JPS5915475B2 - 交流電流波形を改良した３相周波数変換装置 - Google Patents
交流電流波形を改良した３相周波数変換装置Info
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- JPS5915475B2 JPS5915475B2 JP3786980A JP3786980A JPS5915475B2 JP S5915475 B2 JPS5915475 B2 JP S5915475B2 JP 3786980 A JP3786980 A JP 3786980A JP 3786980 A JP3786980 A JP 3786980A JP S5915475 B2 JPS5915475 B2 JP S5915475B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/443—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
３相交流の周波数を変換する場合、一般に、両周波数の
３相回路の直流中間回路として２組の３相ブリッジ整流
回路を直列に接続し、電源側は整流器動作を負荷側はイ
ンバータ動作をさせる。
３相回路の直流中間回路として２組の３相ブリッジ整流
回路を直列に接続し、電源側は整流器動作を負荷側はイ
ンバータ動作をさせる。
この場合、交流側の電流に含まれる高周波成分の波高値
は、基本波成分の波高値を１とすると、第５、７、１１
、１３、１７、１９調波成分がそれぞれ約１１５、１／
７、１／１１１１／１３、１／１７、１／１９になり、
第２３未満の他の高調波成分は含まない。この高調波電
流は、設備容量が大きい場合には、無視できない有害な
作用を交流電源系フ 統に与える。また、たとえば負荷
が３相交流電動機である場合には、電動機の駆動トルク
の脈動が大きく、殊に起動時においては、運転に支障を
来たすことがある。このため、交流電源系統に大容量の
フィルタを・ 設置して高調波電流を吸収したり、３相
交流電動機の相電流をいわゆるパルス幅制御法により制
御して低次の高調波電流を消去したりする方法が採用さ
れている。
は、基本波成分の波高値を１とすると、第５、７、１１
、１３、１７、１９調波成分がそれぞれ約１１５、１／
７、１／１１１１／１３、１／１７、１／１９になり、
第２３未満の他の高調波成分は含まない。この高調波電
流は、設備容量が大きい場合には、無視できない有害な
作用を交流電源系フ 統に与える。また、たとえば負荷
が３相交流電動機である場合には、電動機の駆動トルク
の脈動が大きく、殊に起動時においては、運転に支障を
来たすことがある。このため、交流電源系統に大容量の
フィルタを・ 設置して高調波電流を吸収したり、３相
交流電動機の相電流をいわゆるパルス幅制御法により制
御して低次の高調波電流を消去したりする方法が採用さ
れている。
前者の方法では設備投資が大きくなり、後者の方法は相
電流をひん繁に開閉するたノ めに大容量装置には適用
困難である。また、３相Ｎ（Ｎ≧２）重構成の交流回路
を利用して高調波電流を消去する方法も公知である。
電流をひん繁に開閉するたノ めに大容量装置には適用
困難である。また、３相Ｎ（Ｎ≧２）重構成の交流回路
を利用して高調波電流を消去する方法も公知である。
すなわち、電源側または、および負荷側変圧器の直流中
間回路に接続される変圧器巻線をいろいろ・ な方法で
組合せて位相角が２π／６Ｎまたは２π／３Ｎずれた電
圧の実効値が等しいＮ組の電気的に絶縁された３相交流
回路を形成し、このＮ組の３相回路のおのおのに３相ブ
リッジ整流回路を接続し、このＮ組の整流回路を直列ま
たは並列に使ｊ 用する。このようにすると、変圧器の
巻線構成が複雑になつて設備投資が大きくなり、Ｎ組の
並列に使用した３組ブリッジ整流回路の直流電流を平衡
させるための制御もむずかしくなるが、３相電源電流ま
たは、および３相負荷電流より、Ｎ＝２・ の場合には
第５、５調波成分が、Ｎ＝３の場合には第５、７、１１
、１３調波成分が、Ｎ＝４の場合には第５、７、１１、
１３、１７、１９調波成分が消去される。本発明は、電
源側と負荷側の両方の変圧器の直流中間回路に接続され
る変圧器巻線を相似形に構成し、両者におの卦の位相角
が２π／６Ｎまたは２π／３Ｎずれた電気的に絶縁され
てないＮ組の３相交流電圧端子を設け、両者の対応する
３相電圧端子間１ｔＣ２組の３相ブリツジ整流回路を直
列に接続した直流中間回路をＮ組設ける回路方式により
、変圧器の巻線構成を単純にして設備投資を小さくし、
Ｎ組の直流中間回路の直流電流を平衡させるための制御
を容易にしたものである。
間回路に接続される変圧器巻線をいろいろ・ な方法で
組合せて位相角が２π／６Ｎまたは２π／３Ｎずれた電
圧の実効値が等しいＮ組の電気的に絶縁された３相交流
回路を形成し、このＮ組の３相回路のおのおのに３相ブ
リッジ整流回路を接続し、このＮ組の整流回路を直列ま
たは並列に使ｊ 用する。このようにすると、変圧器の
巻線構成が複雑になつて設備投資が大きくなり、Ｎ組の
並列に使用した３組ブリッジ整流回路の直流電流を平衡
させるための制御もむずかしくなるが、３相電源電流ま
たは、および３相負荷電流より、Ｎ＝２・ の場合には
第５、５調波成分が、Ｎ＝３の場合には第５、７、１１
、１３調波成分が、Ｎ＝４の場合には第５、７、１１、
１３、１７、１９調波成分が消去される。本発明は、電
源側と負荷側の両方の変圧器の直流中間回路に接続され
る変圧器巻線を相似形に構成し、両者におの卦の位相角
が２π／６Ｎまたは２π／３Ｎずれた電気的に絶縁され
てないＮ組の３相交流電圧端子を設け、両者の対応する
３相電圧端子間１ｔＣ２組の３相ブリツジ整流回路を直
列に接続した直流中間回路をＮ組設ける回路方式により
、変圧器の巻線構成を単純にして設備投資を小さくし、
Ｎ組の直流中間回路の直流電流を平衡させるための制御
を容易にしたものである。
なお、この回路方式によつて変圧器の巻線構成が極度に
単純化され得るのは、Ｎ組の３相交流電圧の実効値が等
しくなるように構成する必要がないためである。また、
この回路方式によると、以下の実施例に示すように単巻
変圧器の使用が可能であり、その自己容量を極度に小さ
くすることも可能になる。つぎに、図面に示すＮ＝３の
場合の実施例に基づいて、この発明を具体的に説明する
。
単純化され得るのは、Ｎ組の３相交流電圧の実効値が等
しくなるように構成する必要がないためである。また、
この回路方式によると、以下の実施例に示すように単巻
変圧器の使用が可能であり、その自己容量を極度に小さ
くすることも可能になる。つぎに、図面に示すＮ＝３の
場合の実施例に基づいて、この発明を具体的に説明する
。
第１図ＶＣ卦いて、１は３相交流電源より端子Ａ，Ｂ，
Ｃを介して給電される中性点０を共有する３相変圧器の
一次巻線であり、巻回数ｎ１の巻線ＡＯ，ＢＯおよびＣ
Ｏの３巻線を有する。
Ｃを介して給電される中性点０を共有する３相変圧器の
一次巻線であり、巻回数ｎ１の巻線ＡＯ，ＢＯおよびＣ
Ｏの３巻線を有する。
（以下において、端子Ａと中性点０間の巻線を巻線ＡＯ
，端子Ａ２と端子Ａ１間の巻線を巻線Ａ２Ａｌのように
呼称するＤ１″はこの電源側３相変圧器の二次巻線であ
り、３組の３相端子Ａｌ，Ｂｌ，ＣｌとＡ２，Ｂ２，Ｃ
２およびＡ３，Ｂ３，Ｃ３を有し、三角結線の巻回数Ｎ
２の巻線Ａ２Ｂ２・Ｂ２Ｃ２・Ｃ２Ａ２卦よびＮ３＝Ｎ
２×〔｛Ｔａｎ（π／９）｝／Ｗ〕＝０．２１０ｎ２の
巻線Ａ３Ａ２，Ａ２Ａｌ，Ｂ３Ｂ２，Ｂ２Ｂｌ，Ｃ３Ｃ
２，Ｃ２Ｃｌの６巻線よりなる。電源側３相変圧器の第
１の鉄心には巻線ＡＯ，Ａ２Ｂ２，Ｃ３Ｃ２，Ｃ２Ｃｌ
が、第２の鉄心には巻線ＢＯ，Ｂ２Ｃ２，Ａ３Ａ２，Ａ
２Ａｌが、第３の鉄心には巻線ＣＯ，Ｃ２Ａ２，Ｂ３Ｂ
２，Ｂ２Ｂｌが極性を合せて巻かれている。このように
すると、たとえば端子Ａ１の電圧は端子Ａ２の電圧に巻
線Ａ２Ａ，の電圧を加えたものになるので、３組の３相
端子Ａｌ，Ｂｌ，ＣｌとＡ２９Ｂ２９Ｃ２およびＡ３，
Ｂ３，Ｃ３の星形電圧ベクトルＡｌ，Ｂｌ，ＣｌとＶＡ
２，ＶＢ２，ＶＣ２およびＶＢ３，ＶＢ３，ＶＣ３は、
その大きさと位相の関係が第２図に示すように正三角形
の重心から鎖線上の点を結ぶものになり、３組の星形電
圧間の位相のずれは２π／６Ｎ＝π／９となる。４は負
荷側の３相単巻変圧器の巻線であり、この巻線４ＶＣも
３組の３相端子Ａ１′Ｂ１′，Ｃ１′，とＡ２′，Ｂ２
′，Ｃ２′ およびＡ３′，Ｂ３′，Ｃ３′ を設けて
あり、三角結線の巻回数Ｎ２′の巻線Ａ２′Ｂ２′，Ｂ
２′Ｃ２′，Ｃ２′Ａ２′｝よび巻回数Ｎ３・＝Ｎ２′
×〔｛Ｔａｎ（π／９）｝／β〕＝０．２１０ｎ２′の
巻線Ａ３′Ａ２′，Ａ２′Ａ１′，Ｂ３′Ｂ２′，Ｂ２
′Ｂ１′，Ｃ３′Ｃ２′，Ｃ２′Ｃ１′の６巻線よりな
る。
，端子Ａ２と端子Ａ１間の巻線を巻線Ａ２Ａｌのように
呼称するＤ１″はこの電源側３相変圧器の二次巻線であ
り、３組の３相端子Ａｌ，Ｂｌ，ＣｌとＡ２，Ｂ２，Ｃ
２およびＡ３，Ｂ３，Ｃ３を有し、三角結線の巻回数Ｎ
２の巻線Ａ２Ｂ２・Ｂ２Ｃ２・Ｃ２Ａ２卦よびＮ３＝Ｎ
２×〔｛Ｔａｎ（π／９）｝／Ｗ〕＝０．２１０ｎ２の
巻線Ａ３Ａ２，Ａ２Ａｌ，Ｂ３Ｂ２，Ｂ２Ｂｌ，Ｃ３Ｃ
２，Ｃ２Ｃｌの６巻線よりなる。電源側３相変圧器の第
１の鉄心には巻線ＡＯ，Ａ２Ｂ２，Ｃ３Ｃ２，Ｃ２Ｃｌ
が、第２の鉄心には巻線ＢＯ，Ｂ２Ｃ２，Ａ３Ａ２，Ａ
２Ａｌが、第３の鉄心には巻線ＣＯ，Ｃ２Ａ２，Ｂ３Ｂ
２，Ｂ２Ｂｌが極性を合せて巻かれている。このように
すると、たとえば端子Ａ１の電圧は端子Ａ２の電圧に巻
線Ａ２Ａ，の電圧を加えたものになるので、３組の３相
端子Ａｌ，Ｂｌ，ＣｌとＡ２９Ｂ２９Ｃ２およびＡ３，
Ｂ３，Ｃ３の星形電圧ベクトルＡｌ，Ｂｌ，ＣｌとＶＡ
２，ＶＢ２，ＶＣ２およびＶＢ３，ＶＢ３，ＶＣ３は、
その大きさと位相の関係が第２図に示すように正三角形
の重心から鎖線上の点を結ぶものになり、３組の星形電
圧間の位相のずれは２π／６Ｎ＝π／９となる。４は負
荷側の３相単巻変圧器の巻線であり、この巻線４ＶＣも
３組の３相端子Ａ１′Ｂ１′，Ｃ１′，とＡ２′，Ｂ２
′，Ｃ２′ およびＡ３′，Ｂ３′，Ｃ３′ を設けて
あり、三角結線の巻回数Ｎ２′の巻線Ａ２′Ｂ２′，Ｂ
２′Ｃ２′，Ｃ２′Ａ２′｝よび巻回数Ｎ３・＝Ｎ２′
×〔｛Ｔａｎ（π／９）｝／β〕＝０．２１０ｎ２′の
巻線Ａ３′Ａ２′，Ａ２′Ａ１′，Ｂ３′Ｂ２′，Ｂ２
′Ｂ１′，Ｃ３′Ｃ２′，Ｃ２′Ｃ１′の６巻線よりな
る。
負荷側３相単巻変圧器の第１の鉄心には巻線Ａ２′Ｂ２
′，Ｃ３′Ｃ２′，Ｃ２′Ｃ１′が、第２の鉄心にはＢ
２′Ｃ２′，Ａ３′Ａ２′，Ａ２′Ａ１′が、第３の鉄
心にはＣ２′Ａ２′，Ｂ３′Ｂ２′，Ｂ２′Ｂ，′が極
性を合せて巻かれている。このようにすると、電源側３
相変圧器の場合におけると同様に、３組の３相端子Ａ１
′，Ｂ１′，Ｃ１′とＡ２′，Ｂ２′，Ｃ２′およびＡ
３′，Ｂ３′，Ｃ３′の星形電圧ベクトルＶＡ，′ＶＢ
ｌ′，ＶＣｌ′とＡ２′，ＶＢ２′，ＶＣ２′卦よびＶ
Ａ３′，ＶＢ３′，ＶＣ３′は、その大きさと位相の関
係が、第３図に示すように、第２図と全く相似になる。
電源側３相変圧器の二次巻線１″の３相端子Ａｌ，Ｂｌ
，Ｃｌと負荷側３相単巻変圧器の巻線４の３相端子Ａ１
′，Ｂ１′，Ｃ１′間を、３相ブリツジ整流回路２１と
３１で、平滑リアクトル６１と２個の結合リアクトル７
１を介して結ぶ。
′，Ｃ３′Ｃ２′，Ｃ２′Ｃ１′が、第２の鉄心にはＢ
２′Ｃ２′，Ａ３′Ａ２′，Ａ２′Ａ１′が、第３の鉄
心にはＣ２′Ａ２′，Ｂ３′Ｂ２′，Ｂ２′Ｂ，′が極
性を合せて巻かれている。このようにすると、電源側３
相変圧器の場合におけると同様に、３組の３相端子Ａ１
′，Ｂ１′，Ｃ１′とＡ２′，Ｂ２′，Ｃ２′およびＡ
３′，Ｂ３′，Ｃ３′の星形電圧ベクトルＶＡ，′ＶＢ
ｌ′，ＶＣｌ′とＡ２′，ＶＢ２′，ＶＣ２′卦よびＶ
Ａ３′，ＶＢ３′，ＶＣ３′は、その大きさと位相の関
係が、第３図に示すように、第２図と全く相似になる。
電源側３相変圧器の二次巻線１″の３相端子Ａｌ，Ｂｌ
，Ｃｌと負荷側３相単巻変圧器の巻線４の３相端子Ａ１
′，Ｂ１′，Ｃ１′間を、３相ブリツジ整流回路２１と
３１で、平滑リアクトル６１と２個の結合リアクトル７
１を介して結ぶ。
同様に、３相端子Ａ２，Ｂ２，Ｃ２とＡ２′，Ｂ２′，
Ｃ２′間を、３相ブリツジ整流回路２２と３２で、平滑
リアクトル６２とそれぞれ２個の結合リアクトル７１と
７３を介して結ぶ。３相端子Ａ３，Ｂ３，Ｃ３とＡ３′
Ｂ３′，Ｃ３′間を、３相ブリツジ整流回路２３と３３
で、平滑リアクトル６３と２個の結合リアクトル７３を
介して結ぶ。
Ｃ２′間を、３相ブリツジ整流回路２２と３２で、平滑
リアクトル６２とそれぞれ２個の結合リアクトル７１と
７３を介して結ぶ。３相端子Ａ３，Ｂ３，Ｃ３とＡ３′
Ｂ３′，Ｃ３′間を、３相ブリツジ整流回路２３と３３
で、平滑リアクトル６３と２個の結合リアクトル７３を
介して結ぶ。
電源側から負荷側に電力を供給する普通の運転状態では
、３相ブリツジ整流回路２１，２２，２３は整流動作を
３１，３２，３３はインバータ動作をし、負荷側から電
源側に電力を返還する場合には３１，３２，３３が整流
器動作を２１，２２，２３がインバータ動作をする。結
合リアクトル７１，７３は、一般の整流回路における相
間リアクトルと同様の役目をするものである。５は３相
端子Ａ′，Ｂ″，Ｃ′ と中性点０″を持つ３相同期電
動機であり、電動運転時には、インバータ動作をする３
組の３相ブリツジ整流回路３１，３２，３３から３相単
巻変圧器の巻線４を介して給電されて、これらと共にい
わゆる無整流子電動機を構成する。
、３相ブリツジ整流回路２１，２２，２３は整流動作を
３１，３２，３３はインバータ動作をし、負荷側から電
源側に電力を返還する場合には３１，３２，３３が整流
器動作を２１，２２，２３がインバータ動作をする。結
合リアクトル７１，７３は、一般の整流回路における相
間リアクトルと同様の役目をするものである。５は３相
端子Ａ′，Ｂ″，Ｃ′ と中性点０″を持つ３相同期電
動機であり、電動運転時には、インバータ動作をする３
組の３相ブリツジ整流回路３１，３２，３３から３相単
巻変圧器の巻線４を介して給電されて、これらと共にい
わゆる無整流子電動機を構成する。
第２図と第３図の電圧ベクトルＶＡｌ，ＶＡ２，ＶＡ３
とＶＡｌ，，ＶＡ２，，ＶＡ３，の大きさをＡ山１ＶＡ
２１，ＩＶＡ３１と：ＶＡ，・Ｉ，ｌＶＡ２・１，１Ｖ
Ａ３′ｌで表す。
とＶＡｌ，，ＶＡ２，，ＶＡ３，の大きさをＡ山１ＶＡ
２１，ＩＶＡ３１と：ＶＡ，・Ｉ，ｌＶＡ２・１，１Ｖ
Ａ３′ｌで表す。
また、３相プリツジ整流回路２１，２２，２３の平均直
流電圧をＶｌ，Ｖ２，Ｖ３で、平均直流電流を１１，１
２，１３で表す。３相ブリツジ整流回路３１，３２，３
３の平均直流電圧を１′，Ｖ２′，３′で表す。
流電圧をＶｌ，Ｖ２，Ｖ３で、平均直流電流を１１，１
２，１３で表す。３相ブリツジ整流回路３１，３２，３
３の平均直流電圧を１′，Ｖ２′，３′で表す。
第１図の回路に訃いて、電源側の３相ブリツジ整流回路
２１，２２，２３を構成する各サイリスタの点弧角が同
じになるように制御し、また、負荷側の３相ブリツジ整
流回路３１，３２，３３を構成する各サイリスタも点弧
角が同じになるように制御する。
２１，２２，２３を構成する各サイリスタの点弧角が同
じになるように制御し、また、負荷側の３相ブリツジ整
流回路３１，３２，３３を構成する各サイリスタも点弧
角が同じになるように制御する。
このように制御するとＶ，／Ｖ２＝１２／１１＝Ｖ１・
／Ｖ２・，Ｖ２／Ｖ３＝１３／１２＝Ｖ２′／Ｖ３′と
なり、この回路ではＶ１＝Ｖ３，Ｉ，＝１３，１′＝３
′となる。端子Ａｌ，Ａ２，Ａ３から流出するＩＡｌ，
ＩＡ２，ＩＡ３は、第４図に示すように、位相角でπ区
間中２π／３区間だけ一定電流が流れる交流電流で、位
相角でπ／９ずれたものになり、これらの波高値をＩＩ
Ａｌｌ，ｌＩＡ２ｌ，ｌｌＡ３ｌで表すと、１ＩＡ１１
＝１１，１１Ａ２１＝１２，１１Ａ３１＝１３であり、
１ＩＡ２１／ＩＩＡ２ｌ＝ＩＶＡ２ｌ／１ＶＡ２１／１
ＶＡ，１，１ＩＡ２１／ＩＩＡ３ｌ一１ＶＡ３１／：Ｖ
Ａ２ｌとなる。端子Ｂ１とＣ１から流出する電流１Ｂ１
とＩＣｌはＩＡｌより、端子Ｂ２とＣ２から流出する電
流１Ｂ２とＩＣ２はＩＡ２より、端子Ｂ３とＣ３から流
出する電流１Ｂ３とＩＣ３はＩＡ３より、それぞれ２π
／３と４π／３位相が遅れたものになる。この場合、端
子Ａ２より流出する電流の総和はＩＡｌ＋ＩＡ２＋ＩＡ
３となり、端子Ｂ２より流出する電流の総和はＩＢｌ＋
ＩＢ２＋ＩＢ３となるので、巻線Ａ２Ｂ２の電流１ＢＡ
はＩＢＡ＝（１／３）（ＩＡｌ＋ＩＡ２＋ＩＡ３−１Ｂ
１−１Ｂ２−ＩＢ３）となる。その結果、巻回数Ｎ，の
巻線ＡＯに流れる電流１Ａは、巻回数Ｎ２の巻線Ａ２Ｂ
２の電流１ＢＡと巻回数Ｎ３＝０．２１０ｎ２の巻線Ｃ
３Ｃ２とＣ２Ｃｌの電流１Ｃ３とＩＣ，による起磁力を
補償するため、ＩＡ＝（Ｎ２／ｎ１）｛ＩＢＡ−０．２
１０（ＩＣ３−１Ｃ１）｝となる。１ＩＡ２１＝１２＝
Ｉとして、この式でＩＡを計算図示すると、ＩＡは第４
図に示すような正弦波に近い波形になる。
／Ｖ２・，Ｖ２／Ｖ３＝１３／１２＝Ｖ２′／Ｖ３′と
なり、この回路ではＶ１＝Ｖ３，Ｉ，＝１３，１′＝３
′となる。端子Ａｌ，Ａ２，Ａ３から流出するＩＡｌ，
ＩＡ２，ＩＡ３は、第４図に示すように、位相角でπ区
間中２π／３区間だけ一定電流が流れる交流電流で、位
相角でπ／９ずれたものになり、これらの波高値をＩＩ
Ａｌｌ，ｌＩＡ２ｌ，ｌｌＡ３ｌで表すと、１ＩＡ１１
＝１１，１１Ａ２１＝１２，１１Ａ３１＝１３であり、
１ＩＡ２１／ＩＩＡ２ｌ＝ＩＶＡ２ｌ／１ＶＡ２１／１
ＶＡ，１，１ＩＡ２１／ＩＩＡ３ｌ一１ＶＡ３１／：Ｖ
Ａ２ｌとなる。端子Ｂ１とＣ１から流出する電流１Ｂ１
とＩＣｌはＩＡｌより、端子Ｂ２とＣ２から流出する電
流１Ｂ２とＩＣ２はＩＡ２より、端子Ｂ３とＣ３から流
出する電流１Ｂ３とＩＣ３はＩＡ３より、それぞれ２π
／３と４π／３位相が遅れたものになる。この場合、端
子Ａ２より流出する電流の総和はＩＡｌ＋ＩＡ２＋ＩＡ
３となり、端子Ｂ２より流出する電流の総和はＩＢｌ＋
ＩＢ２＋ＩＢ３となるので、巻線Ａ２Ｂ２の電流１ＢＡ
はＩＢＡ＝（１／３）（ＩＡｌ＋ＩＡ２＋ＩＡ３−１Ｂ
１−１Ｂ２−ＩＢ３）となる。その結果、巻回数Ｎ，の
巻線ＡＯに流れる電流１Ａは、巻回数Ｎ２の巻線Ａ２Ｂ
２の電流１ＢＡと巻回数Ｎ３＝０．２１０ｎ２の巻線Ｃ
３Ｃ２とＣ２Ｃｌの電流１Ｃ３とＩＣ，による起磁力を
補償するため、ＩＡ＝（Ｎ２／ｎ１）｛ＩＢＡ−０．２
１０（ＩＣ３−１Ｃ１）｝となる。１ＩＡ２１＝１２＝
Ｉとして、この式でＩＡを計算図示すると、ＩＡは第４
図に示すような正弦波に近い波形になる。
この波形をフーリエ級数展開すると、第１７未満の高調
波成分を含まないものになつている。端子ＢとＣへ流入
する電流は、これより位相が２π／３と４π／３遅れた
ものになる。端子Ａ１′，Ａ２′，Ａ３′へ３相ブリツ
ジ整流回路３１，３２，３３から流入する電流１Ａ１′
，ＩＡ２′，ＩＡ３′は、第５図に示すように、第４図
のＩＡｌ，ＩＡ２，ＩＡ３と相似の波形になり、これら
の波高値を１１Ａ，′Ｉ，ｌＩＡ２′１，１１Ａ３引で
表すと、矢張り１１Ａ１・ｌ＝Ｉ，，ＩＩＡ２・Ｉ＝１
２，１ＩＡ３・１１３であり、１ＩＡ，′１／］ＩＡ２
′：＝１ＶＡ２′１／１Ａ１・１，ＩＩＡ２・Ｉ／ＩＩ
Ａ３・Ｉ＝１ＶＡ３′ｌ／１Ａ２′Ｉとなる。３相ブリ
ツジ整流回路３１と３２と３３から端子Ｂ１′とＣ１′
に流入する電流ＩＢｌ′とＩＣｌ′ぱＩＡｌ′より、端
子Ｂ２′とＣ２′に流入する電流１Ｂ２′とＩＣ２′は
ＩＡ２′より、端子Ｂ３′とＣ３′に流入する電流１Ｂ
３′とＩＣ３′はＩＡイより、それぞれ２π／３と４π
／３位相が遅れたものになる。
波成分を含まないものになつている。端子ＢとＣへ流入
する電流は、これより位相が２π／３と４π／３遅れた
ものになる。端子Ａ１′，Ａ２′，Ａ３′へ３相ブリツ
ジ整流回路３１，３２，３３から流入する電流１Ａ１′
，ＩＡ２′，ＩＡ３′は、第５図に示すように、第４図
のＩＡｌ，ＩＡ２，ＩＡ３と相似の波形になり、これら
の波高値を１１Ａ，′Ｉ，ｌＩＡ２′１，１１Ａ３引で
表すと、矢張り１１Ａ１・ｌ＝Ｉ，，ＩＩＡ２・Ｉ＝１
２，１ＩＡ３・１１３であり、１ＩＡ，′１／］ＩＡ２
′：＝１ＶＡ２′１／１Ａ１・１，ＩＩＡ２・Ｉ／ＩＩ
Ａ３・Ｉ＝１ＶＡ３′ｌ／１Ａ２′Ｉとなる。３相ブリ
ツジ整流回路３１と３２と３３から端子Ｂ１′とＣ１′
に流入する電流ＩＢｌ′とＩＣｌ′ぱＩＡｌ′より、端
子Ｂ２′とＣ２′に流入する電流１Ｂ２′とＩＣ２′は
ＩＡ２′より、端子Ｂ３′とＣ３′に流入する電流１Ｂ
３′とＩＣ３′はＩＡイより、それぞれ２π／３と４π
／３位相が遅れたものになる。
この場合、巻回数Ｎ２・の巻線Ａ２・Ｂ２・に流れる電
流１ＡＢ′は、巻回数Ｎ３′＝０．２１０ｎ２′の巻線
Ｃ３′Ｃ２′とＣ２′Ｃ，′の電流１Ｃ３′とＩＣｌ・
による起磁力を補償するため、ＩＡＢ′＝０．２１０（
ＩＣｌ′−１Ｃ３′）となる。同様に巻線Ｃ２′Ａ２′
に流れる電流１ＣＮは、ＩＣＮ：：０．２１０（ＩＢｌ
′一ＩＢ３′）となる。従つて、電動機端子Ａ″に流入
する電流１Ｎ＝ＩＡｌ′＋ＩＡ２′＋ＩＡｊ′＋ＩＣＡ
′−ＩＡＢ′は、；ＩＡ２′ｌ＝Ｉ２＝Ｉとして計算図
示すると、第５図に示すような正弦波に近い波形になる
。この波形をフーリエ級数展開すると、電源側の電流１
Ａと同様に、第１７未満の高調波成分を含まないものに
なつている。電動機端子Ｂ′とＣへ流入する電流は、こ
れより位相が２π／３と４π／３遅れたものになる。第
１７未満の高調波成分を含まない第４図のＩＡおよび第
５図のＩＡ′で図示する正弦波に近い電源側および負荷
側の３相交流電流波形は、上述したように、第４図のＩ
Ａｌ，ＩＡ２，ＩＡ３のような波形の電源側の９相の電
流訃よび第５図のＩＡｌ′，ＩＡ２′，ＩＡ３′のよう
な波形の負荷側の９相の電流から、これらのそれぞれの
電流による電源側変圧器巻線１，１″卦よび負荷側変圧
器巻線４の各部の電流波形を算出して、これらの電流波
形から波形合成によつて得ることができる。
流１ＡＢ′は、巻回数Ｎ３′＝０．２１０ｎ２′の巻線
Ｃ３′Ｃ２′とＣ２′Ｃ，′の電流１Ｃ３′とＩＣｌ・
による起磁力を補償するため、ＩＡＢ′＝０．２１０（
ＩＣｌ′−１Ｃ３′）となる。同様に巻線Ｃ２′Ａ２′
に流れる電流１ＣＮは、ＩＣＮ：：０．２１０（ＩＢｌ
′一ＩＢ３′）となる。従つて、電動機端子Ａ″に流入
する電流１Ｎ＝ＩＡｌ′＋ＩＡ２′＋ＩＡｊ′＋ＩＣＡ
′−ＩＡＢ′は、；ＩＡ２′ｌ＝Ｉ２＝Ｉとして計算図
示すると、第５図に示すような正弦波に近い波形になる
。この波形をフーリエ級数展開すると、電源側の電流１
Ａと同様に、第１７未満の高調波成分を含まないものに
なつている。電動機端子Ｂ′とＣへ流入する電流は、こ
れより位相が２π／３と４π／３遅れたものになる。第
１７未満の高調波成分を含まない第４図のＩＡおよび第
５図のＩＡ′で図示する正弦波に近い電源側および負荷
側の３相交流電流波形は、上述したように、第４図のＩ
Ａｌ，ＩＡ２，ＩＡ３のような波形の電源側の９相の電
流訃よび第５図のＩＡｌ′，ＩＡ２′，ＩＡ３′のよう
な波形の負荷側の９相の電流から、これらのそれぞれの
電流による電源側変圧器巻線１，１″卦よび負荷側変圧
器巻線４の各部の電流波形を算出して、これらの電流波
形から波形合成によつて得ることができる。
しかしながら、このような第１７未満の高調波電流が消
去された波形が得られることは、複雑な波形合成を行な
うことなしに、次のようにして容易に証明することがで
きる。すなわち、前述した公知の３相Ｎ（Ｎ≧２）重構
成の交流回路を利用して高調波電流を消去する方式でＮ
＝３の場合と第１図で示す本発明の回路方式の場合を比
較するに、各サイリスタの点弧角を両者同一にすると、
両者の３組の３相ブリツジ整流回路の交流電圧と電流の
波形｝よび位相の関係は相似になる。従つて、時間に対
する全瞬時電力の値を描くとこれも相似形にならなけれ
ばならない。この相似形になる瞬時電力を両者とも対称
３相正弦波交流電源または対称３相交流負荷が給電また
は受電することになする。そのためには、両者の３相交
流電流に含まれる高調波電流の含有率は等しくならなけ
ればねらない。すなわち、本発明の方式における３相交
流電源または３相交流負荷の電流は、公知の方式ＶＣ卦
けると全く同じように、大部分の高調波電流が消去され
たものになる。結合リアクトル７１の巻線８１と９１の
巻回数をＮ８，とＮ９ｌで表し、結合リアクトル７３の
巻線８３と９３の巻回数をＮ８３とＮ９３で表す。
去された波形が得られることは、複雑な波形合成を行な
うことなしに、次のようにして容易に証明することがで
きる。すなわち、前述した公知の３相Ｎ（Ｎ≧２）重構
成の交流回路を利用して高調波電流を消去する方式でＮ
＝３の場合と第１図で示す本発明の回路方式の場合を比
較するに、各サイリスタの点弧角を両者同一にすると、
両者の３組の３相ブリツジ整流回路の交流電圧と電流の
波形｝よび位相の関係は相似になる。従つて、時間に対
する全瞬時電力の値を描くとこれも相似形にならなけれ
ばならない。この相似形になる瞬時電力を両者とも対称
３相正弦波交流電源または対称３相交流負荷が給電また
は受電することになする。そのためには、両者の３相交
流電流に含まれる高調波電流の含有率は等しくならなけ
ればねらない。すなわち、本発明の方式における３相交
流電源または３相交流負荷の電流は、公知の方式ＶＣ卦
けると全く同じように、大部分の高調波電流が消去され
たものになる。結合リアクトル７１の巻線８１と９１の
巻回数をＮ８，とＮ９ｌで表し、結合リアクトル７３の
巻線８３と９３の巻回数をＮ８３とＮ９３で表す。
これらの巻回数の比はＮ８，／Ｎ９，＝１２／１１｝よ
びＮ８３／Ｎ９３＝Ｉ２／Ｉ３ｖｃ選んである。これに
より、２個の結合リアクトル７１ＶＣあ一いては、第１
図に図示の方向の電流１１と１２による起磁弦が相殺さ
れて、両者の電流比を一定に保つ作用が生じる。また、
このように結合リアクトル７１を２個設けることにより
、有害な環流電流を阻止することができる。同様に、２
個の結合リアクトル７３は、１２と１３の電流比を一定
に保ち、有害な環流電流の発生を防止する。な｝、さら
に、１１と１３の電流比を一定に保ち有害な環流電流を
防止する結合リアクトルを２個追加するのが理想的であ
るが、これは省くことができる。以上の説明ＩＩＣ卦い
ては、３相ブリツジ整流回路の転流時の電流の重なり現
象、変圧器の励磁電流は、本発明の動作の本質には関係
ないので、これを省略した。
びＮ８３／Ｎ９３＝Ｉ２／Ｉ３ｖｃ選んである。これに
より、２個の結合リアクトル７１ＶＣあ一いては、第１
図に図示の方向の電流１１と１２による起磁弦が相殺さ
れて、両者の電流比を一定に保つ作用が生じる。また、
このように結合リアクトル７１を２個設けることにより
、有害な環流電流を阻止することができる。同様に、２
個の結合リアクトル７３は、１２と１３の電流比を一定
に保ち、有害な環流電流の発生を防止する。な｝、さら
に、１１と１３の電流比を一定に保ち有害な環流電流を
防止する結合リアクトルを２個追加するのが理想的であ
るが、これは省くことができる。以上の説明ＩＩＣ卦い
ては、３相ブリツジ整流回路の転流時の電流の重なり現
象、変圧器の励磁電流は、本発明の動作の本質には関係
ないので、これを省略した。
また、直流電流１１，１２，１３は充分平滑化されてい
るとした。前述した公知の３相Ｎ重構成の交流回路を利
用する方式の場合とは異なり、第１図の変圧器巻線１′
と４の構成は非常に簡単である。
るとした。前述した公知の３相Ｎ重構成の交流回路を利
用する方式の場合とは異なり、第１図の変圧器巻線１′
と４の構成は非常に簡単である。
これは、本発明の回路方式では、Ｎ組の３相電圧が電気
的に絶縁されている必要がないことと、Ｎ組の３相電圧
の実効値を等しく構成する必要がないことによる。また
、本発明の回路方式では負荷側の変圧器の巻線４のよう
に単巻変圧器巻線を使用することが可能であり、この場
合には変圧器の自己容量をその負荷容量より大幅に小さ
くすることができる。さらに、Ｎ組の直流中間回路の直
流電流の電流比を一定に保つ制御も容易になる。すなわ
ち、前述した公知の回路で、直流中間回路を並列に使用
する場合には、Ｎ組の直流電圧を等しくしてその同じ電
圧極性の端子間を接続しているので、電源側と負荷側の
卦の卦のについて、Ｎ組の直流中間回路の直流電流を等
しく制御する必要がある。本発明のたとえば第１図の回
路では、負荷側の３組の３相ブリツジ整流回路３１，３
２，３３のサイリスタの点弧角はこれを同一に制御して
卦き、回路定数の不均衡などにより電流比が乱れた場合
には、電源側の３組の３相ブリツジ整流回路２１，２２
，２３のサイリスタの点弧角を、各組内のサイリスタに
ついては等しく、組相互間ではこれをわずかに変えて、
電流比を一定に保つ。直流電流の瞬時的な不均衡につい
ては、前述した公知の回路では相間リアクトルが、本発
明の回路では結合リアクトル７１，７３がこれを補正す
る。な｝、第１図の回路に訃いて、電源側変圧器の一次
電圧と二次電圧が等しい場合には、巻線１を省いて、端
子ＡとＡ２，ＢとＢ２，Ｃ．！ｌ：．Ｃ２を共通にして
単巻変圧器構成にすることができて、変圧器の自己容量
を負荷容量より大幅に小さくすることができる。
的に絶縁されている必要がないことと、Ｎ組の３相電圧
の実効値を等しく構成する必要がないことによる。また
、本発明の回路方式では負荷側の変圧器の巻線４のよう
に単巻変圧器巻線を使用することが可能であり、この場
合には変圧器の自己容量をその負荷容量より大幅に小さ
くすることができる。さらに、Ｎ組の直流中間回路の直
流電流の電流比を一定に保つ制御も容易になる。すなわ
ち、前述した公知の回路で、直流中間回路を並列に使用
する場合には、Ｎ組の直流電圧を等しくしてその同じ電
圧極性の端子間を接続しているので、電源側と負荷側の
卦の卦のについて、Ｎ組の直流中間回路の直流電流を等
しく制御する必要がある。本発明のたとえば第１図の回
路では、負荷側の３組の３相ブリツジ整流回路３１，３
２，３３のサイリスタの点弧角はこれを同一に制御して
卦き、回路定数の不均衡などにより電流比が乱れた場合
には、電源側の３組の３相ブリツジ整流回路２１，２２
，２３のサイリスタの点弧角を、各組内のサイリスタに
ついては等しく、組相互間ではこれをわずかに変えて、
電流比を一定に保つ。直流電流の瞬時的な不均衡につい
ては、前述した公知の回路では相間リアクトルが、本発
明の回路では結合リアクトル７１，７３がこれを補正す
る。な｝、第１図の回路に訃いて、電源側変圧器の一次
電圧と二次電圧が等しい場合には、巻線１を省いて、端
子ＡとＡ２，ＢとＢ２，Ｃ．！ｌ：．Ｃ２を共通にして
単巻変圧器構成にすることができて、変圧器の自己容量
を負荷容量より大幅に小さくすることができる。
同期電動機５の端子電圧を高くまたは低くしたい場合に
は、負荷側変圧器に巻線４と電気的に絶縁されたたとえ
ば星形結線の二次巻線を設けて、その二次巻線より同期
電動機５に給電すればよい。また、たとえば、既に製作
された電源側変圧器からＮ組の電気的に絶縁された３相
電圧が得られる場合には、負荷側変圧器にのみＮ組の３
相電圧が電気的に絶縁されないＮ組の３相端子を設けて
、本発明の回路方式を適用しても、本発明は有用である
。電源側変圧器の巻線ｖと負荷側変圧器の巻線４の結線
方式が全く同じでなくても、両者の星形電圧のベクトル
図が相似形であれば、支障なく本発明の回路構成が適用
できるので、このような場合の巻線構成は相似形である
と定義できる。さらに、第１図で同期電動機５の代りに
たとえば誘導電動機を駆動する場合には、インバータ動
作をする３相ブリツジ整流回路３１，３２，３３の代り
に、強制転流回路付の３相ブリツジ接続の電流制御形イ
ンバータを用いれば、この回路は支障なく交流電流波形
を改良する機能を発揮することができる。
は、負荷側変圧器に巻線４と電気的に絶縁されたたとえ
ば星形結線の二次巻線を設けて、その二次巻線より同期
電動機５に給電すればよい。また、たとえば、既に製作
された電源側変圧器からＮ組の電気的に絶縁された３相
電圧が得られる場合には、負荷側変圧器にのみＮ組の３
相電圧が電気的に絶縁されないＮ組の３相端子を設けて
、本発明の回路方式を適用しても、本発明は有用である
。電源側変圧器の巻線ｖと負荷側変圧器の巻線４の結線
方式が全く同じでなくても、両者の星形電圧のベクトル
図が相似形であれば、支障なく本発明の回路構成が適用
できるので、このような場合の巻線構成は相似形である
と定義できる。さらに、第１図で同期電動機５の代りに
たとえば誘導電動機を駆動する場合には、インバータ動
作をする３相ブリツジ整流回路３１，３２，３３の代り
に、強制転流回路付の３相ブリツジ接続の電流制御形イ
ンバータを用いれば、この回路は支障なく交流電流波形
を改良する機能を発揮することができる。
第６図と第７図は、Ｎ＝３の場合の上述した実施例とは
異なる構成の直流中間回路に接続される変圧器巻線とそ
の星形電圧ベクトルを示す。
異なる構成の直流中間回路に接続される変圧器巻線とそ
の星形電圧ベクトルを示す。
この場合、３組の３相端子Ｒｌ，Ｓｌ，ＴｌとＲ２，Ｓ
２，Ｔ２とＲ３，Ｓ３，Ｔ３に対応する３組の星形電圧
ベクトルＲｌ，ＶＳｌ，ＶＴ′１とＲ２，ＶＳ２，ＶＴ
２とＶＲ３，ＶＳ３，ＶＴ３の位相角のずれは、第２，
３図と同じく２π／６Ｎ二π／９であるが、３組の星形
電圧ベクトルの大きさの比が異なる。この接続では、巻
線の構成は第１図の１′，４より簡単であるが、３組の
星形電圧ベクトルの大きさの比が大きく、単巻変圧器に
した場合にその自己容量が第１図の巻線４の構成による
場合より大きくなる。第８図と第９図は、Ｎ＝２の場合
の上述した実施例に類似した変圧器巻線の構成とその星
形電圧ベクトルを示す。この場合には、２組の３相端子
Ｘｌ，Ｙｌ，ＺｌとＸ２，Ｙ２，Ｚ２に対応する星形電
圧ベクトルＶＸｌ，ＶＹｌ，ＶＺｌとＶＸ２，ＶＹ２，
Ｚ２の位相角のずれは２π／６Ｎ−π／６にする。第１
０図と第１１図は、矢張りＮ＝２の場合の、第６図と第
７図に類似した変圧器巻線の構成とその星形電圧ベクト
ルを示す。この場合にも、２組の３相端子Ｅ１・・Ｆｌ
，ＧｌとＥ２，Ｆ２，Ｇ２に対応する２組の星形電圧ベ
クトルＶＥｌ，ＶＦｌ，ＶＧｌとＶＥ２ＶＦ２，ＶＧ２
の位相角のずれは２π／６Ｎ＝π／６である。な卦、第
６，８，１０図の巻線構成はいずれも三角結線に基づい
ているが、星形結線に基づいてもいろいろの巻線構成が
可能になる。
２，Ｔ２とＲ３，Ｓ３，Ｔ３に対応する３組の星形電圧
ベクトルＲｌ，ＶＳｌ，ＶＴ′１とＲ２，ＶＳ２，ＶＴ
２とＶＲ３，ＶＳ３，ＶＴ３の位相角のずれは、第２，
３図と同じく２π／６Ｎ二π／９であるが、３組の星形
電圧ベクトルの大きさの比が異なる。この接続では、巻
線の構成は第１図の１′，４より簡単であるが、３組の
星形電圧ベクトルの大きさの比が大きく、単巻変圧器に
した場合にその自己容量が第１図の巻線４の構成による
場合より大きくなる。第８図と第９図は、Ｎ＝２の場合
の上述した実施例に類似した変圧器巻線の構成とその星
形電圧ベクトルを示す。この場合には、２組の３相端子
Ｘｌ，Ｙｌ，ＺｌとＸ２，Ｙ２，Ｚ２に対応する星形電
圧ベクトルＶＸｌ，ＶＹｌ，ＶＺｌとＶＸ２，ＶＹ２，
Ｚ２の位相角のずれは２π／６Ｎ−π／６にする。第１
０図と第１１図は、矢張りＮ＝２の場合の、第６図と第
７図に類似した変圧器巻線の構成とその星形電圧ベクト
ルを示す。この場合にも、２組の３相端子Ｅ１・・Ｆｌ
，ＧｌとＥ２，Ｆ２，Ｇ２に対応する２組の星形電圧ベ
クトルＶＥｌ，ＶＦｌ，ＶＧｌとＶＥ２ＶＦ２，ＶＧ２
の位相角のずれは２π／６Ｎ＝π／６である。な卦、第
６，８，１０図の巻線構成はいずれも三角結線に基づい
ているが、星形結線に基づいてもいろいろの巻線構成が
可能になる。
この場合には、巻線構成が三角結線に基づく場合より一
般に複雑になるが、単巻変圧器巻線にする場合に、３相
交流電源または３相交流負荷の電圧を、直流中間回路の
電圧と無関係に選ぶことができる利点がある。第１２図
はいわゆるフオーク結線と同様の巻線法による星形結線
に基づくＮ＝３の場合の単巻変圧器の巻線構成の１例を
示す。図ＶＣ卦いて、端子Ａ，〃，Ｂ１！Ｉ，Ｃｌ〃と
Ａ２ＺＢ２ＺＣ２〃とＡ３〃，Ｂ３〃，Ｃ３〃の３相星
形電圧ベクトルはそれぞれ第３図のＶＡｌ′，ＶＢｌ′
，ＶＣｌ′とＶＡ２′，ＶＢ２′とＶＣ２′とＶＡ３′
，ＶＢ３′，ＶＣ３′と相似であり、この巻線を第１図
の巻線４の代りに使用することができる。ただし、この
星形結果に基づく巻線構成による場合には、第１図の電
動機５に接続する巻線端子を第１２図のＢＩＣ″のよう
にＡ２〃，Ｂ２〃，Ｃ２〃と別に設けて、巻線Ａ２″Ａ
″ と巻線Ｂ２″Ｂ″および巻線ＣＩＣ″０）巻回数を
所要の値に選んで電動機５の端子電圧を所望の値にする
ことができる。また、士述の例ではＮ組の３相電圧の位
相のずれがいずれも２π／６Ｎになつているが、Ｎが寄
数の場合にはこれを２π／３Ｎにしても同じ動作が得ら
れる。以上述べたように、本発明の回路によると、３相
交流周波数変換装置の交流電流波形の改良が、容易かつ
安価に達成できる。特に、大容量装置の場合には、普通
の３相方式を用いると多数のサイリスタを並列使用する
必要が生じるが、本発明の回路方式では、この並列数を
約１／Ｎに減少させることができるので、非常に有利な
方式になる。
般に複雑になるが、単巻変圧器巻線にする場合に、３相
交流電源または３相交流負荷の電圧を、直流中間回路の
電圧と無関係に選ぶことができる利点がある。第１２図
はいわゆるフオーク結線と同様の巻線法による星形結線
に基づくＮ＝３の場合の単巻変圧器の巻線構成の１例を
示す。図ＶＣ卦いて、端子Ａ，〃，Ｂ１！Ｉ，Ｃｌ〃と
Ａ２ＺＢ２ＺＣ２〃とＡ３〃，Ｂ３〃，Ｃ３〃の３相星
形電圧ベクトルはそれぞれ第３図のＶＡｌ′，ＶＢｌ′
，ＶＣｌ′とＶＡ２′，ＶＢ２′とＶＣ２′とＶＡ３′
，ＶＢ３′，ＶＣ３′と相似であり、この巻線を第１図
の巻線４の代りに使用することができる。ただし、この
星形結果に基づく巻線構成による場合には、第１図の電
動機５に接続する巻線端子を第１２図のＢＩＣ″のよう
にＡ２〃，Ｂ２〃，Ｃ２〃と別に設けて、巻線Ａ２″Ａ
″ と巻線Ｂ２″Ｂ″および巻線ＣＩＣ″０）巻回数を
所要の値に選んで電動機５の端子電圧を所望の値にする
ことができる。また、士述の例ではＮ組の３相電圧の位
相のずれがいずれも２π／６Ｎになつているが、Ｎが寄
数の場合にはこれを２π／３Ｎにしても同じ動作が得ら
れる。以上述べたように、本発明の回路によると、３相
交流周波数変換装置の交流電流波形の改良が、容易かつ
安価に達成できる。特に、大容量装置の場合には、普通
の３相方式を用いると多数のサイリスタを並列使用する
必要が生じるが、本発明の回路方式では、この並列数を
約１／Ｎに減少させることができるので、非常に有利な
方式になる。
第１図は本発明の実施例で、１は電源側の３相変圧器の
一次巻線、１″はその二次巻線、２１，２２，２３は整
流器動作をする３相ブリツジ整流回路、３１，３２，３
３は負荷側のインバータ動作をする３相ブリツジ整流回
路、４は負荷側の３相単巻変圧器の巻線、５は同期電動
機、６１，６２，６３は平滑リアクトル、７１，７３は
公知の整流回路の相間リアクトルと同じ作用をする結合
リアクトルである。
一次巻線、１″はその二次巻線、２１，２２，２３は整
流器動作をする３相ブリツジ整流回路、３１，３２，３
３は負荷側のインバータ動作をする３相ブリツジ整流回
路、４は負荷側の３相単巻変圧器の巻線、５は同期電動
機、６１，６２，６３は平滑リアクトル、７１，７３は
公知の整流回路の相間リアクトルと同じ作用をする結合
リアクトルである。
Claims (1)
- １ 給電側の直流中間回路に接続する変圧器巻線と受電
側の直流中間回路に接続する変圧器巻線の両方の巻線に
、Ｎ（≧２）組の３相端子を、各組の３相端子の電圧の
３相星形電圧ベクトル間の位相が２π／６Ｎまたは２π
／３Ｎずれて、かつこのＮ組の３相星形電圧ベクトルよ
り構成される３Ｎ個のベクトルよりなる両方の巻線の星
形電圧ベクトルが相似形になるように、また電源側の巻
線のＮ組の３相端子に接続する変圧器巻線および、また
は負荷側の巻線のＮ組の３相端子に接続する変圧器巻線
が電気的に絶縁されていない巻線構成にし、相似形の３
Ｎ個のベクトルよりなる星形電圧ベクトルの対応する３
相星形電圧ベクトルを構成する両巻線の３相端子に、給
電側では３相ブリッジ接続の整流回路を受電側では３相
ブリッジ接続の整流回路または強制転流回路付の３相ブ
リツジ接続の電流制御形インバータを接続し、この両者
を直列に接続してＮ組の直流中間回路を構成することを
特徴とする交流電流波形を改良した３相周波数変換装置
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3786980A JPS5915475B2 (ja) | 1980-03-24 | 1980-03-24 | 交流電流波形を改良した３相周波数変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3786980A JPS5915475B2 (ja) | 1980-03-24 | 1980-03-24 | 交流電流波形を改良した３相周波数変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56145776A JPS56145776A (en) | 1981-11-12 |
| JPS5915475B2 true JPS5915475B2 (ja) | 1984-04-10 |
Family
ID=12509536
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3786980A Expired JPS5915475B2 (ja) | 1980-03-24 | 1980-03-24 | 交流電流波形を改良した３相周波数変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5915475B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7898829B2 (en) | 2006-01-05 | 2011-03-01 | Daikin Industries, Ltd. | Rectifier circuit and three-phase rectifier device |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4808221B2 (ja) * | 2005-12-12 | 2011-11-02 | 株式会社千代田 | 高周波変復調多相整流装置 |
-
1980
- 1980-03-24 JP JP3786980A patent/JPS5915475B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7898829B2 (en) | 2006-01-05 | 2011-03-01 | Daikin Industries, Ltd. | Rectifier circuit and three-phase rectifier device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56145776A (en) | 1981-11-12 |
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