JP5063667B2 - 無線受信機、無線通信システム、無線通信方法およびプログラム - Google Patents

Description

本発明は、無線通信技術に関し、より詳細には、高速無線通信における同期を実現する無線受信機、無線通信システム、無線通信方法およびプログラムに関する。

近年、情報通信における通信速度の高速化が進んでいる。無線通信においても、動画などのリッチコンテンツのリアルタイム送受信や、有線通信とのシームレスな接続を実現するために、高速化への要求がますます高まっている。情報通信では、データ送受信を正確に実現するために、送信側と受信側との間で信号の同期をとることは必須である。しかし、無線通信では、クロック信号を独立して伝送せずに受信側で同期クロックを生成するため、送信側−受信側間で位相を同期させることは困難な課題であり、その良否が無線通信システム全体性能に影響を及ぼす。

従来より、無線通信においてデータ同期をとる手法としては、既知のパターン系列を用いる手法が知られている。この手法では、送信機側では、既知パターン系列の信号をフレームのプリアンブルまたはヘッダに配置して受信機へ送信する。受信側では、受信信号と既知パターン系列の信号との相関計算またはパターンマッチングを演算し、既知パターン系列を検出する。これによって、送信器−受信機間のシンボル同期が達成される。

例えば特開２００１−１０３０４４号公報（特許文献１）は、受信機において、受信した信号を１シンボルあたりＮ回のレートでオーバサンプリングし、オーバサンプリングした信号と既知シンボル系列との相関計算するシンボル同期方法を開示する。このシンボル同期方法では、計算された相関関数の振幅が最大となるサンプル点の付近で、この振幅が所定しきい値以上となるサンプル点の中から、最も前方に存在するサンプル点を選択し、このサンプル点をシンボルタイミングとしている。

また特開２００３−２１８９６７号公報（特許文献２）は、受信した複数の同期シンボルを含むフレームをオーバサンプリングし、デジタル化された複数の同期シンボルと予め設定したタイミング同期用基準シンボルとの相関を求めることにより、同期タイミング点を求めるタイミング同期方法を開示している。

特開２００３−２３４７９１号公報（特許文献３）は、Ｎ回オーバサンプリングされた入力ベースバンド信号の遅延検波を演算し、シンボルタイミングを求める検出方法を開示する。特開２００７−１８１０１６号公報（特許文献４）は、シンボル変調速度の整数倍の周波数でサンプリングする構成を開示している。

上述したように、既知パターン系列を用いた同期手法では、シンボルレートよりも高速なレートでサンプリングし、オーバサンプリングされたデータの中から既知パターン系列を検出する。通常、上記特許文献１〜４に開示されるように、シンボルレートの整数倍、より一般的には２^Ｎ倍（Ｎは整数である。）のレートでオーバサンプリングされる。相関計算またはパターンマッチングのいずれの手法による場合であっても、既知パターン系列は整数個のビットから構成されているため、オーバサンプリングのレートもこれに対応させて整数倍としなければ通常検出が困難となる。

比較的低速なシンボルレートの領域では、無線通信でも、８倍、１６倍、１００倍あるいは１２８倍といった整数倍レートでのオーバサンプリングを容易に行うことができる。しかしながら、Ｇｂｐｓを超えるデータレートの領域では、信号の帯域と回路の帯域とが近接し、上述のような整数倍レートのオーバサンプリングを行うことが実質的に困難な状況となる。

オーバサンプリングに用いるＡＤＣ（Analog to Digital Converter）は、現在市販されているハイエンド機器でも４Ｇｓｐｓ程度である。したがって、３Ｇｂｐｓのデータレートを想定すると、最小の整数倍である２倍のオーバサンプリングでさえ市販のＡＤＣでは実現が困難である。測定機器用ＡＤＣであれば、５０Ｇｓｐｓ程度の性能を有するものも存在するが、民生用の通信装置に適用することはコストの観点から難しい。すなわち、近年の無線通信におけるデータレートの高速化に伴い、シンボルレートの整数倍でオーバサンプリングを行うことが難しくなり、同期をとることが非常に困難となっている。

特開２００１−１０３０４４号公報 特開２００３−２１８９６７号公報 特開２００３−２３４７９１号公報 特開２００７−１８１０１６号公報

上述したように、上記従来技術１〜４に開示されている技術は、１シンボル周期に対して整数倍のオーバサンプリングを行うものであり、その回路構成も整数倍であることが前提とされている。従来技術１〜４に開示されている技術を適用して、４Ｇｓｐｓ程度のサンプリングレートのＡＤＣを用いて３Ｇｂｐｓのデータレートによる無線通信を実現する場合、相関値計算の前段にアップサンプリングまたは補間して整数倍レートの信号を生成するという余分な変換が必要となる。このため、このアップサンプリングまたは補間による追加の誤差が発生してしまう。また、相関計算やパターンマッチング演算のためは、最小の整数倍である２倍のオーバサンプリングでも、既知パターン系列の長さの２倍のレジスタが必要となる。結果として、回路構成が肥大し、消費電力が増大してしまうことになる。

本発明は、上記従来技術の問題点に鑑みてなされてなされたものであり、本発明は、信号の帯域と回路の帯域とが近接し、整数倍のオーバサンプリングが困難な高速無線通信においても、充分な精度でシンボル同期を実現することが可能な無線受信機、無線通信システム、無線通信方法およびプログラムを提供することを目的とする。

本発明では、上記課題を解決するために、既知シンボル系列をフレームに配置してデータ送信する無線送信機と通信を行う無線受信機であって、以下の特徴を備える無線受信機を提供する。本発明の無線受信機は、受信時に、無線送信機から伝送されたベースバンド信号をシンボルレートの分数倍で標本化し、分数倍標本化データを生成する。無線受信機は、この分数倍標本化データと所与の参照データとの間の波形の整合の程度を評価し、波形の整合の程度が最大を示すシフト量から分数倍標本化データの基準タイミングを推定し、これを基準として分数倍標本化データをシンボルレートのフレームを復元する。上記評価に用いる参照データは、無線送信機および当該無線受信機の総合的なフィルタ応答を反映して既知シンボル系列が分数倍のレートで補間されたものである。

また本発明では、上記分数倍の値は、１よりも大きく２よりも小さい有理数とすることが好ましい。上記分数倍の値としては、より具体的には３／２、４／３、５／３、５／４、７／４、６／５、７／５、８／５または９／５を挙げることができる。

また本発明では、上記参照データは、総合的なフィルタ応答を表現するフィルタリング関数で既知シンボル系列を分数倍のレートに補間して予め生成し、演算部がアクセス可能なようにメモリ等に記憶しておくことができる。さらに本発明では、基準タイミングを推定する際には、分数倍標本化データ−評価データ間の波形の整合の程度が最大を示すシフト量近傍の複数の標本点から近似関数を用いてピーク位置を推定することができる。さらに、元のシンボルレートに復元する際には、参照データを生成する際に用いた前記フィルタリング関数を用いて、分数倍標本化データから元のシンボルレートのデータを復元することができる。また本発明では、分数倍標本化データと参照データとの相関計算、またはパターンマッチング処理によって、上記評価データを演算することができる。

また本発明によれば、上記の特徴を備える無線受信機として機能させるための装置実行可能なプログラムが提供される。さらに本発明によれば、上記の特徴を備える無線受信機と、無線送信機とを含む無線通信システムが提供される。

さらに本発明によれば、以下の特徴を備える無線通信方法が提供される。本発明の無線通信方法は、無線送信機から伝送されるベースバンド信号をシンボルレートの分数倍で標本化して分数倍標本化データを生成するステップと、所与の参照データと分数倍標本化データとの間の波形の整合の程度を評価する評価データを演算するステップとを含む。本無線通信方法は、さらに、評価データの波形の整合の程度が最大を示すシフト量から基準タイミングを推定するステップと、基準タイミングを基準として分数倍標本化データを変換してシンボルレートのフレームを復元するステップとを含む。上記評価に用いる参照データは、無線送信機および当該無線受信機の総合的なフィルタ応答を反映して既知シンボル系列が分数倍のレートで補間されたものである。

上述した本発明の構成によれば、既知のシンボル系列が送受信機の総合的なフィルタ特性を反映してシンボルレートの分数倍のレートで拡大補間された参照データを用いて、実測との波形の一致の程度を評価し、既知のシンボル系列を検出する。これにより、整数倍オーバサンプリングによらずとも、送信機から伝送されるデータ中の基準タイミングを好適に特定し、シンボル同期をとることが可能となる。

また、分数倍のレートの標本化データおよび参照データを単純に相関計算またはパターンマッチングすることで、実質的に送受信機の総合的なフィルタ特性およびオーバサンプリングの特性を織り込んだ結果が得られることとなる。このため、追加の誤差を発生させるような処理の追加を回避することができ、高精度な同期が実現される。また、相関計算等に用いる参照データのデータ長は、整数倍のデータ長のレジスタを確保しなければならない従来例に比べて短くすることができるため、回路規模の肥大化および消費電力の増大を好適に回避することができる。

本発明の実施形態による無線通信システムを示す概略図。 本実施形態の無線受信機側の機能ブロック図。 本実施形態のシンボル同期の原理を説明する図。 本実施形態の参照データおよび分数倍標本化データから基準タイミングを求める原理を説明する図。 本実施形態の分数倍標本化データからシンボルレートのデータを復元する原理を説明する図。 本実施形態の分数倍標本化データからシンボルレートのデータを復元する原理の詳細を説明する図。 ロールオフ率βが０．２５の二乗余弦フィルタの時間応答を示すグラフ。 ロールオフ率βが０．２５である場合の二乗余弦フィルタ特性により帯域制限されたＡＤＣ入力側で観測される入力ベースバンド信号の波形を示すグラフ。 入力ベースバンド信号を５／４倍レートでサンプリングする場合の標本化データの波形を示すグラフ。 分数倍標本化データと、参照データとから算出される相関データを示すグラフ。

以下、本発明について特定の実施形態をもって説明するが、本発明は、以下に説明する実施形態に限定されるものではない。

図１は、本発明の実施形態による無線通信システム１００を示す概略図である。本実施形態の無線通信システム１００は、無線送信機１２０および無線受信機１３０を含む。無線送信機１２０および無線受信機１３０は、例えば数十ＧＨｚ周波数帯の電磁波による無線通信を確立し、数Ｇｂｐｓのデータ通信速度を実現している。

一般にデータ通信を正確に行うためには送受信機間で同期をとる必要がある。本実施形態の無線送信機１２０および無線受信機１３０では、無線送信機１２０および無線受信機１３０の間で共通に定められた既知のシンボル系列（以下、既知シンボル系列と参照する。）を用いることでシンボル同期を達成する。無線送信機１２０は、フレーム１５０のプリアンブル部１５２に既知シンボル系列のデータを配置して無線受信機１３０に向けて送信する。一方、本実施形態の無線受信機１３０は、受信して得たデータと、既知シンボル系列の検出用の参照データ（詳細は後述する。）とを照合して、無線送信機１２０からの送信データ信号中の既知シンボル系列を検出する。無線受信機１３０側で既知シンボル系列の基準タイミングを推定し、実体データであるペイロード部１５４を含めフレーム１５０を復元する。これにより、無線受信機１３０側でシンボルタイミングの同期が充分な精度でとられ、正確なデータ伝送が達成される。

上述した既知シンボル系列は、相関計算による実施形態では、自己相関性の強い如何なる系列を用いることができ、例えば擬似乱数列であるＭ系列（Maximal-Length Sequences）、Ｇｏｌｄ系列、Ｇｏｌａｙ系列などを挙げることができる。ここで、自己相関性が強いとは、自己相関関数において単一のピークが観測される特性を有することをいい、好ましくはサイドローブが概ねゼロに漸近する特性を有することをいう。既知シンボル系列が有する強い自己相関性により、良好に既知シンボル系列の先頭位置およびサンプリング位相を推定することができるようになる。

図１に示す例では、無線送信機１２０には、例えばノート型パーソナルコンピュータ１１０が接続され、無線受信機１３０には、例えばディスプレイ装置１４０が接続されている。例えば、ノート型パーソナルコンピュータ１１０から動画などのコンテンツデータが、フレーム１５０のペイロード部１５４に乗せられて、無線送信機１２０および無線受信機１３０を介して伝送され、ディスプレイ装置１４０の画面上に表示されることとなる。

以下、参照データを用いたシンボル同期について、より詳細に説明する。図２は、本実施形態の無線受信機１３０側の機能ブロック図を示す。無線受信機１３０の機能ブロック２００は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ：Analogue to Digital Converter）２１０と、参照データ提供部２２０と、相関計算部２３０と、ピーク推定部２４０と、変換部２５０とを含む。なお、図２に示す機能ブロック２００には、シンボル同期に関連する機能構成のみが示されており、それ以外のアンテナ、無線電波信号を処理するＲＦ（Radio Frequency）信号処理部、復元されたデータを所定のプロトコルで処理するＭＡＣ（Media Access Control）層以降の処理部などは省略されていることに留意されたい。

ＡＤＣ２１０には、無線送信機１２０から図示しないアンテナおよびＲＦ信号処理部を経由して伝送されたベースバンド信号（Ｉ相／Ｑ相）が入力される。ＡＤＣ２１０に入力されるベースバンド信号は、所定のシンボルレートの変調信号である送信ベースバンド信号が、無線送信機１２０および無線受信機１３０のフィルタ特性により帯域制限されたアナログ信号である。以下、ＡＤＣ２１０に入力されるベースバンド信号を入力ベースバンド信号と参照する。

ＡＤＣ２１０は、上記シンボルレートの分数倍（ｑ／ｐ倍。ここでｐおよびｑは互いに素な正整数である。）レートで入力ベースバンド信号をオーバサンプリングし、分数倍標本化データを生成する。生成された分数倍標本化データは、ＡＤＣ２１０から出力されて、相関計算部２３０および変換部２５０に入力される。なお、ＡＤＣ２１０は、本実施形態の標本化部を提供する。

相関計算部２３０は、ＡＤＣ２１０から入力される分数倍標本化データを直接用いて、参照データ提供部２２０から入力される参照データと相関計算を行い、相関値のシフト量の関数である相関データを生成し、ピーク推定部２４０に出力する。相関計算部２３０は、本実施形態の演算部を提供し、相関データは、参照データ−分数倍標本化データの波形の整合の程度を評価する評価データを提供する。参照データは、詳細は後述するが、分数倍標本化データと直接相関計算を行って、送信側からのフレーム１５０のプリアンブル部１５２に配置される既知シンボル系列を検出するためのデータであり、参照データ提供部２２０から提供されるものである。

参照データ提供部２２０は、汎用性の観点からは、既知シンボル系列から予め参照データを計算して、ＲＯＭ（Read Only Memory）などのメモリにテーブルとして記憶しておき、受信の際にメモリから読み出して相関係数として相関計算部２３０に提供するよう構成することができる。この場合には、異なる既知シンボル系列に変更する場合でも、メモリの書き換えにより対応することが可能となる。あるいは、既知シンボル系列が固定または半固定であれば、参照データをハードワイヤード化して相関計算部２３０内部の構成として実装することで、パフォーマンスの向上および回路規模の縮小を図ることもできる。オーバサンプリングレートの大きさや既知シンボル系列の長さによっては、ハードワイヤード化して実装した方が好ましい場合もある。なお、参照データ提供部２２０は、本実施形態の提供部を提供する。

ピーク推定部２４０は、入力される相関データから既知シンボル系列の基準タイミングを推定し、先頭位置およびサンプリング位相といったパラメータとして変換部２５０に出力する。変換部２５０は、ＡＤＣ２１０から入力された分数倍標本化データに対し、ピーク推定部２４０で推定された基準タイミング（既知シンボル系列の先頭位置およびサンプリング位相）に応じて補間処理を施して、正確な位相で同期がとられた本来のシンボルレートのデータに復元し、後段のＭＡＣ処理部などへ出力する。ピーク推定部２４０および変換部２５０は、本実施形態の推定部および変換部を提供する。

以下、図３〜図６を参照して、参照データおよび分数倍標本化データを用いたシンボル同期の動作機構について、より詳細に説明する。図３は、本実施形態のシンボル同期の原理を説明する図である。なお、以下に説明する実施形態では、説明の便宜上、変調方式として２値変調であるＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調を例に説明する。また、以下の説明では、既知シンボル系列として１２８ｂｉｔのＧｏｌａｙ系列”3663FAAFFA50369CC99CFAAF05AF369C”を用いる。しかしながら、既知シンボル系列およびその長さは、例示のものに限定されるものではなく、検出精度および通信のオーバヘッドを考慮して設定すればよい。

また、変調方式もＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）などの他の種類の変調方式、ＭＰＳＫ（Multiple Phase Shift Keying）、ＭＦＳＫ（Multiple Frequency Shift Keying）、ＭＡＳＫ（Multiple Amplitude Shift Keying）、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの多値変調方式など種々の変調方式に適用可能である。なお、多値変調方式を採用する場合には、変調方式に対応したマッピング後に自己相関性が強いシンボル系列が得られるよう適切なプリアンブルを構成すればよい。ここでのシンボル系列は、Ｉ相およびＱ相から構成される複素関数で表現されることとなる。

また以下に説明する実施形態では、オーバサンプリングレートとして５／４倍が選択された場合を想定して説明する。分数倍レートについては、特に限定されるものではないが、本発明の実施形態による原理を効果的に活用する観点から、また消費電力の観点からは、１＜ｑ／ｐ＜２の範囲の値とすることが好ましく、検出精度の面からは１．２≦ｑ／ｐとすることがより好ましい。また、整数ｑの値は一般的には大きいほど好ましく、分数倍標本化データからシンボルレートのデータを復元する際の演算の複雑さ、演算効率、消費電力を考慮すると、整数ｐは小さな値であることが好ましい。より具体的には、３／２、４／３、５／３、５／４、７／４、６／５、７／５、８／５、９／５の分数値を好適なパラメータとして挙げることができ、これらの中でも３／２、４／３、５／３がより好ましい。

以下、まず既知シンボル系列に対応したシンボル周期Ｔのベースバンド信号（送信機側ベースバンド信号）が無線送信機１２０から無線受信機１３０に伝送された場合に、無線受信機１３０側でどのように観測されるかを説明する。この場合、受信機側ＡＤＣ２１０の入力側で観測される入力ベースバンド信号は、送信機側ベースバンド信号が無線送受信機全体のフィルタ特性（以下、総合フィルタ特性と参照する。）により帯域制限されたものとなる（受信機側入力ベースバンド信号）。例えば、総合フィルタ特性が二乗余弦フィルタ（Raised Cosine Filter）で表現されるとすると、その時間応答ｈ（ｔ）は、下記式（１）で表現することができ、受信機側ベースバンド信号は、この時間応答が反映されたものとなる。

上記式中、Ｔはシンボルレート、βはロールオフ率であり、ｔは時間である。図７は、ロールオフ率βが０．２５の二乗余弦フィルタの時間応答を示すグラフである。なお、図７では、シンボルレートＴを１としている。

無線受信機１３０側では、ＡＤＣ２１０が、帯域制限された受信機側入力ベースバンド信号をｑ／ｐ倍レートでオーバサンプリングし、分数倍標本化データ（受信機側分数倍標本化データ）を生成する。図８は、上記例示の既知シンボル系列を用いて上記ロールオフ率β＝０．２５である場合の二乗余弦フィルタ特性により帯域制限されたＡＤＣ入力側で観測される入力ベースバンド信号の波形を示すグラフであり、図９は、入力ベースバンド信号を５／４倍レートでサンプリングする場合の標本化データの波形を示すグラフである。

上記既知シンボル系列を実際の分数倍標本化データ中から検出するために、本実施形態では、所定の既知シンボル系列のベースバンド信号が総合フィルタ特性により帯域制限を受け分数倍レートで標本化された場合の波形に相当するデータを、参照データとして計算する。一般に、総合して所望の特性を得るべく無線送信機側および無線受信機側で機能を分配してフィルタ特性が設計されため、総合フィルタ特性は既知である。

なお、説明する実施形態では、総合フィルタ特性が二乗余弦フィルタとして設計されている場合を例に説明するが、二乗余弦フィルタはあくまでも例示であって、総合的なフィルタ特性の波形が既知であれば、その特性の波形自体は限定されるものではない。無線通信技術において用いられる如何なるフィルタを想定してもよく、上記二乗余弦フィルタの他、例えばベッセル（Bessel）フィルタ、チェビシェフ（Chebyshev）フィルタ、バターワース（Butterworth）フィルタ、ガウス（Gaussian）フィルタを用いてもよく、各フィルタ特性に応じたフィルタリング関数またはその近似式を定義すればよい。

総合フィルタ特性が二乗余弦フィルタとして設計されている場合、二乗余弦フィルタを表現する上記式（１）で示すようなフィルタリング関数を補間式として用いて、既知シンボル系列をｑ／ｐ倍レートで拡大補間することによって参照データを生成する。より具体的には、フィルタリング関数を用いて、既知シンボル系列の信号を整数倍（ｑ倍）に補間してテーブルを作成し、このテーブルから整数個毎（ｐ個毎）に間引くことによって、ｑ／ｐ倍レートに拡大補間された参照データを得ることができる。参照データの長さは、既知シンボル系列の概ね分数倍となる。

実際に拡大補間の際に用いる補間式は、上記式（１）を直接使用することができるが、上記式（１）を多項式近似等した近似式を使用することもできる。多項式近似による場合には、三次の多項式でも充分な精度を確保することができ、ハードワイヤード化して実装する場合にも演算量を低減することができる。分数倍標本化データからシンボルレートのデータを復元する際にもこの補間式を用いることを考慮すると、多項式近似による補間式を使用することが好ましい。

多項式近似による場合には、上記フィルタリング関数の近似関数をＦ（ｔ）＝ａｔ^３＋ｂｔ^２＋ｃｔ＋ｄとすると、所定の４点の中央の２点間を補間する場合には、近似関数が所定の４点を必ず通るように係数ａ，ｂ，ｃ，ｄを求め、適切な補間割合ｔを設定することにより補間値を求めることができる。

図４は、本実施形態の参照データおよび分数倍標本化データから基準タイミングを求める原理を説明する図である。図４（Ａ）は、ＡＤＣ２１０から相関計算部２３０に入力される分数倍標本化データを模式的に示す。図４（Ｂ）は、参照データ提供部２２０から相関計算部２３０に入力される参照データを模式的に示す。相関計算部２３０は、下記式（２）に従って参照データおよび分数倍標本化データ間の相互相関値Ｒ（τ）を計算し、ピーク推定部２４０に出力する。

上記式（２）中、Ｌは既知シンボル系列を分数倍した際の長さを表し、ｒｅｆ（ｔ）は参照データのｔ番目の値を表し、ｓｍｐｌ（ｔ）は分数倍標本化データのｔ番目の標本化点の値を表し、τはシフト量を表す。

図４（Ｃ）は、既知シンボル系列から計算された参照データと、観測される分数倍標本化データとから計算される相関データを模式的に示す。図４（Ｃ）に示すように、分数倍標本化データ中に既知シンボル系列が含まれる場合、既知シンボル系列の先頭に概ね一致するシフト量で相関値にピークが観測される。このピークが観測されるタイミングが概ね既知シンボル系列の先頭に対応し、このタイミングを基準としてデータを復元することができる。このピークは、例えば、予め閾値を設定しておき、その閾値を超えた点として決定することができる。

図１０は、図９に示した分数倍標本化データと、参照データとから算出される相関データを示すグラフである。図１０に示すように、分数倍でオーバサンプリングされた分数倍標本化データと、分数倍で拡大補間された参照データとから計算される相関値においても、既知シンボル系列の強い自己相関性が顕著に表れ、既知シンボル系列の基準タイミングを好適に検出できることが理解される。

通常、無線送信機１２０側の回路と無線受信機１３０側の回路とでは、その位相はほとんどの場合でずれを含んでいる。このため、分数倍レートで標本化された標本化点が本来のピーク位置に一致しているとは限らない。図４（Ｄ）は、相関データにおけるピーク近傍を拡大した図であるが、図４（Ｄ）に示すように、本来のピークが標本点の間に位置することも想定される。そこで本実施形態では、ピーク推定部２４０は、相関データのピーク近傍の複数の標本点の相関値を使用して本来のピークのシフト量を推定する。

相関値の波形は、一般に帯域制限パルス波形を示すので、相関データにおける最大の相関値を示す標本化点の前後の数点（例えば３点）を用いて、上記補間式を用いて本来のピークのシフト量ｔ_ｍａｘを推定することができる。また、フィルタの時間応答の波形を見ると、帯域制限パルス波形のピーク近傍は、２次関数で好適に近似することが可能であるため、最大の相関値を示す標本化点の前後の３点以上の点（例えば３点）から近似式を用いて本来のピークのシフト量ｔ_ｍａｘを推定することができる。この推定されたシフト量ｔ_ｍａｘは、既知シンボル系列の先頭位置およびサンプリング位相を示す。

２次関数で近似する場合には、近似関数をＦ（ｔ）＝ａｔ^２＋ｂｔ＋ｃとし、ピーク近傍の３点を通るように係数ａ，ｂ，ｃを求め、その極値（＝ｂ／２ａ）としてｔ_ｍａｘを推定することができる。あるいは、カーブフィッティングにより二乗誤差が最小となる係数からｔ_ｍａｘを推定してもよい。この得られたｔ_ｍａｘから補間をする際の補間割合が求まるので、その前後のデータ点から正しいデータを復元することができる。

基準タイミングが推定されると、変換部２５０は、ピーク推定部２４０から渡された基準タイミングに従って、分数倍標本化データからシンボルレートのデータへ変換してフレーム全体を復元する。この復元の際には、上記参照データを生成する際に使用した補間式を用いる。この際の演算の複雑さ、演算効率、消費電力を考慮すると、オーバサンプリングの際の分数倍の値は、有理数ｑ／ｐの整数ｐが小さな値であることが好ましい。全ての受信フレームが変換部２５０を経由することとなるため、この最終段階の補間式を用いた復元処理の演算効率、消費電力の効率化を図ることにより、全体のパフォーマンスを向上させることができる。

図５は、本実施形態の分数倍標本化データからシンボルレートのデータを復元する原理を説明する図である。図５に示すように、無線送信機１２０から伝送されるオリジナルデータは、シンボルレートの周期Ｔの間隔のデータであり、このオリジナルデータに含まれる既知シンボル系列の先頭位置を検出するように参照データが準備される。実際に測定される分数倍標本化データは、通常、オリジナルデータの位相に対しずれを有し、かつデータの先頭位置が不明な状態で測定されるが、参照データとの相関計算により、既知シンボル系列の先頭位置およびサンプリングの位相差が評価される。そして、この評価された基準タイミングに従って分数倍標本化データから元のシンボルレートのデータが復元されるのである。

図６は、本実施形態の分数倍標本化データからシンボルレートのデータを復元する原理の詳細を説明する図である。復元処理では、まずｑ／ｐ倍にオーバサンプリングされた分数倍標本化データを、補間式を用いて整数ｐ倍に補間し、ｐ倍補間データを生成する。この補間式は、上述した参照データを生成した際に用いたものと同一のものである。

このｐ倍補間データから整数ｑ個毎に間引いてシンボルレートに戻す場合、図６に示すようにｑ通りの場合分けがある。好適には、このｑ種類の系列の中から、上記シフト量ｔ_ｍａｘのピーク位置に最も近接した標本点を有する系列を選択し、選択した系列に対し上記補間式を使用して、シフト量ｔ_ｍａｘから求められる補間割合で補間することにより、シンボルレートのデータを復元することができる。そして、上記補間割合を用いて、プリアンブル部１５２以降のペイロード部１５４を含むフレーム全体に相当する分数倍標本化データに対し同様の処理を行うことにより、フレーム全体のビット列へと復元することができる。このように、ｑ／ｐ倍のオーバサンプリングを採用する場合、ｐ倍に補間を行うことで元のシンボルレートの系列を作成しているため、整数ｐが小さい方が場合分けが少なく、演算負荷は小さくなる。

上述した本発明の実施形態によれば、既知のシンボル系列が送受信機の総合的なフィルタ特性を反映してシンボルレートの分数倍のレートで拡大補間された参照データを用いて、実測との波形の一致の程度を評価し、既知のシンボル系列を検出する。これにより、整数倍オーバサンプリングによらずとも、送信機から伝送されるデータ中の基準タイミングを好適に特定し、シンボル同期をとることが可能となる。

また上述した実施形態によれば、分数倍のレートの標本化データおよび参照データを単純に相関計算することにより、実質的に送受信機の総合的なフィルタ特性およびオーバサンプリングの特性を織り込んだ結果が得られることとなる。このため、追加の誤差を発生させるような処理の追加を回避することができ、高精度な同期が達成される。また、相関計算に用いる参照データのデータ長は、整数倍のデータ長のレジスタを確保しなければならない従来例に比べて短くすることができ、回路構成の肥大化、消費電力を好適に回避することができる。

なお、上述した実施形態では、参照データと分数倍標本化データとの相互相関値を計算して、そのピーク位置から基準タイミングを求めるものとして説明した。しかしながら、他の実施形態では、相関計算に代えて、パターンマッチング手法を採用することもできる。この場合、参照データと分数倍標本化データとの波形のマッチングの程度を示す評価値を計算するパターンマッチング処理部が相関計算部２３０に代えて構成される。そして、ピーク推定部２４０は、パターンマッチング処理部から出力される評価データからマッチングが最大となるタイミングを推定することになる。

また本発明の実施形態による無線受信機は、通信相手の無線送信機側の仕様に制約されるものではない。無線送信機側のフィルタ特性が既知である限り、そこから受信機側のフィルタ特性と合わせて総合的なフィルタ特性を求めることができるため、この求められた総合的なフィルタ特性に応じて参照データを提供すればよいこととなる。

以上説明したように、本発明の実施形態によれば、信号の帯域と回路の帯域とが近接し、整数倍のオーバサンプリングが困難な高速無線通信においても、充分な精度でシンボル同期を実現することが可能な無線受信機、無線通信システム、無線通信方法およびプログラムを提供することができる。

なお、本発明の上記機能は、アセンブラ、Ｃ、Ｃ＋＋、Ｊａｖａ（Sun Microsystemsの商標）、Ｊａｖａ（Sun Microsystemsの商標）Ｂｅａｎｓ、Ｊａｖａ（Sun Microsystemsの商標）Ａｐｐｌｅｔ、Ｊａｖａ（Sun Microsystemsの商標）Ｓｃｒｉｐｔ、Ｐｅｒｌ、Ｒｕｂｙなどのレガシープログラミング言語またはオブジェクト指向プログラミング言語などで記述された装置実行可能なプログラムにより実現でき、装置可読な記録媒体に格納して頒布または伝送して頒布することができる。

これまで本発明を、特定の実施形態をもって説明してきたが、本発明は、実施形態に限定されるものではなく、他の実施形態、追加、変更、削除など、当業者が想到することができる範囲内で変更することができ、いずれの態様においても本発明の作用・効果を奏する限り、本発明の範囲に含まれるものである。

１００…無線通信システム、１２０…無線送信機、１３０…無線受信機、１１０…ノート型パーソナルコンピュータ、１４０…ディスプレイ装置、１５０…フレーム、１５２…プリアンブル部、１５４…ペイロード部、２００…機能ブロック、２１０…ＡＤＣ、２２０…参照データ提供部、２３０…相関計算部、２４０…ピーク推定部、２５０…変換部

Claims (19)

1. 既知シンボル系列をフレームに配置してデータ送信する無線送信機と通信する無線受信機であって、
   前記無線送信機から伝送されるベースバンド信号をシンボルレートの分数倍（ｑ／ｐ倍。ここで、ｐおよびｑは互いに素な正整数であり、１＜ｑ／ｐである。）で標本化し、分数倍標本化データを生成する標本化部と、
   前記既知シンボル系列が前記無線送信機および当該無線受信機の総合的なフィルタ応答を反映して前記分数倍のレートで補間された参照データを提供する提供部と、
   前記分数倍標本化データと前記参照データとの間の波形の整合の程度を評価する評価データを演算する演算部と、
   前記評価データの前記波形の整合の程度が最大を示すシフト量から基準タイミングを推定する推定部と、
   前記基準タイミングを基準として前記分数倍標本化データを変換して前記シンボルレートの前記フレームを復元する変換部と
   を含む、無線受信機。
2. 前記分数倍の値は、２よりも小さい有理数である、請求項１に記載の無線受信機。
3. 前記提供部は、予め前記既知シンボル系列を、前記フィルタ応答を表現するフィルタリング関数で前記分数倍のレートに補間して生成された、前記参照データを記憶する記憶手段を含む、請求項２に記載の無線受信機。
4. 前記推定部は、前記波形の整合の程度が最大を示すシフト量近傍の複数の標本点からピーク位置を推定する、請求項３に記載の無線受信機。
5. 前記変換部は、前記参照データを生成した際の前記フィルタリング関数を用いて、前記分数倍標本化データから前記シンボルレートのデータを復元する、請求項４に記載の無線受信機。
6. 前記演算部は、前記分数倍標本化データと前記参照データとの相関計算またはパターンマッチング処理により前記評価データを演算する、請求項５に記載の無線受信機。
7. 前記分数倍の値は、３／２、４／３、５／３、５／４、７／４、６／５、７／５、８／５または９／５である、請求項６に記載の無線受信機。
8. 既知シンボル系列をフレームに配置してデータ送信する無線送信機と、前記無線送信機と通信する無線受信機とを含む無線通信システムであって、前記無線受信機は、
   前記無線送信機から伝送されたベースバンド信号をシンボルレートの分数倍（ｑ／ｐ倍。ここで、ｐおよびｑは互いに素な正整数であり、１＜ｑ／ｐである。）で標本化し、分数倍標本化データを生成する標本化部と、
   前記既知シンボル系列が前記無線送信機および当該無線受信機の総合的なフィルタ応答を反映して前記分数倍のレートで補間された参照データを提供する提供部と、
   前記分数倍標本化データと前記参照データとの間の波形の整合の程度を評価する評価データを演算する演算部と、
   前記評価データの前記波形の整合の程度が最大を示すシフト量から基準タイミングを推定する推定部と、
   前記基準タイミングを基準として前記分数倍標本化データを変換して前記シンボルレートの前記フレームを復元する変換部と
   を含む、無線通信システム。
9. 前記分数倍の値は、２よりも小さい有理数である、請求項８に記載の無線通信システム。
10. 前記提供部は、予め前記既知シンボル系列を、前記フィルタ応答を表現するフィルタリング関数で前記分数倍のレートに補間して生成された前記参照データを記憶する記憶手段を含む、請求項９に記載の無線通信システム。
11. 前記推定部は、前記波形の整合の程度が最大を示すシフト量近傍の複数の標本点からピーク位置を推定する、請求項１０に記載の無線通信システム。
12. 既知シンボル系列をフレームに配置してデータ送信する無線送信機と通信する無線受信機が実行する方法であって、
    前記無線送信機から伝送されるベースバンド信号をシンボルレートの分数倍（ｑ／ｐ倍。ここで、ｐおよびｑは互いに素な正整数であり、１＜ｑ／ｐである。）で標本化し、分数倍標本化データを生成するステップと、
    前記既知シンボル系列が前記無線送信機および当該無線受信機の総合的なフィルタ応答を反映して前記分数倍のレートで補間された参照データと、前記分数倍標本化データとの間の波形の整合の程度を評価する評価データを演算するステップと、
    前記評価データの前記波形の整合の程度が最大を示すシフト量から基準タイミングを推定するステップと、
    前記基準タイミングを基準として前記分数倍標本化データを変換して前記シンボルレートの前記フレームを復元するステップと
    を含む、無線通信方法。
13. 前記分数倍の値は、２よりも小さい有理数である、請求項１２に記載の無線通信方法。
14. 予め前記既知シンボル系列を、前記フィルタ応答を表現するフィルタリング関数で前記分数倍のレートに補間して生成された前記参照データを参照するステップを含む、請求項１３に記載の無線通信方法。
15. 装置実行可能なプログラムであって、
    当該無線受信機と通信する無線送信機によりフレーム内に配置される既知シンボル系列が前記無線送信機および当該無線受信機の総合的なフィルタ応答を反映してシンボルレートの分数倍（ｑ／ｐ倍。ここで、ｐおよびｑは互いに素な正整数であり、１＜ｑ／ｐである。）のレートで補間された参照データを提供する提供部、
    当該無線受信機に備えられる標本化部が前記無線送信機から伝送されるベースバンド信号を前記分数倍で標本化して生成した分数倍標本化データの入力を受けて、前記分数倍標本化データと前記参照データとの間の波形の整合の程度を評価する評価データを演算する演算部、
    前記評価データの前記波形の整合の程度が最大を示すシフト量から基準タイミングを推定する推定部、
    前記基準タイミングを基準として前記分数倍標本化データを変換して前記シンボルレートの前記フレームを復元する変換部
    を無線受信機に実現するための装置実行可能なプログラム。
16. 前記分数倍の値は、２よりも小さい有理数である、請求項１５に記載のプログラム。
17. 前記提供部は、予め前記既知シンボル系列を前記フィルタ応答を表現するフィルタリング関数で前記分数倍のレートに補間して生成された前記参照データを記憶する記憶手段を含む、請求項１６に記載のプログラム。
18. 前記推定部は、前記波形の整合の程度が最大を示すシフト量近傍の複数の標本点からピーク位置を推定する、請求項１７に記載のプログラム。
19. 既知シンボル系列をフレームに配置してデータ送信する無線送信機と通信する無線受信機であって、
    前記無線送信機から伝送されるベースバンド信号をシンボルレートの分数倍で標本化し、分数倍標本化データを生成する標本化部と、
    前記既知シンボル系列が前記無線送信機および当該無線受信機の総合的なフィルタ応答を反映して前記分数倍のレートで補間された参照データを提供する提供部と、
    前記分数倍標本化データと前記参照データとの間の波形の整合の程度を評価する評価データを演算する演算部と、
    前記評価データの前記波形の整合の程度が最大を示すシフト量から基準タイミングを推定する推定部と、
    前記基準タイミングを基準として前記分数倍標本化データを変換して前記シンボルレートの前記フレームを復元する変換部と
    を含み、前記提供部は、予め前記既知シンボル系列を前記フィルタ応答を表現するフィルタリング関数で前記分数倍のレートに補間して生成された前記参照データを記憶する記憶手段を含み、
    前記推定部は、前記波形の整合の程度が最大を示すシフト量近傍の複数の標本点からピーク位置を推定し、
    前記変換部は、前記参照データを生成した際の前記フィルタリング関数を用いて、前記分数倍標本化データから前記シンボルレートのデータを復元し、
    前記演算部は、前記分数倍標本化データと前記参照データとの相関計算またはパターンマッチング処理により前記評価データを演算し、
    前記分数倍の値は、３／２、４／３、５／３、５／４、７／４、６／５、７／５、８／５または９／５である、無線受信機。