CN102281226B - 用于无线通信系统的单阵发捕获 - Google Patents

Abstract

描述了用于执行分组捕获的技术。第一检测值可基于第一多个采样来确定，例如，通过对这些采样执行延迟-乘法-积分来确定。功率值可基于这第一多个采样来确定，例如，通过对这些采样执行乘法-积分来确定。第一检测值可被取平均以获得平均检测值。功率值也可被取平均以获得平均功率值。可基于平均检测值和平均功率值来确定分组是否存在。第二检测值可基于第二多个采样来确定。可基于第一和第二检测值来确定分组的开始。第三检测值可基于第三多个采样来确定。分组的频率误差可基于第一和第三检测值来确定。

Description

用于无线通信系统的单阵发捕获

本申请是申请号为200780019031.X、PCT国际申请号为PCT/US2007/069495、国际申请日为2007年5月22日、题为“用于无线通信系统的单阵发捕获”的申请的分案申请。

本申请要求已转让给本申请受让人并通过引用纳入于此的、于2006年5月22日提交的题为“SINGLE-BURST ACQUISITON FOR WIRELESSCOMMUNICATION SYSTEM(用于无线通信系统的单阵发捕获)”的美国临时申请S/N.60/802,627的优先权。

背景

I.领域

本公开一般涉及通信，尤其涉及用于在无线通信系统中执行捕获的技术。

II.背景

在无线通信系统中，发射机可处理(例如，编码和调制)数据分组以生成数据码元。对于相干系统，发射机可将导频码元与这些数据码元多路复用，处理经多路复用的数据和导频码元以生成已调制信号，并经由无线信道传送已调制信号。无线信道因信道响应而使所传送的信号畸变，并进一步因噪声和干扰而使信号劣化。

接收机可接收所传送的信号并处理接收到的信号以获得采样。接收机可执行分组检测以便检测分组的存在。接收机还可执行时频捕获以便查实收到信号的时基和频率以及校正任何频率误差。接收机可在随后处理经频率校正的采样以获得数据码元估计并且可进一步处理(例如，解调和解码)所述数据码元估计以获得经解码数据。

接收机可能不知晓分组何时在被传送。此外，接收机可能从具有不同时基、频率、和发射功率的多个发射机接收到分组。接收机由此将需要迅速且准确地检测分组的存在并快速地对每个分组执行时基和频率捕获以便达成良好的性能。

因此本领域中需要能够在无线通信系统中迅速且高效地执行捕获的技术。

概要

本文描述了用于在接收机处迅速且高效地执行分组捕获的技术。在一种设计中，第一检测值C_k可基于来自一个或更多个接收天线的第一多个采样来确定，例如通过对这些采样执行延迟-乘法-积分来确定。功率值P_k也可基于这第一多个采样来确定，例如，通过对这些采样执行乘法-积分来确定。第一检测值可被取平均以获得平均检测值。功率值也可被取平均以获得平均功率值。可在随后基于平均检测值和平均功率值来确定分组是否存在。

第二检测值C_i可基于第二多个采样来确定。可在随后基于第一和第二检测值确定分组的开始。第三检测值D_m可基于第三多个采样来确定。分组的频率误差可基于第一和第三检测值来确定。第一多个采样可包括对短训练码元的采样。第二和第三多个采样可各自包括对短和/或长训练码元的采样。

第四检测值G_n可基于第四多个采样来确定。每个第四检测值可通过将传输码元的复制部分(例如，OFDM码元的保护区间)与该传输码元的对应原始部分相关来获得。分组的结束可基于第四检测值来确定。

一般而言，每个检测值可通过对一组采样执行延迟-乘法-积分来获得。不同的检测值可在如以下所描述的那样用对采样的不同延迟、不同的积分区间等来获得。

本公开的各种方面和特征在下面进一步具体说明。

附图简述

图1示出了具有接入点和多个站的无线网络。

图2示出了发射机和接收机的框图。

图3示出了用在IEEE 802.11a/g中的帧结构。

图4示出了对分组计算不同的检测值。

图5示出了接收机处捕获处理器的框图。

图6示出了该捕获处理器内延迟-乘法-积分单元和移动平均单元的框图。

图7示出了接收机处解调器和数控振荡器(NCO)的框图。

图8示出了用于检测分组的存在的过程。

图9示出了用于检测分组的存在的装置。

图10示出了用于检测分组的开始的过程。

图11示出了用于检测分组的开始的装置。

图12示出了用于频率校正的过程。

图13示出了用于频率校正的装置。

图14示出了用于检测分组的结束的过程。

图14示出了用于检测分组的结束的装置。

图16示出用于处理分组的过程。

图17示出用于处理分组的装置。

详细描述

本文所描述的技术可被用于各种通信系统和网络，诸如无线局域网(WLAN)、无线城域网(WMAN)、无线广域网(WWAN)等。术语“系统”和“网络”常被可互换地使用。WLAN可实现IEEE 802.11标准族(它也称为Wi-Fi)中的无线电技术、Hiperlan等之中的任何技术。WMAN可实现IEEE802.16(也称为WiMAX)等。WWAN可实现多址方案，诸如码分多址(CDMA)、频分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、正交FDMA(OFDMA)、单载波FDMA(SC-FDMA)、空分多址(SDMA)等。OFDMA利用正交频分复用(OFDM)，而SC-FDMA利用单载波频分复用(SC-FDM)。OFDM和SC-FDM将系统带宽分成多个(K个)正交副载波，这些副载波被称为频调、槽等。每个副载波可用数据来调制。一般而言，调制码元在OFDM下是在频域中发送，而在SC-FDM下是在时域中发送。OFDMA系统可实现诸如IEEE 802.20、超移动宽带(UMB)、Flash-OFDM长期演进(LTE)等无线电技术。这些各色无线电技术和标准在本领域中是公知的。出于明晰起见，以下针对实现利用OFDM的IEEE 802.11标准——例如IEEE 802.11a、802.11g和/或802.11n——的WLAN描述这些技术。

本文中描述的这些技术还可用于单输入单输出(SISO)、单输入多输出(SIMO)、多输入单输出(MISO)、和多输入多输出(MIMO)传输。单输入指一个发射天线用于数据传输，而多输入指多个发射天线用于数据传输。单输出指一个接收天线用于数据接收，而多输出指多个接收天线用于数据接收。

图1示出了具有接入点110和多个站120的无线网络100。一般而言，无线网络可包括任何数目的接入点和任何数目的站。站是可经由无线介质与另一个站通信的设备。站还可称为终端、移动站、用户装备、订户站等，并且可包含其功能的部分或全部。站可以是蜂窝电话、手持式设备、无线设备、个人数字助理(PDA)、膝上型计算机、无线调制解调器、无绳电话等等。接入点是经由无线介质为与该接入点相关联的站提供对分布服务的接入的站。接入点还可称为基站、基收发机站(BTS)、B节点等，并且可包含其功能的部分或全部。接入点110可耦合至数据网络130并且可经由数据网络130与其它设备通信。

图2示出了发射机210和接收机250的设计的框图。对于下行链路/前向链路，发射机210可以是接入点110的一部分，而接收机250可以是站120的一部分。对于上行链路/反向链路，发射机210可以是站120的一部分，而接收机250可以是接入点110的一部分。在图2中，发射机210装备有多个(T个)天线，并且接收机250装备有多个(R个)天线。每一发射天线和每一接收天线可以是物理天线或天线阵。一般而言，发射机210和接收机250可各自装备有任何数目的天线。

在发射机210处，发射(TX)数据和导频处理器212可从数据源(未示出)接收数据分组，和/或从控制器/处理器220接收其它数据。处理器212可处理(例如，格式化、编码、交织和码元映射)每个分组并生成数据码元，后者是数据的调制码元。处理器212还可处理导频(其为已知数据)以生成导频码元并且可将这些导频码元与数据码元多路复用。TX空间处理器214可对数据和导频码元执行发射机空间处理并将T个输出码元流提供给T个调制器/发射机(MOD/TMTR)216a到216t。每个调制器216可处理其输出码元流(例如，OFDM的)以生成输出码片流。每个发射机216可进一步调理(例如，转换至模拟、放大、滤波、及上变频)其输出码片以生成已调制信号。来自发射机216a到216t的T个已调制信号可各自从天线218a到218t被发射。

在接收机250处，R个天线252a至252r可从发射机210接收到这T个已调制信号，并且每一天线252可将接收到的信号提供给各自的接收机(RCVR)254。每个接收机254可调理(例如，放大、滤波、下变频和数字化)其收到信号以获得采样并可将这些采样提供给相关联的解调器(DEMOD)256和捕获处理器260。捕获处理器260可接收并处理来自所有R个接收机254a到254r的采样以检测分组，以确定每个分组的时基和频率等。每个解调器256可处理器其采样以去除频率误差并且可进一步处理经频率校正的采样(例如，OFDM的)以获得收到码元。MIMO检测器262可处理收到码元以推导从发射机210到接收机250的信道响应的估计。MIMO检测器262还可用此信道估计对所有R个天线的收到码元执行MIMO检测并提供数据码元估计，这些数据码元估计是由接入点110传送的数据码元的估计。RX数据处理器264可随后处理(例如，码元映射、解交织、及解码)数据码元估计，并向数据阱(未示出)和/或控制器/处理器270提供经解码的数据。

控制器/处理器220和270可各自控制发射机210和接收机250处的操作。存储器222和272可各自存储供发射机210和接收机250使用的数据和程序代码。

IEEE 802.11a/g利用将系统带宽分成K＝64个副载波的副载波结构，这些副载波被指派索引-32到+31。这总共64个副载波包括索引为±{1，…，6，8，…，20，22，…，26}的48个数据载波以及索引为±{7，21}的四个导频副载波。索引为0的DC副载波以及其余副载波未被使用。在1999年9月的公开可获得的题为“Part 11：Wireless LAN Medium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)Specifications：High-speed Physical Layer in the 5GHz Band(第11部分：无线LAN媒体接入控制(MAC)和物理层(PHY)规范：5GHz频带中的高速物理层)”的IEEE标准802.11a中描述了这种副载波结构。IEEE 802.11n利用总共具有64个副载波的副载波结构，这64个副载波包括索引为±{1，…，6，8，…，20，22，…，28}的52个数据副载波和索引为±{7，21}的四个导频副载波。

在IEEE 802.11中，媒体接入控制(MAC)层将数据处理成MAC协议数据单元(MPDU)。物理层汇聚协议(PLCP)随后处理称为PLCP服务数据单元(PSDU)的每个MPDU，以生成PLCP协议数据单元(PPDU)。物理层随后处理每个PPDU以生成帧，后者经由无线信号来传送。帧也可称为分组。

图3示出了用在IEEE 802.11a/g中的帧/分组结构。在物理层(PHY)，数据被处理并以帧/分组的形式被传送。每个分组300包括PLCP前同步码310、PLCP报头320、PSDU 330、和报尾340。PSDU 330携带分组300的话务数据并具有可变长度。报尾340包括六个拖尾比特以及填充比特——如果需要的话。

PLCP前同步码310包括记为t₁到t₁₀的十个短训练码元，继之以对长训练码元的保护区间、以及进一步继之以记为T₁和T₂的两个长训练码元。这十个短训练码元在两个OFDM码元周期里被发送。该保护区间和两个长训练码元也在两个OFDM码元周期里被发送。在IEEE 802.11a/g中，每个OFDM码元周期是4微秒(μs)。

这些短训练码元是通过将12个具体调制码元映射到12个具体载波、将零信号值映射到其余52个副载波、并且对总共64个码元执行64点快速傅里叶变换(FFT)以获得64个时域采样来生成的。这12个调制码元被映射到频域中彼此相隔四个副载波的倍数的12个副载波。这导致该64个时域采样是周期性的且由四个相同序列构成，并且每个序列包括记为c₁到c₁₆的16个采样。每个短训练码元是一个16采样的序列。最后的短训练码元可被倒转以改善接收机250对时间原点的检出(未在IEEE 802.11a/g中规定且未在图3中示出)。这十个短训练码元包括总共160个采样。

这些长训练码元是通过将52个具体调制码元映射到52个具体载波、将零信号值映射到其余12个副载波、并且对总共64个码元执行64点FFT以获得记为z₁到z₆₄的64个时域采样来生成的。该保护区间包括此FFT输出的最后32个采样z₃₃到z₆₄。每个长训练码元是一个64采样的序列。这T个发射天线的保护区间和长训练码元可被循环移位不同的量以改善分集。这两个长训练码元和该保护区间包括总共160个采样。在IEEE 802.11a/g文献中描述了这些短和长训练码元。

接收机250可能并不先验地知晓何时以及哪些发射机将是在发射。不同的发射机可能具有不同的基准时钟频率并且由此相对于接收机250的时基和频率而言可能具有不同的时基和/或频率偏移。接收机250可在其通电时持续地检测来自发射机的分组。接收机250可独立地捕获每个分组，因为每个分组的发射源和频率可能不是已知的。接收机250可对每个分组执行以下动作：

●分组检测-检测分组的存在，

●分组开始的检测-检测分组的开始，

●粗频率估计-估计粗频率误差，

●细频率估计和校正-估计和校正分组的采样中的细频率误差，

●自动增益控制(AGC)-基于收到功率调节接收机增益，以及

●分组结束的检测-检测分组的结束。

这些任务的每一个可按如下描述执行。

接收机250可基于每个分组的PLCP报头中的短和长训练码元执行检测和捕获。尽可能快速且准确地检测分组的存在是可取的，如此可有更多的时间对其它任务可用。到PLCP报头的开始前为止校正掉任何频率误差也是可取的，如此PLCP报头就能被可靠地解调。

接收机250可基于延迟-乘法-积分技术来执行分组检测。对于这种技术，在N采样的窗口上的延迟-乘法-积分运算可给为：

$C_k=\underset{j=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=(k-1)N}{\overset{\mathrm{kN}-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{i,j}\·x_{i-16,j}^{*},$ 式(1)

其中x_i，j是在第i个采样周期中来自第j个天线的采样，

C_k是第k个窗口的检测值，而

“*”标示复共轭。

式(1)执行延迟为16——即一个短训练码元的长度——的自相关。对于每个天线j，将采样x_i，j与来自16个采样周期前的采样x_i-16，j的复共轭相乘。由于这些短训练码元每16个采样重复一次，因此x_i，j和x_i-16，j应对应于相同的传送采样。将窗口k中N个采样的乘法结果积分以获得天线j的结果。所有R个天线的结果随后被求和以获得窗口k的检测值C_k。窗口大小N可以是任何恰当选择的值。例如，对于图3中所示的短训练码元，N可以等于16、32等。窗口k可始于任何采样周期。

还可计算每个N采样窗口的功率为：

$P_k=\underset{j=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=(k-1)N}{\overset{\mathrm{kN}-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{i,j}\·x_{i,j}^{*},$ 式(2)

其中P_k是第k个窗口的功率值。此功率是通过将采样x_i，j与其复共轭(而不是上述在16个采样周期前的另一采样的复共轭)相乘来获得的。

一般而言，可对每个窗口的从R个接收机254a到254r获得的采样计算检测值C_k和功率值P_k。出于清晰起见，窗口索引k和采样索引i是相对于分组的开始来定义的。在现实中，接收机250在检测分组时并不知晓该分组的开始，而索引k和i只是随时间递增。

可在L个窗口上对检测值C_k取平均，如下：

$A_k=\frac{1}{L}\·\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{k-l},$ 式(3)

其中A_k是第k个窗口的平均检测值。式(3)基于当前窗口和L-1个在前窗口的检测值来计算当前窗口的平均检测值。L可以是任何恰当选择的值，例如L＝4。式(3)可基于L个窗口的L个检测值来计算。替换地，式(3)可用移动平均来实现，这是一种基于在前窗口的平均值计算当前窗口的平均值的高效方式。一般而言，取平均是指基于至少两个值——例如当前和在前值——来推导平均值的过程。取平均可基于诸如式(3)中所示的函数、有限冲激响应(FIR)滤波器函数、无限冲激响应(IIR)滤波器函数等任何函数来执行。

可在L+1个窗口上对功率值取平均，如下：

$B_k=\frac{1}{L+1}\·\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{k-l},$ 式(4)

其中B_k是第k个窗口的平均功率值。

平均检测值A_k是基于L+1个窗口的采样来获得的。最初的两个窗口被用于生成第一检测值，而每多一个窗口就提供多一个检测值。平均功率值B_k也是基于L+1个窗口的采样来获得的，并且每个窗口提供一个功率值P_k。因此，A_k和B_k是在相同的采样块上计算出的。

可对每个窗口k计算度量值M_k，如下：

$M_k=\frac{\left|A_k\right|}{B_k}.$ 式(5)

在一种设计中，对分组的检测可定义如下：

如果M_k＞M_TH，则声明分组存在，            式(6)

否则如果M_k≤M_TH，则声明没有分组，

其中M_TH是检测阈值。

M_TH可基于检出概率与假警报概率之间的权衡来选择。检出概率是在分组存在时声明该分组存在的概率。假警报概率是在分组不存在时声明该分组存在的概率。M_TH还可被定义成包括A_k的计算中的因子1/L以及B_k的计算中的因子1/(L+1)。在此情形中，可从式(3)中消去因子1/L，并从式(4)中消去因子1/(L+1)。

式(5)示出了基于比率函数推导度量值M_k，而方程组(6)示出了分组检测的一种设计。一般而言，用于分组检测的度量值可基于可以接收任何输入参数的任何函数来定义。对分组检测的测试可基于此用于计算度量值的函数来定义。

图4图解了对N＝16、L＝4的分组的C_k、P_k、A_k、B_k和M_k的计算，并且每个窗口覆盖一个短训练码元。出于清晰起见，对于分组中的第一个采样，采样索引i始于0，而对于分组中的第一个短训练码元，窗口索引k始于0。对第一个短训练码元之后的每个训练码元获得一个检测值C_k。对每个短训练码元获得一个功率值P_k。对从k＝4处的第五个短训练码元开始的每个短训练码元获得平均检测值A_k、平均功率值B_k和度量值M_k。

在L+1个窗口上对C_k和P_k取平均可分别增进A_k和B_k的可靠性，而这可提升检出性能。A_k和B_k本质上是在覆盖L+1个N采样窗口的滑动的更大窗口上计算的，如图4中所示。通过对每个窗口k(而不是每L+1个窗口)计算A_k和B_k，就可在每个窗口k(而不是每L+1个窗口)中作出分组检测的判决。

为了增进检测的可靠性，可令分组的检测以有多个度量值超过阈值M_TH为条件。在一种设计中，分组可基于分属两个连贯窗口k和k+1的两个度量值M_k和M_k+1来声明，如下：

如果(M_k＞M_TH)且(M_k+1＞M_TH)，则声明分组存在，式(7)

否则，声明没有分组。

一般而言，可将对分组的检测基于任何数目个窗口的任何数目个度量值。

为了进一步增进检测可靠性，可令分组的检测以采样具有有效频率误差为条件。对于IEEE 802.11a，发射机处的最大频率误差为±百万分之20(±20ppm)，这对应于5.8GHz情况下的±230KHz。对于20兆采样/秒(20Msps)的采样率，每个短训练码元横贯800纳秒(ns)，并且相隔一个短训练码元的两个采样之间的最大相移为±0.184圆周。对于M_k超过M_TH的给定窗口，如果该窗口的平均相移大于0.184圆周，则可声明假警报。

式(1)中的量值给出了从采样x_i-16，j到16个采样周期后的采样x_i，j的相移。C_k的角度提供了基于窗口k中的采样的跨16个采样周期的平均相移。A_k的角度提供了基于用于计算A_k的这L个窗口中的采样的跨16个采样周期的平均相移。窗口k的平均相移θ_k可如下获得：

${\mathrm{\θ}}_k=\∠A_k=\arctan \left(\frac{\mathrm{Im}\left\{A_k\right\}}{\mathrm{Re}\left\{A_k\right\}}\right).$ 式(8)

如果如式(7)中所示地声明了分组，则分属窗口k和k+1的平均相移θ_k和θ_k+1可被计算并比对相位阈值θ_TH，如下：

如果(θ_k＞θ_TH)或(θ_k+1＞θ_TH)，则声明假警报或没有分组。式(9)相位阈值θ_TH可被设成任何大于0.184×2π弧度的值。例如，θ_TH可被设为θ_TH＝π/4弧度以简化实现。

检出分组的时基可通过检测短训练码元与长训练码元之间的边界来确定。为了实现此目的，可对每个采样周期i计算检测值C_i，如下：

$C_i=\underset{j=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{i-m,j}\·x_{i-m-64,j}^{*}.$ 式(10)

式(10)执行滑动的延迟-乘法-积分运算以获得每个感兴趣采样周期的C_i。在每个采样周期中，C_i是基于由当前采样x_i，j和63个较早采样构成的64采样的窗口来计算的。在没有噪声时，当64采样的窗口(i)以短训练码元与长训练码元之间的边界为中心并且(ii)覆盖两个短训练码元及半个长训练码元时C_i过零。

可对每个采样周期i计算度量值Q_i，如下：

$Q_i=\mathrm{Re}\{A_k^{*}\·C_i\}.$ 式(11)

如式(11)中所示，Q_i是基于C_i和A_k来计算的，其中C_i是每采样更新的，而A_k是每个N采样窗口更新的。

随后可检测长训练码元的开始，如下：

如果Q_i＜Q_TH，则声明长训练码元在采样i处开始，式(12)

其中Q_TH是阈值。Q_TH可被设为合适的正值。

如果最后的短训练码元被倒转(未在图3中示出)，则第九与第十短训练码元之间的边界可被检出。在此情形中，可以用等于16(而不是64)的延迟和等于16(而不是64)的积分区间来计算C_i。来自比当前采样x_i，j早至少16个采样的A_k可被用于计算Q_i以避免A_k受到倒转的短训练码元的污染。Q_TH可被设成零。

在任何情形中，在例如如式(12)中所示地检出长训练码元的开始之后，最后的A_k值可被用作粗频率误差估计。

长训练码元可被用于细频率校正。可对M采样的窗口计算检测值如下：

$D_m=\underset{j=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=m}{\overset{m+M-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{i,j}\·x_{i-64,j}^{*},$ 式(13)

其中D_m是采样周期m的检测值。由于长训练码元每64个采样重复一次，因此x_i，j和x_i-64，j应当对应于相同的传送采样。

短训练码元与长训练码元之间的边界可被认为是检出分组的时间原点，并且可如式(12)中所示地来确定。可在知晓时间原点之后计算式(13)，并可在随后对单个采样周期m计算式(13)。要积分的采样的数目M可以是任何合适的值，例如，在16到64之间。较小的M可允许细频率校正能更迅速地完成，这进而允许第二个长训练码元能被频率校正并被用作供解调PLCP报头的导频基准。

D_m的角度可被用作跨64个采样周期的平均相移φ_m，并且可给为：

${\mathrm{\φ}}_m=\∠D_m=\arctan \left(\frac{\mathrm{Im}\left\{D_m\right\}}{\mathrm{Re}\left\{D_m\right\}}\right).$ 式(14)

对于5.8GHz情况下±20ppm的最差情形频率误差，相隔一个长训练码元的两个采样之间的最大相移为±0.736圆周。因此，式(14)中的平均相移φ_m是多义的，因为对于给定的算出相位值y，在|y|＞0.264圆周的场合，真相移是y、1-y还是1+y圆周是未知的。

细相移φ_m中的相位多义性可通过使用从短训练码元获得的粗相移θ_k来解决。跨64采样长训练码元的相移应当约为跨16采样短训练码元的相移的四倍，或即

${\mathrm{\φ}}_m^{\′}\≈4\·{\mathrm{\θ}}_k,$ 式(15)

其中是相位校正值。可通过视需要对φ_m加上或减去一个圆周以便使尽可能接近4θ_k来获得。

每采样相位校正值可通过将细相位校正值除以64，或即来获得。可令来自接收机254a到254r的采样旋转此每采样相位校正值以获得经频率校正的采样。

在另一种设计中，细频率误差估计可基于短训练码元来推导。检测值D_m可与平均检测值A_k被并发地计算出。当检测到分组时，可基于最新的A_k确定平均相移θ_k，并且D_m的角度可被确定并视需要用θ_k校正，以获得细相位校正值 随后可被应用于在第一长训练码元到达之前的那些采样。在这种设计中，可对这两个长训练码元获得经频率校正的采样，并且可用64点FFT对其进行变换以获得收到码元。信道估计可随后基于此收到码元来推导，并被用于PLCP报头的相干解调。这种设计可避免为要进行频率校正而对来自接收机254的采样进行额外的缓冲。长训练码元还可被用于精炼此细频率误差估计。从长训练码元获得的对此细频率误差估计的更新可在任何时间被应用于这些采样。积分至接近第二个长导频码元的结束的点可提供最准确的细频率误差更新。

为进行AGC，接收机250可初始被置为最大增益以便检测低功率分组。最大增益会使接收机250的射频(RF)前端饱和，由此在实效上将收到信号削波。然而，式(1)中的延迟-乘法-积分运算仍是有效的，即使在有削波时亦是如此。可将功率值P_k比对功率阈值，并且如果超过功率阈值，则可减小接收机增益。接收机增益可被保持直至检测到分组结束，并且可在随后被复位为最大值。

PLCP报头可继以可变数目个OFDM码元。每个OFDM码元是通过(i)对64个副载波的64个码元执行64点FFT以获得该OFDM的有用部分的64个时域采样并且(ii)藉由复制此有用部分的最后16个采样并将这16个采样附加到该有用部分的前端来为该OFDM码元获得80个采样的方式来向该有用部分附加保护区间来生成的。

为了检测分组结束，可对每个OFDM码元周期计算检测值，如下：

$G_n=\mathrm{Re}\{\underset{j=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=80n}{\overset{80n+16}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{i,j}\·x_{i-64,j}^{*}\},$ 式(16)

其中G_n是OFDM码元周期n的检测值。在式(16)中，是将OFDM码元的保护区间的这16个采样与该OFDM码元周期的有用部分的最后16个采样相关。阈值G_TH可基于S个OFDM码元周期的检测值的平均来定义，如下：

$G_{\mathrm{TH},n}=\mathrm{\η}\·\underset{l=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}{G}_{n-l},$ 式(17)

其中η是G_n的平均之中要对该阈值使用的百分比。

在每个OFDM码元周期内，可计算G_n，可更新G_TH，n，并且将G_n比对G_TH，n。在一种设计中，如果G_n小于G_TH，n，则检出分组的结束，这可表达为：

如果G_n＜G_TH，n，则声明分组结束。               式(18)

在另一种设计中，如果G_n小于G_TH，n，则G_TH，n被冻结，并且如果下一OFDM码元周期n+1的G_n+1也小于G_TH，n，则检出分组结束，这可表达为：

如果(G_n＜G_TH，n)且(G_n+1＜G_TH，n)，则声明分组结束。式(19)

分组结束还可以其它方式来检测。在任何情形中，当检测到分组结束时，AGC可被复位成最大增益，并且频率偏移可被复位成零以为下一分组做好准备。

图5示出了图2中的捕获处理器260的设计的框图。单元510接收来自所有R个天线的采样，执行延迟-乘法-积分——例如如式(1)中所示那样来执行，并且对每个N采样的窗口提供检测值C_k。单元512计算L个窗口上C_k的移动平均——例如如式(3)中所示那样来计算，并且对每个窗口提供平均检测值A_k。单元514确定A_k的相位——例如如式(8)中所示那样来确定，并且对每个窗口提供平均相移θ_k。

单元520基于每个窗口中来自所有R个天线的采样计算功率值P_k，例如如式(2)中所示那样来计算。单元522计算L+1个窗口上P_k的移动平均——例如如式(4)中所示那样来计算，并对每个窗口提供平均功率值B_k。单元524接收每个窗口的平均检测值A_k和平均功率值B_k，并对该窗口计算度量值M_k，例如如式(5)中所示那样来计算。单元526基于度量值M_k并且还可能基于平均相移θ_k来检测分组的存在，例如如式(6)、(7)和/或(9)中所示那样来检测。

在检出分组之后，单元530对每个采样周期计算检测值C_i，例如如式(10)中所示那样来计算。单元534接收每个采样的检测值C_i，以及在分组检出之前的最后窗口的平均检测值A_k，并对每个采样周期计算度量值Q_i，例如如式(11)中所示那样来计算。单元536基于度量值Q_i检测分组的开始——例如如式(12)中所示那样来计算，并且提供分组时基，该分组时基可以是短训练码元与长训练码元之间的边界的采样周期或该分组中其它某个已知点。

单元540对由此分组时基确定的具体采样周期m计算检测值D_m，例如如式(13)中所示那样来计算。单元544确定D_m的相位——例如如式(14)中所示那样来计算，并且提供平均相移φ_m。单元546接收从最后短训练码元获得的平均相移θ_k以及从或者长训练码元或者短训练码元获得的平均相移φ_m，并确定频率校正值例如如式(15)中所示那样来确定。

对于分组结束检测，单元550对每个OFDM码元周期计算检测值G_n，例如如式(16)中所示那样来计算。单元522计算S个OFDM码元周期上G_n的移动平均。单元554对每个OFDM码元周期计算阈值G_TH，n，例如如式(17)中所示那样来计算。单元556如以上所讨论的那样基于检测值G_n和阈值G_TH，n检测分组的结束。

图6示出了图5中的延迟-乘法-积分单元510和移动平均单元512的设计的框图。在单元510内，来自天线1的采样被提供给延迟单元610a和乘法器614a。延迟单元610a提供16个采样的延迟，其即为一个短训练码元的历时。单元612a提供从延迟单元610a接收到的每个采样的复共轭。在每个采样周期中，乘法器614a将收到采样与来自单元612a的采样相乘并将结果提供给积分器616a。积分器616a在每个窗口的开始被复位并在N个采样周期上积分来自乘法器614a的结果。来自每个其余天线的采样以与来自天线1的采样相同的方式被处理。加法器618对所有R个天线的积分器616a到616r的输出求和并对每个窗口提供检测值C_k。

在单元512内，延迟单元620将检测值C_k延迟L——其即为A_k的移动平均的历时。对于每个窗口，加法器622将来自单元510的检测值C_k与寄存器624的输出求和，进一步减去延迟单元620的输出，并提供平均检测值A_k。单元622和624形成在每个窗口k中被更新的累加器。单元620提供来自L个窗口前的检测值C_k-L，该检测值C_k-L从当前累加器结果中被减去如此使得移动平均是L个窗口上的移动平均。

图5中的单元530、540和550可以用与单元510相类似的方式实现，尽管对于单元610a到610r有不同延迟和/或在积分器616a到616r中有不同的积分长度。单元520可以用与单元510相类似的方式实现，尽管没有延迟单元610a到610r。单元522和552可以用与单元512相类似的方式实现，尽管对于单元620有不同延迟。

图7示出了图2中解调器256a到256r以及数控振荡器(NCO)710的设计的框图。NCO 710可作为捕获处理器260的一部分。在NCO 710内，加法器712从例如图5中的频率误差估计器546接收每采样频率校正值将此频率校正值与来自寄存器714的当前相位值求和，并将其输出向寄存器714提供。加法器712和寄存器714形成在每个采样周期中被更新的相位累加器。查找表716从寄存器714接收当前相位值并提供此相位的正弦和余弦。

在一种设计中，频率校正值具有500Hz的分辨率，而相位累加器具有1/40,000圆周的相位分辨率。寄存器714可用17比特来实现以达到此相位分辨率。在一种设计中，查找表716可用对应于512个从0到π/4的不同角度的9比特正弦和9比特余弦的512×9表来实现，其可提供约50dB的SNR。查找表716还可用例如1024×9等其它尺寸来实现。

在每个解调器256内，乘法器722从相关联的天线接收复值采样，将每个采样与该采样的正弦和余弦相乘，并提供经频率校正的采样。单元724基于来自图5中分组开始检测器536的分组时基来移除每个OFDM码元的保护区间并对该OFDM码元提供64个采样。FFT单元726对来自单元724的这64个采样执行64点FFT，并提供64个副载波的64个收到码元。

发射机210可使用单个基准振荡器来生成用于数字处理的采样时钟和用于上变频的载波信号两者。接收机250处的采样可能随后会具有频率误差以及采样时基误差。频率误差可如上所述地被估计并由乘法器722a到722r来校正。采样时基误差可通过对来自接收机254a到254r的采样进行重新采样来校正(未在图7中示出)。如果采样时基未被校正(如图7中所示那样)，则跨该分组的这些采样中的时基漂移在这些OFDM码元中引入相位斜坡。此相位斜坡跨该分组而改变。

图8示出了用于检测分组的存在的过程800的设计。检测值可基于多个采样来确定，例如如式(1)中所示那样来确定(框812)。功率值也可基于这多个采样来确定，例如如式(2)中所示那样来确定(框814)。这多个采样可包括短训练码元的采样并且可以是来自一个或更多个接收天线。每个检测值可通过对各自相应的第一组采样执行延迟-乘法-积分来获得。每个功率值可通过对各自相应的第二组采样执行乘法-积分来获得。检测值可被取平均以获得平均检测值，例如如式(3)中所示那样来获得(框816)。功率值也可被取平均以获得平均功率值，例如如式(4)中所示那样来获得(框818)。随后可基于平均检测值和平均功率值来确定分组是否存在(框820)。

对于框820，度量值可基于平均检测值和平均功率值来确定，例如如式(5)中所示那样来确定。在一种设计中，如果度量超过阈值，则可声明分组存在。在另一种设计中，如果多个(例如，两个连贯的)度量值超过阈值，则可声明分组存在。在又一种设计中，可基于平均检测值来确定相移，并且可进一步基于这些相移来确定分组是否存在。例如，如果相移超过相位阈值，则可声明没有分组存在。

图9示出了用于检测分组的存在的装置900的设计。装置900包括：用于基于多个采样确定检测值——例如通过对诸第一组采样执行延迟-乘法-积分来确定——的装置(模块912)；用于基于这多个采样确定功率值——例如通过对诸第二组采样执行乘法-积分来确定——的装置(模块914)；用于对检测值取平均以获得平均检测值的装置(模块916)；用于对功率值取平均以获得平均功率值的装置(模块918)；以及用于基于平均检测值和平均功率值确定分组是否存在的装置(模块920)。

图10示出了用于检测分组的开始的过程1000的设计。第一检测值可基于采样窗口来确定，例如如式(1)和(3)中所示地通过对该窗口的采样执行延迟-乘法-积分来确定(框1012)。可对多个采样中的每一个确定第二检测值，例如如式(10)中所示地通过执行滑动的延迟-乘法-积分来确定(框1014)。用于推导第一检测值的窗口的采样可早于用于推导每个第二检测值的采样。度量值可基于该第一检测值和这多个采样的诸第二检测值来计算，例如如式(11)中所示地来计算(框1016)。分组的开始可基于诸度量值和阈值来确定，例如如式(12)中所示地来确定(框1018)。

图11示出了用于检测分组的开始的装置1100的设计。装置1100包括：用于基于采样窗口来确定第一检测值——例如通过对该窗口的采样执行延迟-乘法-积分来确定——的装置(模块1112)；用于对多个采样中的每一个确定第二检测值——例如通过执行滑动的延迟-乘法-积分来确定——的装置(模块1114)；用于基于此第一检测值和这多个采样的诸第二检测值计算度量值的装置(模块1116)；以及用于基于诸度量值和阈值来确定分组的开始的装置(模块1118)。

图12示出了用于频率校正的过程1200的设计。对分组的粗频率误差估计可例如基于通过对第一多个采样执行延迟-乘法-积分而获得的至少一个第一检测值来推导，如式(1)、(3)和(8)中所示的那样(框1212)。对该分组的细频率误差估计可例如基于通过对第二多个采样执行延迟-乘法-积分而获得的第二检测值来推导，如式(13)和(14)中所示的那样(框1214)。对该至少一个第一检测值的延迟-乘法-积分可以基于第一延迟，例如16个采样。对第二检测值的延迟-乘法-积分可以基于比第一延迟长的第二延迟(例如，64个采样)，以便获得更准确的细频率误差估计。此第一多个采样可包括短训练码元的采样。此第二多个采样可包括短和/或长训练码元的采样。

分组的频率校正值可基于粗和细频率误差估计来推导，例如通过使用粗频率误差估计来解决细频率误差估计中的相位多义性来推导(框1216)。例如，第一相位值可基于粗频率误差估计来获得，第二相位值可基于细频率误差估计来获得，该第一相位值可被用于解决第二相位值中的多义性，而解决了多义性的第二相位值即可作为频率校正值来被提供。分组的采样的频率可基于此频率校正值来校正(框1218)。

图13示出了用于频率校正的装置1300的设计。装置1300包括：用于对分组推导粗频率误差估计——例如基于通过对第一多个采样执行延迟-乘法-积分而获得的至少一个第一检测值来推导——的装置(模块1312)；用于对此分组推导细频率误差估计——例如基于通过对第二多个采样执行延迟-乘法-积分而获得的第二检测值来推导——的装置(模块1314)；用于基于粗和细频率误差估计对此分组推导频率校正值——例如通过使用粗频率误差估计来解决细频率误差估计中的相位多义性来推导——的装置(模块1316)；以及用于基于此频率校正值来校正该分组的采样的频率的装置(模块1318)。

图14示出了用于检测分组的结束的过程1400的设计。可对多个码元周期中的每一个确定检测值，例如通过将该码元周期中的保护区间与相对应的有用部分相关来确定，如式(16)中所示的那样(框1412)。一般而言，可将传输码元的任何复制部分与原始部分相关来获得该码元的检测值。可对每个码元周期确定阈值，例如基于一直到当前码元周期为止的S个码元周期的S个检测值的移动平均来确，如式(17)中所示的那样(框1414)。该分组的结束可基于这多个码元周期的检测值和阈值来确定(框1416)。在一种设计中，可将每个码元周期中的检测值比对阈值，该阈值可在于其中检测值小于此阈值的码元周期之后被冻结，并且如果下一码元周期的检测值小于此阈值，则可声明该分组的结束。

图15示出了用于检测分组的结束的装置1500的设计。装置1500包括：用于对多个码元周期中的每一个确定检测值——例如通过将保护区间与相对应的有用部分相关来确定——的装置(模块1512)；用于对每个码元周期确定阈值——例如基于一直到当前码元周期为止的S个码元周期的S个检测值的移动平均来确定——的装置(模块1514)；以及用于基于这多个码元周期的检测值和阈值来确定该分组的结束的装置(模块1516)。

图16示出了用于处理分组的过程1600的设计。第一检测值C_k可基于第一多个采样来确定(框1612)。功率值P_k可基于这第一多个采样来确定(框1614)。分组是否存在可基于这些检测值和功率值来确定(框1616)。第二检测值C_i可基于第二多个采样来确定(框1618)。分组的开始可基于这些第一和第二检测值来确定(框1620)。第三检测值D_m可基于第三多个采样来确定(框1622)。分组的频率误差可基于这些第一和第二检测值来估计(框1624)。第四检测值G_n可基于第四多个采样来确定(框1626)。分组的结束可基于这些第四检测值来确定(框1628)。

图17示出了用于处理分组的装置1700的设计。装置1700包括：用于基于第一多个采样确定第一检测值C_k的装置(模块1712)；用于基于此第一多个采样确定功率值P_k的装置(模块1714)；用于基于这些检测值和功率值确定分组是否存在的装置(模块1716)；用于基于第二多个采样确定第二检测值C_i的装置(模块1718)；用于基于这些第一和第二检测值确定分组的开始的装置(模块1720)；用于基于第三多个采样确定第三检测值D_m的装置(模块1722)；用于基于这些第一和第三检测值估计该分组的频率误差的装置(模块1724)；用于基于第四多个采样确定第四检测值G_n的装置(模块1726)；以及用于基于这些第四检测值确定该分组的结束的装置(模块1728)。

图9、11、13、15和17中的模块可包括处理器、电子器件、硬件设备、电子组件、逻辑电路、存储器等、或其任何组合。

以上所描述的延迟-乘法-积分技术可提供良好的检出性能并且不受无线环境中多径的影响。在另一种设计中，分组检测是基于与已知采样的相关来执行的。在这种设计中，可在不同时间偏移下将收到采样与短训练码元的已知采样相关。超过第一阈值的、可能对应于不同多径的诸检测值可被组合以获得最终检测值。随后可将此最终检测值比对第二阈值来检测分组的存在。产出强检测值的时间偏移可被用于确定分组的开始。

本文中描述的这些技术可藉由各种手段来实现。例如，这些技术可实现在硬件、固件、软件、或其组合中。对于硬件实现，用于执行这些技术的各个处理单元可在一个或更多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子器件、设计成执行本文中描述的功能的其他电子单元、计算机、或其组合内实现。

对于固件和/或软件实现，这些技术可用执行本文中描述的功能的模块(例如，程序、函数等等)来实现。固件和/或软件指令可被存储在存储器(例如，图2中的存储器272)中，并由处理器(例如，处理器260或270)执行。存储器可实现在处理器内部或处理器外部。固件和/或软件指令还可被存储在其它处理器可读介质中，诸如随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、非易失性随机存取存储器(NVRAM)、可编程只读存储器(PROM)、电可擦式PROM(EEPROM)、闪存、压缩盘(CD)、磁或光学数据存储设备等。

提供前面对本公开的描述是为了使本领域任何技术人员皆能制作或使用本公开。对本公开的各种修改对于本领域技术人员将是显而易见的，并且本文中定义的普适原理可被应用于其他变体而不会脱离本公开的精神或范围。由此，本公开并非旨在被限定于本文中描述的这些示例，而是应被授予与本文中公开的原理和新颖性特征一致的最广义的范围。

Claims (9)

1.一种用于无线通信的设备，包括：

用于根据基于多个采样窗口来确定多个第一检测值C_k的装置，其中x_i,j是在第i个采样周期中来自第j个天线的采样，N是每个窗口中采样的数目，R是接收天线的数目，

用于根据在L个窗口上对所述多个第一检测值取平均以获得第一平均检测值A_k的装置，其中L是恰当选择的值，

用于根据对多个采样中的每一个确定第二检测值C_i的装置，

用于基于所述第一平均检测值和所述第二检测值来为每个采样周期计算度量值的装置，以及

用于基于所述度量值和阈值确定分组的开始的装置。

2.如权利要求1所述的设备，其特征在于，用于推导第一检测值的采样窗口早于用来推导每个第二检测值的采样。

3.一种用于无线通信的方法，包括：

根据基于多个采样窗口来确定多个第一检测值C_k，其中x_i,j是在第i个采样周期中来自第j个天线的采样，N是每个窗口中采样的数目，R是接收天线的数目；

根据在L个窗口上对所述多个第一检测值取平均以获得第一平均检测值A_k，其中L是恰当选择的值；

根据对多个采样中的每一个确定第二检测值C_i；

基于所述第一平均检测值和所述第二检测值来为每个采样周期计算度量值；以及

基于所述度量值和阈值来确定分组的开始。

4.一种用于无线通信的设备，包括：

用于根据基于第一多个采样确定第一检测值C_k的装置，其中x_i,j是在第i个采样周期中来自第j个天线的采样，N是每个窗口中采样的数目，R是接收天线的数目，

用于根据基于所述第一多个采样确定功率值P_k的装置，

用于在相同的采样块上对所述第一检测值和所述功率值取平均以获得第一平均检测值A_k和平均功率值B_k的装置；

用于基于所述第一平均检测值A_k和所述平均功率值B_k来确定第一度量值的装置；

用于基于所述第一度量值和第一阈值确定分组是否存在的装置，

用于根据基于第二多个采样确定第二检测值C_i的装置，

用于基于所述第一平均检测值和所述第二检测值来为每个采样周期计算第二度量值的装置，以及

用于基于所述第二度量值和第二阈值确定所述分组的开始的装置。

5.如权利要求4所述的设备，其特征在于，进一步包括：

用于根据 ${\mathrm{\θ}}_k=\∠A_k=\arctan \left(\frac{\mathrm{Im}\left\{A_k\right\}}{\mathrm{Re}\left\{A_k\right\}}\right)$ 确定相移θ_k的装置；

用于根据基于第三多个采样确定第三检测值D_m的装置，

用于根据 ${\mathrm{\φ}}_m=\∠D_m=\arctan \left(\frac{\mathrm{Im}\left\{D_m\right\}}{\mathrm{Re}\left\{D_m\right\}}\right)$ 确定相移φ_m的装置，以及

用于基于所述θ_k和所述φ_m估计所述分组的频率误差的装置。

6.如权利要求5所述的设备，其特征在于，进一步包括，

用于基于确定OFDM码元周期n的第四检测值G_n的装置，

用于基于S个OFDM码元周期的所述第四检测值的平均来确定阈值G_TH,n的装置，以及

用于基于所述G_n和所述G_TH,n确定所述分组的结束的装置。

7.一种用于无线通信的方法，包括：

根据基于第一多个采样确定第一检测值C_k，其中x_i,j是在第i个采样周期中来自第j个天线的采样，N是每个窗口中采样的数目，R是接收天线的数目；

根据基于所述第一多个采样确定功率值P_k；

在相同的采样块上对所述第一检测值和所述功率值取平均以获得第一平均检测值A_k和平均功率值B_k；

基于所述第一平均检测值A_k和所述平均功率值B_k来确定第一度量值；

基于所述第一度量值和第一阈值确定分组是否存在；

根据基于第二多个采样确定第二检测值C_i；

基于所述第一平均检测值和所述第二检测值来为每个采样周期计算第二度量值；

基于所述第二度量值和第二阈值确定所述分组的开始。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，还包括：

根据 ${\mathrm{\θ}}_k=\∠A_k=\arctan \left(\frac{\mathrm{Im}\left\{A_k\right\}}{\mathrm{Re}\left\{A_k\right\}}\right)$ 确定相移θk；

根据基于第三多个采样确定第三检测值D_m；

根据 ${\mathrm{\φ}}_m=\∠D_m=\arctan \left(\frac{\mathrm{Im}\left\{D_m\right\}}{\mathrm{Re}\left\{D_m\right\}}\right)$ 确定相移φ_m；以及

基于所述θ_k和所述φ_m确定所述分组的频率误差。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，还包括：

基于确定OFDM码元周期n的第四检测值G_n；

基于S个OFDM码元周期的所述第四检测值的平均来确定阈值G_TH,n；以及

基于所述G_n和所述G_TH,n确定所述分组的结束。