CN101326705A - 整流电路及三相整流装置 - Google Patents

Abstract

本发明使在用于输出提供给多重整流电路的多组三相电流的变压器中流过的电流易于接近正弦波。在两个二极管桥(31、32)的输出级分别设置斩波器(41、42)，它们的输出侧与平滑电容(5)并联连接。通过控制两个斩波器(41、42)的动作，分别使允许输入到二极管桥(31、32)的电流为相互反相的三角波、或三相的中间相波形。

Description

整流电路及三相整流装置

技术领域

本发明涉及整流技术，尤其涉及称为多重整流的领域。

背景技术

伴随逆变器设备的普及，整流器的负载引起的高次谐波发生量有增大的倾向。因而，伴随高次谐波电流，电力系统的无功补偿电容或变压器过热或者破损的可能性提高。因而，要求对根据三相电源获得的整流电流的高次谐波进行抑制(例如JIS标准JISC61000-3-2等)。

通常的三相整流电路中，电流波形在一个周期中出现6阶。一般，n阶的电流波形中，高次谐波中次数最小为(n-1)次。并且，由于高次谐波分量相对于基波为1/n，因此，显著出现5次、7次的高次谐波。

因而，抑制高次谐波的技术已被提出，例如在非专利文献1、2和专利文献1中有所介绍。它们采用称为多重整流的技术，在非专利文献1、2中，公开了在一个周期中多相电流各自发生12个脉冲，二个整流电路与负载并联连接的技术(该技术以下称为“12脉冲整流”)。另外，在专利文献1中，公开了在一个周期中多相电流各自发生18个脉冲，三个整流电路与负载并联连接的技术(该技术以下称为“18脉冲整流”)。通过采用这些技术，5次、7次或11次、13次谐波分量被消除。

在非专利文献2中，为了改善12脉冲整流中的电流波形，设置对连接二个整流电路的输出彼此的相间电抗器追加的线圈。并且，通过使交流电流流过该线圈，向相间电抗器注入电流。由此，输入到用于获得12个脉冲的电流的变压器的电流波形得以改善。

但是，如非专利文献2所示，为了通过追加的线圈对相间电抗器注入电流，必须在该线圈流过复杂的波形。在非专利文献2中，虽然避免该复杂的波形而在该线圈流过三角波，但是必然在输入电流中留下失真。另外，对相间电抗器注入电流用的装置复杂，或者必须单独具有电压源。

另外，本实施方式后述的斩波器在非专利文献3中有所介绍。

专利文献1：日本特公昭59-15475公报

非专利文献1：松本久男、「単巻変压器接続による12パルス変換装置」、電気学会論文誌B、96卷8号、第406頁～第412頁

非专利文献2：Sewan Choi，P.N.Enjeti，H.Lee and I.L.Pitel：″A newactive interphase reactor for 12-pulse rectifiers provides clean power utilityinterface″，IEEE Trans.Ind.Applicat.，volo.32，no.6，pp1304-1311(1996)

非专利文献3：平紗多賀男、「パワ-エレクトロニクス」、共立出版株式会社、第77頁～第90頁、1992年

发明内容

本发明正是鉴于上述问题而提出的，其目的在于提供一种使在用于输出提供给多重整流电路的多组三相电流的变压器中流过的电流易于接近正弦波的技术。

本发明的整流电路的第1方式，具有：第1三相二极管桥(31)，其具有三个输入端(31U、31V、31W)和一对输出端(31P、31N)，将对输入到上述输入端的电流(i_u1，i_v1，i_w1)进行全波整流而获得的第1整流电流(i_d1)从一个上述输出端(31P)输出；第1斩波器(41；43)，其具有一对输出端(41P、41N；43P、43N)，进行第1斩波动作，将基本频率是第1值的电流作为上述第1整流电流输入；第2三相二极管桥(32)，其具有三个输入端(32U、32V、32W)和一对输出端(32P、32N)，将对输入到上述输入端的电流(i_u2，i_v2，i_w2)进行全波整流而获得的第2整流电流(i_d2)从一个上述输出端(32P)输出；以及第2斩波器(42；44)，其具有一对输出端(42P、42N；44P、44N)，进行第2斩波动作，将基本频率是上述第1值的电流作为上述第2整流电流输入，上述第1斩波器的上述一对输出端与上述第2斩波器的上述一对输出端并联连接。

本发明的整流电路的第2方式是该第1方式，其中，还具有与上述第1三相二极管桥(31)的上述输入端连接，流过输入到上述输入端的电流(i_u1，i_v1，i_w1)的相间电抗器(71)。

本发明的整流电路的第3方式是该第1方式或第2方式，其中，还具有连接于上述第1三相二极管桥和上述第1斩波器之间，流过上述第1整流电流(i_d1)的相间电抗器(72)。

本发明的整流电路的第4方式是该第1方式，其中，上述第1斩波器(43)具有：第1电感器(411)，其流过上述第1整流电流(i_d1)；第1二极管(413)，其具有经由上述第1电感器与上述第1三相二极管桥(31)的一个上述输出端(31P)连接的阳极和与上述第1斩波器的上述输出端的一方(43P)连接的阴极；第2电感器(431)，其与上述第1三相二极管桥的另一个上述输出端(31N)连接；第2二极管(434)，其具有经由上述第2电感器与上述第1三相二极管桥的另一个上述输出端(31N)连接的阴极和与上述第1斩波器的上述输出端的另一方(43N)连接的阳极；以及开关元件(412)，其具有与上述第1二极管的阳极连接的第1端和与上述第2二极管的阳极连接的第2端，在上述第1端和上述第2端之间开闭，上述第2斩波器(44)具有：第3电感器(421)，其流过上述第2整流电流(i_d2)；第3二极管(423)，其具有经由上述第3电感器与上述第2三相二极管桥(32)的一个上述输出端(32P)连接的阳极和与上述第2斩波器的上述输出端的一方(44P)连接的阴极；第4电感器(441)，其与上述第2三相二极管桥的另一个上述输出端(32N)连接；第4二极管(444)，其具有经由上述第4电感器与上述第2三相二极管桥的另一个上述输出端(32N)连接的阴极和与上述第2斩波器的上述输出端的另一方(44N)连接的阳极；以及开关元件(422)，其具有与上述第3二极管的阳极连接的第1端和与上述第4二极管的阳极连接的第2端，在自身的上述第1端和上述第2端之间开闭。

本发明的整流电路的第5方式是该第1方式至第4方式的任意一个，其中，上述第1斩波器及上述第2斩波器都是升压斩波器。

本发明的整流电路的第6方式是该第1方式至第4方式的任意一个，其中，上述第1斩波动作根据具有载波频率的第1调制波通过脉冲宽度调制进行控制，上述第2斩波动作根据具有上述载波频率且与上述第1调制波反相的第2调制波通过脉冲宽度调制进行控制。

本发明的整流电路的第7方式是该第1方式至第6方式的任意一个，其中，还具有与上述第1斩波器的上述输出端和上述第2斩波器的上述输出端并联连接的平滑电容(5)。

本发明的整流电路的第8方式是该第1方式至第7方式的任意一个，其中，以上述第1值的1/6即第2值为基本频率，将该基本频率下的相互具有120度相位差的第1三相交流电流(i_u1，i_v1，i_w1)输入到上述第1三相二极管桥(31)的上述输入端(31U、31V、31W)，基本频率是上述第2值，将该基本频率下的相互具有120度相位差的第2三相交流电流(i_u2，i_v2，i_w2)输入到上述第2三相二极管桥(32)的上述输入端(31U、31V、31W)，在上述第1三相交流电流和上述第2三相交流电流之间，存在该基本频率下的30度相位差，上述第1三相交流电流及上述第2三相交流电流的各个波形，(i)都在与该基本频率下的60度相位长度相当且连续的第1区间及第2区间中分别呈现出波峰；(ii)都在与该基本频率下的60度相位长度相当且连续的第3区间及第4区间中，在连续的二个60度的区间中分别呈现出波谷(iii)在由上述第1区间及第2区间或上述第3区间及第4区间隔开、与该基本频率下的60度相位长度相当的第5区间及第6区间中，与上述波峰及上述波谷比较，分别呈现出平坦的波形。

本发明的整流电路的第9方式是该第8方式，其中，上述第1区间至第4区间中，上述第1三相交流电流及上述第2三相交流电流的各个波形呈现出三角波。

本发明的整流电路的第10方式是该第8方式，其中，上述第1区间至第4区间中，上述第1三相交流电流及上述第2三相交流电流的各个波形呈现出如下波形，即，由与0度至30度中正弦波形呈现的波形相似的曲线和与其左右对称的波形合成的波形。

本发明的三相整流装置的第1方式，具有：本发明的整流电路的第1至第10方式的任意一个；以及三相变压器(2)，其以上述第1值的1/6即第2值为基本频率，输入该基本频率下的相互具有120度相位差的三相电流(i_u，i_v，i_w)，输出相对于该三相电流分别具有该基本频率下的15度相位差的第1三相交流电流(i_u1，i_v1，i_w1)、和相对于上述第1三相电流具有该基本频率下的30度相位差的第2三相交流电流(i_u2，i_v2，i_w2)。

本发明的三相整流装置的第2方式是该第1方式，其中，上述三相变压器(2)具有三个自耦变压器(21、22、23)，每一个都具有一次绕组(211、221、231)和与上述一次绕组耦合并设有中间抽头的二次绕组(212、222、232)，三个上述自耦变压器的上述一次绕组彼此三角形连接，每一个上述自耦变压器的上述中间抽头，都连接到与该中间抽头所属的上述二次绕组耦合的上述一次绕组以外的一对上述一次绕组彼此连接的连接点(U、V、W)。

本发明的三相整流装置的第3方式是该第1方式，其中，上述三相变压器(2)具有：与各相对应的三个一次绕组(211、221、231)；以及与上述一次绕组的每一个都耦合、且每一个都设有中间抽头的三个二次绕组(212、222、232)，上述一次绕组彼此三角形连接，三个上述中间抽头分别与一对上述一次绕组彼此连接的三个连接点(U、V、W)连接。

根据本发明的整流电路的第1方式、尤其是第8至第10方式，将平滑电容与第1斩波器的一对输出端和第2斩波器的一对输出端并联连接，将以第1值的1/6即第2值为基本频率的第1三相电流提供给第1三相二极管桥，将相对于第1三相电流具有30度相位差的第2三相电流提供给第2三相二极管桥时，可使在用于输出第1及第2三相电流的变压器中流过的电流接近正弦波。另外，由于用斩波器进行控制，因此电压的直流分量的控制变得容易。

根据本发明的整流电路的第2方式及第3方式，即使与第1三相电流对应的中性点和与第2三相电流对应的中性点未被绝缘，产生以第1值的1/2即第3值为基本频率的零相电压，也可根据零相电压抑制流过的电流。

根据本发明的整流电路的第4方式，相间电抗器变得不必要。

根据本发明的整流电路的第5方式，电压的直流分量的控制成为可能，可获得比电源电压的峰值更高的直流电压。

根据本发明的整流电路的第6方式，具有载波频率的脉动被降低。

根据本发明的整流电路的第7方式，可使输出电压平滑化。

根据本发明的三相整流装置的第1方式至第3方式，可对第1三相二极管桥及第2三相二极管桥分别提供适当的输入。

通过以下的详细说明和附图，本发明的目的、特征、方面以及优点变得更加清楚。

附图说明

图1是用于说明本发明的第1实施方式的电路图。

图2是例示第1三相二极管桥31的构造的电路图。

图3是例示第2三相二极管桥32的构造的电路图。

图4是三相变压器2的详细电路图。

图5是表示三相变压器2的各部分的电压的相量图。

图6是表示各电流的期望波形的曲线图。

图7是表示电流的波形的曲线图。

图8是表示第1及第2整流电流的波形的曲线图。

图9是表示电流的波形的曲线图。

图10是表示电流的波形的曲线图。

图11是表示图1所示的构成的概要的电路图。

图12是例示根据各数据生成信号的构成的电路图。

图13是用于说明本发明的第2实施方式的电路图。

图14是表示本发明的第2实施方式的变形的电路图。

图15是用于说明本发明的第3实施方式的电路图。

图16是例示本发明的第4实施方式中根据各数据生成信号的构成的电路图。

图17是表示采用本发明的第3实施方式中说明的电路时取得各数据的方式的电路图。

图18是例示采用图12所示的构成及图17所示的构成时的电流值的曲线图。

图19是例示采用图16所示的构成及图17所示的构成时的电流值的曲线图。

图20是表示本发明的第4实施方式的变形的电路图。

具体实施方式

第1实施方式

图1是用于说明本发明的第1实施方式的电路图。第1三相二极管桥31、第2三相二极管桥32、第1斩波器41、第2斩波器42构成整流电路。也可以认为该整流电路包含平滑电容5。三相变压器2与该整流电路一起构成三相整流装置。

三相变压器2从三相电源1输入三相电流i_u，i_v，i_w，输出第1三相交流电流i_u1，i_v1，i_w1及第2三相交流电流i_u2，i_v2，i_w2。

三相电源1具有U相电源101、V相电源102、W相电源103，分别产生三相电压e_u，e_v，e_w。此外，U相电源101、V相电源102、W相电源103分别提供三相电流i_u，i_v，i_w。

第1三相二极管桥31输入三相电流i_u1，i_v1，i_w1，输出第1整流电流i_d1。第2三相二极管桥32输入三相电流i_u2，i_v2，i_w2，输出第2整流电流i_d2。

图2是例示第1三相二极管桥31的构造的电路图。第1三相二极管桥31具有输入端31U、31V、31W和输出端32P、32N。并且，对在输入端31U、31V、31W输入的电流进行全波整流后将第1整流电流i_d1从输出端32P输出。本实施方式中，在输入端31U、31V、31W输入三相电流i_u1，i_v1，i_w1。

图3是例示第2三相二极管桥32的构造的电路图。第2三相二极管桥32具有输入端32U、32V、32W和输出端32P、32N。并且，对在输入端32U、32V、32W输入的电流进行全波整流后将第2整流电流i_d2从输出端32P输出。本实施方式中，在输入端32U、32V、32W输入三相电流i_u2，i_v2，i_w2。

第1斩波器41通过进行第1斩波动作，将第1整流电流i_d1作为基本频率是第1值的电流输入。然后，将第1整流电流i_d1的一部分作为第1斩波器电流i_c1输出。第2斩波器42通过进行第2斩波动作，将第2整流电流i_d2作为基本频率是第1值的电流输入。然后，将第2整流电流i_d2的一部分作为第2斩波器电流i_c2输出。

第1斩波器41及第2斩波器42在本实施方式中是升压斩波器。具体地说，第1斩波器41具有输出端41P、41N，将第1斩波器电流i_c1从输出端41P输出。第1斩波器41具有与第1三相二极管桥31的输出端31P连接并输入第1整流电流i_d1的电感器411。另外，绝缘栅型双极晶体管(IGBT)412的集电极与二极管413的阳极连接在一起，它们经由电感器411与输出端31P连接。二极管413的阴极与输出端41P连接。另外，输出端31N、41N与IGBT412的发射极连接在一起。IGBT412起在其集电极和发射极间开闭的开关元件的功能。

第2斩波器42与输出端41P、41N、电感器411、IGBT412、二极管413对应，设有输出端42P、42N、电感器421、IGBT422、二极管423，从输出端42P输出第2斩波器电流i_c2。

输出端41P、41N与输出端42P、42N并联连接，还与平滑电容5并联连接。负载6与平滑电容5并联连接，被提供平滑电容5的两端电压v_dc。

如上所述，由于第1斩波器41及第2斩波器42的输出端与平滑电容5并联连接，所以第1斩波器电流i_c1和第2斩波器电流i_c2的电流连续，起电流源的作用。另外，通过采用升压型的第1斩波器41及第2斩波器42，可获得比三相电压e_u，e_v，e_w的波高值更高的直流电压。另外，通过设置平滑电容5，可使输出电压平滑化。

图4是三相变压器2的详细电路图，例如例示于非专利文献1。三相变压器2具有三个自耦变压器21，22，23。自耦变压器21具有连接在U相输入端U和W相输入端W之间的一次绕组211及与其耦合并设有中间抽头的二次绕组212。二次绕组212通过中间抽头区分为二次绕组2121、2122。该中间抽头与V相输入端V连接。相对于一次绕组211的匝数n₁，二次绕组2121、2122的匝数都为n₂，其比值采用式(1)所示的值。

[式1]

$\frac{n_2}{n_1}=a=\frac{\tan (\mathrm{\π}/12)}{\sqrt{3}}...\left(1\right)$

同样，自耦变压器22具有连接在U相输入端U和V相输入端V之间的一次绕组221及与其耦合并设有中间抽头的二次绕组222。二次绕组222通过中间抽头区分为二次绕组2221、2222。该中间抽头与W相输入端W连接。相对于一次绕组221的匝数n₁，二次绕组2221、2222的匝数都是n₂。

自耦变压器23具有连接在W相输入端W和V相输入端V之间的一次绕组231及与其耦合并设有中间抽头的二次绕组232。二次绕组232通过中间抽头区分为二次绕组2321、2322。该中间抽头与U相输入端U连接。相对于一次绕组231的匝数n₁，二次绕组2321、2322的匝数都是n₂。

一次绕组211、221、231三角形连接。三相电流i_u，i_v，i_w分别从三相电源1流入U相输入端U、V相输入端V、W相输入端W。另一方面，在一次绕组211中，电流i_uw从W相输入端W流向U相输入端U，在一次绕组221中，电流i_vu从U相输入端U流向V相输入端V，在一次绕组231中，电流i_wv从V相输入端V流向W相输入端W。这里，对于流过一次绕组231、211、221的电流i_wv，i_uw，i_vu，式(2)成立。

[式2]

$\left.\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{wv}}=a(i_{u2}-i_{u1})\\ i_{\mathrm{uw}}=a(i_{v2}-i_{v1})\\ i_{\mathrm{vu}}=a(i_{w2}-i_{w1})\end{array}\right\}...\left(2\right)$

电流i_v1、i_v2从二次绕组212的中间抽头分别经由二次绕组2121、2122输出，电流i_w1、i_w2从二次绕组222的中间抽头分别经由二次绕组2221、2222输出，电流i_u1、i_u2从二次绕组232的中间抽头分别经由二次绕组2321、2322输出。因此，式(3)成立。

[式3]

$\left.\begin{array}{c}{i}_u=i_{u1}+i_{u2}-i_{\mathrm{uw}}+i_{\mathrm{vu}}\\ i_v=i_{v1}+i_{v2}-i_{\mathrm{vu}}+i_{\mathrm{wv}}\\ i_w=i_{w1}+i_{w2}-i_{\mathrm{wv}}+i_{\mathrm{uw}}\end{array}\right\}...\left(3\right)$

图5是表示三相变压器2的各部分的电压的相量图，例示于非专利文献1。三相电压e_u，e_v，e_w相互具有120度的相位差，相位按照该顺序延迟。并且，二次绕组2321的中间抽头的相反侧的电压e_u1相对于电压e_u，二次绕组2121的中间抽头的相反侧的电压e_v1相对于电压e_v，二次绕组2221的中间抽头的相反侧的电压e_w1相对于电压e_w，分别超前30度。另外，二次绕组2322的中间抽头的相反侧的电压e_u2相对于电压e_u，二次绕组2122的中间抽头的相反侧的电压e_v2相对于电压e_v，二次绕组2222的中间抽头的相反侧的电压e_w2相对于电压e_w，分别滞后30度。

对于自耦变压器23，施加于一次绕组231的电压的绝对值E₁是电压e_v与电压e_w之差的绝对值，在二次绕组2322激励起绝对值a·E₁的电压。但是，由于其中间抽头与U相输入端U连接，被施加电压e_u，因此电压e_u2与电压e_u之差的绝对值E_t与绝对值a·E₁相等。其他相也同样。

所施加的电压的关系由自耦变压器21、22、23的耦合关系及连接关系确定。从而，只要三相电压e_u，e_v，e_w稳定，则所施加的电压的关系与电流i_u1，i_v1，i_w1，i_u2，i_v2，i_w2的波形无关地被维持。换言之，通过控制这些电流波形，三相变压器2有改善从三相电源1输入的三相电流i_u，i_v，i_w的波形的余地。可通过根据第1斩波器41及第2斩波器42的动作使电流i_u1，i_v1，i_w1，i_u2，i_v2，i_w2以何种方式输入，对它们进行控制。

以下，首先例示电流i_u1，i_v1，i_w1，i_u2，i_v2，i_w2的期望波形，说明可根据第1斩波器41及第2斩波器42的动作输入这样的电流的情况。

图6是表示电流i_u1，i_v1，i_w1，i_u2，i_v2，i_w2的期望波形i(θ)的曲线图。其中，角度θ的相位因上述6个电流而不同。具体地说，波形i(θ)用式(4)表示。

[式4]

$\left.\begin{array}{c}0\≤\mathrm{\θ}\≤\frac{\mathrm{\π}}{6},\mathrm{\π}\≤\mathrm{\θ}\≤\frac{7\mathrm{\π}}{6}:i\left(\mathrm{\θ}\right)=2I_d\sin \mathrm{\θ}\\ \frac{\mathrm{\π}}{6}\≤\mathrm{\θ}\≤\frac{\mathrm{\π}}{3},\frac{7\mathrm{\π}}{6}\≤\mathrm{\θ}\≤\frac{4\mathrm{\π}}{3}:i\left(\mathrm{\θ}\right)=2I_d\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \frac{\mathrm{\π}}{3}\≤\mathrm{\θ}\≤\frac{2\mathrm{\π}}{3},\frac{4\mathrm{\π}}{3}\≤\mathrm{\θ}\≤\frac{5\mathrm{\π}}{3}:i\left(\mathrm{\θ}\right)=0\\ \frac{2\mathrm{\π}}{3}\≤\mathrm{\θ}\≤\frac{5\mathrm{\π}}{6},\frac{5\mathrm{\π}}{3}\≤\mathrm{\θ}\≤\frac{11\mathrm{\π}}{6}:i\left(\mathrm{\θ}\right)=-2I_d\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \frac{5\mathrm{\π}}{6}\≤\mathrm{\θ}\≤\mathrm{\π},\frac{11\mathrm{\π}}{6}\≤\mathrm{\θ}\≤2\mathrm{\π}:i\left(\mathrm{\θ}\right)=-2I_d\sin \mathrm{\θ}\end{array}\right\}...\left(4\right)$

波形i(θ)可概括说明如下。

(i)都在与基本频率下的60度相位长度相当且连续的第1及第2区间(5π/3～2π的区间和0～π/3的区间)中分别呈现出波峰；

(ii)都在与该基本频率下的60度相位长度相当且连续的第3及第4区间(2π/3～π的区间和π～4π/3的区间)中，在连续的二个60度的区间中分别呈现出波谷；

(iii)在由上述第1及第2区间或上述第3及第4区间隔开、与该基本频率下的60度相位长度相当的第5及第6区间(π/3～2π/3的区间和4π/3～5π/3的区间)中，与上述波峰及上述波谷比较，分别呈现出平坦的波形。

对式(4)进行傅立叶展开，获得式(5)。

[式5]

$\left.\begin{array}{c}i\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{I_d}{\sqrt{3}}\cos \mathrm{\θ}+\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{\mathrm{mn}}\cos \mathrm{n\θ}\\ I_{\mathrm{mn}}=\frac{32}{(n^2-1)\mathrm{\π}}{I}_d\sin \frac{\mathrm{n\π}}{2}\sin \frac{\mathrm{n\π}}{3}\sin \frac{(n+1)\mathrm{\π}}{12}\sin \frac{(n-1)\mathrm{\π}}{12}\end{array}\right\}...\left(5\right)$

从式(5)可判断，波形i(θ)具有称为cosθ的基波分量，偶数次、3n次、12n+1次、12-1次的分量为零。因此，采用奇数m，其主要的高次谐波分量判定为6m+1次和6m-1次。

若对式(5)的角度θ考虑各相的相位差，则电流i_u1，i_v1，i_w1，i_u2，i_v2，i_w2表达为式(6)。其中，令三相电压e_u，e_v，e_w的角频率为ω，电压e_u与时刻t的正弦函数sin(ωt)成正比。

[式6]

$\left.\begin{array}{c}{i}_{u1}=I_m\cos (\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{12})+\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{\mathrm{mn}}\cos n(\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{12})\\ i_{u2}=I_m\cos (\mathrm{\ωt}-\frac{\mathrm{\π}}{12})+\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{\mathrm{mn}}\cos n(\mathrm{\ωt}-\frac{\mathrm{\π}}{12})\\ i_{v1}=I_m\cos (\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{12}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})+\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{\mathrm{mn}}\cos n(\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{12}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ i_{v2}=I_m\cos (\mathrm{\ωt}-\frac{\mathrm{\π}}{12}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})+\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{\mathrm{mn}}\cos n(\mathrm{\ωt}-\frac{\mathrm{\π}}{12}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ i_{w1}=I_m\cos (\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{12}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})+\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{\mathrm{mn}}\cos n(\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{12}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ i_{w2}=I_m\cos (\mathrm{\ωt}-\frac{\mathrm{\π}}{12}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})+\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{\mathrm{mn}}\cos n(\mathrm{\ωt}-\frac{\mathrm{\π}}{12}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right\}...\left(6\right)$

图7是表示电流i_u1，i_u2的曲线图。其中，以电压e_u的相位为基准。它们的最小值都是-I_d，最大值都是I_d。由于图5的相量图所示的电压的相位关系，电流i_u1超前15度，电流i_u2滞后15度。另外，虽然图示省略，由于图5的相量图所示的电压的相位关系，电流i_u1，i_v1，i_w1相互具有120度的相位差，电流i_u2，i_v2，i_w2相互具有120度的相位差。

另外，图8是将第1整流电流i_d1及第2整流电流i_d2的波形与电压e_u一起表示的曲线图。由于第1整流电流i_d1是对电流i_u1，i_v1，i_w1进行全波整流而获得的，因此，换算成电压e_u的基本频率，呈现出以60度的周期反复的近似三角波。换言之，向第1三相二极管桥31的输入端31U、31V、31W输入的三相交流电流i_u1，i_v1，i_w1的基本频率是第1整流电流i_d1的基本频率的1/6。

更准确地说，由于电流i_u1，i_v1，i_w1具有用式(6)表示的波形，因此，第1整流电流i_d1中，上升区域的波形呈现出0≤θ≤π/6下的sinθ的波形，下降区域的波形呈现出5π/6≤θ≤π下的sinθ的波形。即，呈现出如下波形：由与0度至30度中正弦波形呈现的波形相似的曲线及与其左右对称的波形合成的波形。第2整流电流i_d2也同样。这样，根据正弦波的既非最大相也非最小相的区域的通称为中间相的波形而构成的三角波状的波形，这里称为三相交流中间相波形。

根据式(2)、(3)、(6)，电流i_u用式(7)表示。从而，判断出电流i_u仅包含基本频率分量。电流i_v、i_w也同样。

[式7]

$i_u=\frac{2I_m}{\cos \frac{\mathrm{\π}}{12}}\cos \mathrm{\ωt}=\sqrt{2}{I}_{\mathrm{rms}}\cos \mathrm{\ωt}...\left(7\right)$

其中，

$I_m=\frac{I_d}{\sqrt{3}},I_{\mathrm{rms}}=\frac{\sqrt{2}{I}_m}{\cos \frac{\mathrm{\π}}{12}}=0.845I_d$

图9是表示根据式(2)、(6)求出电流i_wv而获得的波形的曲线图。图10是表示根据式(2)、(3)、(6)、(7)获得的电流(i_u1+i_u2)、(-i_uw+i_vu)、i_u的波形的曲线图。

如上所述，由于整流电流i_d1，i_d2接近三角波，因此，可通过斩波器41、42的斩波动作，将这些电流分别从三相二极管桥31、32输入。由此，三相二极管桥31、32可从三相变压器2输入电流i_u1，i_v1，i_w1，i_u2，i_v2，i_w2，三相变压器2可除去电流i_u，i_v，i_w的高次谐波分量。

因而，接着说明斩波器41、42进行用于输入整流电流i_d1，i_d2的斩波动作的构成例。这里例示通过脉冲宽度调制获得期望波形的情况。

图11是表示图1所示的构成的概要的电路图，表示获得斩波动作的控制依据的参数的部分。具体地说，分别流过电感器411、421的整流电流i_d1、i_d2的值分别作为数据I_d1、I_d2进行检测，平滑电容5的两端电压v_dc的值作为数据V_dc进行检测。控制IGBT412、422的导通/截止的信号T1、T2，经由用图中三角形表示的缓冲器施加到IGBT412、422的栅极。

图12是例示根据数据I_d1，I_d2，V_dc生成信号T1、T2的构成的电路图。相关构成可大致区分为电压控制部81、电流指令发生部82、电流控制部83、PWM调制部84。

通过电压指令发生器801，获得与期望的两端电压v_dc对应的电压指令值V_dc ^*，其与数据V_dc一起向电压控制部81输入。电压控制部81中，运算器802求出电压指令值V_dc ^*和数据V_dc的差分，进行由PI控制器803及限幅器804执行的处理后，向电流指令发生部82输出。

电流指令发生部82具有发生三相交流中间相波形的波形发生部805、806，都发生三相交流中间相波形。但是波形发生部805、806发生的波形相互反相。该反相的关系在图12中用波形发生部805、806上附加的○符号的位置不同来表示(不是表示极性反转的记号)。由于波形发生部805、806发生的三相交流中间相波形的频率是三相电压e_u，e_v，e_w的(即电流i_u1，i_v1，i_w1，i_u2，i_v2，i_w2的)基本频率的6倍，因此从该基本频率来看，也可看成相互具有30度的相位差。

电流指令发生部82中，电压指令发生器801的输出向乘法器807输入，与波形发生部805的输出相乘。同样，电压指令发生器801的输出向乘法器808输入，与波形发生部806的输出相乘。这些相乘结果分别作为对于整流电流i_d1，i_d2的电流指令值I_d1 ^*，I_d2 ^*向电流控制部83输出。

电流控制部83中，运算器809求出电流指令值I_d1 ^*和数据I_d1的差分，进行由PI控制器810执行的处理后，向PWM调制部84输出。同样，运算器811求出电流指令值I_d2 ^*和数据I_d2的差分，进行由PI控制器812执行的处理后，向PWM调制部84输出。

PWM调制部84具有发生调制用载波C的载波发生器813和差动放大器815、816。差动放大器815被施加调制用载波C和PI控制器810的输出，生成信号T1。差动放大器816被施加调制用载波C和PI控制器812的输出，生成信号T2。信号T1、T2控制IGBT412、422的导通/截止，从而控制斩波器41、42的动作，使得流过与电流指令值I_d1 ^*、I_d2 ^*相当的整流电流i_d1、i_d2，在平滑电容5发生与电压指令值V_dc ^*相当的两端电压v_dc。

第2实施方式

图13是用于说明本发明的第2实施方式的电路图。这里所示的构造相对于第1实施方式所示的构造，不同点在于追加了插入三相变压器2和第1三相二极管桥31之间的相间电抗器71。

按照图2及图4，第1三相二极管桥31的输入端31U、31V、31W分别经由一个相间电抗器与二次绕组2321、2121、2221连接。即，三相电流i_u1，i_v1，i_w1流过相间电抗器71。

第1实施方式中虽然省略了说明，但是，一般在三相二极管桥的输入侧的中性点和输出侧的中间电位之间发生零相电压。该电压是输入侧的三相电压的基本频率的3倍分量。按照图2及图5，第1三相二极管桥31中，在分别施加到输入端31U、31V、31W的三相电压e_u1，e_v1，e_w1的中性点电位和施加于输出端31P、31N间的电压的中间电位之间，以第1整流电流i_d1的基本频率的1/2的频率发生零相电压。第2三相二极管桥32中也同样发生零相电压。

采用本发明这样并联连接的多重整流电路，在输入到这些整流电路的二组三相电流的提供侧二个中性点未被绝缘时，发生由上述零相电压引起的电流(以下称为“零相电流”)。这是因为，伴随零相电压的发生，三相电流变得不平衡。

按照本实施方式，从图4可以判断，由于三相变压器2采用自耦变压器21、22、23构成，因此，与三相电流i_u1，i_v1，i_w1及三相电流i_u2，i_v2，i_w2分别对应的三相电压e_u1，e_v1，e_w1及三相电流e_u2，e_v2，e_w2(参照图5)的中性点共用。

因而，希望通过采用相间电抗器71，针对三相电流的不平衡设置大的阻抗，消除零相电流。

图14是表示本实施方式的变形的电路图，相间电抗器72设置在第1三相二极管桥31和第1斩波器41之间。由此，第1整流电流i_d1流过相间电抗器72。具体地说，在插入第1三相二极管桥31的输出端31P和第1斩波器41的电感器411之间的电抗器中流过第1整流电流i_d1。另外，在第1三相二极管桥31的输出端31N和IGBT412的发射极之间也设置有电抗器。

在相关位置配置的相间电抗器72也可与相间电抗器71同样地消除零相电流，因此希望设置。

上述相间电抗器71、72都与第1三相二极管桥31对应设置，但是，也可以与第2三相二极管桥32对应，在其输入侧或输出侧设置。

第3实施方式

图15是用于说明本发明的第3实施方式的电路图。这里所示的构造相对于第1实施方式所示的构造，具有将第1斩波器41及第2斩波器42分别置换成第1斩波器43及第2斩波器44的构成。

第1斩波器43具有对第1斩波器41追加电感器431及二极管43N而获得的构成。具体地说，电感器431插入第1三相二极管桥31的输出端31N和IGBT412的发射极之间。另外，二极管43N的阳极与输出端43N连接，阴极与IGBT412的发射极连接。第2斩波器44中，也设有与电感器431及二极管43N同样地连接的电感器441及二极管44N。

通过这样的构成，在第1斩波器43及第2斩波器44中，也可分别控制流入第1三相二极管桥31的负极侧、第2三相二极管桥32的负极侧的电流，因此不流过零相电流。从而可省略相间电抗器。

第4实施方式

如在第1实施方式中说明的那样，为了使整流电流i_d1，i_d2的波形成为期望波形而采用脉冲宽度调制时，调制用的载波C产生的脉动叠加在整流电流i_d1，i_d2中。这也导致电流i_u1，i_v1，i_w1，i_u2，i_v2，i_w2甚至三相电流i_u，i_v，i_w中的脉动。因而本实施方式中，说明减轻载波C产生的脉动的方式。

图16是例示本实施方式中采用的根据数据I_d1，I_d2，V_dc生成信号T1、T2的构成的电路图。与用图12说明的第1实施方式中的PWM调制部84不同，本实施方式中，对差动放大器816不仅施加载波C，还施加与载波C反相的载波D。载波D由载波发生器814发生。

即，本实施方式中，第1斩波器31的动作根据载波C，第2斩波器32的动作根据与载波C相同的载波频率但与其反相的载波D，分别通过脉冲宽度调制进行控制。这样，整流电流i_d1，i_d2中，具有载波频率的脉动抵消。

图17是表示采用第3实施方式中说明的电路时取得数据I_d1，I_d2，V_dc的方式的电路图，与图11对应。

图18是例示采用图12所示的构成及图17所示的构成时的电流i_u1，i_u2，i_u的值的曲线图。图19是例示采用图16所示的构成及图17所示的构成时的电流i_u1，i_u2，i_u的值的曲线图。与图18的曲线图比较，可判定图19的曲线图中脉动降低。

图20是表示本实施方式的变形的电路图，是例示根据数据I_d1，I_d2，V_dc生成信号T1、T2的构成的电路图。与用图16说明的构成不同，电流指令发生部82中，波形发生部806及乘法器808省略，追加移相器817。移相器817将乘法器807输出的电流指令值I_d1 ^*移相15度。由此，移相器817输出相对于电流指令值I_d1 ^*反相的电流指令值I_d2 ^*。

通过这样的构成，载波发生器814发生与载波发生器813相同的载波C而进行PWM调制时，与图12所示的构成同样地生成信号T1、T2。在该情况下，与图12同样，载波发生器814可与载波发生器813合并。

另外，载波发生器814发生与载波发生器813反相的载波D而进行PWM调制时，与图16所示的构成同样地生成信号T1、T2，在整流电流i_d1，i_d2中，具有载波频率的脉动抵消。

变形

上述的说明中，说明了三相电流i_u1，i_v1，i_w1相对于三相电流i_u2，i_v2，i_w2分别超前15度的情况，但是即使滞后也可同样构成本发明。

另外，作为第1整流电流i_d1及第2整流电流i_d2，虽然提出了三相交流中间相波形，但是也可以用通常的三角波代替。在该情况下，斩波器41～44的控制容易。

另外，作为三相变压器2，例示了采用3个自耦变压器21、22、23的构成，但是本发明的应用不限于此。也可采用一次绕组211、221、231和二次绕组212、222、232相互耦合的三相变压器。例如可采用具有三个一次绕组211、221、231和与它们耦合的三个二次绕组212、222、232的三相变压器。二次绕组212、222、232都设有中间抽头。然后，一次绕组211、221、231彼此三角形连接，三个中间抽头分别连接到一次绕组212、222彼此连接的连接点、一次绕组222、232彼此连接的连接点、一次绕组232、212彼此连接的连接点。这样的三相变压器例如例示于非专利文献2的图7。

虽然对本发明进行了详细的说明，但上述说明是所有形态中的示例，本发明不限于此。不用脱离本发明的范围就能够想到未例示的无数变形例。

Claims (13)

1.一种整流电路，其特征在于，所述整流电路具有：

第1三相二极管桥(31)，其具有三个输入端(31U、31V、31W)和一对输出端(31P、31N)，将对输入到上述输入端的电流(i_u1，i_v1，i_w1)进行全波整流而获得的第1整流电流(i_d1)从一个上述输出端(31P)输出；

第1斩波器(41；43)，其具有一对输出端(41P、41N；43P、43N)，进行第1斩波动作，将基本频率是第1值的电流作为上述第1整流电流输入；

第2三相二极管桥(32)，其具有三个输入端(32U、32V、32W)和一对输出端(32P、32N)，将对输入到上述输入端的电流(i_u2，i_v2，i_w2)进行全波整流而获得的第2整流电流(i_d2)从一个上述输出端(32P)输出；以及

第2斩波器(42；44)，其具有一对输出端(42P、42N；44P、44N)，进行第2斩波动作，将基本频率是上述第1值的电流作为上述第2整流电流输入，

上述第1斩波器的上述一对输出端与上述第2斩波器的上述一对输出端并联连接。

2.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，

所述整流电路还具有与上述第1三相二极管桥(31)的上述输入端连接，流过输入到上述输入端的电流(i_u1，i_v1，i_w1)的相间电抗器(71)。

3.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，

所述整流电路还具有连接于上述第1三相二极管桥和上述第1斩波器之间，流过上述第1整流电流(i_d1)的相间电抗器(72)。

4.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，

上述第1斩波器(43)具有：

第1电感器(411)，其流过上述第1整流电流(i_d1)；

第1二极管(413)，其具有经由上述第1电感器与上述第1三相二极管桥(31)的一个上述输出端(31P)连接的阳极和与上述第1斩波器的上述输出端的一方(43P)连接的阴极；

第2电感器(431)，其与上述第1三相二极管桥的另一个上述输出端(31N)连接；

第2二极管(434)，其具有经由上述第2电感器与上述第1三相二极管桥的另一个上述输出端(31N)连接的阴极和与上述第1斩波器的上述输出端的另一方(43N)连接的阳极；以及

开关元件(412)，其具有与上述第1二极管的阳极连接的第1端和与上述第2二极管的阳极连接的第2端，在上述第1端和上述第2端之间开闭，

上述第2斩波器(44)具有：

第3电感器(421)，其流过上述第2整流电流(i_d2)；

第3二极管(423)，其具有经由上述第3电感器与上述第2三相二极管桥(32)的一个上述输出端(32P)连接的阳极和与上述第2斩波器的上述输出端的一方(44P)连接的阴极；

第4电感器(441)，其与上述第2三相二极管桥的另一个上述输出端(32N)连接；

第4二极管(444)，其具有经由上述第4电感器与上述第2三相二极管桥的另一个上述输出端(32N)连接的阴极和与上述第2斩波器的上述输出端的另一方(44N)连接的阳极；以及

开关元件(422)，其具有与上述第3二极管的阳极连接的第1端和与上述第4二极管的阳极连接的第2端，在自身的上述第1端和上述第2端之间开闭。

5.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，

上述第1斩波器及上述第2斩波器都是升压斩波器。

6.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，

上述第1斩波动作根据具有载波频率的第1调制波通过脉冲宽度调制进行控制，上述第2斩波动作根据具有上述载波频率且与上述第1调制波反相的第2调制波通过脉冲宽度调制进行控制。

7.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，

所述整流电路还具有与上述第1斩波器的上述输出端和上述第2斩波器的上述输出端并联连接的平滑电容(5)。

8.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，

以上述第1值的1/6即第2值为基本频率，将该基本频率下的相互具有120度相位差的第1三相交流电流(i_u1，i_v1，i_w1)输入到上述第1三相二极管桥(31)的上述输入端(31U、31V、31W)，

基本频率是上述第2值，将该基本频率下的相互具有120度相位差的第2三相交流电流(i_u2，i_v2，i_w2)输入到上述第2三相二极管桥(32)的上述输入端(31U、31V、31W)，

在上述第1三相交流电流和上述第2三相交流电流之间，存在该基本频率下的30度相位差，

上述第1三相交流电流及上述第2三相交流电流的各个波形，

(i)都在与该基本频率下的60度相位长度相当且连续的第1区间及第2区间中分别呈现出波峰；

(ii)都在与该基本频率下的60度相位长度相当且连续的第3区间及第4区间中，在连续的二个60度的区间中分别呈现出波谷；

(iii)在由上述第1区间及第2区间或上述第3区间及第4区间隔开、与该基本频率下的60度相位长度相当的第5区间及第6区间中，与上述波峰及上述波谷比较，分别呈现出平坦的波形。

9.根据权利要求8所述的整流电路，其特征在于，

上述第1区间至第4区间中，上述第1三相交流电流及上述第2三相交流电流的各个波形呈现出三角波。

10.根据权利要求8所述的整流电路，其特征在于，

上述第1区间至第4区间中，上述第1三相交流电流及上述第2三相交流电流的各个波形呈现出如下波形，即，由与0度至30度中正弦波形呈现的波形相似的曲线和与其左右对称的波形合成的波形。

11.一种三相整流装置，其特征在于，所述三相整流装置具有：

权利要求1至权利要求10的任意一项所述的整流电路；以及

三相变压器(2)，其以上述第1值的1/6即第2值为基本频率，输入该基本频率下的相互具有120度相位差的三相电流(i_u，i_v，i_w)，输出相对于该三相电流分别具有该基本频率下的15度相位差的第1三相交流电流(i_u1，i_v1，i_w1)、和相对于上述第1三相电流具有该基本频率下的30度相位差的第2三相交流电流(i_u2，i_v2，i_w2)。

12.根据权利要求11所述的三相整流装置，其特征在于，

上述三相变压器(2)具有三个自耦变压器(21、22、23)，上述三个自耦变压器(21、22、23)的每一个都具有一次绕组(211、221、231)和与上述一次绕组耦合并设有中间抽头的二次绕组(212、222、232)，

三个上述自耦变压器的上述一次绕组彼此三角形连接，

每一个上述自耦变压器的上述中间抽头，都连接到与该中间抽头所属的上述二次绕组耦合的上述一次绕组以外的一对上述一次绕组彼此连接的连接点(U、V、W)。

13.根据权利要求11所述的三相整流装置，其特征在于，

上述三相变压器(2)具有：

与各相对应的三个一次绕组(211、221、231)；以及

与上述一次绕组的每一个都耦合、且每一个都设有中间抽头的三个二次绕组212、222、232)，

上述一次绕组彼此三角形连接，

三个上述中间抽头分别与一对上述一次绕组彼此连接的三个连接点(U、V、W)连接。

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