JP4371774B2

JP4371774B2 - インバータ制御装置

Info

Publication number: JP4371774B2
Application number: JP2003376973A
Authority: JP
Inventors: 剛古山; 準次古澤
Original assignee: Okuma Corp
Current assignee: Okuma Corp
Priority date: 2003-11-06
Filing date: 2003-11-06
Publication date: 2009-11-25
Anticipated expiration: 2023-11-06
Also published as: JP2005143216A

Description

本発明は、直流を交流に変換してモータ等の機器を制御するインバータ制御装置に関する。

モータ等の機器を駆動するインバータ制御装置に使用される半導体素子は、ＰＷＭ制御時のスイッチングによる損失を低減する目的で、年々高速化が進んでいる。最近では、ＩＧＢＴといった高速でスイッチング可能な半導体が主流になり、定格電圧６００Ｖ、定格電流１００Ａクラスのもので、その出力電圧パルスは２０００Ｖ／μＳで変化するものもある。

図５は一般的なインバータ制御装置の概略図を示しており、直流電源１はインバータ回路２へ直流電圧を供給し、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６と逆並列接続されたダイオードｄ１〜ｄ６で構成されるインバータ回路２では、直流電圧をＰＷＭ制御によって交流に変換し、三相交流モータ３を運転する。インバータ回路２のトランジスタを駆動するＰＷＭ制御方式については、一般的なものであり、その説明および図５における駆動回路部分を省略する。

直流を交流に変換する際のＰＷＭ出力電圧パルスにおける急峻な変化は、図５に示すモータケーブルの対地間浮遊容量Ｃ0やモータコイルの対フレーム間浮遊容量Ｃmを介して流れるコモンモード電流となり、モータに設置されたセンサ類の誤動作、インバータ制御装置自身の誤動作といった弊害を発生させている。このコモンモード電流は、インバータの出力側の電位が対地間で変動するコモンモード電圧によって発生する。

インバータ出力の各Ｕ、Ｖ、Ｗ相の対地間電位をＶu-g、Ｖv-g、Ｖw-g、対中性点間電位Ｖu-n、Ｖv-n、Ｖw-nとおくと中性点電位Ｖn-gは以下ように表される。

（数１）
Ｖn-g＝(Ｖu-g＋Ｖv-g＋Ｖw-g)／3
ここで、
Ｖu-g＝Ｖu-n＋Ｖn-g
Ｖv-g＝Ｖv-n＋Ｖn-g
Ｖw-g＝Ｖw-n＋Ｖn-g
Ｖu-n＋Ｖv-n＋Ｖw-n＝0
u,v,w：インバータ出力各相
n：インバータ出力の中性点
g：グランド

図５中のインバータ回路２のＵ、Ｖ、Ｗ相各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のオン／オフ状態により、数式１からわかるように、ＰＷＭ制御を行う際のキャリヤ周波数をｆｃとおくと、図６のような波形に中性点が３段階に変化し、対地間中性点電圧であるコモンモード電圧：Ｖn-gの変化に同期してケーブル、モータの浮遊容量を介して数式２のコモンモード電流：Ｉｇが流れる。

（数２）
Ｉg＝(Ｃm＋Ｃ0)・dv／dt

なお、実際にはインバータ回路２にも浮遊容量が存在するが、一般的にケーブルおよびモータの浮遊容量に対して極めて小さく、また、インバータ回路内の配線分離等の工夫により容易に浮遊容量を小さくできるため省略する。

図７は実際に１０ｋｗクラスのモータを駆動した際のインバータ制御装置の出力電圧中性点の変化とコモンモード電流を測定したものである。測定したケーブルおよびモータの浮遊容量は１５００ｐＦ程度あり、コモンモード電流Ｉgはピークで約３Ａ流れている。なお、測定にあたっては、図５のように中性点の検出には１００ｋΩ程度の抵抗をＹ結線にしたものを用いて行い、コモンモード電流は図５中の電流センサ５のようにＵ，Ｖ，Ｗ相のケーブルを一括して測定を行った。

コモンモード電流を低減する手段として、各種フィルタが実用化されており、種類としてはＬＣＲなどの受動素子を用いたパッシブ方式と半導体素子を用いたアクティブ方式がある。

図８を用いて第一の従来例を説明する。図８は、パッシブ方式の代表例として、インバータの出力に３相コモンモードリアクトルを挿入する方式である。インバータ回路２の入力には直流電源１が接続されている。また、インバータ回路２の出力には３相コモンモードリアクトル１９を介して３相モータ３が接続される。挿入された３相コモンモードリアクトル１９は、ノーマルモードの電流に対してはスルーパスし、コモンモードの電流に対しては、流れを抑制するよう電圧を発生させる。つまり、モータ制御上重要となるノーマルモードインダクタンスに対してはほとんどゼロなので、対地間で変動するコモンモード電圧のみ抑制され、結果としてモータの制御性はそのままに、コモンモード電流のみ抑制することができる。

このような、パッシブ方式のフィルタに対して、半導体素子を用いてコモンモード電流を積極的に抑制するアクティブ方式も提案されている。

図９を用いて第二の従来例を説明する。図９は、電流形のアクティブ方式と呼ばれるものである。直流電源１のＰ側とＮ側ラインをクランプするように設置された電流センサ５は、Ｐ側電流とＮ側電流の不平衡電流、つまり、ケーブルやモータの浮遊容量を介して流れるコモンモード電流Ｉg1を検出する。直流ラインのＰ側とＮ側に接続されたプッシュプル型トランジスタ回路４は、コンデンサ６を介してモータフレームに接続される。なお、コンデンサ６は、直流成分をカットするために接続されている。電流センサ５で検出されたコモンモード電流は、トランジスタ回路４で増幅され、コンデンサを介して逆極性の電流Ｉg2をモータフレームに注入することで、Ｉg1＋Ｉg2＝0となりコモンモード電流をキャンセルしている。

図１０を用いて第三の従来例を説明する図１０は、電圧形のアクティブ方式と呼ばれるものである。インバータ回路２の出力は、補助巻線を有する３相コモンモードトランス８を介して３相モータ３が接続される。また、インバータ回路２の出力には、Ｙ結線されたコンデンサ７が接続される。コンデンサ７の中性点には、プッシュプル型トランジスタ回路４の駆動端子に接続され、トランジスタ回路４の入力には直流ラインのＰ側とＮ側に接続される。トランジスタ回路４の出力端子は３相コモンモードトランス８の補助巻線の一端に接続される。補助巻線の他端はコンデンサ６からなる直流ラインの中性点に接続される。Ｙ結線されたコンデンサ７は、インバータ回路２の出力側中性点を検出しており、中性点電圧の変動に応じてトランジスタ回路４が動作し、３相コモンモードトランス８の補助巻線に逆極性の電圧を注入することで、モータケーブルに印加されるコモンモード電圧の変動をキャンセルしている。

特開２００１−６９７６２号公報特開２００１−３３３５８２号公報

第一の従来例においては、受動素子を用いたパッシブ方式のため、接続するケーブルの種類、長さ、またモータの種類によって対地間浮遊容量が変動するため、安定した効果が期待できない欠点がある。

第二の従来例においては、コモンモード電流の流れる経路が多岐に渡る場合、つまり、ケーブルやモータの接地が多数ヶ所で接地されているような状況においては、トランジスタ回路４の出力を接続する箇所が特定できない。つまり、図９中の破線のような経路でＩg3が存在するとコモンモード電流を完全にキャンセルできず、場合によってはＩg2＞Ｉg1となってコモンモード電流を増加させてしまう恐れがある。

第三の従来例においては、容量の大型化に比例して流れるモータ線電流が大きくなるため、３相コモンモードトランス８の線径が太くなることにより大型化する。また、線径が太くなるにつれて鉄心部に近接して巻くのが困難となり、結果的に漏れインダクタンスが大きくなって周波数特性が悪くなり、小型で安価な周波数特性の良いコモンモードトランスを製作するのが困難となっていた。

本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、対地間浮遊容量によらず安定したコモンモード電流の抑制効果があるインバータ制御装置の提供を目的とする。また、コモンモード電流の流れる経路によらず、コモンモード電流の抑制効果があるインバータ制御装置の提供を目的とする。また、小型で安価なコモンモード電流抑制機能を内蔵したインバータ制御装置の提供を目的とする。

上述した目的を達成するために、本発明に係るインバータ制御装置は、直流電圧を入力とし、半導体素子を用いて直流電圧を交流電圧に変換して機器を制御するインバータを制御するインバータ制御装置において、前記インバータの出力の中性点の電圧値を取得する電圧値取得手段と、前記インバータの半導体素子のスイッチングタイミングにおける前記中性点とアース間の電圧の変化の極性と逆のパルス極性と、前記インバータの半導体素子のスイッチングタイミングにおける前記中性点とアース間の電圧の変化の幅に応じたパルス高さと、を有するパルス電圧を出力する電圧出力手段と、を備え、前記インバータの半導体素子のスイッチングタイミングにおいて、前記インバータの入力電圧に前記電圧出力手段のパルス電圧を加えることにより、前記中性点とアース間の電圧の時間変化率を減少させることを特徴とする。

また、前記電圧値取得手段は、前記インバータの半導体素子を駆動する信号から当該電圧値を算出することが好ましい。

以下、本発明の実施の形態について説明する。なお、本実施の形態において前述の従来例に示す要素に付した符号と同一符号を付した要素は同一機能を有し、説明は省略する。

図１は、本発明に係るインバータ制御装置の第一の実施例である。電位補正器は、パルス電圧を発生するパルス発生器１０と、トランス１１と、で構成されている。インバータ回路２の入力に接続される直流電源の中性点ｎには、電位補正器のトランス１１の２次側巻線を介して接地される。インバータ回路２の出力側には、Ｙ結線された抵抗９が接続され、対地とＹ結線の中性点ｎ’、つまりインバータ回路２の出力側コモンモード電位Ｖn'-gが、パルス発生器１０に入力される。パルス発生器１０では、インバータ回路２の各トランジスタのスイッチングタイミングにおけるコモンモード電圧の変化の極性と逆のパルス極性と、インバータ回路２の各トランジスタのスイッチングタイミングにおけるコモンモード電圧の変化の幅に応じたパルス高さと、を有するパルス電圧を発生し、インバータ回路２の各トランジスタのスイッチングタイミングにおいて、トランス１１の１次側巻線に電圧を印加する。なお、パルス発生器１０は、トランス１１により絶縁されており、また、印加電圧はトランスの巻数比により調整できるので、インバータ回路２の半導体部品ほど耐圧を高くする必要もなく、安価なものが使用可能である。

直流電源の中性点ｎと対地間の電圧Ｖn-gは、図２のように電位が変動する。結果的にインバータ回路２の入力の電位が変化することになり、インバータ回路２の出力Ｖn'-gは図２の実線から破線に変化する。出力Ｖn'-gの変化量：ｄＶn'-g／ｄｔの減少に比例して、ケーブル、モータの浮遊容量を介して流れるコモンモード電流Ｉgも減少する。ここで、厳密にはインバータ回路２の入力の電位が変化することで、インバータ回路２の浮遊容量を介して流れるコモンモード電流は増加することになるが、ケーブル、モータの浮遊容量と比較して極めて小さく、問題とならない。

図３は、本発明に係るインバータ制御装置の第二の実施例である。三相交流電源１８は、ダイオードブリッジで構成される整流回路１６により直流電圧に変換される。整流回路１６の出力側には、平滑コンデンサ１５が接続され、整流回路１６から出力される直流電圧を平滑する。平滑コンデンサ１５は、インバータ回路２の入力直流電圧として、インバータ回路２にコモンモードリアクトル１４を介して接続される。

インバータ制御回路１３では、インバータ回路２の各トランジスタを駆動する信号を生成する。インバータ回路２の出力側コモンモード電圧は、上述した第一の実施例にあるＹ結線された抵抗によっても検出可能であるが、本実施例においては、制御回路１３内で駆動信号から、上アームのトランジスタ（Ｔｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５）および下アームトランジスタ（Ｔｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６）の駆動信号の関係から、コモンモード電圧の変動を算出している。これによると、駆動信号から予めコモンモード電圧を算出するため、検出による遅れがない。

プッシュプル型トランジスタ回路４とインダクタンス１２で構成される電位補正器では、インバータ制御回路１３で算出された値により、コモンモード電圧と逆極性の電圧をプッシュプル型トランジスタ回路４の出力からインダクタンス１２に印加する。インダクタンス１２の他端は、三相交流電源１８にＹ結線されたコンデンサ１７の中性点に接続し、インバータのアースと意図的に分離している。なお、この中性点は、高周波成分に対して接地と同等の電位を持つ仮想接地点である。つまり、図２に示すようなＶn-gのような高周波な波形に対しては、コンデンサ１７の中性点が接地と同等の働きをし、アースと分離することができる。また、他の方法としては、三相交流電源１８に接続した３相トランスの中性点を使用した場合にも、同様の仮想接地点とすることができる。なお、インダクタンス１２は電圧を発生する目的で使用しており、線径を太くする必要はない。

コモンモードリアクトル１４の役割は、トランジスタ回路４による電位変動をコモンモードの電圧を発生させて吸収し、３相交流電源を介して外部への影響を無くすことである。インバータの出力に付ける同容量の三相コモンモードリアクトルと比較して、電圧が高いので電流も小さく、また線数も２本となるので、三相コモンモードリアクトルほど大きいサイズにはならない。なお、外部と絶縁しているような状況、例えば高圧の電源に接続するような場合はトランスを用いて降圧するが、この場合、降圧トランスに絶縁トランスを使用すればコモンモードリアクトル１４は不要である。

図４は、本発明に係るインバータ制御装置の第三の実施例である。本方式は、第二の実施例に対し、複数のインバータを設けそれらを動作させる場合の例であり、共通部分については説明を省略する。

インバータ回路２と直流電圧を共有するインバータ回路２１は、コモンモードリアクトル２０介して平滑コンデンサ１５に接続される。インバータ制御回路１３からの駆動信号により、プッシュプル型トランジスタ回路２３の出力からは、インバータ回路２１の出力側コモンモード電圧と逆極性の電圧をインダクタンス２４に印加する。また、インダクタンス２４の他端は、三相交流電源１８にＹ結線されたコンデンサ１７の中性点に接続し、インバータのアースと意図的に分離している。

なお、外部と絶縁しているような状況であれば、コモンモードリアクトル１４またはコモンモードリアクトル２０は不要である。さらに、三相交流モータ３および２２を同時に動作させないような条件で使用する場合、両方のコモンモードリアクトルが不要となる。さらに、インバータ回路が３台以上の場合においても、同様な構成で実現できる。

本実施形態によれば、浮遊容量の小さいインバータ回路の入力側電位を変動させ、浮遊容量の大きいケーブル、モータがつながる出力側コモンモード電圧の変化を抑制するようにしている。また、駆動信号から予めコモンモード電圧を算出するため検出による遅れがなく、半導体素子により入力側電位を変動しているので応答性もよく、仮想接地点に対して入力側電位を変動させるのでアースと分離でき、さらに、インバータ回路の入力に付けられたコモンモードリアクトルにより外部への悪影響がない。これにより、第一の従来例の課題であった対地間浮遊容量によらず安定した効果が期待できる。

第二の従来例の課題であったケーブル、モータの接地が多岐に渡る場合においても確実に抑制効果がある。第三の従来例の課題であった大型で高価な３相コモンモードトランスを必要とせず、小型で安価となる。さらに、インバータ回路を複数動作する場合においても、直流電源および仮想接地点を共通化できるので部品数を減らすことができ、安価なインバータ制御装置が提供できる。

第一の実施例に係るインバータ制御装置を示す構成図である。電圧Ｖn-gと電圧Ｖn'-gの経時変化を示すチャートである。第二の実施例に係るインバータ制御装置を示す構成図である。第三の実施例に係るインバータ制御装置を示す構成図である。一般的なインバータ制御装置を示す構成図である。電圧Ｖn-gの経時変化を示すチャートである。電圧Ｖn-g及び電流Ｉgの実測値を示すチャートである。第一の従来例に係るインバータ制御装置を示す構成図である。第二の従来例に係るインバータ制御装置を示す構成図である。第三の従来例に係るインバータ制御装置を示す構成図である。

符号の説明

１直流電源、２，２１インバータ回路、３，２２交流モータ、４，２３プッシュプル型トランジスタ回路、５電流センサ、６コンデンサ、７，１７Ｙ結線コンデンサ、８補助巻線付き３相コモンモードトランス、９Ｙ結線抵抗、１０パルス発生器、１１トランス、１２，２４インダクタンス、１３インバータ制御回路、１４，２０コモンモードリアクトル、１５平滑コンデンサ、１６ダイオードブリッジ整流回路、１８三相交流電源、１９３相コモンモードリアクトル。

Claims

直流電圧を入力とし、半導体素子を用いて直流電圧を交流電圧に変換して機器を制御するインバータを制御するインバータ制御装置において、
前記インバータの出力の中性点の電圧値を取得する電圧値取得手段と、
前記インバータの半導体素子のスイッチングタイミングにおける前記中性点とアース間の電圧の変化の極性と逆のパルス極性と、前記インバータの半導体素子のスイッチングタイミングにおける前記中性点とアース間の電圧の変化の幅に応じたパルス高さと、を有するパルス電圧を出力する電圧出力手段と、
を備え、
前記インバータの半導体素子のスイッチングタイミングにおいて、前記インバータの入力電圧に前記電圧出力手段のパルス電圧を加えることにより、前記中性点とアース間の電圧の時間変化率を減少させることを特徴とするインバータ制御装置。
前記電圧値取得手段は、前記インバータの半導体素子を駆動する信号から当該電圧値を算出することを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。