JP2017184509A - インバータ制御装置および空気調和機 - Google Patents

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Abstract

【課題】低コスト化が可能なインバータ制御装置および空気調和機を提供する。
【解決手段】インバータ制御装置１００の制御器６は、ＡＤ変換器起動トリガ２４ａもしくは２４ｂの何れかの信号が入力された場合に入力信号のデジタル変換を行うＡＤ変換ユニット７と、ＡＤ変換器起動タイミング情報２０ａと第１のキャリア信号を基に、ＡＤ変換ユニット７を起動するＡＤ変換器起動トリガ２４ａを生成する第１のインバータ制御部６１と、ＡＤ変換器起動タイミング情報２０ｂと第２のキャリア信号を基に、ＡＤ変換ユニット７を起動するＡＤ変換器起動トリガ２４ｂを生成する第２のインバータ制御部６２と、第１のキャリア信号および第２のキャリア信号の動作周期の所定周期タイミングにおいて、ＡＤ変換器起動トリガ２４ａまたはＡＤ変換器起動トリガ２４ｂのいずれか一方を受け付けてＡＤ起動要因を選択するＡＤ起動要因選択部２６と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、インバータ制御装置および空気調和機に関する。
空気調和機や冷凍機などの冷凍装置には、消費電力低減の観点からブラシレスＤＣ（Direct Current）モータのような効率の高いモータを駆動するためのインバータ制御装置が広く使われている。モータを駆動する方式として、制御構成が簡単な方形波電流による駆動方式に対して、より高効率で騒音が低減できる正弦波駆動方式がある。正弦波駆動方式の場合、インバータ制御装置はモータ回転子磁極の位置情報を利用して出力電圧の位相や大きさを決定するベクトル制御理論に基づいてモータを任意の回転数で制御している。モータ回転子磁極の位置情報を検出する手段としては、モータの各相に流れるモータ電流を検出して位置を推定する位置センサレス制御の技術がある。
特許文献１には、制御回路がＰＷＭ（Pulse width modulation）信号を作成するタイマ回路と、このＰＷＭ信号に同期して検出した直流電流をアナログデジタル変換するＡＤ変換部とを備え、ＰＷＭ信号に同期して、一定の時間間隔で第１のアナログデジタル変換と第２のアナログデジタル変換とを行い、アナログデジタル変換した第１の直流電流情報と、第２の直流電流情報とを基にインバータの出力電流を再現して同期モータを制御する同期モータの制御装置が記載されている。特許文献１に記載の同期モータの制御装置は、ＰＷＭのキャリア周期毎に第１の電流変換結果と第２の電流変換結果の２つのデジタル変換結果を得るために、独立した２つのＡＤ（Analog/Digital）変換器ユニットか、複数のアナログ信号が入力可能、かつ、ＡＤ変換時間が短い高速ＡＤ変換ユニットが必要となる。すなわち、ＤＣモータを１つ制御するためには、独立した２つのＡＤ変換ユニットか、ＡＤ変換時間が短い高速ＡＤ変換ユニットが必要になる。
特開２００４−６４９０３号公報
しかしながら、特許文献１に記載の技術では、複数のＤＣモータを位置センサレス制御する場合には、ＤＣモータの数だけ、ＡＤ変換ユニット（２つのＡＤ変換ユニットか、または１つの高速ＡＤ変換ユニット）が必要となるので、ＡＤ変換ユニットを備えるマイコンの低コスト化が図れないという課題があった。
本発明の目的は、低コスト化が可能なインバータ制御装置および空気調和機を提供することを課題とする。
上記課題を解決するために、本発明のインバータ制御装置は、直流電力を三相交流電力に変換して同期モータへ供給するインバータ回路と、前記インバータ回路を流れる電流を検出する電流検出部と、検出した前記電流に基づいて前記同期モータへ供給する電圧指令値を決定し出力するインバータ制御部と、を備え、前記インバータ制御部は、検出した前記電流をデジタル変換するＡＤ変換部と、前記ＡＤ変換部の起動タイミング情報と第１のキャリア信号を基に、前記ＡＤ変換部を起動する第１トリガを生成する第１のインバータ制御部と、前記ＡＤ変換部の起動タイミング情報と第２のキャリア信号を基に、前記ＡＤ変換部を起動する第２トリガを生成する第２のインバータ制御部と、前記第１のキャリア信号および前記第２のキャリア信号の動作周期の所定周期タイミングにおいて、前記第１トリガまたは前記第２トリガのいずれか一方を受け付けて、ＡＤ起動要因を選択するＡＤ起動要因選択部と、を備える。
本発明によれば、低コスト化が可能なインバータ制御装置および空気調和機を提供することができる。
本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置を示す構成図である。 上記第１の実施形態に係るインバータ制御装置のＡＤ変換ユニットの回路構成図である。 上記第１の実施形態に係るインバータ制御装置のＰＷＭ信号生成部と直流電流の動作を示す図である。 上記第１の実施形態に係るインバータ制御装置のＡＤ変換ユニットの動作タイミングを示す図である。 上記第１の実施形態に係るインバータ制御装置の第１および第２のキャリア信号と、ＡＤ変換起動トリガと、第１のインバータ制御部および第２のインバータ制御部の演算タイミングを示す図である。 本発明の第２の実施形態に係るインバータ制御装置の第１および第２のキャリア信号と、ＡＤ変換起動トリガと、第１のインバータ制御部および第２のインバータ制御部の演算タイミングを示す図である。 本発明の第３の実施形態に係るインバータ制御装置の第１および第２のキャリア信号と、ＡＤ変換起動トリガと、第１のインバータ制御部および第２のインバータ制御部の演算タイミングを示す図である。 本発明の第４の実施形態に係るインバータ制御装置を示す構成図である。 本発明の第５の実施形態に係るインバータ制御装置を備える冷凍装置の構成図である。
以下、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置を示す構成図である。各図において共通の構成要素には、同一の符号を付して重複する説明を省略する。
図１に示すように、インバータ制御装置１００は、直流電力を供給する直流電源１と、第１のインバータ部５１と、第２のインバータ部５２と、ブラシレスＤＣモータ（第１のモータ）５ａとブラシレスＤＣモータ（第２のモータ）５ｂとを個別に制御可能な制御器６（インバータ制御部）と、を備える。
<第１のインバータ部および第２のインバータ部>
第１のインバータ部５１（第１のインバータ回路）は、直流電源１からの直流電力を交流電力に変換する第１のインバータ回路２ａと、第１のインバータ回路２ａの直流側に設けられたシャント抵抗３ａと、シャント抵抗３ａの両端の電圧を増幅する電圧増幅回路４ａと、第１のインバータ回路２ａに接続されたブラシレスＤＣモータ５ａと、を備える。
第２のインバータ部５２（第２のインバータ回路）は、直流電源１からの直流電力を交流電力に変換する第２のインバータ回路２ｂと、第２のインバータ回路２ｂの直流側に設けられたシャント抵抗３ｂと、シャント抵抗３ｂの両端の電圧を増幅する電圧増幅回路４ｂと、第２のインバータ回路２ｂに接続されたブラシレスＤＣモータ５ｂと、を備える。
直流電源１は、バッテリや交流電源を整流して電解コンデンサに充電する整流平滑回路などから構成される。
第１のインバータ回路２ａと第２のインバータ回路２ｂとは、同一の回路構成を採り、総称してインバータ回路２と呼ぶ。インバータ回路２は、２直列に接続された半導体スイッチ素子対の３組が直流電源１の正極と負極間に接続され、正極側の上アームがＵＰ，ＶＰ，ＷＰ、負極側の下アームがＵＮ，ＶＮ，ＷＮである。複数のスイッチ素子は、半導体パワー素子Ｕｐ、Ｕｎ、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｗｐ、Ｗｎなどに対応する。これらの半導体スイッチ素子は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳ-ＦＥＴ（Metal-oxide-semiconductor field-effect Transistor））などから構成される。
<制御器>
制御器６は、ワンチップマイクロコンピュータを含んで構成され、インバータ制御装置１００全体を制御する。
制御器６は、第１のインバータ部５１を制御する第１のインバータ制御部６１と、第２のインバータ部５２を制御する第１のインバータ制御部６２と、ＡＤ変換ユニット７（ＡＤ変換部）と、ＡＤ変換ユニット７の起動要因を切換えるＡＤ起動要因選択部２６と、を備える。
<ＡＤ変換ユニット>
ＡＤ変換ユニット７は、第１のシャント抵抗３ａの電圧を増幅した直流電流検出信号ＡＤ_Ｉｄｃａと、第２のシャント抵抗３ｂの電圧を増幅した直流電流検出信号ＡＤ_Ｉｄｃｂをデジタル変換する。
ＡＤ変換ユニット７は、ＡＤ起動要因選択部２６がＡＤ起動要因として選択したＡＤ変換器起動トリガ２４ａもしくは２４ｂ（後記）のうち何れか１つの起動トリガを受け付けて直流電流検出信号をデジタル変換する。
<第１のインバータ制御部>
第１のインバータ制御部６１は、ＡＤ変換ユニット７のデジタル変換結果４４ａと３相モータ電流推定値８ａに基づいて、ブラシレスＤＣモータ５ａの３相モータ電流検出値９ａを出力するモータ電流算出部１０ａと、３相モータ電流検出値９ａをｄ軸・ｑ軸電流１１ａに座標変換するｕｖｗ／ｄｑ座標変換部１２ａと、ｄ軸・ｑ軸電流１１ａのノイズ成分を除去したｄ軸・ｑ軸電流の平均値１３ａを出力するフィルタ１４ａと、ｄ軸・ｑ軸電流の平均値１３ａから３相モータ電流推定値８ａを演算するｄｑ／ｕｖｗ座標変換部１５ａと、を備える。また、第１のインバータ制御部６１は、ｄ軸・ｑ軸電流１１ａと速度指令１６ａとｄ軸ｑ軸電流指令からｄ軸・ｑ軸電流指令とｄ軸・ｑ軸電流１１ａが一致するようにブラシレスＤＣモータ５ａに印加する３相モータ印加電圧情報１７ａを出力するモータ印加電圧演算部１８ａと、３相モータ印加電圧情報１７ａに基づいてＰＷＭ信号生成情報１９ａとＡＤ変換器起動タイミング情報２０ａと通電パターン情報２１ａを出力するＰＷＭ信号タイマ情報部２２ａと、ＰＷＭ信号生成情報１９ａからインバータ２ａの各半導体スイッチ素子を駆動するためのＰＷＭ信号２３ａを生成し、ＡＤ変換器起動タイミング情報２０ａからＡＤ変換器起動トリガ２４ａ（第１トリガ）を発生するＰＷＭ信号生成部２５ａと、を備える。
特に、第１のインバータ制御部６１は、ＡＤ変換ユニット７のＡＤ変換器起動タイミング情報２０ａと第１のキャリア信号（後記図４参照）を基に、ＡＤ変換ユニット７を起動するＡＤ変換器起動トリガ２４ａ（第１トリガ）を生成する（後記図４の動作説明参照）。
また、第１のインバータ制御部６１は、周期タイミングを分割した第１の周期の第１のキャリア信号（後記図５参照）を基に、ＡＤ変換器起動トリガ２４ａ（第１トリガ）を生成するとともに、当該第１の周期以外の周期を用いて、ＡＤ変換器起動トリガ２４ａで起動されたＡＤ変換ユニット７の変換結果に基づいて第１のインバータ部５１のインバータ制御演算を行う（後記図５の動作説明参照）。
<第２のインバータ制御部>
第２のインバータ制御部６２は、ＡＤ変換ユニット７のデジタル変換結果４４ｂと３相モータ電流推定値８ｂに基づいて、ブラシレスＤＣモータ５ｂの３相モータ電流検出値９ｂを出力するモータ電流算出部１０ｂと、３相モータ電流検出値９ｂをｄ軸・ｑ軸電流１１ｂに座標変換するｕｖｗ／ｄｑ座標変換部１２ｂと、ｄ軸・ｑ軸電流１１ｂのノイズ成分を除去したｄ軸・ｑ軸電流の平均値１３ｂを出力するフィルタ１４ｂと、ｄ軸・ｑ軸電流の平均値１３ｂから３相モータ電流推定値８ｂを演算するｄｑ／ｕｖｗ座標変換部１５ｂと、を備える。また、第２のインバータ制御部６２は、ｄ軸・ｑ軸電流１１ｂと速度指令１６ｂとｄ軸・ｑ軸電流指令からｄ軸・ｑ軸電流指令とｄ軸・ｑ軸電流１１ｂが一致するようにブラシレスＤＣモータ５ｂに印加する３相モータ印加電圧情報１７ｂを出力するモータ印加電圧演算部１８ｂと、３相モータ印加電圧情報１７ｂに基づいてＰＷＭ信号生成情報１９ｂとＡＤ変換器起動タイミング情報２０ｂと通電パターン情報２１ｂを出力するＰＷＭ信号タイマ情報部２２ｂと、ＰＷＭ信号生成情報１９ｂからインバータ２ｂの各半導体スイッチ素子を駆動するためのＰＷＭ信号２３ｂを生成しＡＤ変換器起動タイミング情報２０ｂからＡＤ変換器起動トリガ２４ｂ（第２トリガ）を発生するＰＷＭ信号生成部２５ｂと、を備える。
特に、第２のインバータ制御部６２は、ＡＤ変換ユニット７のＡＤ変換器起動タイミング情報２０ｂと第２のキャリア信号（後記図４参照）を基に、ＡＤ変換ユニット７を起動するＡＤ変換器起動トリガ２４ｂを生成する。
また、第２のインバータ制御部６２は、周期タイミングを分割した第２の周期の第２のキャリア信号（後記図５参照）を基に、ＡＤ変換器起動トリガ２４ｂ（第２トリガ）を生成するとともに、当該第２の周期以外の周期を用いて、ＡＤ変換器起動トリガ２４ｂで起動されたＡＤ変換ユニット７の変換結果に基づいて第２のインバータ部５２のインバータ制御演算を行う（後記図５の動作説明参照）。
第１のインバータ制御部６１および第２のインバータ制御部６２は、各々、ＰＷＭ信号生成部２５ａ、２５ｂと同期したタイミングで演算を行う。
ＰＷＭ信号生成部２５ａ、２５ｂには、ＰＷＭキャリア周期でカウントアップ、カウントダウンするキャリア信号がそれぞれあり、ＰＷＭ信号生成情報１９ａ、１９ｂとキャリア信号の比較によってＰＷＭ信号２３ａ、２３ｂを生成し、ＡＤ変換器起動タイミング情報２０ａ、２０ｂとキャリア信号の比較によってＡＤ変換器起動トリガ２４ａ、２４ｂを発生する。
さらに、第１のインバータ制御部６１は、周期タイミングを分割した第１の周期の第１のキャリア信号（後記図７参照）を基に、ＡＤ変換器起動トリガ２４ａ（第１トリガ）を生成し、第２のインバータ制御部６２は、第１の周期以外の周期に対応する、周期タイミングを分割した第２のキャリア信号を基に、ＡＤ変換器起動トリガ２４ｂ（第２トリガ）を生成する（後記図７の動作説明参照）。
<ＡＤ起動要因選択部>
ＡＤ起動要因選択部２６は、第１のキャリア信号および第２のキャリア信号の動作周期の所定周期タイミングに応じて、ＡＤ起動要因を選択しＡＤ変換ユニット７の設定を変更する。なお、後記するように、第１のキャリア信号および第２のキャリア信号の動作周期の所定周期タイミングにおいては、第１のインバータ制御部６１および第２のインバータ制御部６２の演算タイミングも決定される。
図２は、ＡＤ変換ユニット７の回路構成図である。
図２に示すように、ＡＤ変換ユニット７は、マルチプレクサ２８と、ＡＤ変換部２９と、ＡＤ変換コントローラ３０と、ＡＤ変換結果レジスタ３１と、を備える。
マルチプレクサ２８には、直流電流検出信号ＡＤ_Ｉｄｃａ（図１参照）を分岐して、分岐した直流電流検出信号ＡＤ_Ｉｄｃａがｃｈ０とｃｈ２へ入力され、直流電流検出信号ＡＤ_Ｉｄｃｂ（図１参照）を分岐して、分岐した直流電流検出信号ＡＤ_Ｉｄｃｂがｃｈ１とｃｈ３に入力される。マルチプレクサ２８は、入力された直流電流検出信号ＡＤ_Ｉｄｃａおよび直流電流検出信号ＡＤ_Ｉｄｃｂを、ｃｈ０、ｃｈ１で順に切り替える。なお、インバータ制御装置１００は、モータ１つで２ｃｈ（２チャンネル）のＡＤ変換ユニット７を用いる。図２に示すｃｈ０〜ｃｈ３（４チャンネル）では、２つのモータ（ブラシレスＤＣモータ５ａ，５ｂ）を制御できる。
ＡＤ変換部２９は、マルチプレクサ２８から出力されたアナログ信号をデジタル変換する。
ＡＤ変換コントローラ３０は、マルチプレクサ２８に切替信号（図示省略）を出力してＡＤ変換部２９に接続するチャネルを操作するとともに、デジタル変換された結果をＡＤ変換結果レジスタ３１へ格納する。
また、ＡＤ変換コントローラ３０は、ＡＤ変換器起動トリガ２４ａまたは２４ｂを受けてｃｈ０、ｃｈ１のデジタル変換を順に行うとともに、次のＡＤ変換器起動トリガ２４ａまたは２４ｂを受けてｃｈ２、ｃｈ３のデジタル変換を順に行う。ｃｈ０〜３の入力は、それぞれＡＤ変換結果レジスタ３１ａ〜３１ｄへ格納される。
ＡＤ変換結果レジスタ３１は、ｃｈ０に入力されたアナログ信号をデジタル変換したＡＤ変換結果０を格納するＡＤ変換結果レジスタ３１ａ、ｃｈ１に入力されたアナログ信号をデジタル変換したＡＤ変換結果１を格納するＡＤ変換結果レジスタ３１ｂ、ｃｈ２に入力されたアナログ信号をデジタル変換したＡＤ変換結果２を格納するＡＤ変換結果レジスタ３１ｃ、およびｃｈ３に入力されたアナログ信号をデジタル変換したＡＤ変換結果３を格納するＡＤ変換結果レジスタ３１ｄから構成される。
ここで、第２のインバータ制御部６２に必要な第２直流電流Ｉｄｃｂのアナログ信号を入力したｃｈ１、ｃｈ３のデジタル変換は、それぞれｃｈ０、ｃｈ２のデジタル変換後に行われることになる。そこで、ＡＤ変換器起動トリガ２４ｂは、第２のインバータ制御部６２に必要なＩｄｃｂの電流情報を得るために、ＡＤ変換器起動タイミング情報２０ａに第１のｃｈ０、ｃｈ２のＡＤ変換時間の遅れも考慮して設定すればよい。
以下、上述のように構成されたインバータ制御装置１００の動作について説明する。
第１のインバータ制御部６１と第２のインバータ制御部６２（図１参照）とは、同一構成を採るため、第１のインバータ制御部６１を例に採り説明する。
図３は、ＰＷＭ信号生成部と直流電流の動作を示す図である。この図３は、第１のインバータ制御部６１におけるＰＷＭ信号生成部２５ａのキャリア信号とＰＷＭ信号生成情報１９ａとインバータ回路２ａの通電パターンと第１直流電流Ｉｄｃａの、キャリア信号１周期の関係を示す。
図１に示す第１のインバータ制御部６１のＰＷＭ信号生成部２５ａは、ＰＷＭ信号２３ａを、第１のインバータ回路２ａに出力する。図３に示すように、上記キャリア信号は、キャリア周期の半周期（キャリア半周期）でアップカウント／ダウンカウントを周期的に繰り返す。
図１に示すＰＷＭ信号タイマ情報部２２ａは、ＰＷＭ信号生成情報１９ａを生成しＰＷＭ信号生成部２５ａに出力する。図１に示すＰＷＭ信号生成情報１９ａは、ＵＶＷ各相の３相印加電圧情報を時間データに変換した３相分の電圧指令情報に該当する。ここで、三相のうち、電圧指令値が最大となる相を最大相と呼び、電圧指令値が最小となる相を最小相と呼び、電圧指令値が中間となる相を中間相と呼ぶ。電圧指令値２７１、２７２、２７３はそれぞれ、最大相の電圧指令値である最大相電圧指令値Ｖｍａｘ＊、中間相の電圧指令値である中間相電圧指令値Ｖｍｉｄ＊、最小相の電圧指令値である最小相電圧指令値Ｖｍｉｎ＊を示す。
図１に示すＰＷＭ信号生成部２５ａは、電圧指令値２７１〜２７３（図３参照）と上記キャリア信号とを比較し、その結果をＰＷＭ信号２３ａ（図１参照）として生成し出力する。ここでＰＷＭ信号２３ａは、Ｈｉ（ハイレベル）またはＬｏ（ローレベル）何れかのレベルを示し、Ｈｉが半導体スイッチ素子オン、Ｌｏが半導体スイッチ素子オフを示す。図３に示すように、ＰＷＭ信号生成部２５ａは、最大相電圧指令値Ｖｍａｘ＊電圧指令値２７１がキャリア信号の値より高い場合、ＰＷＭ信号２３ａ１をＨｉ、ＰＷＭ信号２３ａ２をＬｏとする。中間相電圧指令値Ｖｍｉｄ＊、最小相電圧指令値Ｖｍｉｎ＊２７３に基づくそれぞれのＰＷＭ信号２３ａ３、２３ａ６についても同様である。図３に示すＰＷＭ信号２３ａ１〜２３ａ５は、それぞれの相の上アーム信号を示し、ＰＷＭ信号２３ａ２、２３ａ４，２３ａ６は、それぞれの相の下アーム信号を示す。
ＰＷＭ信号２３ａ１〜２３ａ６のレベルの組み合わせに応じて、第１のインバータ回路２ａ（図１参照）は、図３に示す通電モードＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６、Ｍ７に順次移行する。ここでは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相をそれぞれ最大相、中間相、最小相とした場合について説明する。
通電モードＭ１、Ｍ４、Ｍ７では、全ての上アームがオン、もしくは全ての下アームがオンとなり、シャント抵抗３ａ（図１参照）に第１直流電流Ｉｄｃａ（図１参照）は流れない。通電モードＭ２、Ｍ６では、最大相であるＵ相および中間相であるＶ相の上アームがオンとなり且つ最小相であるＷ相の下アームがオンとなるので、シャント抵抗３ａには最小相の電流Ｉｗの逆向きに相当する第１直流電流Ｉｄｃａが流れる。通電モードＭ３、Ｍ５では、最大相であるＵ相のみ上アームがオン、中間相であるＶ相および最小相であるＷ相の下アームがオンなので、シャント抵抗３ａにはＵ相の電流Ｉｕに相当する直流電流Ｉｄｃａが流れる。
ＰＷＭ信号タイマ情報部２２ａ（図１参照）は、前述の通電モードにおける最大相のみ上アームがオンするタイミングと最小相のみ下アームがオンするタイミングとに応じた通電パターン情報２１ａ（図１参照）と、ＡＤ変換器起動タイミング情報２０ａ（図１参照）とを出力する。通電パターン情報２１ａは、出力するＰＷＭ信号生成情報においていずれの相が最大相および最小相かを示す。また、ＡＤ変換器起動タイミング情報２０ａは、６相のスイッチタイミングに応じた時間データとして出力される。図３の場合、通電パターン情報２１ａは、最大相がＵ相、最小相がＷ相となり、ｔ１〜ｔ２の時刻で最小相のみ下アームがオンすることを考慮したＡＤ変換器起動タイミング情報２０ａと、ｔ２〜ｔ３の時刻で最大相のみ上アームがオンすることを考慮したＡＤ変換器起動タイミング情報２０ａを得る。ＡＤ変換器起動タイミング情報２０ａは、ＡＤ変換起動遅れ時間およびインバータ回路に接続したモータ配線などによる浮遊容量や浮遊インダクタンスの影響で半導体スイッチ素子のオン、オフで第１直流電流Ｉｄｃａに発生するリンギングが減衰する時間、デジタル変換処理に必要な時間を考慮して設定する必要がある。
図４は、図２のＡＤ変換ユニット７の動作タイミングを示す図である。この図４は、キャリア信号（第１のキャリア信号）と第１直流電流Ｉｄｃａの関係に第２のインバータ制御部６２（図１参照）のキャリア信号（第２のキャリア信号）と第２直流電流Ｉｄｃｂを時間軸に合わせて示す。
上記第１のキャリア信号と第２キャリア信号は、アップカウント／ダウンカウントが略一致した同期動作をするように設定している。
図４に示すように、第１のキャリア信号に同期して第１直流電流Ｉｄｃａが変化し、第２のキャリア信号に同期して第２直流電流Ｉｄｃｂは変化する。第１のキャリア信号とＡＤ変換器起動タイミング情報２０ａ１、２０ａ２がそれぞれ一致したタイミングでＡＤ変換器起動トリガ２４ａ１と２４ａ２（図４の○印参照）が発生する。なお、図４に示すように、第１直流電流Ｉｄｃａおよび第２直流電流Ｉｄｃｂには、半導体スイッチ素子のオン、オフにより、リンギングが重畳している。ＡＤ変換器起動トリガ２４ａ１と２４ａ２は、このリンギングの影響を避けたタイミングに設定される。
ＡＤ変換器ユニット７（図２参照）は、ＡＤ変換器起動トリガ２４ａ１、２４ａ２を受け付けるとそれぞれのタイミングで合計２回第１直流電流Ｉｄｃａをデジタル変換する（図４の○印の実線矢印参照）。
同様に、図４に示すように、第２のキャリア信号とＡＤ変換器起動タイミング情報２０ｂ１、２０ｂ２とが一致したタイミングでＡＤ変換器起動トリガ２４ｂ１と２４ｂ２（図４の□印参照）が発生する。ＡＤ変換器ユニット７は、ＡＤ変換器起動トリガ２４ｂ１、２４ｂ２を受け付けるとそれぞれのタイミングで合計２回第２直流電流Ｉｄｃｂをデジタル変換する（図４の□印の実線矢印参照）。
上述したように、第１のキャリア信号および第２のキャリア信号は、キャリア信号の半周期において１または複数回（図４の例では、２回）のアップカウントおよびダウンカウントを繰り返している。第１のキャリア信号と第２キャリア信号は、アップカウントおよびダウンカウントが略一致した同期動作である。また、アップカウントおよびダウンカウントの折返しで周期タイミングが分割される。図４の第１のキャリア信号の例では、Ｔ０〜Ｔ０′がキャリア信号のアップカウントおよびダウンカウントの折返しで、Ｔ０〜Ｔ１とＴ１〜Ｔ２とＴ２〜Ｔ３とＴ３〜Ｔ０′とに周期タイミングが分割される。
図１に示す第１のインバータ制御部６１は、図４の例では、キャリア半周期のタイミングＴ０〜Ｔ０′のうち、Ｔ０〜Ｔ１でＡＤ変換ユニット７を起動するＡＤ変換器起動トリガ２４ａ（２４ａ１と２４ａ２）を生成する一方、図１に示す第２のインバータ制御部６２は、Ｔ２〜Ｔ３でＡＤ変換ユニット７を起動するＡＤ変換器起動トリガ２４ｂ（２４ｂ１と２４ｂ２）を生成する。より詳細には、後記するように、第２のインバータ制御部６２は、第１のインバータ制御部６１と同様のタイミングで、ＡＤ変換器起動トリガ２４ｂ（２４ｂ１と２４ｂ２）を生成するものの、後記するＡＤ起動要因選択部２６がＡＤ変換器起動トリガ２４ｂを禁止設定にするため、Ｔ０〜Ｔ１におけるＡＤ変換器起動トリガ２４ｂ１、２４ｂ２はＡＤ変換ユニット７に伝達されない。
逆に、第１のインバータ制御部６１は、Ｔ２〜Ｔ３でＡＤ変換器起動トリガ２４ａ（２４ａ１と２４ａ２）を生成するものの、ＡＤ起動要因選択部２６がＡＤ変換器起動トリガ２４ａを禁止設定にするため、Ｔ２〜Ｔ３におけるＡＤ変換器起動トリガ２４ｂ１、２４ｂ２はＡＤ変換ユニット７に伝達されず、第２のインバータ制御部６２のＡＤ変換器起動トリガ２４ｂ（２４ｂ１と２４ｂ２）が入力される。したがって、図４に示すように、第１のキャリア信号を基に、Ｔ０〜Ｔ１でＡＤ変換器起動トリガ２４ａ（２４ａ１と２４ａ２）が生成され、第２のキャリア信号を基に、Ｔ２〜Ｔ３でＡＤ変換器起動トリガ２４ｂ（２４ｂ１と２４ｂ２）が生成され、ＡＤ変換ユニット７は、このＡＤ変換器起動トリガ２４ａ（２４ａ１と２４ａ２）とＡＤ変換器起動トリガ２４ｂ（２４ｂ１と２４ｂ２）とを交互にトリガとして受け付ける。これにより、ＡＤ変換ユニット７は、１つでありながら、第１のインバータ制御部６１および第２のインバータ制御部６２それぞれの電流のデジタル変換を行うことができる。
図４を参照して、ＡＤ起動要因選択部２６（図１参照）によるＡＤ起動要因選択について説明する。
図４に示すように、キャリア半周期のタイミングをＴ０〜Ｔ３とし、Ｔ３のあとは再びＴ０′〜Ｔ３′を繰り返す。
ＡＤ起動要因選択部２６（図１参照）は、ＡＤ変換ユニット７（図２参照）のトリガ受付設定を、第１直流電流Ｉｄｃａのデジタル変換を終えたあとのＴ１時点で第１のキャリア信号からのＡＤ変換器起動トリガ２４ａを禁止設定（図４の○印の破線矢印参照）にする。そして、ＡＤ起動要因選択部２６は、第２のキャリア信号からのＡＤ変換器起動トリガ２４ｂを受付設定（図４の□印の実線矢印参照）に変更し、Ｉｄｃｂのデジタル変換を終えたあとのＴ３時点で第１のキャリア信号からのＡＤ変換器起動トリガ２４ａを受付設定にするとともに、第２のキャリア信号からのＡＤ変換器起動トリガ２４ｂを禁止設定に変更する。
図４に示すように、ＡＤ起動要因選択部２６（図１参照）は、ＡＤ変換器起動トリガ２４ａを受け付けるＡ期間とＡＤ変換器起動トリガ２４ｂを受け付けるＢ期間とを交互に切り替える。ＡＤ変換器起動トリガ２４ａを受け付けるＡ期間とＡＤ変換器起動トリガ２４ｂを受け付けるＢ期間とを交互に切り替えることで、第１のインバータ制御部６１（図１参照）および第２のインバータ制御部６２は、キャリア信号２周期ごとに必要なモータ電流情報を得ることができる。
図５は、図４に示す第１および第２のキャリア信号と、ＡＤ変換起動トリガ２４ａ、２４ｂと、第１のインバータ制御部６１および第２のインバータ制御部６２の演算タイミングを示す図である。
第１のインバータ制御部６１（図１参照）は、デジタル変換したモータ電流情報に基づいてＴ１〜Ｔ３の期間で３相モータ印過電圧情報の更新を行い、第２のインバータ制御部６２（図１参照）は、Ｔ３〜Ｔ１′（図示省略）の期間で３相モータ印加電圧情報の更新を行うことで３相モータに印加する電圧位相を更新していく。つまり、各々のインバータ制御部６１，６２は、キャリア信号２周期ごとに演算を行う。
図５に示す第１のキャリア信号と第１のインバータ制御部６１（図１参照）による第１のインバータ演算タイミングを例に採り、より詳細に説明する。
第１のキャリア信号は、キャリア半周期のタイミングＴ０〜Ｔ３（Ｔ０′〜Ｔ３′）でアップカウント／ダウンカウントを周期的に繰り返している。タイミングＴ０〜Ｔ１（Ｔ０′〜Ｔ１′）のアップカウント時のＡＤ変換器起動トリガ２４ａ１と２４ａ２を受けて、ＡＤ変換ユニット７（図２参照）は、第１直流電流Ｉｄｃａをデジタル変換してＡＤ変換結果レジスタ３１（図２参照）に格納する。すなわち、タイミングＴ０〜Ｔ１のアップカウント時のＡＤ変換後、次にＡＤ変換が行われるのはキャリア半周期後のタイミングＴ０′〜Ｔ１′である。なお、このタイミングＴ０〜Ｔ１（Ｔ０′〜Ｔ１′）は、図４のＡＤ変換器起動トリガ２４ａを受け付けるＡ期間に対応する。
上記タイミングＴ０〜Ｔ１（Ｔ０′〜Ｔ１′）以外のタイミング、すなわちＴ１〜Ｔ０′（Ｔ１′〜Ｔ０′′）では、第１のインバータ制御部６１（図１参照）による第１のインバータ演算が行われる。図５の例では、タイミングＴ１〜Ｔ３（Ｔ１′〜Ｔ３′）が第１のインバータ演算タイミングＴｉｎｖ１である。この第１のインバータ演算は、具体的には、検出した第１直流電流Ｉｄｃａをデジタル変換したＡＤ変換結果レジスタ３１の格納値に基づく電圧指令値の演算である。なお、第１のインバータ演算タイミングＴｉｎｖ１では、電圧指令値の演算以外の演算も含まれてもよい。
ここで、ＡＤ起動要因選択部２６（図１参照）は、上記第１のインバータ演算が終了するタイミングをあらかじめ概算値として得ており、所定の余裕期間を持たせて、第１のインバータ演算終了タイミングで上記Ａ期間から上記Ｂ期間に切り替える。
このように、キャリア半周期のタイミングＴ０〜Ｔ３（Ｔ０′〜Ｔ３′）のうち、タイミングＴ０〜Ｔ１（Ｔ０′〜Ｔ１′）の第１のキャリア信号のアップカウントでＡＤ変換器起動トリガ２４ａの取込みによる検出電流のＡＤ変換が行われ、次のＴ１〜Ｔ０′（Ｔ１′〜Ｔ０′′）で第１のインバータ制御部６１による第１のインバータ演算が行われる。以下同様の処理がキャリア半周期の所定タイミング毎に交互に繰り返される。
以上、第１のキャリア信号と第１のインバータ制御部６１による第１のインバータ演算タイミングを例に採り説明したが、第２のキャリア信号と第２のインバータ制御部６２（図１参照）による第２のインバータ演算タイミングについても同様である。すなわち、第２のキャリア信号は、タイミングＴ２〜Ｔ３（Ｔ２′〜Ｔ３′）のアップカウント時のＡＤ変換器起動トリガ２４ｂを受けて検出した第２直流電流Ｉｄｃｂをデジタル変換し、Ｔ３〜Ｔ２′（Ｔ３′〜Ｔ２′′）の第１のインバータ演算タイミングＴｉｎｖ２で、第２のインバータ制御部６２による第２のインバータ演算が行われる。
以上説明したように、インバータ制御装置１００の制御器６は、ＡＤ変換器起動トリガ２４ａもしくは２４ｂの何れかの信号が入力された場合に入力信号のデジタル変換を行うＡＤ変換ユニット７と、ＡＤ変換器起動タイミング情報２０ａと第１のキャリア信号を基に、ＡＤ変換ユニット７を起動するＡＤ変換器起動トリガ２４ａを生成する第１のインバータ制御部６１と、ＡＤ変換器起動タイミング情報２０ｂと第２のキャリア信号を基に、ＡＤ変換ユニット７を起動するＡＤ変換器起動トリガ２４ｂを生成する第２のインバータ制御部６２と、第１のキャリア信号および第２のキャリア信号の動作周期の所定周期タイミングにおいて、ＡＤ変換器起動トリガ２４ａまたはＡＤ変換器起動トリガ２４ｂのいずれか一方を受け付けてＡＤ起動要因を選択するＡＤ起動要因選択部２６と、を備える。
この構成により、１つの起動トリガを受け付けて起動するＡＤ変換ユニット７が１つの構成であっても、２つのインバータ制御に必要な電流情報を得ることが可能となる。すなわち、インバータ制御装置１００は、ＡＤ変換ユニット７が１つに対して、２以上のインバータ制御部（本実施形態では、第１のインバータ制御部６１，第２のインバータ制御部６２であるが、３以上のインバータ制御部を備えていてもよい）のインバータ制御に必要な電流情報を得ることが可能となる。これにより、従来例と比較してＡＤ変換ユニットの設置数を減らすか、または高速な（高価な）ＡＤ変換ユニットを用いないインバータ制御装置を実現することができる。その結果、安価なマイクロコンピュータ（制御器６）で複数のブラシレスＤＣモータの回転速度を個別に可変速制御可能なインバータ制御装置を実現することができる。
また、本実施形態では、制御器６の第１のインバータ制御部６１は、周期タイミングを分割した第１の周期の第１のキャリア信号を基に、ＡＤ変換器起動トリガ２４ａを生成するとともに、当該第１の周期以外の周期を用いて、ＡＤ変換器起動トリガ２４ａで起動されたＡＤ変換部の変換結果に基づいて第１のインバータ部５１のインバータ制御演算を行う。同様に、第２のインバータ制御部６２は、周期タイミングを分割した第２の周期の第２のキャリア信号を基に、ＡＤ変換器起動トリガ２４ｂを生成するとともに、当該第２の周期以外の周期を用いて、ＡＤ変換器起動トリガ２４ｂで起動されたＡＤ変換部の変換結果に基づいて第２のインバータ部５２のインバータ制御演算を行う。
この構成により、２つのインバータ制御を用いて、ＡＤ変換ユニット７をＰＷＭ周期で交互に使用することができる。これにより、各々のインバータ制御の演算タイミングをＰＷＭキャリア２周期に１回間引くことができる。ＣＰＵ演算時間に余裕が発生し、間引きを行わない場合に比べてキャリア周期をより高速化することが可能となる。その結果、制御性の向上およびキャリア周期の上限設定を向上できる効果を奏する。
（第２の実施形態）
第２の実施形態は、インバータ制御の演算タイミングをさらに間引いた場合の例である。
図６は、本発明の第２の実施形態に係るインバータ制御装置の第１および第２のキャリア信号と、ＡＤ変換起動トリガ２４ａ、２４ｂと、第１のインバータ制御部６１および第２のインバータ制御部６２の演算タイミングを示す図である。
第２の実施形態に係るインバータ制御装置の構成は、図１のインバータ制御装置１００と同様である。ＡＤ起動要因選択部２６（図１参照）は、ＡＤ変換器起動トリガ２４ａ、２４ｂの取込みによる検出電流のＡＤ変換とインバータ演算（電流算出値を基にモータ印加電圧情報を更新するための演算）とをＰＷＭキャリア４周期に１回となるように設定する。また、第１のインバータ制御部６１による第１のインバータ演算を２回に分けるとともに、第２のインバータ制御部６２による第２のインバータ演算を２回に分ける選択を行う。
図６に示すように、本実施形態では、ＡＤ変換器起動トリガ２４ａ、２４ｂの取込みによる検出電流のＡＤ変換とインバータ演算とをＰＷＭキャリア４周期に１回となるように間引く。さらに、第１のインバータ演算の１回分の演算を、キャリア半周期のタイミングＴ１〜Ｔ０′（Ｔ１′〜Ｔ０′′）において、そのＴ１〜Ｔ３（Ｔ１′〜Ｔ３′）の前半の第１のインバータ演算タイミングＴｉｎｖ１１と、そのＴ５〜Ｔ７（Ｔ５′〜Ｔ５′）の後半の第１のインバータ演算タイミングＴｉｎｖ１２とに分けて行う。同様に、第２のインバータ演算の１回分の演算を、キャリア半周期のタイミングＴ１〜Ｔ０′（Ｔ１′〜Ｔ０′′）において、そのＴ３〜Ｔ５（Ｔ３′〜Ｔ５′）の前半の第２のインバータ演算タイミングＴｉｎｖ２１と、そのＴ７〜Ｔ１′（Ｔ７′〜Ｔ１′′）の後半の第１のインバータ演算タイミングＴｉｎｖ２２とに分けて行う。
このように、本実施形態によれば、第１の周期以外の周期において、インバータ制御演算を複数回に分けて実行するので、ＣＰＵ演算時間にさらに時間的余裕が発生し、キャリア周期の上限設定をより向上させることが可能になる。
（第３の実施形態）
第３の実施形態は、インバータ制御の演算タイミングをＰＷＭキャリア周期ごとに行う例である。
図７は、本発明の第３の実施形態に係るインバータ制御装置の第１および第２のキャリア信号と、ＡＤ変換起動トリガ２４ａ、２４ｂと、第１のインバータ制御部６１および第２のインバータ制御部６２の演算タイミングを示す図である。
第３の実施形態に係るインバータ制御装置の構成は、図１のインバータ制御装置１００と同様である。
図７に示すように、第１のインバータ制御部６１は、第１のキャリア信号のアップカウント時にＡＤ変換を行い、第１のキャリア信号のダウンカウント時にインバータ演算を行う。図７の例では、第１のインバータ制御部６１は、第１のキャリア信号のキャリア半周期のタイミングＴ０〜Ｔ１（Ｔ０′〜Ｔ１′）のアップカウント時にＡＤ変換を行い、第１のタイミングＴ１〜Ｔ０′（Ｔ１′〜Ｔ０′′）のキャリア信号のダウンカウント時にインバータ演算を行う。このインバータ演算タイミングは、それぞれＴｉｎｖ１である。同様に、第２のインバータ制御部６２は、第２のキャリア信号のキャリア半周期のタイミングＴ１〜Ｔ０′（Ｔ１′〜Ｔ０′′）のダウンカウント時にＡＤ変換を行い、第２のタイミングＴ０〜Ｔ１（Ｔ０′〜Ｔ１′）のキャリア信号のアップカウント時にインバータ演算を行う。このインバータ演算タイミングは、それぞれＴｉｎｖ２である。
ＡＤ起動要因選択部２６（図１参照）は、ＡＤ変換ユニット７のトリガ受け付け設定を、第１直流電流Ｉｄｃａのデジタル変換を終えたあとのＴ１時点でＡＤ変換器起動トリガ２４ｂを受け付けるように切り替える。そして、ＡＤ起動要因選択部２６は、第２直流電流Ｉｄｃｂのデジタル変換を終えたあとのＴ０′時点でＡＤ変換器起動トリガ２４ａを受け付けるように切り替える。
第１のインバータ制御部６１と第２のインバータ制御部６２は、キャリア信号のアップカウント時とダウンカウント時の処理を入れ替えてもよい。
このように、本実施形態によれば、第１のインバータ制御部６１は、周期タイミングを分割した第１の周期の第１のキャリア信号を基に、ＡＤ変換器起動トリガ２４ａ（第１トリガ）を生成し、第２のインバータ制御部６２は、第１の周期以外の周期に対応する、周期タイミングを分割した第２のキャリア信号を基に、ＡＤ変換器起動トリガ２４ｂ（第２トリガ）を生成する。
これにより、第１の実施形態と同様な効果を得ることに加え、第１の実施形態と比較して、ＰＷＭ演算タイミングを間引くことがない。ＰＷＭキャリア周期毎に行うので、制御の応答特性を損なわずに２つのインバータ制御が可能となる。
（第４の実施形態）
図８は、本発明の第４の実施形態に係るインバータ制御装置を示す構成図である。図１と同一構成部分には、同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。
図８に示すように、インバータ制御装置１００Ａは、直流電力を供給する直流電源１と、第１のインバータ部５１と、第２のインバータ部５２と、第３のインバータ部５３と、ブラシレスＤＣモータ（第１のモータ）５ａとブラシレスＤＣモータ（第２のモータ）５ｂとブラシレスＤＣモータ（第３のモータ）５ｃとを個別に制御可能な制御器６Ａと、を備える。
第３のインバータ部５３は、直流電源１からの直流電力を交流電力に変換する第３のインバータ回路２ｃと、第３のインバータ回路２ｃの直流側に設けられたシャント抵抗３ｃと、シャント抵抗３ｃの両端の電圧を増幅する電圧増幅回路４ｃと、第３のインバータ回路２ｃに接続されたブラシレスＤＣモータ５ｃと、を備える。
制御器６Ａは、第１のインバータ部５１を制御する第１のインバータ制御部６１と、第２のインバータ部５２を制御する第１のインバータ制御部６２と、第３のインバータ部５３を制御する第３のインバータ制御部６３と、ＡＤ変換ユニット７と、ＡＤ変換ユニット７の起動要因を切換えるＡＤ起動要因選択部２６と、を備える。
第３のインバータ制御部６３は、ＡＤ変換ユニット７のデジタル変換結果４４ｃと３相モータ電流推定値８ｃに基づいて、ブラシレスＤＣモータ５ａの３相モータ電流検出値９ｃを出力するモータ電流算出部１０ａと、３相モータ電流検出値９ｃをｄ軸・ｑ軸電流１１ａに座標変換するｕｖｗ／ｄｑ座標変換部１２ｃと、ｄ軸・ｑ軸電流１１ｃのノイズ成分を除去したｄ軸・ｑ軸電流の平均値１３ｃを出力するフィルタ１４ａと、ｄ軸・ｑ軸電流の平均値１３ｃから３相モータ電流推定値８ｃを演算するｄｑ／ｕｖｗ座標変換部１５ｃと、を備える。また、第３のインバータ制御部６３は、ｄ軸・ｑ軸電流１１ｃと速度指令１６ｃとｄ軸ｑ軸電流指令からｄ軸・ｑ軸電流指令とｄ軸・ｑ軸電流１１ｃが一致するようにブラシレスＤＣモータ５ａに印加する３相モータ印加電圧情報１７ｃを出力するモータ印加電圧演算部１８ｃと、３相モータ印加電圧情報１７ａに基づいてＰＷＭ信号生成情報１９ｃとＡＤ変換器起動タイミング情報２０ｃと通電パターン情報２１ａを出力するＰＷＭ信号タイマ情報部２２ｃと、ＰＷＭ信号生成情報１９ｃからインバータ２ａの各半導体スイッチ素子を駆動するためのＰＷＭ信号２３ｃを生成し、ＡＤ変換器起動タイミング情報２０ｃからＡＤ変換器起動トリガ２４ｃを発生するＰＷＭ信号生成部２５ｃと、を備える。
インバータ制御装置１００Ａは、制御器６Ａが、第１インバータ部５１、第２インバータ部５２に加えて第３のインバータ部５３を備える。第３のインバータ部５３では、ＡＤ変換ユニット１つを使用できるため、前記図４に示すＡＤ変換ユニットへ入力するアナログ信号には、インバータ回路２を保護するための温度検出信号や電圧検出信号を入力することができる。
本実施形態によれば、１つの安価なマイクロコンピュータ（制御器６Ａ）で３つのブラシレスＤＣモータ５ａ〜５ｃの回転速度を個別に制御することができる。
また、直流電源１を第１〜第３のインバータ回路５１〜５３で共用し、かつ１つのマイクロコンピュータ（制御器６Ａ）を用いて制御を行うことで、直流電源１の電圧検出のＡＤ変換ユニット７ｃを１つするだけで済むため回路構成を簡略化できる。
さらに、各インバータ回路５１〜５３に供給する全電流を演算で求めることで、マイクロコンピュータ間の通信といった手段を使用しなくても直流電源１に供給される電流の過電流保護が可能となり回路構成を簡略化できる。
（第５の実施形態）
図９は、本発明の第５の実施形態に係るインバータ制御装置を備える冷凍装置の構成図である。本実施形態では、各実施形態に係るインバータ制御装置を適用した冷凍装置２００（空気調和機）について説明する。冷凍装置２００は、例えば、空気調和機や冷凍機などである。
図９に示すように、冷凍装置２００は、室内機２０１と、室外機２０２と、配管２０３と、を備える。室内機２０１と室外機２０２とは冷媒配管２０３で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機２００が設置されている室内を空調する。
室内機２０１は、室内膨張弁２０４と、室内熱交換器２０５と、室内熱交換器２０５へ送風するファンモータ２０６と、を備える。
室外機２０２は、圧縮機２０７と、室外熱交換器２０８と、アキュームレータ２０９と、室外熱交換器２０８へ送風するファンモータ２１０と、圧縮機２０７の内部に配置されて圧縮機２０７を駆動するブラシレスＤＣモータ２１１と、ブラシレスＤＣモータ２１１を駆動するインバータ制御装置１００と、インバータ制御装置１００と通信を行う上位装置２１２と、を備える。
上記、圧縮機２０７、室外熱交換器２０８、室内膨張弁２０４、室内熱交換器２０５、アキュームレータ２０９は順に接続され、冷媒を循環させることにより、冷凍サイクルを形成している。
インバータ制御装置１００は、冷凍サイクルに必要とされる圧縮機２０７の能力に応じてブラシレスＤＣモータ２１１の運転周波数（回転速度）を制御するとともに、ファンモータ２１０ａ、２１０ｂの運転周波数を個別に制御する。上位装置２１２は、インバータ制御装置１００，１００Ａに運転周波数の指示を送る。インバータ制御装置１００と上位装置２１２は、互いに通信することによりインバータ制御装置１００の運転状態を共有する。インバータ制御装置１００が異常を検出した場合、検出した異常信号を上位装置２１２に送信し上位装置２１２の表示部（図示省略）に表示する。
インバータ制御装置１００，１００Ａは、一枚の基板上に構成してもよく、インバータ回路ごとに基板を分割して配線による接続をする構成でもよい。
また、インバータ制御装置１００，１００Ａは、冷凍装置の他、ポンプや換気扇などに用いられてもよい。
本発明は上記の実施形態例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。
また、上記した実施形態例は本発明をわかりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態例の構成の一部を他の実施形態例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態例の構成に他の実施形態例の構成を加えることも可能である。また、各実施形態例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
上記の各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部または全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報は、メモリ、ハードディスクなどの記録装置、または、フラッシュメモリカード、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）などの記録媒体に置くことができる。
各実施形態において、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
１ 直流電源
２，２ａ，２ｂ，２ｃ インバータ回路
３ａ，３ｂ，３ｃ シャント抵抗
４ａ，４ｂ，４ｃ 電圧増幅回路
５ａ，５ｂ，５ｃ ブラシレスＤＣモータ
６，６Ａ 制御器制御器（インバータ制御部）
７，７ｃ ＡＤ変換ユニット
１０ａ，１０ｂ，１０ｃ モータ電流算出部
１２ａ，１２ｂ，１２ｃ ｕｖｗ／ｄｑ座標変換部
１３ａ，１３ｂ，１３ｃ ｄ軸・ｑ軸電流の平均値
１４ａ，１４ｂ，１４ｃ フィルタ
１５ａ，１５ｂ，１５ｃ ｄｑ／ｕｖｗ座標変換部
１８ａ，１８ｂ，１８ｃ モータ印過電圧演算部
２０ａ，２０ｂ，２０ｃ ＡＤ変換器起動タイミング情報
２２ａ，２２ｂ，２２ｃ ＰＷＭ信号キャリア信号情報部
２４ａ ＡＤ変換器起動トリガ（第１トリガ）
２４ｂ ＡＤ変換器起動トリガ（第２トリガ）
２４ｃ ＡＤ変換器起動トリガ
２５ａ，２５ｂ，２５ｃ ＰＷＭ信号生成部
２６ ＡＤ起動要因選択部
２７ 電圧指令値
２８ マルチプレクサ
２９ ＡＤ変換部
３０ ＡＤ変換コントローラ
３１ ＡＤ変換結果レジスタ
３１ａ〜３１ｄ ＡＤ変換結果レジスタ
５１ 第１のインバータ部（第１のインバータ回路）
５２ 第２のインバータ部（第２のインバータ回路）
５３ 第３のインバータ部（第３のインバータ回路）
６１ 第１のインバータ制御部
６２ 第２のインバータ制御部
６３ 第３のインバータ制御部
１００，１００Ａ インバータ制御装置
２００ 冷凍装置（空気調和機）
２０１ 室内機
２０２ 室外機
２０３ 配管
２０４ 室内膨張弁
２０５ 室内熱交換器
２０６ ファンモータ
２０７ 圧縮機
２０８ 室外熱交換器
２０９ アキュームレータ
２１０ ファンモータ
２１１ ブラシレスＤＣモータ
２１２ 上位装置

Claims (10)

  1. 直流電力を三相交流電力に変換して同期モータへ供給するインバータ回路と、前記インバータ回路を流れる電流を検出する電流検出部と、検出した前記電流に基づいて前記同期モータへ供給する電圧指令値を決定し出力するインバータ制御部と、を備え、
    前記インバータ制御部は、
    検出した前記電流をデジタル変換するＡＤ変換部と、
    前記ＡＤ変換部の起動タイミング情報と第１のキャリア信号を基に、前記ＡＤ変換部を起動する第１トリガを生成する第１のインバータ制御部と、
    前記ＡＤ変換部の起動タイミング情報と第２のキャリア信号を基に、前記ＡＤ変換部を起動する第２トリガを生成する第２のインバータ制御部と、
    前記第１のキャリア信号および前記第２のキャリア信号の動作周期の所定周期タイミングにおいて、前記第１トリガまたは前記第２トリガのいずれか一方を受け付けてＡＤ起動要因を選択するＡＤ起動要因選択部と、を備える
    ことを特徴とするインバータ制御装置。
  2. 前記第１のキャリア信号および前記第２のキャリア信号は、
    キャリア信号の半周期において１または複数回のアップカウントおよびダウンカウントを繰り返し、
    前記アップカウントおよびダウンカウントの折返しで前記周期タイミングを分割し複数周期とした場合、
    前記第１のインバータ制御部は、
    前記周期タイミングを分割した第１の周期の前記第１のキャリア信号を基に、前記第１トリガを生成するとともに、当該第１の周期以外の周期を用いて、前記第１トリガで起動された前記ＡＤ変換部の変換結果に基づいて第１のインバータのインバータ制御演算を行う
    ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
  3. 前記第１の周期を１回としたとき、前記第１の周期以外の周期は、ｎ（ｎは１以上の自然数）回である
    ことを特徴とする請求項２に記載のインバータ制御装置。
  4. 前記第１のインバータ制御部は、
    前記第１の周期以外の周期において、前記インバータ制御演算を複数回に分けて実行する
    ことを特徴とする請求項２または請求項３に記載のインバータ制御装置。
  5. 前記第１のキャリア信号と前記第２キャリア信号は、アップカウントおよびダウンカウントが略一致した同期動作である
    ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
  6. 前記第１のキャリア信号および前記第２のキャリア信号は、
    キャリア信号の半周期において１または複数回のアップカウントおよびダウンカウントを繰り返し、かつ、
    前記第１のキャリア信号と前記第２キャリア信号は、アップカウントおよびダウンカウントが略一致した同期動作であり、
    前記アップカウントおよびダウンカウントの折返しで前記周期タイミングを分割し複数周期とした場合、
    前記第１のインバータ制御部は、
    前記周期タイミングを分割した第１の周期の前記第１のキャリア信号を基に、前記第１トリガを生成し、
    前記第２のインバータ制御部は、
    前記第１の周期以外の周期に対応する、前記周期タイミングを分割した前記第２のキャリア信号を基に、前記第２トリガを生成する
    ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
  7. さらに、
    直流電力を三相交流電力に変換して同期モータへ供給する第３のインバータ回路と、
    前記第３のインバータ回路を流れる電流を検出する第３の電流検出部と、を備え、
    前記インバータ制御部は、
    前記第３のインバータ回路を流れる電流をデジタル変換する第２のＡＤ変換部と、
    前記第２のＡＤ変換部の起動タイミング情報と第３のキャリア信号を基に、前記第２のＡＤ変換部を起動する第３トリガを生成する第３のインバータ制御部と、
    を備える
    ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
  8. 請求項１乃至請求項７のいずれか一項に記載のインバータ制御装置を備える
    ことを特徴とする空気調和機。
  9. 圧縮機と熱交換器と熱交換器に送風する第１のファンモータと第２のファンモータと、
    前記第１のファンモータを制御する第１のインバータ回路と、
    前記第２のファンモータを制御する第２のインバータ回路と、を備える
    ことを特徴とする請求項８記載の空気調和機。
  10. 圧縮機と熱交換器と熱交換器に送風する第１のファンモータと第２のファンモータと、
    前記第１のファンモータを制御する第１のインバータ回路と、
    前記第２のファンモータを制御する第２のインバータ回路と、
    前記圧縮機を制御する第３のインバータ回路と、を備える
    ことを特徴とする請求項８記載の空気調和機。
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