CN101034971A - 同步定时检测设备、接收设备以及同步定时检测方法 - Google Patents

Abstract

一种同步定时检测设备，包括：相关计算器，它被配置用于通过计算被采样输入信号与参照信号之间的互相关或是被采样输入信号的自相关来产生第一相关值；内插处理器，它被配置用于产生内插到多个第一相关值中的第二相关值，其中这些第一相关值具有不同的输入信号采样点组合；以及检测器，该检测器基于第一和第二相关值来检测同步定时。

Description

同步定时检测设备、接收设备以及同步定时检测方法

技术领域

本发明涉及一种使用接收信号中包含的同步信号来控制接收信号相位的接收设备。

背景技术

为了在发送与接收设备之间发送和接收帧化数据或分组化数据，使用某种相关方法在接收设备中建立接收信号的帧同步(参见日本未审专利申请公开第2005-176184号)。在这种相关方法中，当从发送设备向接收设备发送信息信号时，在信息信号的开始处添加参照信号。该参照信号是特定信号码型周期性地重复的信号序列。在下文中，这种参照信号被称为前同步码。接收设备计算接收信号与已知前同步码的信号码型之间的互相关值或是接收信号的自相关值，以便检测出所计算的互相关值或自相关值达到其峰值时的定时(在下文中将其称为相关峰值位置)。此外，接收设备还通过估计检测出的相关峰值位置的重复周期或其重复周期的变化，来识别出信息信号的开始定时。通过识别信息信号的起始位置，特别是通过建立帧同步，可以执行包括信息信号解调在内的接收处理。

例如，在兼容IEEE802.11a标准的无线LAN中，在被发送或接收的OFDM信号的开始处添加称为短码元的前同步码。无线LAN中的接收设备使用短码元来识别OFDM信号的起始定时，然后则根据所识别出的起始定时来解调信息信号。随后，接收设备将会通过基于所识别出的起始定时的高速傅立叶变换来解调信息信号。

上文所述的借助相关方法来建立帧同步的处理适用于UWB(超宽带)接收设备，UWB是一种不同于无线LAN的短距离无线通信标准。UWB通信系统中的一种是由标准化组织ECMA(欧洲计算机制造商协会)制定标准的ECMA-368。在该标准中，为PHY层使用了MB-OFDM(多波段正交频分复用)。

图4显示的是用于检测相关峰值位置的同步定时设备的结构实例。在MB-OFDM接收设备中，使用了图4的同步定时设备41。I分量信号I_D(t)和Q分量信号Q_D(t)是由A/D转换器(ADC)40a和40b采样和量化的离散基带信号，这两个信号都被输入到同步定时检测设备41。

相关器411a输入I分量信号I_D(t)以及在ROM(只读存储器)412a中保存的前同步码的信号码型r(i)，从而计算I_D(t)与r(i)之间的互相关值C_I(t)。同样，相关器411b输入Q分量信号Q_D(t)以及在ROM(只读存储器)412b中保存的前同步码的信号码型r(i)，从而计算Q_D(t)与r(i)之间的互相关值C_Q(t)。这些互相关值Q_D(t)和C_Q(t)分别可以分别借助以下公式(1)和(2)来定义。

$C_I\left(t\right)=\frac{1}{A}\underset{i=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{I}_D(t+i\×m)r\left(i\right)---\left(1\right)$

$C_Q\left(t\right)=\frac{1}{A}\underset{i=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_D(t+i\×m)r\left(i\right)---\left(2\right)$

$A=\underset{i=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r\left(i\right)\right|}^2---\left(3\right)$

在公式(1)和(2)中，P是指前同步码中一个重复码型的采样数量。例如，对由上述UWB标准定义的PLCP(物理层会聚协议)前同步码来说，P＝165。在上述公式中，m是指1或更大的整数，它表示的是ADC 40a和40b的过采样速率。另外，A是指由公式(3)定义的归一化常数。

平方和计算器413输入由相关器411a、411b计算得到的互相关值C_I(t)和C_Q(t)，并且该计算器以P(t)＝C_I(t)²+C_Q(t)²的方式来计算其平方和。

阈值评估器414对用于平方和计算器413输出的平方和P(t)的阈值进行评估，以便检测相关峰值位置，此外它还将检测到的相关峰值位置作为码元定时来输出。在下文中将会参考图5来描述阈值评估器414实施的阈值评估的原理。在图5中，PS_n(n＝1，2，...，21)表示的是构成PLCP前同步码的分组同步序列。在PLCP前同步码中，分组同步序列会每21个码元重复一次。

当把分组同步序列的码型应用到公式(1)和(2)中来计算互相关值C_I(t)、C_Q(t)及其平方和P(t)时，这两个互相关值的平方和P(t)会在接收信号I_D(t)、Q_D(t)与分组同步序列的码型r(i)相一致的时刻达到峰值。当接收信号I_D(t)、Q_D(t)与分组同步序列的码型r(i)相一致时的定时，是在使用接收信号I_D(t)和Q_D(t)的采样点集合来计算分组同步序列的码型r(i)的互相关的时候的定时，其中接收信号I_D(t)、Q_D(t)在其开始处具有分组同步序列的定界符位置。特别地，在图5所示的分组同步序列的定界符位置T1、T2和T3中，可以观察到P(t)中的相关峰值。P(t)的阈值由阈值评估器414进行评估，而包括图5所示的T1、T2、T3在内的相关峰值位置作为码元定时输出。通过使用该码元定时，可以建立码元同步和帧同步，由此能够为后续OFDM信号执行解调及其他处理。

如上文所述，当输入到相关器411a、411b的接收信号I_D(t)、Q_D(t)与前同步码r(i)一致时，可以在互相关值C_I(t)、C_Q(t)及其平方和P(t)中观察到相关峰值。通过精确捕获该相关峰值，可以建立正确的同步。为了精确捕获相关峰值，需要提高在ADC 40a、40b中的对接收信号I_D(t)、Q_D(t)的采样速率，此外还有必要使在相关器411a、411b中计算相关性的采样点间隔更窄。

下文将会详细描述当对于接收信号的采样速率很低时产生的问题。图6A和6B显示的是在ADC 41a的采样速率是基带信号I(t)所包含的最大频率的两倍的时候，使用通过ADC 40a获得的离散I分量信号而计算得到的相关值C_I(t)。在图6A和6B中，虚线所示的曲线R表示的是在ADC 40a未执行采样时的连续信号I(t)与前同步码之间的互相关函数。此外，图6A和6B中的水平轴表示的是由采样时间Ts(采样速率的倒数)标准化的时间，其中时间0是相关峰值位置。

如果在ADC 40a中的接收信号I(t)的采样相位是可以对分组同步序列PS_n的定界符位置进行采样的相位，那么相关器411a输出的离散互相关值C_I(t)将会如图6B所示。在图6B中，对处于中心位置的时间k来说，处于该时间k之前和之后的四个采样点是由互相关值C_I(k-4)～C_I(k+4)表示的。在类似图6所示的采样相位中，相关峰值包含在相关器411a输出的互相关值中，由此可以通过检测互相关峰值来建立精确的同步。在图6中，C_I(k)对应于相关峰值。

另一方面，在图6A中，在ADC 40a中的接收信号I(t)的采样时间与图6B所示情况中的接收信号I(t)的采样时间相比偏移了1/2周期的情形下，示出了相关器411a输出的互相关值C_I(k-4)～C_I(k+4)。在这样的采样相位中，在相关器411a输出的互相关值中并未包含真的相关峰值。因此，在这样的采样相位中，无法正确地检测出相关峰值，并且根据对阈值评估器44设定的阈值来检测相关峰值也是非常困难的。此外，如果在阈值评估器414中将用于相关峰值的检测阈值设置得较小，以便检测很小的相关峰值，那么很有可能错误地检测到因为噪声所产生的互相关值中的峰值。

由此，为了防止取决于ADC 40a中的采样相位的同步精度发生波动，有必要通过提高ADC 40a的采样速率来实施过采样。

如前文所述，为了在用于接收帧化(分组化)数据的接收设备中通过相关方法精确地建立同步，有必要在采样和离散化接收信号的时候实施过采样处理。但是目前已经发现，采样速率的提升将会导致接收设备电路规模的增大以及功耗的增大。因此，为了减小接收设备的电路规模和功耗，理想的是在保持同步建立精度的同时减小接收信号的采样速率。

发明内容

根据本发明的一个方面，提供了一种同步定时检测设备，该设备包括：相关计算器，它被配置用于通过计算被采样输入信号与参照信号之间的互相关或是被采样输入信号的自相关来产生第一相关值；内插处理器，它被配置用于产生内插到多个第一相关值中的第二相关值，其中这些第一相关值具有不同的输入信号采样点组合；以及检测器，该检测器基于第一和第二相关值来检测同步定时。

这种结构能够从使用采样点计算的第一相关值以及内插在多个第一相关值之间的第二相关值(内插相关值)中检测到作为相关峰值位置的同步定时。特别地，这样做可以抑制取决于输入信号采样相位的同步建立精度的恶化。这种处理以较低的采样速率实现了与使用常规同步定时设备40时具有相同等级的同步建立精度。相应地，通过使用根据本发明的同步定时检测设备，可以抑制为了采样输入信号而对A/D转换器实施过采样处理所导致的电路规模和功耗的增大。

根据本发明的另一个方面，提供了一种接收设备，该设备包括：上述同步定时检测设备；采样单元，该单元对输入信号进行采样，以便将其输出到同步定时检测设备；以及解调器，用于根据同步定时检测设备测得的同步定时来解调输入信号。

根据本发明的另一个方面，提供了一种用于从输入信号中检测同步定时的方法，该方法包括：通过计算被采样输入信号与参照信号之间的互相关或是被采样输入信号的自相关来产生第一相关值；产生内插到多个第一相关值中的第二相关值，其中这些第一相关值具有不同的输入信号采样点组合；以及通过使用第一和第二相关值来检测同步定时。

借助该方法，即使输入信号的采样速率低，也可以从使用采样点计算的第一相关值以及内插在多个第一相关值之间的第二相关值(内插相关值)中检测到作为相关峰值位置的同步定时。这样做能在保持同步建立精度的同时减小接收信号采样速率。相应地，也可以抑制为了采样输入信号而对A/D转换器实施过采样处理所导致的电路规模和功耗的增大。

本发明提供了一种能在保持同步建立精度的同时减小接收信号采样速率的同步定时检测设备，接收设备以及同步定时检测方法。

附图说明

从以下结合附图的描述中可以清楚了解本发明的上述及其它目标、优点和特征，其中：

图1是显示根据本发明实施例的MB-OFDM接收设备的结构图；

图2是显示根据本发明实施例的同步定时检测器的结构图；

图3是对根据本发明实施例并由同步定时检测器实施的内插处理进行说明的视图；

图4是显示常规同步定时检测器的结构图；

图5是对借助相关方法实施的同步建立进行说明的视图；

图6A和6B是对采样相位与相关峰值检测精度之间的关系进行说明的视图。

具体实施方式

在这里将参考图示实施例来描述本发明。本领域技术人员可以看出，众多的替换实施例都是可以使用本发明的教导来实现的，并且本发明并不局限于这些用于说明目的的实施例。

在附图中，相同的组件是用相同的参考数字表示的，并且关于这些相同参考数字的重复描述将被省略。下文描述的实施例是与MB-OFDM接收设备相结合的。

第一实施例

图1显示的是根据本实施例的MB-OFDM接收设备1的结构。在下文中首先将对MB-OFDM接收设备1实施的接收操作的概要进行详细描述。带通滤波器(BPF)12对天线12接收的信号进行频带选择。此后，该信号将会由低噪声放大器(LNA)13进行放大。所述BPF 12是用于从多个MB-OFDM波段群组中选择将要接收的波段的滤波器。由LNA 13放大后的信号被输入到混频器14a、14b，并且被施以正交调制。应该指出的是，在OFDM中执行的是频跳处理。因此，由未显示的振荡器产生并且输入到混频器14a、14b的本地频率fc将会根据频跳模式而被周期性切换。

对于由混频器14a、14b解调后的复数基带信号，其同相分量(I分量)信号I(t)和正交分量(Q分量)信号Q(t)的高频成分将会由低通滤波器(LPF)15a、15b滤除。此后，该信号将会由可变增益放大器(VGA)16a、16b放大到预定信号电平。

A/D转换器(ADC)17a输入经由VGA 16a放大的I分量信号I(t)，以便对其进行采样和量化，而其输出的则是数字化的离散I分量信号I_D(t)。同样，A/D转换器(ADC)17b输入经由VGA 16b放大后的Q分量信号Q(t)，以便对其进行采样和量化，然后输出的数字化的离散Q分量信号Q_D(t)。ADC 17a、17b输出的信号则输入到同步定时检测器18以及同步处理器19。

同步定时检测器18计算输入信号与已知的前同步码信号之间的互相关值，检测所计算的互相关值达到其峰值时的定时，并且输出该定时。所述同步定时检测器18输出的定时表示的是OFDM信号的码元定时。稍后将会详细描述同步定时检测器18的结构和操作。

同步处理器19使用同步定时检测器18输出的码元定时来旋转I分量信号I_D(t)和Q分量信号Q_D(t)的相位，以便校正载波频率与接收信号本地频率fc之间的频率偏差。此外，同步处理器19还会从I_D(t)和Q_D(t)中移除前同步码、循环前缀(CP)以及保护间隔(GI)。

FFT单元20对移除了前同步码、循环前缀(CP)以及保护间隔(GI)的I分量信号I_D(t)和Q分量信号Q_D(t)执行快速傅立叶变换，以便输出子载波信号。

子载波解调器21使用导频音调来为每一个子载波实施频域均衡、去交织、维特比(Viterbi)译码以及解扰等处理，从而对接收数据进行解调。

在下文中将会对比图4所示的常规同步定时检测设备41，描述根据本实施例的MB-OFDM接收设备中的同步定时检测器18的结构和操作。

图2显示的是本实施例的同步定时检测器18的结构。在这里，相关器181a、181b是以与上述同步定时检测设备41中包含的相关器411a、411b相同的方式工作的。具体来讲，相关器181a输入I分量信号I_D(t)以及保存在ROM(只读存储器)182a中的前同步码的信号码型r(i)，以便计算I_D(t)与r(i)之间的互相关值C_I(t)。而相关器181b则输入Q分量信号Q_D(t)以及前同步码的信号码型r(i)，以便计算互相关值C_Q(t)。

相对于输出相关器181a、181b输出的互相关值C_I(t)和C_Q(t)，延迟电路183a、183b向稍后描述的内插滤波器183a、183b提供具有相等延迟量的延迟，以输出该值，由此校准输入到稍后描述的平方和计算器185a、185b的信号的相位。为了将延迟电路183a、183b的输出与内插滤波器184a、184b的输出区分开来，经过延迟电路183a延迟的互相关值C_I(t)被称为互相关值C1_I(t)，而经过延迟电路183b延迟的互相关值C_Q(t)则被称为C1_Q(t)。特别地，互相关值C1_I(t)和C1_Q(t)是使用由ADC 17a和17b采样后的采样点来计算的。

内插滤波器184a是这样一种数字滤波器，其输入由相关器181a输出的互相关值C_I(t)，产生内插点中的互相关值C2_I(t)，并将其作为内插数据输出，其中所述内插点是通过稍后详细描述的内插方法在用于相关器181a的多个内插点之间进行内插。在下文中将会描述内插滤波器184a在内插点中产生互相关值C2_I(t)的实例。

在内插滤波器184a中，会通过实施公式(4)所示的计算过程来计算位于时间k的采样点(互相关值C_I(k))与时间k+1的采样点(互相关值C_I(k+1))之间的内插点中的互相关值C2_I(k)。

${C2}_I\left(k\right)=\underset{i=-q}{\overset{q+1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_I(k+i)\sin c(\frac{1}{2}-i)---\left(4\right)$

$\sin c\left(x\right)=\frac{\sin \left(\mathrm{\πx}\right)}{\mathrm{\πx}}---\left(5\right)$

在公式(4)中，q是指用于定义内插滤波器184a的抽头数量的参数。例如，当q＝2时，抽头数量是6，并且内插处理是使用互相关值C1_I(k-2)～C1_I(k+3)执行的。图3是显示从时间k到k+1的内插点中的互相关值C2_I(k)的视图，其中这些内插点是使用6个点的互相关值C1_I(k-2)～C1_I(k+3)来计算的。如图3所示，即使抽头数量仅仅为6，也可以内插接近于过采样时的互相关值。

此外，内插滤波器184b是用于输入相关器181b所输出的互相关值C_Q(t)并且产生内插点中的互相关值C2_Q(t)的数字滤波器，其中所述内插点是通过稍后详细描述的内插方法在用于相关器181b的多个内插点之间进行内插的。

平方和计算器185a输入互相关值C1_I(t)以及C1_q(t)，以便以P1(t)＝C1_I(t)²+C1_q(t)²的方式来计算其平方和。同样，平方和计算器185b输入那些由内插滤波器184a、184b执行内插处理而产生的互相关值C2_I(t)以及C2_q(t)，以便以P2(t)＝C2_I(t)²+C2_q(t)²的方式来计算其平方和。

最大值选择器186输入由ADC 17a、17b为采样点计算的互相关值的平方和P1(t)、以及通过在采样点之间内插互相关值而获取的内插点的平方和P2(t)。此外，最大值选择器186还会选择P1(t)和P2(t)之中的最大值，向阈值评估器187输出选择出的平方和的值。所述互相关值的平方和越大，那么与前同步码之间的相关性越强。特别地，最大值选择器186会从P1(t)和P2(t)中选择与前同步码相关性较强的一个值来输出所选择的值。在下文中，将最大值选择器186选择的平方和的值称为P(t)。

阈值评估器187的操作与上述同步定时检测设备41中包含的阈值评估器414的操作是相同的。具体来讲，阈值评估器187对所输入的平方和P(t)的进行阈值评估，检测相关峰值位置，并且将所检测的相关峰值位置作为码元定时来输出。

如上所述，同步定时检测器18并不是简单地根据由ADC 17a、17b采样的I分量信号I_D(t)和Q分量信号Q_D(t)来计算互相关值。特别地，同步定时检测器18将会评估处于对互相关值C_I(t)和C_Q(t)进行内插的点中的互相关值C2_I(t)和C2_Q(t)，并且将其用于相关峰值位置的检测。

因此，本实施例的MB-OFDM接收设备1能够通过借助采样点计算的互相关值C_I(t)和C_Q(t)以及用于内插点的互相关值C2_I(t)和C2_Q(t)来检测相关峰值位置。由此，取决于ADC 17a、17b的采样相位的同步建立精度的恶化情况可以得到抑制。

换句话说，通过使用同步定时检测器18，根据本实施例的MB-OFDM接收设备1能在建立同步的过程中以较低的采样速率来实现与使用常规同步定时检测设备40时相同等级的精度。举例来说，如上文所述，为了计算采样点中的一个内插点，通过在MB-OFDM接收设备1中实施两倍过采样处理，可以在建立同步的过程中实现与在常规接收设备40实施四倍过采样时相同等级的精度。这样做能够减小ADC 17a、17b的采样速率，并且还可以减小功耗。

此外，本实施例的同步定时检测器18通过最大值选择器186，从采样点和一个或多个内插点中选择一个适用于检测相关峰值的点。通过由最大值选择器186实施下采样处理，可以以与ADC 17a、17b的采样速率减小时相同的处理速率来执行阈值评估器186之后的处理。与在ADC 17a、17b之后以过采样处理速率来操作处理器相比，这种结构能够减小MB-OFDM接收设备1的电路规模和功耗。

第二实施例

根据本发明第一实施例的同步定时检测器18是结合对两个连续采样点之间的中间点进行内插的情况来描述的。但是，两个连续采样点之间的内插点的数量也可以是两个或多个。这时，内插滤波器184a和184b可以通过使用公式(6)和(7)来为处于时间k的采样点与处于时间k+1的采样点之间的任意点t(k＜t＜k+1)计算互相关值C2_I(k，t)和C2_Q(k，t)。

${C2}_I(k,t)=\underset{i=-q}{\overset{q+1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_I(k+i)\sin c(t-i)---\left(6\right)$

${C2}_Q(k,t)=\underset{i=-q}{\overset{q+1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_Q(k+i)\sin c(t-i)---\left(7\right)$

此外，最大值选择器186可以被配置成从数量为N的内插点的互相关值平方和以及采样点的互相关值平和方中选择最大值，其中采样点间的内插点数量为N。

通过增加内插点的数量，不但同步定时检测器18的吞吐量以及电路规模增大，而且还可以更精确地检测出相关峰值位置。

其他实施例

在上述实施例中，同步定时检测器18具有最大值选择器186，并且从采样点以及一个或多个内插点中选择适合检测相关峰值的点。但是，最大值选择器186未必是一定需要提供的。借助这种结构，至少可以减小ADC 17a、17b的采样速率，由此减小ADC 17a、17b的功耗。

在上述实施例中，作为内插处理的具体实例，描述了以sinc函数作为采样函数的内插处理。但是，采样函数并不限于sinc函数，它也可以是通常使用的各种其他函数。例如，其中提供了与sinc函数相似的连续函数的分段多项式，也可以作为采样函数来使用。作为替换，也可以执行借助三次多项式的采样内插处理。据此，由于不需要三角函数和除法运算，因此这对高速计算而言是非常合适的。

在上述实施例中，由阈值评估器186为互相关值的平方和执行评估阈值，从而检测出相关峰值。但是，阈值评估也可以针对其他可以检测相关峰值的测量值来执行，例如互相关值或互相关值的绝对值。

在上述实施例中，描述的是将已知前同步码的信号码型预先保存在ROM 182a、182b中，以便计算接收信号与已知前同步码之间的互相关的情况。但是，本发明同样适用于借助接收信号的自相关来检测同步定时的情况。

此外，用以内插ADC 17a、17b获取的采样点的方法并不局限于上述内插处理。例如，在这里不但可以使用通过所有那些抽头采样点推导逼近函数的狭义内插方法，而且还可以使用广义的内插方法，例如借助不需要经过所有采样点的高级多项式实施的最小二乘逼近。

在上述实施例中，本发明应用于MB-OFDM接收设备，但是，本发明也可以应用于MB-OFDM之外的接收设备。

很明显，本发明并不局限于上述实施例，在不脱离本发明的范围和实质的情况下，本发明是可以修改和变更的。

Claims (17)

1.一种同步定时检测设备，包括：

相关计算器，它被配置成通过计算被采样的输入信号与参照信号之间的互相关或者被采样的输入信号的自相关，来产生第一相关值；

内插处理器，它被配置用于产生对多个第一相关值进行内插的第二相关值，其中这些第一相关值具有输入信号的采样点的不同组合；以及

检测器，该检测器基于第一和第二相关值来检测同步定时。

2.根据权利要求1的同步定时检测设备，还包括：选择器，用于从第一和第二相关值中选择与所述参照信号具有最强相关性的候选值，

其中所述检测器通过使用所述候选值来选择同步定时。

3.根据权利要求1的同步定时检测设备，还包括：选择器，用于从第一和第二相关值中选择最大值，

其中所述检测器根据所述最大值是否超出预定阈值来检测同步定时。

4.根据权利要求2的同步定时检测设备，其中单位时间中的输入信号采样点的数量与单位时间中输入到所述检测器的候选值的数量是相同的。

5.根据权利要求3的同步定时检测设备，其中单位时间中的输入信号采样点的数量与单位时间中输入到所述检测器的最大值的数量是相同的。

6.根据权利要求1的同步定时检测器，其中

(a)所述输入信号是复数基带信号，

(b)所述相关计算器包括：

(i)第一相关器，它被配置用于为复数基带信号的同相分量计算第一相关值；以及

(ii)第二相关器，它被配置用于为复数基带信号的正交分量计算第一相关值；

(c)所述内插处理器包括：

(i)第一处理器，该处理器使用同相分量的第一相关值来为同相分量产生第二相关值；以及

(ii)第二处理器，该处理器使用正交分量的第一相关值来为正交分量产生第二相关值；以及

(d)所述检测器基于同相分量的第一相关值与正交分量的第一相关值的平方和、以及同相分量的第二相关值与正交分量的第二相关值的平方和，来检测同步定时。

7.根据权利要求3的同步定时检测设备，其中

(a)所述输入信号是复数基带信号，

(b)所述相关计算器包括：

(i)第一相关器，用于为复数基带信号的同相分量计算第一相关值；以及

(ii)第二相关器，用于为复数基带信号的正交分量计算第一相关值；

(c)所述内插处理器包括：

(i)第一处理器，该处理器使用同相分量的第一相关值来为同相分量产生第二相关值；以及

(ii)第二处理器，该处理器使用正交分量的第一相关值来为正交分量产生第二相关值；以及

(d)所述选择器包括：

(i)第一平方和计算器，该计算器计算同相分量的第一相关值与正交分量的第一相关值的平方和；

(ii)第二平方和计算器，该计算器计算同相分量的第二相关值与正交分量的第二相关值的平方和；以及

(iii)最大值选择器，该选择器从第一平方和计算器计算的平方和以及第二平方和计算器计算的平方和中选择最大值，以将其输出到检测器。

8.根据权利要求1的同步定时检测设备，其中所述内插处理器通过借助采样函数来执行内插处理，从而产生第二相关值。

9.一种接收设备，包括：

权利要求1的同步定时检测设备；

采样单元，该单元对输入信号进行采样，以将其输出到所述同步定时检测设备；以及

解调器，用于根据所述同步定时检测设备检测出的同步定时来解调输入信号。

10.一种接收设备，包括：

权利要求2的同步定时检测设备；

采样单元，该单元对输入信号进行采样，以将其输出到所述同步定时检测设备；以及

解调器，用于根据所述同步定时检测设备检测出的同步定时来解调输入信号。

11.一种接收设备，包括：

权利要求3的同步定时检测设备；

采样单元，该单元对输入信号进行采样，以将其输出到所述同步定时检测设备；以及

解调器，用于根据所述同步定时检测设备检测出的同步定时来解调输入信号。

12.一种接收设备，包括：

权利要求6的同步定时检测设备；

采样单元，该单元对输入信号进行采样，以将其输出到所述同步定时检测设备；以及

解调器，用于根据所述同步定时检测设备检测出的同步定时来解调输入信号。

13.一种接收设备，包括：

权利要求7的同步定时检测设备；

采样单元，该单元对输入信号进行采样，以将其输出到所述同步定时检测设备；以及

解调器，用于根据所述同步定时检测设备检测出的同步定时来解调输入信号。

14.一种接收设备，包括：

权利要求8的同步定时检测设备；

采样单元，该单元对输入信号进行采样，以将其输出到所述同步定时检测设备；以及

解调器，用于根据所述同步定时检测设备检测出的同步定时来解调输入信号。

15.一种用于从输入信号中检测同步定时的方法，包括：

通过计算在被采样的输入信号与参照信号之间的互相关、或者被采样的输入信号的自相关，来产生第一相关值；

产生对多个第一相关值进行内插的第二相关值，其中所述第一相关值具有输入信号的采样点的不同组合；以及

通过使用第一和第二相关值来检测同步定时。

16.根据权利要求15的方法，其中同步定时检测是通过从第一和第二相关值中选择与参照信号具有最强相关性的候选值、以及确定所述候选值是否超出预定阈值而执行的。

17.根据权利要求15的方法，其中同步定时检测是通过从第一和第二相关值中选择最大值、以及通过确定根据所述最大值是否超出预定阈值而执行的。

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