CN114465494A - 一种大功率脉冲负载的直流电源及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及直流电源技术领域，具体涉及一种大功率脉冲负载的直流电源及控制方法，包括输入电路、变压器电路、整流稳压电路以及输出电路；所述变压器电路包括第一12脉冲整流变压器以及第二12脉冲整流变压器；所述预充磁模块的输出端分别与第一12脉冲整流变压器的原边以及第二12脉冲整流变压器的原边连接；所述整流稳压电路包括第一功率变换模块、第二功率变换模块、第三功率变换模块以及第四功率变换模块。本发明采取两个12脉冲整流变压器，构成等效24脉波整流，输入侧电流谐波THD小，两个12脉冲整流变压器互换性好，仅需改变一次侧的联接方法，当其中1台出现故障时，仍可以提供12脉波的电源。

Description

一种大功率脉冲负载的直流电源及控制方法

技术领域

本发明涉及直流电源技术领域，具体涉及一种大功率脉冲负载的直流电 源及控制方法。

背景技术

在某些特殊应用领域，一些设备需要由大功率直流稳压电源供电，其实 时耗电呈现大功率脉冲特点，峰值功率可以达到上兆瓦。而脉冲频率可从几 赫兹到几十上百赫兹的情况。这些设备对电源的可靠性稳定性要求非常高， 另外需要电源对外部环境干扰小，需要具有高功率因数、高效率和低输入谐 波、输出电压极低波动等特点。

电源的基本原理是将电网或发电机输出的交流电压整流成直流电压，然 后经滤波以及稳压(或升降压)过程，变成稳定的直流电压，为大功率脉冲 负载系统供电。

采用三相PWM整流器的方案来实现整流稳压，输入电流谐波能得到很好 的控制抑制，另外可以实现非常高的功率因数(理论上功率因数可控制为1)。

但是对于几百kW或MW级以上的大功率直流电源，会要用到多个PWM整 流模块并联，控制较复杂，过载能力不强，而且产生额外的EMI，另外用到的 功率开关器件较多，系统可靠性相对较低。且开关损耗大，影响系统效率。 采用三相APFC整流器的方案与三相PWM整流器方案一样，具有类似的缺陷。

故在大功率整流器领域，当功率等级大于200kVA时，需要采取多相整流 技术，如采用12脉波、24脉波以降低交流输入电流中的低次谐波含量，减小 对电网的污染。

发明内容

本发明的目的是针对现有技术中的上述不足，提供了一种大功率脉冲负 载的直流电源及控制方法；能够满足高功率因数、高效率和低输入谐波、输 出电压极低波动等特点外，还满足能量快充和快泄等特殊应用需求。

本发明的目的通过以下技术方案实现：一种大功率脉冲负载的直流电源， 包括输入电路、变压器电路、整流稳压电路以及输出电路；

所述输入电路包括切换开关模块以及预充磁模块；所述切换开关模块的 输出端与预充磁模块的输入端连接；

所述变压器电路包括第一12脉冲整流变压器以及第二12脉冲整流变压 器；所述预充磁模块的输出端分别与第一12脉冲整流变压器的原边以及第二 12脉冲整流变压器的原边连接；

所述整流稳压电路包括第一功率变换模块、第二功率变换模块、第三功 率变换模块以及第四功率变换模块；所述第一12脉冲整流变压器的副边分别 与第一功率变换模块的输入端以及第二功率变换模块的输入端连接；所述第 二12脉冲整流变压器的副边分别与第三功率变换模块的输入端以及第四功率 变换模块的输入端连接；所述第一功率变换模块的输出端、第二功率变换模 块的输出端、第三功率变换模块的输出端以及第四功率变换模块的输出端分 别与输出电路连接；

所述第一功率变换模块、第二功率变换模块、第三功率变换模块以及第 四功率变换模块均包括预充电组件、输入开关组件、三相不控整流桥以及 Boost升压稳压组件；所述预充电组件以及三相不控整流桥通过输入开关组件 以及Boost升压稳压组件后与输出电路连接。

本发明进一步设置为，所述切换开关模块包括交流接触器KM1以及交流 接触器KM2；所述交流接触器KM1以及交流接触器KM2分别与预充磁模块的输 入端连接。

本发明进一步设置为，所述预充磁模块包括接触器KM3、预充磁变压器以 及接触器KM4；所述预充磁变压器设于接触器KM3以及接触器KM4之间；所述 接触器KM3与切换开关模块连接；所述接触器KM4与变压器电路连接。

本发明进一步设置为，所述第一12脉冲整流变压器以及第二12脉冲整 流变压器均为Dy11d0接线；所述第一12脉冲整流变压器原边通过外延三角 形接线实现+7.5°移相；所述第二12脉冲整流变压器的原边通过外延三角形 接线实现-7.5°移相。

本发明进一步设置为，所述Boost升压稳压组件包括电抗器L1、功率开 关管T1以及续流二极管D1；所述电抗器L1、功率开关管T1以及续流二极管 D1组成Boost升压稳压组件。

本发明进一步设置为，所述开关组件包括输出电容C5、开关K1以及电阻 r25；所述开关K1与电阻r25组成的支路与输出电容C5并联；

所述开关组件还包括快速熔断器F1以及快速熔断器F2；所述快速熔断器 F1以及快速熔断器F2分别设于电容C5的两端。

本发明进一步设置为，所述输出电路包括开关K5、放电电阻R1、开关K6、 放电电阻R2、储能电容C9、快速熔断器F9以及输出直流开关Q5；所述储能 电容C9的一端依次通过开关K6以及放电电阻R2后与储能电容C9的另一端 连接；所述储能电容C9的一端依次通过开关K5以及放电电阻R1后与储能电 容C9的另一端连接；所述快速熔断器F9分别与储能电容C9以及输出直流开 关Q5连接。

本发明进一步设置为，所述预充电组件包括设于变压器电路与三相不控 整流桥之间的断路器Q1；所述预充电组件还包括接触器KF1、电阻r1_r3、接 触器KF2以及电阻r4_r6；所述断路器Q1的一端依次通过接触器KF1与电阻 r1_r3后与断路器Q1的另一端连接；所述断路器Q1的一端依次通过接触器 KF2与电阻r4_r6后与断路器Q1的另一端连接。

本发明进一步设置为，所述预充电组件包括设于变压器电路与三相不控 整流桥的输入端之间的断路器Q1；所述预充电组件还包括接触器KD1、接触 器KF1、接触器KF2、电阻r5以及电阻r6；所述接触器KD1设于三相不控整 流桥的输出端；所述接触器KD1的一端依次通过接触器KF1以及电阻r5后与 接触器KD1的另一端连接；所述接触器KD1的一端依次通过接触器KF2以及 电阻r6后与接触器KD1的另一端连接。

一种大功率脉冲负载的直流电源的控制方法，包括以下步骤：

A1：将大功率脉冲负载的直流电源输出直流电压指令值udc*与大功率脉 冲负载的直流电源输出直流电压的实际反馈值udc的差值经PI调节器进行调 节；

A2：将经PI调节器进行调节后的输出经限幅器后得到各输入电感电流的 统一指令电流i_L*；

A3：将统一指令电流i_L*分别与各整流稳压电路的输入电感电流实际检 测值的差，并且经各自PI调节器进行调节；

A4：各自输出经限幅器后得到的调制波与各自的三角载波比较得到各自 功率开关管的PWM脉冲驱动信号来控制各自功率开关管通断。

本发明的有益效果：1.采取两个12脉冲整流变压器，构成等效24脉波 整流，输入侧电流谐波THD小，两个12脉冲整流变压器互换性好，仅需改变 一次侧的联接方法，当其中1台出现故障时，仍可以提供12脉波的电源；

2.采取多个功率变换模块并联方式，冗余性好，一个模块出问题，不影 响其它模块运行。采用Boost升压稳压组件来升压和稳压，全系统只有四个 功率开关管，可靠性高，开关损耗小，从而提升了系统效率，另外由于功率 开关管T1是与输出电容C5并联的，即使功率开关管T1出现问题，在功率开 关管T1烧断损坏的情况下，不影响系统其它部分的正常运行；

3.预充电组件采取分阶段投入电阻的变阻值的方式，加快了预充电速度， 满足要快速启动电源投入工作的应用情况。系统方案中虽然只给出了两组预 充电电阻分阶段投入的实例，其实可以按此思路按更多组方式设计，随着直 流侧充电电压的抬高，分批投入，等效于不断减小充电电阻，以实现全充电 过程的基本不变的平均充电电流，从而更加快速地完成预充电；

4.系统输出采取储能电容C9，缓冲输出电压的波动，实现脉冲平抑功能；

5.储能电容C9的快速放电电路采取多组放电电路分阶段放电，提高了放 电的可靠性，在方便物料降本的条件下实现了快速放电。

附图说明

利用附图对发明作进一步说明，但附图中的实施例不构成对本发明的任 何限制，对于本领域的普通技术人员，在不付出创造性劳动的前提下，还可 以根据以下附图获得其它的附图。

图1是本发明实施例1的电路原理图；

图2是本发明预充磁模块的电路图；

图3是本发明24脉波变压整流系统图；

图4是本发明第一12脉冲整流变压器的外延三角接线向量图；

图5是本发明第二12脉冲整流变压器的外延三角接线向量图；

图6是本发明实施例1预充电组件的电路图；

图7是本发明实施例1预充电组件的预充电仿真图；

图8是本发明实施例2的电路原理图；

图9是本发明实施例2预充电组件的电路图；

图10是本发明系统控制框图；

其中：1、输入电路；2、变压器电路；3、整流稳压电路；4、输出电路； 5、预充磁变压器。

具体实施方式

结合以下实施例对本发明作进一步描述。

实施例1，由图1所示，本实施例所述的一种大功率脉冲负载的直流电源， 包括输入电路1、变压器电路2、整流稳压电路3以及输出电路4；

所述输入电路1包括切换开关模块以及预充磁模块；所述切换开关模块 的输出端与预充磁模块的输入端连接；

所述变压器电路2包括第一12脉冲整流变压器以及第二12脉冲整流变 压器；所述预充磁模块的输出端分别与第一12脉冲整流变压器的原边以及第 二12脉冲整流变压器的原边连接；

所述整流稳压电路3包括第一功率变换模块、第二功率变换模块、第三 功率变换模块以及第四功率变换模块；所述第一12脉冲整流变压器的副边分 别与第一功率变换模块的输入端以及第二功率变换模块的输入端连接；所述 第二12脉冲整流变压器的副边分别与第三功率变换模块的输入端以及第四功 率变换模块的输入端连接；所述第一功率变换模块的输出端、第二功率变换 模块的输出端、第三功率变换模块的输出端以及第四功率变换模块的输出端 分别与输出电路4连接；

所述第一功率变换模块、第二功率变换模块、第三功率变换模块以及第 四功率变换模块均包括预充电组件、输入开关组件、三相不控整流桥以及 Boost升压稳压组件；所述预充电组件以及三相不控整流桥通过输入开关组件 以及Boost升压稳压组件后与输出电路4连接。

具体地，如图1所示，本实施例采取“基于等效24脉波整流移相变压器、 三相不控整流以及boost升压稳压”的主电路电气拓扑方案。基于24脉波整 流，输入电流谐波THD即可达7.6％左右，功率因数可以实现大于99％。因而 可达到低输入电流谐波和高功率因数的目的。本实施例由输入电路1、变压器 电路2、整流稳压电路3以及输出电路4几部分组成。

输入电路1主要包括采用发电机组与市电电网的切换开关模块以及变压 器的预充磁模块。通过交流接触器KM1与交流接触器KM2来切换系统的输入 电源。交流接触器KM1用于连接发电机电源，交流接触器KM2用于连接市电 电网电源。交流接触器KM1与交流接触器KM2通过系统控制实现开关互锁， 二者不能同时闭合,即交流接触器KM1闭合时，交流接触器KM2必然是关断的, 反之，交流接触器KM2闭合时，交流接触器KM1必然是关断的。为了防止输 入侧交流电源接入时对变压器电路2的过大励磁涌流及对三相不控整流桥后 级直流侧所有支撑电容的大电流冲击，由交流接触器KM1以及交流接触器KM2 串联预充电组件。

变压器电路2是等效24脉波整流变压器。发电机发电或市电电源，经等 效24脉波整流移相隔离变压器形成具有15°相位差幅值大小相同的四组电 压，为后面的四组三相不控整流桥供电。

整流稳压电路3由四个结构和组成完全一致的功率变换模块共直流输出 母线并联组成。每个功率变换模块内含预充电组件、输入开关组件、三相不 控整流桥以及Boost升压稳压组件。三相不控整流桥由6个功率二极管构成， 其输出连接由Boost升压稳压组件构成的DC/DC电路。系统四组Boost升压 稳压组件输出并联形成额定直流电压输出。

输出部分主要包含储能电容C9、开关K5、放电电阻R1、开关K6以及放 电电阻R2等。为了使装置在直流输出端的任何负载工况下(尤其是大功率脉 冲负载)，直流输出侧配置足够容量的储能电容C9缓冲，以平抑因脉冲功率 负载引起的输出电压波动。

开关K5与放电电阻R1及开关K6与放电电阻R2组成的快速放电电路， 当系统出现故障或紧急停机后，储能电容C9电容上的电压通过其快速放电。

本实施例具有以下效果：1)本实施例的电源采取两个12脉冲整流变压 器，构成等效24脉波整流，输入侧电流谐波THD小，两个12脉冲整流变压 器互换性好，内部工艺与结构相同，为实现15两变压器输出15°的相位差， 仅需改变外部一次侧的输入联接方法。电源系统冗余性好，当其中1台整流 变压器出现故障时，电源系统的另一个整流变压器正常工作可以提供12脉波 的整流电源，系统可实现最大一半满功率的电源输出。

2)本实施例采取多个功率变换模块并联方式，冗余性好，一个模块出问 题，不影响其它模块运行。采用Boost升压稳压组件来升压和稳压，全系统 只有四个功率开关管，可靠性高，开关损耗小，从而提升了系统效率，另外 由于功率开关管T1是与输出电容C5并联的，即使功率开关管T1出现问题， 在功率开关管T1烧断损坏的情况下，不影响系统其它部分的正常运行。

3)预充电组件采取分阶段投入电阻的变阻值的方式，加快了预充电速度， 满足要快速启动电源投入工作的应用情况。系统方案中虽然只给出了两组预 充电电阻分阶段投入的实例，其实可以按此思路按更多组方式设计，随着直 流侧充电电压的抬高，分批投入，等效于不断减小充电电阻，以实现全充电 过程的基本不变的平均充电电流，从而更加快速地完成预充电。

4)系统输出采取大容量电解电容，金属薄膜电容、或超级电容等储能电 容作为快充快放的储能缓冲器件，它缓冲输出电压的波动，实现脉冲平抑功 能。

5)储能电容C9的快速放电电路采取多组放电电路分阶段放电，提高了 放电的可靠性，在方便物料降本的条件下实现了快速放电；因为全程用一个 小阻值电阻放电的话，要求放电支路的开关器件电流容量较大，而采取两个 支路放电的话，就可以选两个电流容量较小的开关，对于快速放电系统需要 大电流放电的情形，这种小容量开关器件比较好选型些。

本实施例所述的一种大功率脉冲负载的直流电源，所述切换开关模块包 括交流接触器KM1以及交流接触器KM2；所述交流接触器KM1以及交流接触器 KM2分别与预充磁模块的输入端连接。

如图2所示，本实施例所述的一种大功率脉冲负载的直流电源，所述预 充磁模块包括接触器KM3、预充磁变压器5以及接触器KM4；所述预充磁变压 器5设于接触器KM3以及接触器KM4之间；所述接触器KM3与切换开关模块 连接；所述接触器KM4与变压器电路2连接。

预充磁模块用于抑制变压器电路2合闸瞬间产生的冲击涌流。在不采取 任何措施的情况下，变压器空载合闸时的励磁涌流很大；故本实施例采取在 变压器电路2的一次侧串联小容量变压器。

在合闸的命令发出后，经过1到2秒的延迟后，控制接触器KM3合闸， 在接触器KM3合闸后，经过1到2秒时间的延迟，控制接触器KM4合闸，在 两个接触器开关都合闸完毕后预充磁变压器5为后面的等效24脉波整流变压 器充磁，在预充磁操作结束后，经过1到2秒时间的延迟，控制主断路器Q 合闸，此时后面的变压器电路2通电，同时，接触器KM3与接触器KM4两个 接触器开关立即断开。

如图3所示，本实施例所述的一种大功率脉冲负载的直流电源，所述第 一12脉冲整流变压器以及第二12脉冲整流变压器均为Dy11d0接线；所述第 一12脉冲整流变压器原边通过外延三角形接线实现+7.5°移相；所述第二12 脉冲整流变压器的原边通过外延三角形接线实现-7.5°移相。

等效24脉波的整流线路可由整流变压器网侧绕组移相±7.5°构成15° 角差来组成。如图3所示，本电源整流部分由左、右移相各7.5度的两台等 容量12脉波轴向双分裂式变压器组成，经四组三相全波整流并联输出组成， 从而构成等效二十四相整流系统，24脉波整流的输入侧电流谐波THD值理论 上可达到7.6％左右，加上变压器本身具有漏抗，电流谐波THD值还会略小点。

本实施例采取2台12脉波整流变压器，系统具有100％的备用。当其中 1台出现故障时，仍可以提供12脉波的整流电源。

第一12脉冲整流变压器和第二12脉冲整流变压器的铁心、线圈是相同 的，仅在一次侧(交流电源侧)的接法不同而产生二次低压移相15°。因此2 台变压器的互换性特别好，仅需改变一次侧的联接方法。即整流器输入侧的 电源的一致性得到了保障。第一12脉冲整流变压器和第二12脉冲整流变压 器采取Dy11d0接线；第一12脉冲整流变压器和第二12脉冲整流变压器的原 边均采用外延三角形接线来分别实现+7.5°和-7.5°移相，第一12脉冲整流 变压器的原边三角形接线超前7.5°，第二12脉冲整流变压器的三角形接线 原边滞后7.5°。

第一12脉冲整流变压器和第二12脉冲整流变压器的原边均采用外延三 角形接线来分别实现+7.5°和-7.5°。如图4以及图5所示，外延三角形联 结的移相整流变压器的关键参数是变压器绕组基本段和外延段的匝数和电 流。这两个关键参数确定了，则该变压器就可以按轴向双分裂结构的整流变 压器进行计算和设计，下面是对基本段和外延段的匝数、电流两参数的计算 公式。

外延匝数的计算：

式中，W延＝AZ＝BX＝CY-绕组外延段匝数；

W基＝ZX＝XY＝YZ-绕组基本段(内三角)匝数；

U-外加线电压V；

Ei-变压器每匝电压V；

电流的确定：

式中，I延-绕组外延段电流A；

I基-绕组基本段(内三角)电流A；

I2-副边绕组相电流A；

W2-副边绕组匝数。

本实施例所述的一种大功率脉冲负载的直流电源，所述Boost升压稳压 组件包括电抗器L1、功率开关管T1以及续流二极管D1；所述电抗器L1、功 率开关管T1以及续流二极管D1组成Boost升压稳压组件。

本实施例所述的一种大功率脉冲负载的直流电源，所述开关组件包括输 出电容C5、开关K1以及电阻r25；所述开关K1与电阻r25组成的支路与输 出电容C5并联；

所述开关组件还包括快速熔断器F1以及快速熔断器F2；所述快速熔断器 F1以及快速熔断器F2分别设于电容C5的两端。

本实施例所述的一种大功率脉冲负载的直流电源，所述输出电路4包括 开关K5、放电电阻R1、开关K6、放电电阻R2、储能电容C9、快速熔断器F9 以及输出直流开关Q5；所述储能电容C9的一端依次通过开关K6以及放电电 阻R2后与储能电容C9的另一端连接；所述储能电容C9的一端依次通过开关 K5以及放电电阻R1后与储能电容C9的另一端连接；所述快速熔断器F9分别 与储能电容C9以及输出直流开关Q5连接。

为了减小物料选型成本和提高放电可靠性，采取两组(其实也可更多组) 放电电路分阶段放电。这两条支路是开关K6与电阻R2串联的支路及开关K5 与电阻R1串联的支路，其电阻参数和开关器件参数完全一致。在停机或紧急 故障情况下，系统输入端的断路器(Q1、Q2、Q3及Q4)控制关断，boost升 压稳压组件的功率开关管封锁脉冲而关断，整流稳压模块内的放电电路控制 导通，开通开关K5，开关K5与电阻R1串联的放电电路放电。当检测到的直 流输出端的直流电压降到额定输出的一半时，在开通开关K6,使开关K6与电 阻R2的串联支路也投入放电过程，加大了总放电电流，相当于原放电电阻阻 值减半，从而加速放电过程。

本实施例所述的一种大功率脉冲负载的直流电源，所述预充电组件包括 设于变压器电路2与三相不控整流桥之间的断路器Q1；所述预充电组件还包 括接触器KF1、电阻r1_r3、接触器KF2以及电阻r4_r6；所述断路器Q1的一 端依次通过接触器KF1与电阻r1_r3后与断路器Q1的另一端连接；所述断路 器Q1的一端依次通过接触器KF2与电阻r4_r6后与断路器Q1的另一端连接。

本实施例通过设置预充电组件，用于防止上电时对储能电容C9突然充电 造成三相不控整流桥的二极管和后续超级电容C9的损坏。在三相不控整流桥 上电前，先通过预充电电阻r1_r3、电阻r4_r63同时对四组三相不控整流桥 的直流侧电容预充电，限制最大充电电流。

图6画出的是预充电组件在12脉冲正整流变压器的副边与三相不控整流 桥输入侧的方案。每个功率变换模块内含两组阻值相同的预充电电阻，每组 含三个独立预充电电阻，每组电阻由一个交流接触器进行通断控制。

为了加速预充电和使整流稳压模块尽快达到稳定的输出目标电压，同时 又不使充电电流过大而超过三相不控整流桥的二极管的可承受电流，充电和 建立稳压过程分三阶段进行，开始时使三相不控整流输入端串联限流电阻充 电，随着直流侧电容电压的升高，充电电阻两端压差逐渐变小，充电电流随 着也逐渐减小，为了加快充电速度，当直流侧电容电压充到适当时候，新投 入一串联电阻与原电阻并联，使总的充电电阻变小，从而加大充电平均电流 和加快直流侧电容的上升速度。当继续充电到直流输出电压接近交流输入电 压的峰值大小时，启动Boost升压稳压组件进入升压稳压工作阶段。

下面以第一个功率变换模块预充电和升压稳压过程来说明。如下图6所 示，第一个功率变换模块内，两组预充电电阻依次为电阻r1_r3和电阻r4_r6， 电阻r1_r3含三个独立电阻，由三相交流接触器KF1进行通断控制，而电阻 r4_r6含的三个独立电阻，由三相交流接触器KF2进行通断控制。

检测三相不控整流桥的输入电压，计算其有效值，设其为Urms，在运行 前储能电容C9初始电压为0，预充电组件的接触器KF1合闸，电阻r1_r3电 阻投入，对功率变换模块预充电，控制程序设定当检测到直流侧电容电压大 于0.6Urms时，接触器KF2合闸,电阻r4_r6电阻也投入，与电阻r1_r3电阻 一起对功率变换模块，当检测到储能电容C9上的电压大于1.2Urms时，控制 断路器Q1合闸，将预充电电阻r1_r3及电阻r4_r6旁路，并启动后面的boost 升压稳压组件，使输出电压快速继续上升到额定输出电压。

实际预充电时，系统四个功率变换模块的预充电是同时进行的。

图7所示的仿真给出了预充电及输出电压建立过程整个过程。从仿真结 果波形可看出，输入电压为380V。在0.5S时刻预充电组件的接触器KF1合闸， 电阻r1_r3电阻投入，对功率变换模块预充电，当输出电压大于228V时，接 触器KF2合闸,电阻r4_r6电阻也投入，与电阻r1_r3一起对功率变换模块工 作，当输出电压大于456V时，交流断路器Q1合闸，将预充电电阻r1_r3及 电阻r4_r6旁路，并启动后面的boost升压稳压模块，在7.3S时刻输出电压上升到715V，可见输出电压从0到715V的总时间在6.8S。

实施例2，如图8和图9所示，本实施例所述的一种大功率脉冲负载的直 流电源，所述预充电组件包括设于变压器电路2与三相不控整流桥的输入端 之间的断路器Q1；所述预充电组件还包括接触器KD1、接触器KF1、接触器 KF2、电阻r5以及电阻r6；所述接触器KD1设于三相不控整流桥的输出端； 所述接触器KD1的一端依次通过接触器KF1以及电阻r5后与接触器KD1的另 一端连接；所述接触器KD1的一端依次通过接触器KF2以及电阻r6后与接触器KD1的另一端连接。

每个功率变换模块内含两个阻值相同的预充电电阻，每个电阻由一个交 流接触器进行通断控制。下面以第一个功率变换模块来说明。如图10所示， 第一个功率变换模块内，两个预充电电阻依次为电阻r5和r6，电阻r5由直 流接触器KF1进行通断控制，电阻r6由直流接触器KF2进行通断控制。

同样检测三相不控整流桥的输入电压，计算其有效值，设其为Urms，在 运行前超级电容初始电压为0，预充电组件的接触器KF1合闸，电阻r5电阻 投入，对功率变换模块预充电，控制程序设定当检测到储能电容C9上的电压 大于约0.6Urms时，接触器KF2合闸,电阻r6电阻也投入，与电阻r5一起对 功率变换模块工作，当检测到储能电容C9上的电压大于约1.2Urms时，控制 直流接触器KD1合闸，将预充电电阻r5及电阻r6旁路，并启动后面的boost 升压稳压组件，使输出电压继续上升到额定额第输出电压。实际预充电时， 系统四个功率变换模块的预充电是同时进行的。

如图10所示，本实施例所述的一种大功率脉冲负载的直流电源的控制方 法，包括以下步骤：

A1：将大功率脉冲负载的直流电源输出直流电压指令值udc*与大功率脉 冲负载的直流电源输出直流电压的实际反馈值udc的差值经PI调节器进行调 节；

A2：将经PI调节器进行调节后的输出经限幅器后得到各输入电感电流的 统一指令电流i_L*；

A3：将统一指令电流i_L*分别与各整流稳压电路3的输入电感电流实际 检测值的差，并且经各自PI调节器进行调节；

A4：各自输出经限幅器后得到的调制波与各自的三角载波比较得到各自 功率开关管的PWM脉冲驱动信号来控制各自功率开关管通断。

四个Boost升压稳压组件是共输出电压并联运行的。系统的输出电压控 制实际就是如何从总体的角度协调各Boost升压稳压组件的半导体功率开关 管的高速通断动作，保证四个升压电流输出电流(功率)相同。

采取电压集中外闭环与分别电流内闭环的协调控制方式，如图10所示， 其思路是将系统输出直流电压指令值udc*与系统输出直流电压的实际反馈值 udc的差值经PI调节器调节，其输出经限幅器后得到各输入电感电流的统一 指令电流i_L*，该统一的指令电流值分别与各升压电路的输入电感电流实际 检测值(参见图1，CT1到CT4为电流传感器)的差，经各自PI调节器调节， 各自输出经限幅器后得到的调制波与各自的三角载波比较得到各自开关管的 PWM脉冲驱动信号来控制各自半导体功率开关管通断。各三角载波频率相同， 为了实现等效高开关频率以降低输出直流电压纹波大小，可以采取三角载波 移相控制方法，即三角载波TR1、TR2、TR3与TR4依次彼此移相90度。

最后应当说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对 本发明保护范围的限制，尽管参照较佳实施例对本发明作了详细地说明，本 领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同 替换，而不脱离本发明技术方案的实质和范围。

Claims (10)

1.一种大功率脉冲负载的直流电源，其特征在于：包括输入电路(1)、变压器电路(2)、整流稳压电路(3)以及输出电路(4)；

所述输入电路(1)包括切换开关模块以及预充磁模块；所述切换开关模块的输出端与预充磁模块的输入端连接；

所述变压器电路(2)包括第一12脉冲整流变压器以及第二12脉冲整流变压器；所述预充磁模块的输出端分别与第一12脉冲整流变压器的原边以及第二12脉冲整流变压器的原边连接；

所述整流稳压电路(3)包括第一功率变换模块、第二功率变换模块、第三功率变换模块以及第四功率变换模块；所述第一12脉冲整流变压器的副边分别与第一功率变换模块的输入端以及第二功率变换模块的输入端连接；所述第二12脉冲整流变压器的副边分别与第三功率变换模块的输入端以及第四功率变换模块的输入端连接；所述第一功率变换模块的输出端、第二功率变换模块的输出端、第三功率变换模块的输出端以及第四功率变换模块的输出端分别与输出电路(4)连接；

所述第一功率变换模块、第二功率变换模块、第三功率变换模块以及第四功率变换模块均包括预充电组件、输入开关组件、三相不控整流桥以及Boost升压稳压组件；所述预充电组件以及三相不控整流桥通过输入开关组件以及Boost升压稳压组件后与输出电路(4)连接。

2.根据权利要求1所述的一种大功率脉冲负载的直流电源，其特征在于：所述切换开关模块包括交流接触器KM1以及交流接触器KM2；所述交流接触器KM1以及交流接触器KM2分别与预充磁模块的输入端连接。

3.根据权利要求1所述的一种大功率脉冲负载的直流电源，其特征在于：所述预充磁模块包括接触器KM3、预充磁变压器(5)以及接触器KM4；所述预充磁变压器(5)设于接触器KM3以及接触器KM4之间；所述接触器KM3与切换开关模块连接；所述接触器KM4与变压器电路(2)连接。

4.根据权利要求1所述的一种大功率脉冲负载的直流电源，其特征在于：所述第一12脉冲整流变压器以及第二12脉冲整流变压器均为Dy11 d0接线；所述第一12脉冲整流变压器原边通过外延三角形接线实现+7.5°移相；所述第二12脉冲整流变压器的原边通过外延三角形接线实现-7.5°移相。

5.根据权利要求1所述的一种大功率脉冲负载的直流电源，其特征在于：所述Boost升压稳压组件包括电抗器L1、功率开关管T1以及续流二极管D1；所述电抗器L1、功率开关管T1以及续流二极管D1组成Boost升压稳压组件。

6.根据权利要求1所述的一种大功率脉冲负载的直流电源，其特征在于：所述开关组件包括输出电容C5、开关K1以及电阻r25；所述开关K1与电阻r25组成的支路与输出电容C5并联；

所述开关组件还包括快速熔断器F1以及快速熔断器F2；所述快速熔断器F1以及快速熔断器F2分别设于电容C5的两端。

7.根据权利要求1所述的一种大功率脉冲负载的直流电源，其特征在于：所述输出电路(4)包括开关K5、放电电阻R1、开关K6、放电电阻R2、储能电容C9、快速熔断器F9以及输出直流开关Q5；所述储能电容C9的一端依次通过开关K6以及放电电阻R2后与储能电容C9的另一端连接；所述储能电容C9的一端依次通过开关K5以及放电电阻R1后与储能电容C9的另一端连接；所述快速熔断器F9分别与储能电容C9以及输出直流开关Q5连接。

8.根据权利要求1所述的一种大功率脉冲负载的直流电源，其特征在于：所述预充电组件包括设于变压器电路(2)与三相不控整流桥之间的断路器Q1；所述预充电组件还包括接触器KF1、电阻r1_r3、接触器KF2以及电阻r4_r6；所述断路器Q1的一端依次通过接触器KF1与电阻r1_r3后与断路器Q1的另一端连接；所述断路器Q1的一端依次通过接触器KF2与电阻r4_r6后与断路器Q1的另一端连接。

9.根据权利要求1所述的一种大功率脉冲负载的直流电源，其特征在于：所述预充电组件包括设于变压器电路(2)与三相不控整流桥的输入端之间的断路器Q1；所述预充电组件还包括接触器KD1、接触器KF1、接触器KF2、电阻r5以及电阻r6；所述接触器KD1设于三相不控整流桥的输出端；所述接触器KD1的一端依次通过接触器KF1以及电阻r5后与接触器KD1的另一端连接；所述接触器KD1的一端依次通过接触器KF2以及电阻r6后与接触器KD1的另一端连接。

10.一种基于权利要求1-9任一所述的大功率脉冲负载的直流电源的控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

A1：将大功率脉冲负载的直流电源输出直流电压指令值udc*与大功率脉冲负载的直流电源输出直流电压的实际反馈值udc的差值经PI调节器进行调节；

A2：将经PI调节器进行调节后的输出经限幅器后得到各输入电感电流的统一指令电流i_L*；

A3：将统一指令电流i_L*分别与各整流稳压电路(3)的输入电感电流实际检测值的差，并且经各自PI调节器进行调节；

A4：各自输出经限幅器后得到的调制波与各自的三角载波比较得到各自功率开关管的PWM脉冲驱动信号来控制各自功率开关管通断。

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