CN107148730A - 电力转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电力转换装置，无需担心非意图地输出的高次谐波电流引发电力系统的畸变，廉价且小型，且发挥较高的可靠性。3相3绕组变压器(A)将二次绕组与三次绕组各自的相同相彼此的各相绕组的中性点在二次绕组与三次绕组中相互连接。还具备将2个单位单元串联连接而成的正侧的单位臂(Up、Vp、Wp)以及负侧的单位臂(Un、Vn、Wn)，将串联连接了2个具有自消弧能力的开关元件的支路与电容器并联连接而作为单位单元(C)。正侧的单位臂的一端与直流电源(B)的正侧连接，另一端与3相3绕组变压器(A)的二次绕组的各相输出端连接。负侧的单位臂的一端与直流电源(B)的负侧连接，另一端与3相3绕组变压器(A)的三次绕组的各相输出端连接。

Description

电力转换装置

技术领域

本发明的实施方式涉及在交流与直流之间相互转换电力的电力转换装置。

背景技术

近年来，海底电缆等大规模的直流输电的需要性增大，电力转换装置的需求提高。作为这样的电力转换装置，在将电力系统的交流转换成直流的转换器应用3相2电平转换器，在将直流转换成交流而用于马达驱动的逆变器应用3相2电平逆变器。

这些3相2电平的电力转换装置能够由最小限度的6个半导体开关元件构成，在3相交流与直流之间相互转换电力的情况下需要该半导体开关元件。因而，在3相2电平的电力转换装置中，能够实现小型化以及低成本化。因此，3相2电平的电力转换装置被寄予较大的期待，被要求进一步的性能提高。

作为3相2电平的电力转换装置的控制方法，通过脉冲宽度的控制对输出电压的大小进行控制的PWM控制较为普遍。具体而言，在3相2电平逆变器的情况下，在将所输入的直流电压设为Vdc时，按照每相在规定的定时通过PWM(脉冲宽度调制)进行+Vdc/2与-Vdc/2的2值的切换。由此，能够使从3相2电平逆变器输出的输出波形成为模拟地生成的交流的波形。

一般情况下，在以往的电力转换装置中，在3相交流输出中插入有吸收高次谐波的滤波器。其原因在于，在直流输电等的电力系统连接设备中，要求降低由于开关而产生的畸变波中所包含的高次谐波成分。尤其是，在使用高耐压的开关频率的高电压马达驱动器等中，由于无法提高PWM开关频率，因此不可缺少高次谐波吸收用的滤波器。

这样的滤波器通常由抑制高次谐波成分的电抗器、电容器等构成，具有使向电力系统流出的高次谐波成分降低至不对其他设备造成不良影响的水平的任务。因此，高次谐波抑制用的电抗器、电容器的容量较大、高价、重量也较重的情况较多。因而，通过插入吸收高次谐波的滤波器，会导致电力转换装置的成本提高、重量增加这样的不良情况。

因此，作为不需要上述滤波器的技术，发表了非专利文献2所记载的电路方式等。例如，在图9所示的电路构成中，不进行以往普遍使用的通过变压器的电压降压，就能够对于电力系统以及配电系统电压直接连接电力转换装置。另外，在图9中，符号Up、Vp、Wp是正侧的单位臂，Un、Vn、Wn是负侧的单位臂，单位臂将由斩波桥单位转换器等构成的单位单元作为构成要素。

根据图9所示的具有变压器的电力转换装置，输出电压以及电流波形通过多电平化而接近正弦波，因此，不需要用于吸收高次谐波的滤波器，能够享有低成本化以及轻量化这样的优点。而且，通过实现图9的电路构成，能够容易地简化变压器的构成。变压器的重量以及体积较大，并且在系统整体中所占的成本也比较大，因此，通过推进其简化，能够得到廉价且小型的电力转换装置。

在图9所示的电力转换装置中，作为根据开关来对电压输出的有无进行切换的电压源，具备与开关元件并联连接的直流电容器。该直流电容器用于将电压值始终控制为恒定，因此在原理上需要始终流动使直流电源回流的回流电流，在各相设置有用于充放电的短路路径。

但是，在3相用的电力转换装置中，将3相与相同的直流电源连接，因此，当各相的直流电压合成值即使稍微不同时，在相间就会流动过大的短路电流，有可能对设备造成不良影响。此外，即便假设各相的直流电压合成值的平均值一致，如果接通断开的定时、周期不同，则仍旧会流动过大的短路电流。

因此，为了应对在相间流动的过大的短路电流，可以考虑在各相插入缓冲电抗器那样的大型的电抗器，对短路电流施加限制。但是，缓冲电抗器等电抗器为大型且高价。

即，在图9所示的现有技术中，虽然不需要吸收高次谐波的滤波器，但是必须插入缓冲电抗器等大型的电抗器。因此，电力转换装置变大，且成本也上升。其结果，通过取消上述滤波器所产生的优点与通过插入缓冲电抗器所产生的缺点相抵消，难以实现廉价且小型的电力转换装置。

因此，作为将用于应对过大的短路电流的电抗器取消的方式，提出了图8所示那样的电力转换装置。在具有图8的电路构成的电力转换装置中，成为通过星形绕组构成二次绕组以及三次绕组的变压器，并连接二次绕组以及三次绕组的中性点。根据具备这样的变压器的电力转换装置，不插入缓冲电抗器就能够抑制过大的短路电流的产生。因而，能够取消大型且高价的电抗器，并且不设置高次谐波吸收用的滤波器就能够输出低高次谐波的电压电流波形，能够实现装置的低成本化以及小型化。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2013-115837号公报

非专利文献

非专利文献1：2009年cigre论文预稿集Paper401(Multilevel Voltage-SourcedConverters for HVDC and FACTS Applications：Siemens AG)

发明内容

发明要解决的课题

然而，在电力转换装置中，有时会非意图地输出3次高次谐波电流等高次谐波电流。高次谐波电流成为电力转换装置中所组装的变压器的励磁电流，成为使正弦波电压即系统电压畸变的主要原因。因而，在电力转换装置中，强烈期望在取消吸收高次谐波的滤波器、大型的电抗器的基础上，还能够抑制高次谐波电流的输出。

本发明的实施方式是为了解决以上的课题而提出的，其目的在于提供一种电力转换装置，通过具备二次绕组以及三次绕组分别被三角形联结的变压器，由此能够抑制非意图地输出的高次谐波电流的产生，无需担心引发电力系统的电压的畸变，能够发挥较高的可靠性。

用于解决课题的手段

为了解决上述那样的课题，本实施方式的电力转换装置的特征在于，具有以下的构成。

(1)具备二次绕组以及三次绕组分别被三角形联结的3相3绕组变压器。

(2)将上述3相3绕组变压器的二次绕组与三次绕组各自的相同相彼此的各相绕组的中性点相互连接。

(3)还具备将单位单元串联连接而成的正侧和负侧的单位臂，将串联连接了2个具有自消弧能力的开关元件的支路与电容器并联连接而作为上述单位单元。

(4)上述正侧的单位臂的一端与直流电源的正侧连接，另一端与上述3相3绕组变压器的二次绕组的各相输出端连接。

(5)上述负侧的单位臂的一端与直流电源的负侧连接，另一端与上述3相3绕组变压器的三次绕组的各相输出端连接。

附图说明

图1是第1实施方式的电路构成图。

图2是表示第1实施方式的单位单元的电路构成图。

图3是表示第1实施方式的变压器的绕组构成的电路构成图。

图4是表示第1实施方式的变压器、单位臂以及直流电源的连接关系的电路构成图。

图5是简要地表示第1实施方式的一相的电路构成图。

图6中(A)是正侧的单位单元的电压波形图，(B)是负侧的单位单元的电压波形图，(C)是变压器的二次绕组的电压波形图，(D)是变压器三次绕组的电压波形图，(E)是变压器的输出电压波形图。

图7是表示其他实施方式的变压器的绕组构成的电路构成图。

图8是以往的电力转换装置的电路构成图。

图9是以往的电力转换装置的电路构成图。

具体实施方式

[1]第1实施方式

[构成]

参照图1～图6对第1实施方式的构成进行说明。图1～图5是第1实施方式的电路构成图，图6是第1实施方式的电压波形图。第1实施方式为一种电力转换装置，连接于3相的交流系统与直流系统之间，经由绝缘变压器即3相3绕组变压器A，将3相50Hz的电源电力转换成直流。

如图1所示，在第1实施方式中，设置有3相3绕组变压器A、直流电源B、以及将两个单位单元C串联连接而成的正侧的单位臂Up、Vp、Wp以及负侧的单位臂Un、Vn、Wn。在图1的例子中，将单位单元C设为2个，但只要为1个以上，则设置数量为任意。

(单位臂)

首先，对单位臂进行说明。如图1所示，在第1实施方式中设置有6个单位臂。正侧的单位臂Up、Vp、Wp以及负侧的单位臂Un、Vn、Wn分别各设置有三个。对于正侧的单位臂Up、Vp、Wp，一端与直流电源B的正侧连接，另一端与3相3绕组变压器A的二次绕组的各相输出端连接。对于负侧的单位臂Un、Vn、Wn，一端与直流电源B的负侧连接，另一端与3相3绕组变压器A的三次绕组的各相输出端连接。

(单位单元)

使用图2的电路图对构成单位臂Up、Vp、Wp、Un、Vn、Wn的单位单元C进行说明。单位单元C由斩波桥单位转换器构成，如图2所示，支路20(由虚线表示)与电容器30并联连接。在支路20上串联连接有具有自消弧能力的开关元件21U、21X。这些开关元件21U、21X，使用额定为6500V左右的IGBТ，并且反并联连接有回流二极管22U、22X。

(3相3绕组变压器)

如图1所示，3相3绕组变压器A的一次绕组被星形联结，并与50Hz电源的3相即R相、S相、T相连接。此外，3相3绕组变压器A的二次绕组与三次绕组分别三角形联结。

3相3绕组变压器A构成为，按照一次绕组的每相分割变压器铁芯，使二次绕组的铁芯与三次绕组的铁芯相独立。此外，一次绕组与二次绕组之间的绕组比为1：1。3相3绕组变压器A在各相分开为正侧与负侧而设置。带有在各绕组所示的黑点的一侧为正侧。

在3相3绕组变压器A中，二次绕组与三次绕组各自的各相绕组的中性点为，相同相彼此相互连接。即，二次绕组的R相中性点NP_R2与三次绕组的R相中性点NP_R3连接，二次绕组的S相中性点NP_S2与三次绕组的S相中性点NP_S3连接，二次绕组的T相中性点NP_T2与三次绕组的T相中性点NP_T3连接。

(各部分的连接关系)

在图3中，将3相3绕组变压器A的三角形联结构造分开地表示绕组构成。由于二次绕组以及三次绕组分别被三角形联结，因此，各单位臂与3相3绕组变压器A的两个绕组连接。即，正侧的单位臂Up、Vp、Wp与二次绕组侧连接，更详细来说，单位臂Up与绕组Rp1以及绕组Tp2连接，单位臂Vp与绕组Sp1以及绕组Rp2连接，单位臂Wp与绕组Tp1以及绕组Sp2连接。

此外，负侧的单位臂Un、Vn、Wn与三次绕组侧连接，更详细来说，单位臂Un与绕组Rn1以及绕组Tn2连接，单位臂Vn与绕组Sn1以及绕组Rn2连接，单位臂Wn与绕组Tn1以及绕组Sn2连接。

在图4中表示这样的3相3绕组变压器A、单位臂Up、Vp、Wp、Un、Vn、Wn以及直流电源B的连接关系。正侧的各相的单位臂Up、Vp、Wp的一端分别与直流电源B的正侧连接。此外，负侧的各相的单位臂Wp、Un、Vn的一端分别与直流电源B的负侧连接。

[作用]

(高次谐波的抑制)

已知在基于半导体元件的开关中会产生畸变波，该畸变波所包含的高次谐波成分会对设备造成影响。如上所述，为了应对该高次谐波成分，可以考虑插入吸收所产生的高次谐波的滤波器。

高次谐波吸收用的滤波器能够由抑制高次谐波成分的电抗器、电容器构成，但必须使向电力系统流出的高次谐波成分降低至不对其他设备造成影响的水平。因此，需要具有较大容量的滤波器，导致大型化等不良情况。

因此，在第1实施方式中，构成将单位单元C串联地多级连接的多电平的电力转换装置。由此，能够使第1实施方式的输出波形更接近正弦波。因而，不设置吸收高次谐波的滤波器，就能够将高次谐波可靠地抑制至高次谐波成分不对其他设备造成影响的水平。

而且，在第1实施方式中，在3相3绕组变压器A中，二次绕组、三次绕组分别成为三角形联结构成。并且，将二次绕组与三次绕组各自的相同相彼此的各相绕组的中性点在二次绕组与三次绕组中相互连接。因此，能够在原理上抑制非意图地输出的高次谐波电流的产生。因而，无需担心高次谐波电流成为3相3绕组变压器A的励磁电流而使系统电压畸变。

(交流电压输出动作)

使用图5以及图6对本实施方式的交流波形的输出动作进行说明。在图5中，是单位臂由2个单位单元C构成的情况。将直流电源B的中性点作为接地点并作为电压基准，将从接地点观察的交流输出点的电压设为Vu。

Vu是对50Hz交流电源R、S、T相电压进行了三角形星形转换时的3相交流电压Vu、Vv、Vw，该三角形星形转换是在一般的交流理论中已有的技术，因此省略说明。将直流电源B的正负各自的电压设为Vdc，将单位单元C的电容器电压设为Vc，将与正侧电源侧连接的单位单元C的输出电压设为VuP、将与负侧电源侧连接的单位单元C的输出电压设为VuN。此外，将在上位的系统中运算出的想要输出的交流电压指令设为VuRef。

(数式1)

正侧单位单元VuP＝Vdc-VuRef

该VuP的电压波形在图6(A)中表示。此外，3相3绕组变压器A中的二次绕组的电压Vu2的波形在图6(C)中表示。

此时，输出电压Vu如以下那样输出。

(数式2)

Vu＝Vdc-VuP＝Vdc-(Vdc-VuRef)＝VuRef

(数式3)

负侧单位单元VuN＝Vdc-VuRef

该VuN的电压波形在图6(B)中表示。此外，3相3绕组变压器A中的三次绕组的电压Vu3的波形在图6(D)中表示。

此时，输出电压Vu如以下那样输出。

(数式4)

Vu＝-Vdc+VuN＝-Vdc+(Vdc-VuRef)＝-VuRef

在3相3绕组变压器A中，二次绕组为减极性，三次绕组为加极性，因此，输出图6(E)所示那样的电压Vtr1。

(直流充放电动作)

交流负载电流Iu分别向正侧的单位单元C以及负侧的单位单元C流动。此时，正侧的单位单元C的电容器30通过由以下的公式表示的电力PowerP进行充放电。

(数式5)

PowerP＝VuP×Iu＝(Vdc-VuRef)×Iu

当对于以输出电压VuRef与交流负载电流Iu为相同相位即功率因数为1进行动作的情况进行计算时，交流一个周期中的PowerP的平均值成为负。即，当仅以上述动作模式进行输出电压控制时，正侧的单位单元C的电容器电压平均值无法保持恒定，而无法持续运转。同样，负侧的单位单元C的电容器电压也是，以功率因数为1进行动作时的PowerN在交流一个周期中的平均值成为正，负侧的单位单元C的电容器电压平均值无法保持恒定，而无法持续运转。

在用于解决该问题的第1实施方式中，在从直流电源B的正侧经由正侧的单位单元C、3相3绕组变压器A、负侧的单位单元C而到达直流电源B的负侧这样的路径中，以直流流动充放电电流。由此，能够使电容器电压的平均值恒定。

具体而言，通过以下的公式对直流电容器电压平均值的恒定控制修正值ΔVfcControl进行运算，对正侧的单位单元C的输出电压指令VuP、VuN进行修正输出。

(数式6)

ΔVfcControl＝G(s)×(VCref-VCu_AVE)

VCref是单位单元电容器电压指令值，且是预先设定的值。

VCu_AVE是U相正负全部单位单元的电容器电压平均值。

G(s)是控制增益，s是拉普拉斯算符。适合比例积分控制。

这样的动作与现有技术相同，但是在现有技术中，需要特别设置用于防止直流循环电流的激增的缓冲电抗器等大型的电抗器。

(漏电感的利用)

与此相对，在第1实施方式的电路方式中，在直流循环电流的路径中组装有作为绝缘变压器的3相3绕组变压器A。因此，在原理上不会由于该变压器A的漏电感成分而产生直流循环电流的激增。通常，在实际的变压器中必然存在由磁泄漏引起的漏磁通。该漏磁通无助于变压作用，作为一次绕组以及二次绕组的漏电感起作用。

即，在第1实施方式中，在流动直流循环电流时，作为绝缘变压器的3相3绕组变压器A包含于直流循环电流的路径，因此，能够使3相3绕组变压器A的漏电感成分作为电抗器起作用。由此，能够抑制直流循环电流的激增，且不需要缓冲电抗器等高成本且大型的电抗器。

[效果]

如以上所述那样，根据第1实施方式，不需要高次谐波吸收用的滤波器就能够输出低高次谐波的电压电流波形。此外，不设置缓冲电抗器那样的高成本且大型的电抗器，就能够抑制直流循环电流的激增而将单位单元C的电容器电压的平均值控制为恒定。因而，能够省去高次谐波吸收用的滤波器、高成本且大型的电抗器，能够提高廉价且小型的电力转换装置。

并且，在第1实施方式中，使3相3绕组变压器A的二次绕组以及三次绕组分别成为三角形联结构成，且将二次绕组与三次绕组各自的相同相彼此的各相绕组的中性点相互连接。因而，能够抑制非意图地输出的高次谐波电流的产生。其结果，高次谐波电流不会成为3相3绕组变压器A的励磁电流，系统电压能够维持正弦波电压，无需担心成为畸变的电压。由此，能够提高不仅廉价且小型、而且具有较高的可靠性的电力转换装置。

[2]其他实施方式

本发明的实施方式并不限定于上述方式。

(1)例如，如图7所示，3相3绕组变压器A’也可以构成为，按照一次绕组的每相分割变压器铁芯，将二次绕组与三次绕组卷绕于同一铁芯。在这样的其他实施方式中，使各相各自的二次绕组与三次绕组的铁芯共用化，因此能够消除直流成分，能够使由于电容器的直流充放电电流而产生的直流磁通相互抵消。因此，能够防止铁芯磁饱和而减小饱和磁通密度，能够实现变压器铁芯的进一步的小型化。

(2)也可以构成为，使3相3柱变压器A的各柱作为一次1绕组、二次1绕组、三次1绕组。由此，与上述实施方式相同，能够使各相直流磁通相互抵消。进而，还能够实现与基于3相3柱铁芯化的通常3相变压器相同的小型化。

(3)上述实施方式通过相同的构成也能够进行从直流向交流的转换，并能够相反地进行从交流向直流的转换。即，本实施方式的电力转换装置既能够构成为逆变器也能够构成为转换器。

(4)对本发明的几个实施方式进行了说明，这些实施方式作为例子而提示的，并不意图对发明的范围进行限定。这些实施方式能够以其他各种方式加以实施，在不脱离发明的主旨的范围内能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含于发明的范围及主旨中，并且包含于请求范围所记载的发明和与其等同的范围中。

符号的说明

A、A’：3相3绕组变压器；B：直流电源；C：单位单元；Up、Vp、Wp：正负侧的单位臂；Un、Vn、Wn：正负侧的单位臂；20：支路；21U、21X：开关元件；22U、22X：回流二极管；30：电容器。

Claims (2)

1.一种电力转换装置，其特征在于，

具备二次绕组以及三次绕组分别被三角形联结的3相3绕组变压器，

将上述3相3绕组变压器的二次绕组与三次绕组各自的相同相彼此的各相绕组的中性点相互连接，

还具备将单位单元串联连接而成的正侧和负侧的单位臂，将串联连接了2个具有自消弧能力的开关元件的支路与电容器并联连接而作为上述单位单元，

上述正侧的单位臂的一端与直流电源的正侧连接，另一端与上述3相3绕组变压器的二次绕组的各相输出端连接，

上述负侧的单位臂的一端与直流电源的负侧连接，另一端与上述3相3绕组变压器的三次绕组的各相输出端连接。

2.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

按照上述3相3绕组变压器的一次绕组的每相来分割变压器铁芯，将二次绕组与三次绕组卷绕于一个铁芯。