JP2007243622A - 同期タイミング検出装置、受信装置、及び同期タイミング検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】同期確立の精度を維持しつつ、受信信号のサンプリングレートを低減可能とする。
【解決手段】同期タイミング検出部１８は、サンプリングされた入力信号Ｉ_Ｄ（ｔ）及びＱ_Ｄ（ｔ）とプリアンブルとの相関値Ｃ_Ｉ（ｔ）及びＣ_Ｑ（ｔ）を生成する相関器１８１ａ及び１８１ｂ、入力信号のサンプリング点の組合せが異なる複数の相関値Ｃ_Ｉ（ｔ）及びＣ_Ｑ（ｔ）を用いて、補間値Ｃ２_Ｉ（ｔ）及びＣ２_Ｑ（ｔ）を生成する内挿フィルタ１８４ａ及び１８４ｂ、並びに、相関値Ｃ_Ｉ（ｔ）、Ｃ_Ｑ（ｔ）と補間値Ｃ２_Ｉ（ｔ）、Ｃ２_Ｑ（ｔ）とに基づいて同期タイミングを検出するための最大値選択部１８６及び閾値判定部１８７を備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、受信信号に含まれる同期信号を利用して受信信号の位相制御を行う受信装置に関する。

送信装置と受信装置の間でフレーム化又はパケット化されたデータを送受信する場合、受信装置において受信信号のフレーム同期を確立するために相関法が用いられている。相関法では、送信装置から受信装置に対して情報信号を送る際に、その先頭に参照信号が付加される。参照信号は所定の信号パターンが周期的に繰り返す信号列である。以下ではこのような参照信号のことをプリアンブルと呼ぶ。受信装置は、受信信号と既知のプリアンブルの信号パターンとの相互相関値、又は受信信号の自己相関値を算出し、算出した相互相関値又は自己相関値がピークとなるタイミング（相関ピーク位置と呼ぶ）を検出する。さらに、受信装置は、検出した相関ピーク位置の繰返し周期や繰返し周期の変化を判定することにより、情報信号の開始タイミングを特定する。このように情報信号の開始タイミングを特定すること、つまりフレーム同期を確立することによって、情報信号の復調などの受信処理が可能となる。

例えば、無線ＬＡＮ（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ）では、送受信されるＯＦＤＭ信号の先頭にショートシンボルと呼ばれるプリアンブルが付加されている。無線ＬＡＮの受信装置は、ショートシンボルを利用してＯＦＤＭ信号の開始タイミングを特定し、特定した開始タイミングを基準に高速フーリエ変換による情報信号の復調を行う。

このような相関法によるフレーム同期の確立は、上記の無線ＬＡＮのほか、短距離無線通信規格ＵＷＢ（Ultra wide Band）の受信装置等にも適用されるものである。ＵＷＢ通信方式の１つは、標準化機関であるＥＣＭＡ（European Computer Manufacturer Association）によってＥＣＭＡ−３６８として規格化されており、この規格においてはＰＨＹ層にＭＢ−ＯＦＤＭ（Multi-band Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を採用している。

相関ピーク位置の検出を行うための同期タイミング検出装置の構成例を図４に示す。図４の同期タイミング検出装置４１は、ＭＢ−ＯＦＤＭ受信装置において利用されるものである。同期タイミング検出装置４１には、Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）４０ａ及び４０ｂによって標本化（サンプリング）及び量子化された離散的なベースバンド信号であるＩ成分信号Ｉ_Ｄ（ｔ）及びＱ成分信号Ｑ_Ｄ（ｔ）が入力される。

相関器４１１ａは、Ｉ成分信号Ｉ_Ｄ（ｔ）及びＲＯＭ（Read Only Memory）４１２ａに格納されたプリアンブルの信号パターンｒ（ｉ）を入力し、Ｉ_Ｄ（ｔ）とｒ（ｉ）の間の相互相関値Ｃ_Ｉ（ｔ）を算出する。同様に、相関器４１１ｂは、Ｑ成分信号Ｑ_Ｄ（ｔ）及びＲＯＭ（Read Only Memory）４１２ｂに格納されたプリアンブルの信号パターンｒ（ｉ）を入力し、Ｑ_Ｄ（ｔ）とｒ（ｉ）との相互相関値Ｃ_Ｑ（ｔ）を算出する。相互相関値Ｑ_Ｄ（ｔ）及びＣ_Ｑ（ｔ）はそれぞれ、以下の（１）式及び（２）式によって表すことができる。

（１）式及び（２）式において、Ｐはプリアンブルにおける１つの繰り返しパターン当たりのサンプル数である。例えば上述したＵＷＢ規格で規定されるＰＬＣＰ（Physical Layer Convergence Protocol）プリアンブルの場合、Ｐ＝１６５である。ｍはＡＤＣ４０ａ及び４０ｂのオーバーサンプリング・レートを示す１以上の整数である。また、Ａは規格化定数であって、上記（３）式によって表される。

二乗和算出部４１３は、相関器４１１ａ及び４１１ｂによって算出された相互相関値Ｃ_I（ｔ）及びＣ_Ｑ（ｔ）入力し、これらの二乗和Ｐ（ｔ）＝Ｃ_I（ｔ）^２＋Ｃ_Ｑ（ｔ）^２を算出する。

閾値判定部４１４は、二乗和算出部４１３が出力する二乗和Ｐ（ｔ）に対する閾値判定を行って相関ピーク位置を検出し、検出した相関ピーク位置をシンボルタイミングとして出力する。閾値判定部４１４における閾値判定の原理について、図５を用いて説明する。図５において、ＰＳ_ｎ（ｎ＝１、２、・・・、２１）は、ＰＬＣＰプリアンブルを構成するパケット同期シーケンス（Packet Sync Sequence）を示している。ＰＬＣＰプリアンブルでは、パケット同期シーケンスが２１シンボル繰り返される。

パケット同期シーケンスのシンボルパターンを（１）式及び（２）式のｒ（ｉ）に当てはめて、相互相関値Ｃ_I（ｔ）及びＣ_Ｑ（ｔ）、並びにこれらの二乗和Ｐ（ｔ）を算出すると、受信信号Ｉ_Ｄ（ｔ）及びＱ_Ｄ（ｔ）とパケット同期シーケンスのシンボルパターンｒ（ｉ）とが一致するタイミングにおいて相互相関値の二乗和Ｐ（ｔ）がピークを持つことになる。受信信号Ｉ_Ｄ（ｔ）及びＱ_Ｄ（ｔ）とパケット同期シーケンスのシンボルパターンｒ（ｉ）が一致するタイミングとは、即ちパケット同期シーケンスの区切り位置を先頭とする受信信号Ｉ_Ｄ（ｔ）及びＱ_Ｄ（ｔ）のサンプリング点の集合を用いて、パケット同期シーケンスのシンボルパターンｒ（ｉ）との相互相関を算出するタイミングである。つまり、図５に示すパケット同期シーケンスの区切り位置Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３においてＰ（ｔ）に相関ピークが現れることになる。したがって、閾値判定部４１４においてＰ（ｔ）の閾値判定を行い、図５のＴ１、Ｔ２、Ｔ３等の相関ピーク位置をシンボルタイミングとして出力すれば、このシンボルタイミングを利用して、シンボル同期、フレーム同期を確立し、後続のＯＦＤＭ信号に対する復調処理等を行うことが可能となる。

上述したように、相関器４１１ａ及び４１１ｂに入力される受信信号Ｉ_Ｄ（ｔ）及びＱ_Ｄ（ｔ）とプリアンブルｒ（ｉ）とが一致したときに、相互相関値Ｃ_I（ｔ）及びＣ_Ｑ（ｔ）、並びにその二乗和Ｐ（ｔ）に相関ピークが現れる。この相関ピークを確実に捕捉することによって、正確な同期確立が可能となる。相関ピークを確実に捕捉するためには、ＡＤＣ４０ａ及び４０ｂにおける受信信号Ｉ_Ｄ（ｔ）及びＱ_Ｄ（ｔ）に対するサンプリングレートを高くし、相関器４１１ａ及び４１１ｂにおける相関算出のサンプリング点を細かくする必要がある。

受信信号に対するサンプリングレートが低い場合の問題点を以下に説明する。図６（ａ）及び（ｂ）は、ＡＤＣ４１ａのサンプリングレートをベースバンド信号Ｉ（ｔ）に含まれる最大周波数の２倍とした場合に、ＡＤＣ４０ａによって得られたサンプリング点での離散的なＩ成分信号Ｉ_Ｄ（ｔ）を用いて演算した相互相関値Ｃ_Ｉ（ｔ）を示している。図６（ａ）及び（ｂ）の破線で示した曲線Ｒは、ＡＤＣ４０ａによる標本化を行わない場合の連続的な信号Ｉ（ｔ）とプリアンブルとの相互相関関数を示している。また、図６（ａ）及び（ｂ）の横軸は、サンプリング時間Ｔ_Ｓ（サンプリングレートの逆数）で規格化された時間を示しており、時間ゼロを相関ピーク位置としている。

ＡＤＣ４０ａにおける受信信号Ｉ（ｔ）のサンプリング位相がパケット同期シーケンスＰＳ_ｎの区切り位置をサンプリング可能な位相であった場合は、相関器４１１ａが出力する離散的な相互相関値Ｃ_I（ｔ）は図６（ｂ）に示すようになる。なお、図６（ｂ）では、ある時刻ｋを中心に前後４つずつのサンプリング点の相互相関値Ｃ_I（ｋ−４）〜Ｃ_I（ｋ＋４）を示している。このようなサンプリング位相であれば、相関器４１１ａが出力する相互相関値に相関ピークが含まれているため（図６（ｂ）のＣ_I（ｋ））、相関ピークの検出による正確な同期確立が可能である。

一方、図６（ａ）は、ＡＤＣ４０ａにおける受信信号Ｉ（ｔ）のサンプリング時間が図６（ｂ）の場合と１／２周期だけずれている場合における相関器４１１ａが出力する相互相関値Ｃ_I（ｋ−４）〜Ｃ_I（ｋ＋４）を示している。このようなサンプリング位相では、相関器４１１ａが出力する相互相関値に真の相関ピークが含まれない。このため、このようなサンプリング位相では、相関ピーク値の正確な検出ができないばかりか、閾値判定部４１４に設定する閾値によっては相関ピークの検出が困難になる。また、低下した相関ピークを検出するために、閾値判定部４１４における相関ピークの検出閾値を下げると、ノイズによって生じた相互相関値のピークを誤検出する可能性が高まるため望ましくない。

このため、ＡＤＣ４０ａでのサンプリング位相に依存した同期精度の変動を防止するためには、ＡＤＣ４０ａのサンプリングレートを向上させてオーバーサンプリングを行う必要がある。
特開２００５−１７６１８４号公報

上述したように、フレーム化（パケット化）されたデータを受信する受信装置において、相関法を用いた同期確立を精度良く行うためには、受信信号を標本化・離散化する際にオーバーサンプリングを行う必要がある。しかしながら、サンプリングレートの上昇は、受信装置の回路規模及び消費電力の増加をもたらすという課題がある。このため、受信装置の回路規模及び消費電力を低減するためには、同期確立の精度を維持しつつ、受信信号のサンプリングレートを低下できることが望ましい。

本発明にかかる同期タイミング検出装置は、入力信号を入力して同期タイミングを検出するものである。具体的には、サンプリングされた前記入力信号と参照信号との相関を算出して相関値を得る算出手段と、前記入力信号のサンプリング点の組合せが異なる複数の前記相関値を用いて前記相関値を補間する補間手段と、前記算出手段によって得られた相関値と前記補間手段によって得られた補間相関値に基づいて同期タイミングを検出する検出手段とを備えるものである。

ここで、サンプリングされた前記入力信号と参照信号との相関としては、サンプリングされた前記入力信号と参照信号との相互相関、又はサンプリングされた前記入力信号の自己相関を算出すればよい。

このような構成により、入力信号のサンプリングレートが低い場合であっても、得られたサンプリング点を用いて算出した相関値と、これらの相関値を補間した補間相関値から相関ピーク位置（同期タイミング）を検出することが可能となる。つまり、入力信号のサンプリング位相に依存する同期確立精度の劣化を抑制することができる。これにより、従来の同期タイミング検出装置４０を用いた場合と同等の同期確立の精度を、より低いサンプリングレートで実現することができる。したがって、本発明にかかる同期タイミング検出装置を使用することにより、入力信号をサンプリングするＡＤＣのオーバーサンプリング処理にともなう、回路規模の増加、消費電力の増加を抑制できる。

本発明にかかる受信装置は、上述した本発明にかかる同期タイミング検出装置と、前記同期タイミング検出装置に入力される前記入力信号をサンプリングする手段と、前記同期タイミング検出装置によって検出された同期タイミングに従って、前記入力信号に対する復調処理を行う手段とを備えるものである。

また、本発明にかかる同期タイミング検出方法は、入力信号から同期タイミングを検出する方法である、まず始めに、サンプリングされた前記入力信号と参照信号との相互相関、又はサンプリングされた前記入力信号の自己相関を算出することで相関値を得る。次に、前記入力信号のサンプリング点の組合せが異なる複数の前記相関値を用いて、前記相関値を補間した補間相関値を得る。最後に、前記相関値と前記補間相関値に基づいて同期タイミングを検出する。

このような方法により、入力信号のサンプリングレートが低い場合であっても、得られたサンプリング点を用いて算出した相関値と、これらの相関値を補間した補間相関値から相関ピーク位置（同期タイミング）を検出することが可能となる。これにより、同期確立の精度を維持しつつ、受信信号のサンプリングレートを低下することできる。このため、本発明にかかる同期タイミング検出方法を使用することにより、入力信号をサンプリングするＡＤＣのオーバーサンプリング処理にともなう、回路規模の増加、消費電力の増加を抑制できる。

本発明により、同期確立の精度を維持しつつ、受信信号のサンプリングレートを低下することを可能とする同期タイミング検出装置、受信装置及び同期タイミング検出方法を提供できる。

以下では、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。各図面において、同一要素には同一の符号が付されており、説明の明確化のため、必要に応じて重複説明は省略する。なお、以下の示す発明の実施の形態は、本発明をＭＢ−ＯＦＤＭ受信装置に適用したものである。

発明の実施の形態１．
本実施の形態にかかるＭＢ−ＯＦＤＭ受信装置１の構成を図１に示す。始めに、ＭＢ−ＯＦＤＭ受信装置１における受信動作の概要を説明する。アンテナ１１で受信された信号はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２によって帯域選択された後に低雑音アンプ（ＬＮＡ）１３によって増幅される。なお、ＢＰＦ１２は、ＭＢ−ＯＦＤＭの複数のバンドグループから受信するバンドグループを選択するためのフィルタである。ＬＮＡ１３によって増幅された信号は、ミキサ１４ａ及び１４ｂに入力されて直交復調される。なお、ＭＢ−ＯＦＤＭは周波数ホッピングを行うため、図示しない発振器によって生成され、ミキサ１４ａ及び１４ｂに入力されるローカル周波数ｆｃは、周波数ホッピングパタンに応じて周期的に切り替えられる。

ミキサ１４ａ及び１４ｂによって復調された複素ベースバンド信号の同相成分（Ｉ成分）信号Ｉ（ｔ）及び直交成分（Ｑ成分）信号Ｑ（ｔ）は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１５ａ及び１５ｂによって高周波成分を除去された後に可変利得アンプ（ＶＧＡ）１６ａ及び１６ｂによって所定の信号レベルまで増幅される。

Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）１７ａは、ＶＧＡ１６ａによって増幅されたＩ成分信号Ｉ（ｔ）を入力して標本化及び量子化を行い、デジタル化された離散的なＩ成分信号Ｉ_Ｄ（ｔ）を出力する。同様に、ＡＤＣ１７ｂは、ＶＧＡ１６ｂによって増幅されたＱ成分信号Ｑ（ｔ）を入力して標本化及び量子化を行い、デジタル化されたＱ成分信号Ｑ_Ｄ（ｔ）を出力する。ＡＤＣ１７ａ及び１７ｂが出力する信号は、同期タイミング検出部１８及び同期処理部１９に入力される。

同期タイミング検出部１８は、入力信号と既知のプリアンブル信号との相互相関値を算出し、算出した相互相関値がピークとなるタイミングを検出して出力する。同期タイミング検出部１８が出力するタイミングはＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを与える。なお、同期タイミング検出部１８の構成及び動作の詳細については後述する。

同期処理部１９は、同期タイミング検出部１８が出力するシンボルタイミングを利用して、Ｉ成分信号Ｉ_Ｄ（ｔ）及びＱ成分信号Ｑ_Ｄ（ｔ）に対して、受信信号のキャリア周波数とローカル周波数との周波数誤差を補正するための位相回転、並びに、プリアンブル、サイクリック・プリフィックス（ＣＰ）及びガード・インターバル（ＧＩ）の除去を行う。

ＦＦＴ部２０は、プリアンブル、サイクリック・プリフィックス（ＣＰ）及びガード・インターバル（ＧＩ）を除去したＩ成分信号Ｉ_Ｄ（ｔ）及びＱ成分信号Ｑ_Ｄ（ｔ）に対する高速フーリエ変化を行ってサブキャリア信号を出力する。

サブキャリア復調部２１は、パイロット・トーンを用いた各サブキャリアの周波数領域等化、デインタリーブ、ビタビ復号、デスクランブル等を行って受信データを復調する。

次に以下では本実施の形態の同期タイミング検出部１８の構成及び動作について、図４に示した従来の同期タイミング検出装置４１と対比させながら説明を行う。

本実施の形態の同期タイミング検出部１８の構成を図２に示す。ここで、相関器１８１ａ及び１８１ｂはそれぞれ、上述した同期タイミング検出装置４１が備える相関器４１１ａ及び４１１ｂと同様の動作を行う。具体的には、相関器１８１ａは、Ｉ成分信号Ｉ_Ｄ（ｔ）及びＲＯＭ（Read Only Memory）１８２ａに格納されたプリアンブルの信号パターンｒ（ｉ）を入力し、Ｉ_Ｄ（ｔ）とｒ（ｉ）の間の相互相関値Ｃ_Ｉ（ｔ）を算出する。相関器１８１ｂは、Ｑ成分信号Ｑ_Ｄ（ｔ）及びプリアンブルの信号パターンｒ（ｉ）を入力し、相互相関値Ｃ_Ｑ（ｔ）を算出する。

遅延回路１８３ａ及び１８３ｂは、後述する二乗和算出部１８５ａ及び１８５ｂに入力される信号の位相を揃えるため、相関器１８１ａ及び１８１ｂが出力する相互相関値Ｃ_Ｉ（ｔ）及びＣ_Ｑ（ｔ）に対して、後述する内挿フィルタ１８４ａ及び１８４ｂでの遅延量と同等の遅延を与えて出力する。なお、内挿フィルタ１８４ａ及び１８４ｂの出力と区別するため、遅延回路１８３ａによって遅延した相互相関値Ｃ_Ｉ（ｔ）を相互相関値Ｃ１_Ｉ（ｔ）と表記し、遅延回路１８３ｂによって遅延した相互相関値Ｃ_Ｑ（ｔ）を相互相関値Ｃ１_Ｑ（ｔ）と表記することとする。つまり、相互相関値Ｃ１_Ｉ（ｔ）及びＣ１_Ｑ（ｔ）は、ＡＤＣ１７ａ及び１７ｂでサンプリングされたサンプリング点を用いて算出された相互相関値である。

内挿フィルタ１８４ａは、相関器１８１ａが出力するサンプリング点での相互相関値Ｃ_Ｉ（ｔ）を入力し、後述する内挿方法によってサンプリング点を分割した補間点における相互相関値Ｃ２_Ｉ（ｔ）を生成し、内挿データとして出力するデジタル・フィルタである。以下では、サンプリング点を２分割する補間点における相互相関値Ｃ２_Ｉ（ｔ）を生成する場合について説明する。

内挿フィルタ１８４ａでは、（４）式に示す演算を行って、時刻ｋのサンプリング点（相関値Ｃ_Ｉ（ｋ））と時刻ｋ＋１のサンプリング点（相関値Ｃ_Ｉ（ｋ＋１））の中間に位置する補間点の相関値Ｃ２_Ｉ（ｋ）を算出する。

上記の（４）式において、ｑは内挿フィルタのタップ数を規定するパラメータである。例えばｑ＝２のときタップ数は６であり、６点のサンプリング点での相互相関値Ｃ_Ｉ（ｋ−２）〜Ｃ_Ｉ（ｋ＋３）を用いて内挿処理が行われる。図３は、６点の相互相関値Ｃ_Ｉ（ｋ−２）〜Ｃ_Ｉ（ｋ＋３）を用いて算出された時刻ｋとｋ＋１の間の補間点Ｃ２_Ｉ（ｋ）を示している。このように、タップ数が６点程度であっても、オーバーサンプリングを行う場合に近い相互相関値を補間可能である。

また、内挿フィルタ１８４ｂは、相関器１８１ｂが出力するサンプリング点での相互相関値Ｃ_Ｑ（ｔ）を入力し、上述した内挿フィルタ１８４ａと同様の内挿処理を行って、補間点の相関値Ｃ２_Ｑ（ｋ）を算出するデジタル・フィルタである。

二乗和算出部１８５ａは、遅延回路１８３ａ及び１８３ｂから相互相関値Ｃ１_Ｉ（ｔ）及びＣ１_Ｑ（ｔ）を入力し、これらの二乗和Ｐ１（ｔ）＝Ｃ１_I（ｔ）^２＋Ｃ１_Ｑ（ｔ）^２を算出する。同様に、二乗和算出部１８５ｂは、内挿フィルタ１８４ａ及び１８４ｂにより内挿処理を行って生成された相互相関値Ｃ２_Ｉ（ｔ）及びＣ２_Ｑ（ｔ）を入力し、これらの二乗和Ｐ２（ｔ）＝Ｃ２_I（ｔ）^２＋Ｃ２_Ｑ（ｔ）^２を算出する。

最大値選択部１８６は、ＡＤＣ１７ａ及び１７ｂにおけるサンプリング点に対して算出された相互相関値の二乗和Ｐ１（ｔ）、及びＡＤＣ１７ａ及び１７ｂにおけるサンプリング点での相互相関値を内挿することによって得た補間点の相互相関値の二乗和Ｐ２（ｔ）を入力する。さらに、最大値選択部１８６は、Ｐ１（ｔ）及びＰ２（ｔ）から最大のものを選択し、選択した二乗和の値を閾値判定部１８７に出力する。相互相関値の二乗和が大きいほどプリアンブルとの相関が強いことを示唆している。つまり最大値選択部１８６は、Ｐ１（ｔ）及びＰ２（ｔ）からプリアンブルとの相関がより強いほうを選択して出力するものである。最大値選択部１８６によって選択された二乗和の値をＰ（ｔ）と表記する。

閾値判定部１８７の動作は、上述した同期タイミング検出装置４１が備える閾値判定部４１４の動作と同様である。具体的には、入力された二乗和Ｐ（ｔ）に対する閾値判定を行って相関ピーク位置を検出し、検出した相関ピーク位置をシンボルタイミングとして出力する。

上述したように、同期タイミング検出部１８は、サンプリングされたＩ成分信号Ｉ_Ｄ（ｔ）及びＱ成分信号Ｑ_Ｄ（ｔ）から相関器１８１ａ及び１８１ｂにおいて相互相関値Ｃ_Ｉ（ｔ）及びＣ_Ｑ（ｔ）を算出するだけではない。つまり、内挿処理を行うことにより、これらのサンプリング点での相互相関値Ｃ_Ｉ（ｔ）及びＣ_Ｑ（ｔ）を補間した点（補間点）での相互相関値Ｃ２_Ｉ（ｔ）及びＣ２_Ｑ（ｔ）を推定し、これを相関ピーク位置の検出に用いることとしている。

このため、本実施の形態のＭＢ−ＯＦＤＭ受信装置１は、ＡＤＣ１７ａ及び１７ｂのサンプリングレートが低い場合であっても、得られたサンプリング点を用いて算出した相互相関値Ｃ_Ｉ（ｔ）及びＣ_Ｑ（ｔ）、並びに補間点での相互相関値Ｃ２_Ｉ（ｔ）及びＣ２_Ｑ（ｔ）から相関ピーク位置の検出が可能となるため、ＡＤＣ１７ａ及び１７ｂでのサンプリング位相に依存する同期確立精度の劣化を抑制することができる。

言い換えると、同期タイミング検出部１８を使用することによって、本実施の形態のＭＢ−ＯＦＤＭ受信装置１は、従来の同期タイミング検出装置４０を用いた場合と同等の同期確立の精度を、より低いサンプリングレートで実現することができる。例えば、上述したように、サンプリング点の間において一点の補間点を求める場合、従来の４倍オーバーサンプリング時と同等の同期確立精度を、２倍オーバーサンプリングで実現可能となる。これにより、ＡＤＣ１７ａ及び１７ｂのサンプリングレートの低減することができ、消費電力の低減が可能となる。

またさらに、本実施の形態の同期タイミング検出部１８は、最大値選択部１８６によって、サンプリング点と１又は複数の補間点から相関ピーク検出に適した一点を選択することとしている。このように、最大値選択部１８６によってダウンサンプリングを行うことにより、閾値判定部１８６以降の処理も、ＡＤＣ１７ａ及び１７ｂの低減されたサンプリングレートと同等の処理レートで動作させればよい。このような構成により、ＡＤＣ以降をオーバーサンプリングする場合に比べて、回路規模及び消費電力を低減することができる。

発明の実施の形態２．
発明の実施の形態１の同期タイミング検出部１８は、連続する２つのサンプリング点の中間点を補間する場合について具体的に説明した。しかしながら、２つのサンプリング点の間の補間点は２点以上としてもよい。このとき、内挿フィルタ１８４ａ及び１８４ｂは、例えば、以下の（６）式及び（７）式によって、時刻ｋのサンプリング点と時刻ｋ＋１のサンプリング点の間の任意の点ｔ（ｋ＜ｔ＜ｋ＋１）の相互相関値Ｃ２_Ｉ（ｋ，ｔ）を算出すれば良い。

また、最大値選択部１８６は、サンプリング点の間の補間点がＮ点であれば、Ｎ個の補間点での相互相関値の二乗和とサンプリング点での相互相関値の二乗和から最大値を選択する構成とすればよい。

補間点を増すことによって、同期タイミング検出部１８の処理量及び回路規模は増大するものの、より正確に相関ピーク位置を検出することが可能となる。

その他の実施の形態．
上述した発明の実施の形態では、同期タイミング検出部１８に最大値選択部１８６を備えることとし、サンプリング点と１又は複数の補間点から相関ピーク検出に適した一点を選択する構成とした。しかしながら、最大値選択部１８６は必ずしも設ける必要はない。この様な構成であっても、少なくともＡＤＣ１７ａ及び１７ｂのサンプリングレートを低減できるため、ＡＤＣ１７ａ及び１７ｂの消費電力を低減することができる。

上述した発明の実施の形態では、内挿処理の具体例としてｓｉｎｃ関数を標本化関数とする内挿を説明した。しかしながら、標本化関数はｓｉｎｃ関数に限られず、従来から用いられている様々な関数が適用可能である。例えば、ｓｉｎｃ関数に似た連続関数を与える区分多項式を標本化関数として用いてもよい。また、三次多項式によるスプライン補間を行っても良い。三角関数の演算、除算演算が不要で高速演算に適している。

上述した発明の実施の形態では、閾値判定部１８６において相互相関値の二乗和に対する閾値判定を行って相関ピークを検出することとした。しかしながら、相関ピークの検出が可能な他の測定量、例えば相互相関値そのもの又は相互相関値の絶対値に対して閾値判定を行うこととしてもよい。

上述した発明の実施の形態では、既知のプリアンブルの信号パターンを予めＲＯＭ１８２ａ及び１８２ｂに備え、受信信号との相互相関を算出するものとして説明した。しかしながら、本発明は、受信信号の自己相関によって同期タイミングを検出する場合も適用可能である。

また、ＡＤＣによって得られたサンプリング点を補間する方法は、上述した内挿処理に限られない。例えば、タップする全てのサンプリング点を通過する近似関数の導出を行う狭義の補間方法（いわゆる内挿）のみならず、全てのサンプリング点の通過を必須としない高次多項式による最小二乗近似などによる広義の補間方法を適用しても良い。

上述した発明の実施の形態では、ＭＢ−ＯＦＤＭ受信装置に本発明を適用した例を示したが、ＭＢ−ＯＦＤＭ以外の受信装置に対しても本発明を適用することが可能である。

さらに、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、既に述べた本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。

本発明にかかるＭＢ−ＯＦＤＭ受信装置の構成図である。 本発明にかかる同期タイミング検出部の構成図である。 本発明にかかる同期タイミング検出部での内挿処理を説明するための図である。 従来の同期タイミング検出装置の構成図である。 相関法による同期確立を説明するための図である。 サンプリング位相と相関ピーク検出精度の関係を説明するための図である。

符号の説明

１ ＭＢ−ＯＦＤＭ受信装置
１１ アンテナ
１２ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１３ 低雑音アンプ（ＬＮＡ）
１４ａ、１４ｂ ミキサ
１５ａ、１５ｂ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１６ａ、１６ｂ 可変利得アンプ（ＶＧＡ）
１７ａ、１７ｂ Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）
１８ 同期タイミング検出部
１９ 同期処理部
２０ ＦＦＴ部
２１ サブキャリア復調部
１８１ａ、１８１ｂ 相関器
１８２ａ、１８２ｂ ＲＯＭ
１８３ａ、１８３ｂ 遅延回路
１８４ａ、１８４ｂ 内挿フィルタ
１８５ａ、１８５ｂ 二乗和算出部
１８６ 最大値選択部
１８７ 閾値判定部

Claims (12)

1. 入力信号を入力して同期タイミングを検出する同期タイミング検出装置であって、
   サンプリングされた前記入力信号と参照信号との相関を算出して相関値を得る算出手段と、
   前記入力信号のサンプリング点の組合せが異なる複数の前記相関値を用いて、前記相関値を補間する補間手段と、
   前記算出手段によって得られた相関値と前記補間手段によって得られた補間相関値に基づいて同期タイミングを検出する検出手段と、
   を備える同期タイミング検出装置。
2. 前記相関値及び１又は複数の前記補間相関値から、前記参照信号との相関が最も強い値を選択する選択手段をさらに備え、
   前記検出手段は、前記選択手段によって選択された候補値に基づいて同期タイミングを検出する、請求項１に記載の同期タイミング検出装置。
3. 前記選択手段は、前記相関値及び１又は複数の前記補間相関値から最大値を選択し、
   前記検出手段は、前記最大値が所定の閾値を超えるか否かによって同期タイミングを検出する、請求項２に記載の同期タイミング検出装置。
4. 単位時間当たりの前記入力信号のサンプリング点数と、前記検出手段に対する前記候補値の前記単位時間当たりの入力数が同一である、請求項２に記載の同期タイミング検出装置。
5. 前記入力信号は複素ベースバンド信号であって、
   前記算出手段は、前記複素ベースバンド信号の同相成分及び直交成分に対する相関値をそれぞれ算出し、
   前記補間手段は、前記同相成分の相関値を補間した同相成分の補間相関値、及び前記直交成分の相関値を補間した直交成分の補間相関値を生成し、
   前記検出手段は、前記同相成分の相関値と前記直交成分の相関値との二乗和、及び前記同相成分の補間相関値と前記直交成分の補間相関値との二乗和に基づいて同期タイミングを検出する、請求項１に記載の同期タイミング検出装置。
6. 前記補間手段は、標本化関数による内挿処理を行うことにより前記補間相関値を生成する、請求項１に記載の同期タイミング検出装置。
7. 入力信号を入力して同期タイミングを検出する同期タイミング検出装置であって、
   サンプリングされた前記入力信号と参照信号との相互相関、又はサンプリングされた前記入力信号の自己相関を算出して相関値を出力する相関器と、
   前記入力信号のサンプリング点の組合せが異なる複数の前記相関値を用いて前記相関値を補間した補間相関値を出力する補間処理部と、
   前記相関値及び前記補間相関値から、前記参照信号との相関が最も強い値を選択する選択部と、
   前記選択部によって選択された候補値に基づいて同期タイミングを検出する検出部と、
   を備える同期タイミング検出装置。
8. 前記入力信号は複素ベースバンド信号であって、
   前記相関器は、
   前記複素ベースバンド信号の同相成分に対する相関値を算出する第１相関器と、
   前記複素ベースバンド信号の直交成分に対する相関値を算出する第２相関器とを備え、
   前記補間処理部は、
   前記同相成分の相関値を補間した同相成分の補間相関値を生成する第１の処理部と、
   前記直交成分の相関値を補間した直交成分の補間相関値を生成する第２の処理部とを備え、
   前記選択部は、
   前記同相成分の相関値と前記直交成分の相関値との二乗和を算出する第１の二乗和算出部と、
   前記同相成分の補間相関値と前記直交成分の補間相関値との二乗和を算出する第２の二乗和算出部と、
   前記第１の二乗和算出部が算出する二乗和と前記第２の二乗和算出部が算出する二乗和から最大値を選択して、前記検出部に出力する最大値選択部とを備える、請求項７に記載の同期タイミング検出装置。
9. 請求項１乃至８のいずれかに記載の同期タイミング検出装置と、
   前記同期タイミング検出装置に入力される前記入力信号をサンプリングする手段と、
   前記同期タイミング検出装置によって検出された同期タイミングに従って、前記入力信号に対する復調処理を行う手段と、
   を備える受信装置。
10. 入力信号から同期タイミングを検出する方法であって、
    サンプリングされた前記入力信号と参照信号との相互相関、又はサンプリングされた前記入力信号の自己相関を算出することで相関値を得て、
    前記入力信号のサンプリング点の組合せが異なる複数の前記相関値を用いて、前記相関値を補間した補間相関値を得て、
    前記相関値と前記補間相関値に基づいて同期タイミングを検出する、方法。
11. 前記同期タイミングの検出は、前記相関値及び１又は複数の前記補間相関値から、前記参照信号との相関が最も強い値を選択し、選択された値が所定の閾値を超えるか否かによって行う、請求項１０に記載の方法。
12. 前記同期タイミングの検出は、前記相関値及び１又は複数の前記補間相関値から最大値を選択し、選択された最大値が所定の閾値を超えるか否かによって行う、請求項１０に記載の方法。

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