窄的相将不被检测，电流的误检测、误操作等问题就会得到解决。此外，还可以防止因载波频率下降而导致的噪声的产生和电路脉动的增加。另外，还有以下优点：可以由至少1个A/D转换器构成，微型控制器的选择和电路基板设计的自由度增加。

另外，对于检测的1个相，可以同时进行已公知的脉冲校正(例如特愿2006-315120号所述的技术)。只要与本发明组合起来，就可以仅对1相进行校正，所以，可以抑制电流失真的增加和精度的恶化。

通过本实施例，带来的效果是：可以将检测的相位误差限制得极小，直至高速域都可以实现稳定的电动机驱动。

此外，也可以仅检测最大的相，用电流指令值置换其余至少1相，根据上述检测值和上述电流指令值来求出另1相的相。

[第3实施方式]

利用图8的构成图，对本发明的第3实施方式进行说明。图8是相对于图6的构成，将电流切换部件7B置换成7C并将电流选择部件8B置换成8C得到的。由于其余部分与图6相同，所以省略了部分模块。

本实施方式与图6同样，通过检测直流母线电流来实施相电流的检测。 与图6不同的是：在脉冲幅度足够宽，可以实施以往那样的根据直流母线电流的2相电流检测的情况下，实施相电流的检测，仅在脉冲很窄的条件下，取代检测电流，使用电流指令。

在图8中，直流母线电流IDC根据图7所示的原理，在载波的半周期期间，通过2个A/D转换器72实施2相的电流检测。该A/D转换器的起动由A/D起动触发，由A/D起动定时发生器75C产生。通过2个A/D转换器，电压最大的相的电流值和电压最小的相的电流值被检测出来，根据这2个值，剩下的电压为中间的相的电流值也被运算出来。这些电流检测值被保存在3个存储器74C中。

检测电流选择器76中，根据电压指令的大小关系来判断存储器上的值是哪1相的电流，切换开关71C后，求出检测电流I_uc’、I_vc’、I_wc’。最后，由电流选择部件8C，判断是使用电流检测值还是使用电流指令值，决定控制内部所使用的电流值I_uc、I_vc、I_wc。电流选择部件8C中，根据三相电压指令的大小关系，运算最小脉冲幅度，如果是可以利用实际的相电流的条件，就将检测·指令切换开关全部置于0侧，直接实施以往方式的利用直流母线电流的交流电流再现运算。反之，在判断为脉冲幅度较窄，检测值的精度存在问题的情况下，将该相的检测·指令切换开关置于1侧，并利用交流指令。

作为这时的判别条件，根据电压指令的大小关系来进行判断在原理上是最有效的，但是由于例如调制率和电动机的驱动频率、电流指令的大小等也与脉冲幅度存在紧密关系，所以也可以将它们用作判断的材料。作为一例，在电动机的驱动频率低、电流指令小的情况下，脉冲幅度就很窄。

如果使用本发明，就可以在脉冲幅度较宽的区域中，实现直接检测出直流母线电流的以往类型的电流检测，电流控制精度与以往相同，同时，可以抑制低速域的性能恶化(电磁噪声增加、电流脉动增加)。

[第4实施方式]

利用图9的构成图，对本发明的第4实施方式进行说明。图9相对于图6的构成，加入了前馈运算器9，其为根据电流指令I_d ^*、I_q ^*计算出直接施加在电动机上的施加电压的模块，其它部分与图6相同。

前馈运算器9，通过电动机的逆模型运算，来直接运算电压指令。本发明的一大特征是，虽然就像到目前为止的实施例所示的那样，使用电流指令来取代电流检测值，但这意味着对于那一相没有进行控制。因此，会产生这样的相，即便I_d ^*、I_q ^*的指令有变化，它也不体现在电压指令上。其结果，误差就会产生。但由于不进行上述的“至少1相”的检测，所以，通过电流控制器6的动作，最终误差减少，但达成此举的响应将会花费些时间。

因此，像本实施方式那样，如果根据电流指令I_d ^*、I_q ^*，通过电动机的逆模型运算，将电压指令运算以前馈方式实施，结果会改善响应特性。

因此，根据本实施方式，可以实现过渡响应特性得到改善的电动机驱动系统。另外，本实施方式的前馈运算器9与其它实施方式(例如图1、图8等)组合起来使用也完全没有问题。

[第5实施方式]

利用图10的构成图，对本发明的第5实施方式进行说明。图10是对图9的构成进行了部分改造得到的。相对于图9，对电流指令I_d ^*、I_q ^*通过滞后要素器件10后，生成交流电流指令I_u ^*、I_v ^*、I_w ^*，来取代电流检测值。

就像到目前为止的实施例所说明的那样，本发明具有以下的一大特征：在检测三相交流电流时，不是对所有的三个相进行检测，而是检测其一部分(至少一相)，其余相用指令来置换。

当选择这种构成时，由于检测电流中产生电过渡现象，因此，通常是包含“滞后”的要素来进行响应，而电流指令的那一方，就完全没有该滞后要素。

其结果，在电流指令变化时，检测电流与指令的举动有可能产生差异，产生不必要的振动现象。为了解决这一问题，对取代检测相电流而使用的电流指令，要有意识地设置滞后要素器件10(图10)。这样，三个相就会在整体上保持平衡，实现稳定的控制系统。没有过渡时的振动现象，特性得到很大改善。

具体而言就是，作为滞后要素器件，选择一阶滞后是最简单的，可以结合电流控制器的设计方法。此外，选择一阶滞后时的时间常数Ta，如果与电流控制器6的控制响应时间相当，所有三个相的反馈(检测出实际的电流的相；和根据电流指令生成的相)，在原理上就会以相同时间常数变化，三个相的过渡平衡得到保持，形成理想的响应。

另外，本实施方式下的滞后要素器件10，与其它实施方式(例如图1、图8等)组合起来也完全没有问题。

[第6实施方式]

利用图11的构成图，对本发明的第6实施方式进行说明。本实施方式是将目前为止的实施方式的电动机驱动系统在电源转换器系统中应用展开的方案。

图11，由从三相交流电源11经交流扼流圈12输入交流并将交流转换成直流的电力转换器1D及其控制部分所构成。

整体的动作与到目前为止的实施方式相同，取代电动机，将电源11与交流扼流圈12连接起来。电力转换器1D中直流电压输出V0是本系统的控制对象。

对于电力转换器1D而言，基本构成与到目前为止的电力转换器1B相同，但直流侧连接平滑电容103，而不是电源，对这里产生的直流电压进行自动调整是本系统的目标。

与电流检测相关的动作，与到目前为止的以电动机为对象的实施方式完全相同。可以应用在直至实施方式5的各种手法中。只要提供电流指令I_q ^*，本系统就能发生作用，使直流电压V0达到规定值。此外，与到目前为止的实施例相同，通过取代电流检测值，使用电流指令值，就可以解决因三个相的取样误差而导致的不平衡的问题，和1分流电流检测中的误检测的问题，实现高性能的电源转换器系统。

[第7实施方式]

利用图12的构成图，对本发明的第7实施方式进行说明。图12是将本发明的电动机驱动系统300，应用在风扇301的驱动上的示意图。电动机驱动系统300，是与第1至第4的实施方式所述的电动机驱动系统一致的结构。通过驱动风扇301，来对散热风扇和热交换器等冷却对象302进行冷却，或进行使用集尘过滤器的集尘。

根据本实施方式，可以用至少1个A/D转换器构成，使用廉价微型控制器，可以比以往更能提高转矩性能。此外，还可以抑制低速域的电磁噪 声增加、和电流脉动增加之类的性能恶化。

[第8实施方式]

利用图13的构成图，对本发明的第8实施方式进行说明。图13是将本发明的电动机驱动系统400应用在电动气泵401上的示意图。电动机驱动系统400，与第1和第2实施方式下的电动机驱动系统一致，是具备包含电力转换器1的电动机控制部件402和电动机403的结构，电动机403驱动泵404。将电动机驱动系统400和泵404结合起来，形成电动泵系统401。泵404既可以是水压泵也可以是油压泵。泵404为油压泵时，通过配管406与油压电路410连接。油压电路410，由以下各部构成：将油压维持在设定值以下的溢流阀407；切换油压电路的电磁阀408；作为油压执行器而动作的汽缸409；和储油的油箱405。油压泵，用来送出油压执行器等油压装置进行动作的压油(高压的油)，电动机驱动系统400为其驱动源。

油压电路中，通过由电磁阀408切换电路，泵404的负载就会发生变化，电动机驱动系统400上会产生负载外扰。根据本实施方式，可以使用廉价的微型控制器，得到相对于负载外扰良好的转矩响应性能。此外，还可以抑制低速域的电磁噪声增加、和电流脉动增加之类的性能恶化。

[第9实施方式]

利用图14的构成图，对本发明的第9实施方式进行说明。图14是将本发明的电动机驱动系统500应用在一般被称为动力转向的车辆转向助力机构的示意图。电动机驱动系统500，与第1和第2实施方式下的电动机驱动系统一致，为具备包含电力转换器1的控制部件501和电动机502的结构。转向助力机构根据方向盘503的舵角，通过转矩传感器504检测出助力，向电动机驱动系统500输入。电动机驱动系统根据助力驱动电动机502，向转向助力机构507传递。利用转向助力机构507来使转向机构506动作，对汽车轮胎505进行操作。

转向机构506，通过对方向盘503的舵角响应良好地操纵汽车轮胎505，可以得到较高的操舵性能。根据本实施方式，可以以充分的转矩响应特性来控制转向助力机构507，得到较高的操舵性能。此外，还可以抑制低速域的电磁噪声增加，和电流脉动增加之类的性能恶化。

[第10实施方式]

利用图15的构成图，对本发明的第10实施方式进行说明。图15是将本发明的电动机驱动系统600应用于洗衣机601的示意图。电动机驱动系统600与第1和第2实施方式下的电动机驱动系统一致，为具备包含电力转换器1的电动机控制部件602和驱动用电动机603的结构。洗衣机601，其结构为在盛水槽607中具有洗涤槽606和搅拌翼(波轮)605，用驱动用电动机603驱动洗涤槽606和搅拌翼605。在洗涤工序中，驱动洗涤槽606还是搅拌翼605，由离合器604切换。另外，离合器604既可以具有减速机构也可以没有。

洗衣机的特征有：负载转矩和惯性转矩大幅变化。这是由于洗涤工序大致分为“洗涤”、“漂洗”、“脱水”、“干燥”，此外，因洗涤物的量和质地变化也很大的缘故。根据本实施方式，对于这种负载转矩等的变化，可以得到充分的响应特性，提高洗涤性能，缩短洗涤时间。此外，还可以抑制低速域的电磁噪声增加，和电流脉动增加之类的性能恶化，对洗涤过程的静音化产生效果。

[第11实施方式]

对本发明的第11实施方式进行说明。本实施方式中，在第1至第10实施方式所述的构成图中，至少具备检测电力转换器的交流侧电流的部件或者检测直流母线电流的电流检测部件的至少一方，作为上述电流检测部件，可以视为具备A/D转换器。图16是表示三角波的载波信号与起动A/D转换器的起动定时的关系图。A/D转换器，在载波信号1个周期Tc之间进行次数为1次以下的起动，且在检测施加相电压的绝对值为最大的相的电流的定时上起动。绝对值为最大的相与图2所示的电压指令相同，对于电角的1个周期，每60°进行1次切换。因此，在该60°期间，A/D转换器的起动，成为检测1个相的电流的定时。这里，施加相电压是电力转换器输出的交流电压，电力转换器被用电压指令V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*和载波信号通过PWM调制而得到的选通脉冲信号驱动。电力转换器输出的交流电压，虽然通过PWM调制而变为梳状波形，但只要通过低通滤波器(LPF)等除去载波信号的频率为fc以上的高频成分，就可以形成与交流电压指令大致一致的波形。

下面，考虑负载外扰被输入的情况。如果对电力转换装置输入负载外扰，电力转换器输出的交流电流就会随外乱而变化。该交流电流，通过电流控制器的作用，被控制成为追踪电流指令值。

因此，根据本发明的实施方式，相对于以往使用2个较贵的A/D转换器，可以使用1个构成，因而变得便宜。此外，也没有因图3所示的取样定时的错位带来的电流检测的误差，可以对负载外扰控制交流电流，使其直至较高驱动频率还可以工作。

Claims (16)

1.一种电力转换装置，其中，

包括：将直流转换成三相交流或者将三相交流转换成直流的电力转换器；

检测该电力转换器的交流侧电流的部件；

提供所述电力转换器的交流侧的电流指令的部件；

以使电流检测值与该电流指令一致的方式，对所述电力转换器的交流侧的电压指令进行运算的电流控制器；以及，

根据所述电压指令，通过脉宽调制对所述电力转换器进行控制的脉宽调制部件，

在所述交流侧的三相的电流中，至少对1相使用所述电流指令，来取代所述电流检测值。

2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

具备：根据所述电流指令，直接运算所述电力转换器的交流侧的电压指令的前馈运算器，

将该运算值与所述电流控制器的输出相加。

3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

在使用所述电流指令来代替所述电流检测值时，使用对该电流指令经过滞后器件得到的结果。

4.根据权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于，

作为所述滞后器件，使用一阶滞后器件，进而，该一阶滞后器件的时间常数，是相当于所述电流控制器的控制响应时间的时间常数。

5.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

作为选择使用所述电流指令来取代所述电流检测值的相的条件，对各相的电压指令的绝对值进行比较，除去该绝对值为最大的相，选择剩余2个相中的至少1个相。

6.一种电动机驱动系统，其特征在于，

由三相交流电机、被该电机驱动的负载装置、以及驱动所述电机的权利要求1所述的电力转换装置组成。

7.根据权利要求6所述的电动机驱动系统，其特征在于，

所述负载装置是风扇、电动泵、汽车的转向助力机构、或者洗衣机或烘干机的搅拌叶或洗涤槽。

8.一种电力转换装置，其中，

包括：将直流转换成三相交流或者将三相交流转换成直流的电力转换器；

检测该电力转换器的直流母线电流的部件；

根据该直流母线电流，通过运算处理检测所述电流转换器的交流侧的电流值的部件；

提供所述电力转换器的交流侧的电流指令的部件；

以使所述电流检测值与该电流指令一致的方式，对所述电力转换器的交流侧的电压指令进行运算的电流控制器；以及，

根据所述电压指令，通过脉宽调制对所述电力转换器进行控制的脉宽调制部件，

在用所述直流母线电流通过运算处理求得的交流侧的电流中，对所述电压指令的绝对值为最大的相以外的至少1相，使用所述电流指令来取代所述电流检测值。

9.根据权利要求8所述的电力转换装置，其特征在于，

具备：在使用所述电流指令来取代电流检测值的情况下，根据所述电压指令、电压调制率、电动机驱动频率、电流指令的大小的任意一个，来判断是使用电流检测值还是取代它使用电流指令，并进行切换的部件。

10.根据权利要求8所述的电力转换装置，其特征在于，

具备：根据所述电流指令，直接运算所述电力转换器的交流侧的电压指令的前馈运算器，

将该运算值与所述电流控制器的输出相加。

11.根据权利要求8所述的电力转换装置，其特征在于，

在使用所述电流指令来代替所述电流检测值时，对于该电流指令，经过滞后器件后使用。

12.根据权利要求11所述的电力转换装置，其特征在于，

作为所述滞后器件，使用一阶滞后器件，另外，该一阶滞后器件的时间常数，是相当于所述电流控制器的控制响应时间的时间常数。

13.一种电动机驱动系统，其特征在于，

由三相交流电机、被该电机驱动的负载装置、驱动所述电机的权利要求11所述的电力转换装置组成。

14.根据权利要求13所述的电动机驱动系统，其特征在于，

所述负载装置是风扇、电动泵、汽车的转向助力机构、或者洗衣机或烘干机的搅拌叶或洗涤槽。

15.一种电力转换装置，具备：将直流转换成三相交流或者将三相交流转换成直流的电力转换器；控制该电力转换器的控制器；和检测所述电力转换器的交流侧的电流的部件、或检测所述电力转换器的直流母线电流的部件的至少一方，其中，

作为从所述电流检测部件取得电流信息的部件，具备A/D转换器，

该A/D转换器，对于所述脉宽调制的周期，以1次以下的次数起动A/D转换器，仅对三相的施加相电压的绝对值为最大的相进行检测，

并且，对于电力转换装置的负载外扰，交流电流也被控制在规定值以内。

16.一种电力转换装置，包括：将直流转换成三相交流或者将三相交流转换成直流的电力转换器；检测该电力转换器的交流侧电流的部件；提供所述电力转换器的交流侧的电流指令的部件；以使电流检测值与该电流指令一致的方式，对所述电力转换器的交流侧的电压指令进行运算的电流控制器；以及，根据所述电压指令，通过脉宽调制对所述电力转换器进行控制的脉宽调制部件，其中，

对于电流控制器使用的三个相的所述电流检测值，将使用检测所述电流的部件检测出的值用于1相，将所述电流指令用于其余相中的至少1相。

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