CN102113259B - 使用信道状态信息的软重复码组合器 - Google Patents

Abstract

一个实施例是一种使用信道信息来解码信号的方法和设备。信道状态估计器产生表示信道信息的音调值。量化器量化音调值。组合器组合由量化的音调值加权的去交织符号。比较器比较组合的去交织符号与阈值来产生解码判决。另一个实施例是一种使用平均来解码信号的方法和设备。信道估计器提供信道估计。乘法器将解调器的量化输出与信道估计相乘来生成对应于载波的信号的N个符号。去交织器去交织所述N个符号。平均器平均N个去交织符号以产生载波处的信道响应。

Description

使用信道状态信息的软重复码组合器

相关申请

本申请要求于2008年6月6日提交的、序列号为61/059706的题为“Soft repetition code combiner using channel state information”的临时申请的权益。

技术领域

本公开的实施例针对通信领域，并且更具体地针对电力线通信。

背景技术

电力线通信（PLC）是在用于电功率传输的电介质（例如导线）上承载数据的通信技术。典型地，电功率通过高压传输线传输、通过中压配电、并且在商业或住宅建筑物内以低压被使用。由于电力线网络通过与用于承载电功率到商业或住宅建筑物相同的电力网传输数据信号，所以电导线和插口同时用于电传输和数据传输，而不会对任一个造成破坏。

宽带技术提供高速数据传输。然而，当前在PLC中应用宽带技术是有问题的。一些问题包括如下能力：高效解码有噪信道中的信号、实现时间和频率分集、移除信号干扰、将接收的信号维持在预定电平、测量高传输速率的信道质量、向宽带和窄带符号同步提供鲁棒性。

发明内容

实施例的一个公开特征是一种使用信道信息来解码信号的方法和设备。信道状态估计器产生表示信道信息的音调值。量化器量化音调值。组合器组合由量化的音调值加权的去交织符号。比较器比较组合的去交织符号与阈值来产生解码判决。

实施例的一个公开特征是一种使用平均来解码信号的方法和设备。信道估计器提供信道估计。乘法器将解调器的量化输出与信道估计相乘来生成对应于载波的信号的N个符号。去交织器去交织所述N个符号。平均器平均N个去交织符号以产生载波处的信道响应。

附图说明

通过参考以下描述和用于示出各个实施例的附图，可以最好地理解实施例。在附图中：

图1是示出根据一个实施例的用于数据传输以及用于FCC、ARIB和CENELEC A频带的数据帧结构的图。

图2是示出根据一个实施例的数据符号的符号持续时间的图。

图3是示出根据一个实施例的用于CENELEC B、C和BC的数据传输的数据帧结构的图。

图4是示出根据一个实施例的用于CENELC B和C的数据符号的符号持续时间的图。

图5是示出根据一个实施例的用于FCC、ARIB和CENELEC A的ACK信号的图。

图6是示出根据一个实施例的用于CENELEC B、C和BC的ACK信号的图。

图7是示出根据一个实施例的基带发射器的图。

图8是示出根据一个实施例的FEC编码单元的图。

图9A是示出根据一个实施例的数据加扰器的图。

图9B是示出根据一个实施例的卷积编码器的图。

图10是示出根据一个实施例的调制器的图。

图11A是示出根据一个实施例的DBPSK调制器的图。

图11B是示出根据一个实施例的载波索引号的图。

图11C是示出根据一个实施例的输入/输出配置的图。

图12是根据一个实施例的PSD整形模块的图。

图13A是示出根据一个实施例的升余弦函数的图。

图13B是示出根据一个实施例的重叠和相加操作的图。

图14是示出根据一个实施例的前导信号的图。

图15是示出根据一个实施例的预加重滤波器的图。

图16是示出根据一个实施例的预加重滤波器的图。

图17A是示出根据一个实施例的在发射器数据路径上的数据缩放器的图。

图17B是示出根据一个实施例的在发射器数据路径上的P和M缩放器的图。

图17C是示出根据一个实施例的用于频域P和M信号的缩放器的图。

图18是示出根据一个实施例的接收器的图。

图19是示出根据一个实施例的解调器的图。

图20是示出根据一个实施例的FEC解调单元的图。

图21是示出根据一个实施例的与接收器中的事件相关联的时序的图。

图22是示出根据一个实施例的DC阻断器的图。

图23是示出根据一个实施例的FFT的图。

图24是示出根据一个实施例的DBPSK解调器的图。

图25是示出根据一个实施例的ROBO组合器/解码器的图。

图26是示出根据一个实施例的RS解码器的图。

图27是示出根据一个实施例的软ROBO组合器/解码器的图。

图28是示出根据一个实施例的使用音调值的信道状态估计器的图。

图29是示出根据一个实施例的在星座（constellation）平面上的四个测量区域的图。

图30是示出根据一个实施例的用于得到软值的音调值量化器特性的图。

图31是示出根据一个实施例的使用平均的ROBO组合器/解码器的图。

图32是示出根据一个实施例的平均器的图。

图33是示出根据一个实施例的AWGN信道上的性能的图。

图34是示出根据一个实施例的在模拟中使用的频率选择性信道模型的图。

图35是示出根据一个实施例的频率选择性衰落中的性能的图。

具体实施方式

实施例的一个公开特征是一种使用信道信息来解码信号的方法和设备。信道状态估计器产生表示信道信息的音调值。量化器量化音调值。组合器组合由量化的音调值加权的去交织符号。比较器比较组合的去交织符号与阈值来产生解码判决。

实施例的一个公开特征是一种使用平均来解码信号的方法和设备。信道估计器提供信道估计。乘法器将解调器的量化输出与信道估计相乘来生成对应于载波的信号的N个符号。去交织器去交织所述N个符号。平均器平均N个去交织符号以产生载波处的信道响应。

实施例的一个公开特征可以被描述为一种通常被描绘为流程表、流程图、结构图或框图的过程。虽然流程表可以将操作描述为顺序过程，但是许多操作可以并行或同时执行。此外，操作的次序可以重新排列。当其操作完成时过程终止。过程可以对应于方法、程序、规程、制造或制作的方法等。一个实施例可以由描绘物理结构的示意图来描述。要理解的是，示意图示出基本概念并且可能不按确切的比例缩放或描绘结构。

实施例的一个公开特征是通过电力线介质来实施用于联邦通信委员会（FCC）、无线电工商协会(ARIB)和欧洲电子技术标准委员会（CENELEC）频带的数据通信调制解调器。系统可以包括高度集成的PHY（物理层）和MAC（介质访问控制）数字收发器和模拟前端处理电路。系统基于正交频分复用（OFDM）。因为OFDM在频率选择性信道面前的固有适应性、OFDM对扰乱信号的弹性（resilience）以及OFDM对脉冲噪声的鲁棒性，OFDM已被选择为调制技术。

OFDM系统可以将N_载波个均匀间隔的载波放置到指定频带（例如从DC到1.2MHz）中。在一个实施例中，N_载波=128。在以下描述中，值N_载波=128将被用于说明性目的。设想到N_载波可以是任何适当的数目。取决于频带选择，参与传输数据的载波数目改变。每个载波可以用差分二进制相移键控（DBPSK）进行调制。系统可以支持两个操作模式，即Normal（正常）和ROBO（鲁棒OFDM）。ROBO调制就其可以借助于重复码来提供四倍的额外冗余奇偶校验（parity）比特并且因此系统可以在严峻的信道条件下可靠地递送数据而言是鲁棒的。

系统参数包括信号频带、调制方案、采样频率和物理层帧结构等。系统支持各种CELENEC、FCC和ARIB频带。与每个标准相关联的频带在表1中给出。

表1：FCC、ARIB和CENELEC频带

具有每载波DBPSK调制方案的OFDM可以被选择。OFDM调制技术对于信道衰落、窄带干扰和尖峰噪声是非常鲁棒的。对每个载波的DBPSK调制可以使得接收器设计相当简单，因为在接收器处不需要跟踪电路来相干地检测每个载波的相位。在DBPSK解调器中，相邻符号中的载波的相位可以被视为用于检测当前符号中的载波的相位的参考。相邻OFDM符号中的对应载波的相位可以预期是固定的，因为在时间上信道和时钟频率变化相比两个相邻符号的持续时间是非常缓慢的。

假设信号的最大频谱含量是480KHz，则在发射器和接收器处的采样频率可以被选择为1.2MHz，其比奈奎斯特（Nyquist）速率高大约240KHz以为发射器中的信号滤波（用于PSD整形以移除信号图像）和接收器处的信号滤波(用于频带选择和信号增强)提供足够的裕度。

频率仓（bin）（FFT点）的数目可以是任何适当的数目。在一个实施例中，该数目被选择为N=256。这导致OFDM载波的频率分辨率等于4.6875KHz（Fs/N）。注意，诸如采样时钟频率变化的缺陷可能导致载波间干扰（ICI）。在实践中，由大约为频率分辨率的2%的典型采样频率变化导致的ICI是可忽略的。换言之，考虑到发射器和接收器时钟中的±20ppm采样频率，载波漂移可能近似等于48Hz，其近似为所选频率分辨率的1.26%。考虑到这些选择，可以获得每个标准的可用载波的数目，如表2中给出的。

表2：各个频带的载波数目

系统可以在两个不同模式下工作，即正常和ROBO模式。在正常模式下，FEC可以包括Reed Solomon（里德所罗门）编码器和卷积编码器。系统还可以支持Reed Solomon码，其中奇偶校验为8和16字节。

在ROBO模式（鲁棒调制方案）中，FEC可以包括Reed Solomon和卷积编码器，后面是重复码（RC）。RC码可以重复每个比特四次，使得系统对信道损坏更加鲁棒。这当然可以将吞吐量减小为四分之一。RS奇偶校验为8的FEC参数可以在表3中给出。

表3：FEC参数

每个PHY（物理层）帧中的符号数目可以基于如下两个参数来选择：所需的数据速率和可接受延迟。由于高带宽标准（FCC、ARIB）可以被用于某种延迟敏感的应用，诸如语音传输，因此可以将PHY帧中的符号数目选择为小于低带宽标准（CENELEC）的符号数目。与每个频带相关联的符号数目和数据速率可以在表4中列出。为了计算数据速率，可以假设分组被连续地传输而没有帧间时间间隙。

表4：各个标准的数据速率

可以基于每PHY帧的符号数目（NS）、每符号的载波数目（Ncarr）和由FEC块添加的奇偶校验比特数目来计算数据速率。作为示例，考虑以ROBO模式工作的FCC频带中的系统。整个PHY帧承载的总比特数目可以等于：

Total_No_Bit = NS x Ncarr = 40 x 100 = 4000比特。

在ROBO编码器的输入处所需的比特数目可以由下式给出：

No_Bits_ROBO = 4000 x ROBORate = 4000 x ¼ = 1000比特。

考虑到卷积编码器可能具有等于1/2的速率（CCRate=1/2）的事实以及还考虑添加CCZerotail=6个比特的零以将编码器的状态终止到所有零状态，则在Reed Solomon编码器的输出处符号的最大数目（MAXRSbyte）可能等于：

MAXRSbyte = floor((No_Bits_ROBO x CCRate x CCZeroTail)/8) = floor((1000 x ½ - 6)/8) = 61。

符号：移除与奇偶校验比特相关联的8个符号，我们可以获得：

DataLength = (61 - ParityLength) x 8 = 424比特。

这424个比特可以在PHY帧的持续时间内承载。PHY帧的持续时间可以根据以下公式来计算：

T_Frame = ((NS x (N_CP + N - NO) + (Npre x N)))/Fs

其中Npre、N、NO和N_CP分别是前导中的样本数目、FFT长度、在一个符号的每一侧重叠的样本数目和循环前缀中的样本数目。Fs是采样频率。各个频带的所有这些参数的典型值可以在表5中给出：

表5：各个频带的参数

将上面的数字代入方程中，如下可以获得T-Frame（PHY帧持续时间）：

T_Frame = (40 x (256 + 22) + (9.5 x 256))/1200000 = 0.0112秒。

因此，数据速率可以由下式计算：

数据速率= 424 /0.0112 ~ 37kbps。

信号类型：存在到物理层的2个传输命令，如下所述。

图1是示出根据一个实施例的用于FCC、ARIB和CENELEC A频带的和用于数据传输的数据帧结构100的图。数据帧100包括前导部分110和数据符号部分120。

前导110可以包括8个等同的P符号和1.5个等同的M符号。每个符号可以是256个样本并且可以被预先存储在发射器中并且可以恰好在数据符号之前被传输。符号P可以用于AGC自适应、符号同步、信道估计和初始相位参考估计。对于M个符号，可以使用两种类型的符号。一个是M1，其中所有载波可以被偏移π相位；而另一个是M2，其中所有载波可以被偏移π/2相位。M1用于ROBO模式中，而M2可以用于正常模式中。在接收器处，符号P和符号M波形之间的相位距离可以用于帧同步目的。并且，两个可能的M符号的相位之间的距离可以用于检测PHY帧是在正常模式下还是在ROBO模式下被发送。

图2是示出根据一个实施例的数据符号的符号持续时间的图。每个符号可以具有与相邻符号重叠的8个样本。前导的最后8个样本（尾部）还可以与第一数据符号的8个样本（头部）重叠，如图2所示。该重叠可以被包括以平滑符号之间的过渡，因而减小带外频谱增长。

图3是示出根据一个实施例的用于CENELEC B、C和BC的数据传输的数据帧结构300的图。数据帧300包括前导部分310和数据符号部分320。

用于CENELEC B, C与BC频带的前导310可以包括标记为F1F2符号的四个特殊符号，后面是四个等同的P符号以及1.5个等同的M符号。对于CENELEC C,每个F1F2符号可以包括三个正弦波，其相位可以在256个样本之后切换180°。因此，我们产生三个音调的每一个的256个样本并且对它们一起求和，然后我们将180°相移添加到这三个音调的每一个并且产生另外257个样本，使得F1F2符号的总长度可以是513个样本。对于CENELEC B与BC,可以使用六个音调而不是三个，但是F1F2符号的长度保持不变。F1F2符号可以用于同步。每个前导符号可以包含513个样本。我们使用不同的同步技术的原因是在CENELEC C, B和BC中分配的带宽可能太小，这使得P符号的自相关性质不足以好得进行鲁棒的同步。结果，F1F2符号可以被使用。它们具有好得多的自相关性质。至于用于窄带的P符号，它们仍然可以用于信道估计和初始相位参考估计，与宽带情况相同。被提议用于FCC, ARIB和CENELEC标准的符号M1或M2还出于相同目的而被用于窄带（帧同步和模式检测）。

图4是示出根据一个实施例的用于CENELC B和C的数据符号的符号持续时间的图。再次，相同的方法被用于ROBO模式下的PHY帧，即P和M符号被交换。

ACK/NACK 信号

图5是示出根据一个实施例的用于FCC, ARIB和CENELEC A的ACK信号的图。该信号可以在需要应答以确认数据是被正确接收（ACK）还是其是错误的（NACK）时被使用。在具有修改的M符号的前导中使用的相同波形可以用作ACK信号。具有90度偏移的P（M=jP）和具有180度偏移的P（M=-P）可能已经分别被保留用于正常模式和ROBO模式。具有270度偏移的P(M=-jP)可以被提议用于ACK信令。

这可以简化系统，因为只需将一个波形存储在发射器中并且与用于前导检测的接收器中的相同检测电路也被用于ACK信号检测。如果在指定的周期期间没有接收到信号，则将其解释为NACK信号。

图6是示出根据一个实施例的用于CENELEC B,C和BC的ACK信号的图。再次，为了同步目的而用于前导的相同符号也可以用于ACK信号。在设备正在等待应答的时间周期期间，该信号的接收可以指示数据可能已被无误差地递送。如果时间超期并且没有接收到ACK信号，其可以指示数据可能已丢失或错误地递送。

图7是示出根据一个实施例的基带发射器700的图。基带发射器700包括前向纠错（FEC）编码单元710、调制器720、功率频谱整形（PSD）模块730、开关740、输出格式器750和开关760。

基带发射器700可以从介质访问控制（MAC）层接收一个分组中的基带发射器700的输入比特。FEC编码单元710可以包括若干FEC编码器。每个FEC编码器可以将奇偶校验比特添加到数据并且在分组通过FEC编码单元710中的各个块时分组增长。在FEC编码单元710的结尾，最后分组可以被分解为小分组，使得每个小分组可以装配到一个OFDM符号中。一个小分组的大小取决于在每个OFDM符号中使用的载波数目。例如，在FCC频带中，分组大小变为等于100比特。为了理解在发射器基带中的每个不同点处的数据大小以及信号尺寸，可以在下文中描述计算方法。

分组大小计算：

PHY帧承载的比特总数目可以由下式获得：

N_F=N_G=Ncarr X Ns

N_F和N_G可以分别代表在节点（F）和（G）处的分组（信号）的大小。其中Ncarr是每个OFDM符号中的载波数目并且Ns是每个PHY帧的符号数目。注意，交织器不改变分组的大小。在点（E）处的比特数目可以由下式给出：

N_E=N_F X R

值R对于正常模式可以为1而对于ROBO模式可以为1/4。为了找到M，可能需要在卷积编码器的输出处填充若干零；首先我们需要计算RS字节的最大数目。在RS编码器的输出处RS字节的最大数目（MaxRSByte）可以由以下方程获得：

MaxRSbyte = floor ((N_E x CCRate - CCZeroTail)/8)。

其中CCRate和CCZeroTail分别是卷积码速率（1/2）和要添加到卷积编码器的输入（以将状态终止到零状态）的零数目。“8”指代为1个字节的每个RS字的长度。因此，M的值可以由下式获得：

M = N_E - ((MaxRSbytes x 8) + 6) x 2。

表6示出了对于各种频带在卷积编码器后填充的零数目。

表6：在卷积编码器后填充的零数目

在点（D）、（C）和（B）处的比特数目可以由下式计算：

N_D = N_E – M, N_C = N_D / 2 , N_B = N_C – 6。

最后，考虑到RS码中的奇偶校验比特数目可以等于8的事实，由MAC递送到物理层的分组大小可以由下式给出：

N_A=(N_B/8-8)x8。

表7总结了对于各个频带以及正常模式和ROBO模式两者的物理层的输入分组。应当注意，CENELEC B和CENELEC C ROBO可能不能在相同的时间上具有长的报头格式（48比特寻址）以及16字节的RS奇偶校验，原因是分组大小受限。

表7：由MAC层递送到PHY层的分组大小

对于每个频带（CENELEC(A,B,BC)/FCC/ARIB）的FEC编码单元710中的各个节点处的分组大小可以被计算并且总结在表8A、8B、8C、8D、8E和8F中。节点A、B、C、D、E和F如图8所示。

表8A：对于FCC频带的FEC编码器的各个节点处的分组大小

表8B：对于ARIB频带的FEC编码器的各个节点处的分组大小

表8C：对于CENELEC A频带的FEC编码器的各个节点处的分组大小

表8D：对于CENELEC B频带的FEC编码器的各个节点处的分组大小

表8E：对于CENELEC C频带的FEC编码器的各个节点处的分组大小

表8F：对于CENELEC BC频带的FEC编码器的各个节点处的分组大小

图8是示出根据一个实施例的FEC编码单元710的图。FEC编码单元710包括数据加扰器810、Reed Solomn (RS)编码器820、零填充830、卷积编码器840、零填充850、ROBO编码器860、开关870、交织器880和非缓冲器（un-buffer）890。注意，FEC编码单元710可以包括比上述元件更多或更少的元件。此外，上述元件中的任一个可以由硬件、软件、固件或者硬件、软件和固件的任何组合来实施。

FEC编码器可以包括Reed Solomn编码器820，后面是卷积编码器840。在ROBO模式下，额外的编码器（即重复码（RC）或ROBO编码器860）可以在卷积编码器840后被使用，卷积编码器840将卷积编码器840的输出处的比特重复四次。

数据加扰器810可以帮助向数据赋予随机分布。图9A是示出根据一个实施例的数据加扰器810的图。数据流可以使用以下发生器多项式与重复伪随机数（PN）序列进行异或：S（x）=x⁷+x⁴+1。加扰器中的比特在处理每个PHY帧的开始时被初始化为全1。

RS编码器820编码来自加扰器810的数据。RS编码器820可以通过缩短RS（255，247，t=4）和（255，239，t=8）码来创建。“RS符号字长度”（即在Reed Solomn块中使用的数据字的大小）可以固定在8比特。t（可以校正的字误差的数目）的值对于不同的标准可以是4或8。对于CENELEC B和C ROBO，应当使用8字节（对应于t=4）的RS奇偶校验。RS块中的奇偶校验字的数目因而是2t个字。Reed Solomn编码器820中的非奇偶校验数据字（字节）的数目可以在表3中提供。在时间上来自数据加扰器810的第一比特可以变为该符号的最高有效位。每个RS编码器输入块（由247个符号组成）在概念上由一个或多个填充符号（“00000000”）后面是消息符号形成。RS编码器的输出（丢弃了填充符号）可以在时间上从第一消息符号前进到最后消息符号、后面是奇偶校验符号，其中每个符号首先偏移出最高有效位。

码发生器多项式：g (x) = (x - α¹) (x - α²) (x - α³)... (x - α⁸)

字段发生器多项式：p (x) = x⁸ + x⁴ + x³ + x² + 1 (435八进制)

表9：RS编码器输入/输出分组大小

α⁰的表示是“00000001”，其中该RS符号的最左比特是MSB并且在时间上是第一个来自加扰器810的并且在时间上是第一个从RS编码器820出来的。在RS编码器820的输入和输出处的分组大小（以字节计）（N_A和N_B）可以在表9中给出。

零填充830可以在RS编码器820之后填充六个零。

图9B是示出根据一个实施例的卷积编码器840的图。卷积编码器840可以编码Reed Solomn编码器820的输出处的比特流，其中标准速率为1/2，k=7。抽头连接被定义为x=0b1111001和y=0b1011011，如图9B所示。

当到卷积编码器840的数据的最后比特可能已被接收时，卷积编码器840可以插入六个尾部比特，可能需要所述尾部比特来将卷积编码器840返回到“零状态”。这可以改进卷积解码器的误差概率，其在解码时依赖于未来比特。尾部比特可以被定义为六个零。卷积编码器的输入和输出处的比特数目可以在表10中给出。

表10 卷积编码器输入/输出分组大小

零填充850可以在卷积编码器840之后填充M个零。M在表6中给出。

在ROBO模式下，ROBO编码器860将在把M个零添加到分组之后所得的分组重复四次。ROBO编码器860可以仅在ROBO模式下激活。重复码可以在交织器880内部实施。开关870选择在ROBO模式下是绕过ROBO编码器860还是使用ROBO编码器860的输出。

交织器880对从开关870选择的数据分组进行交织。其可以用于正常模式和ROBO模式两者。交织器880可以使用线性块交织器并且可以使用更简单的架构来实现随机交织器的相同性能且计算更少。

非缓冲器890将最后分组分成小分组，使得每个小分组可以装配到一个OFDM符号中，如前所述。

图10是示出根据一个实施例的调制器720的图。调制器720包括DBPSK调制器1010、零填充1020、逆快速傅里叶变换（IFFT）1030、以及循环前缀（CP）扩展1040。注意，调制器720可以包括比上述元件更多或更少的元件。此外，上述元件中的任一个可以由硬件、软件、固件或者硬件、软件和固件的任何组合来实施。

图11A是示出根据一个实施例的DBPSK调制器1010的图。DBPSK调制器1010包括映射器1110和差分调制器1120。

映射器1110对数据比特进行映射以用于差分调制。每个相位矢量可以使用其前身（相同载波、前一符号）作为相位参考。DBPSK的映射函数可以在表11中给出。

表11：第K个子载波的DBPSK编码表

第一符号的初始相位是前导符号的载波相位并且在表12中提供。表12中的每个值可以是π/8的整数倍（multiple integer）并且可以由4个比特量化。表12中的前导相位参考索引可以从1开始并且其可以指代对应频带中的第一载波，如表13中给出的。注意，载波索引可以从0到127编号。这可以在图11B中示出。

表12：前导相位矢量定义

表13：每个频带的第一和最后载波索引

图11B是示出根据一个实施例的载波索引号的图。

IFFT 1030可以获取输入矢量的256点IFFT并且可以产生前面是循环前缀的N_CP个字的主256个时域OFDM字。换言之，在IFFT 1030的输出处的最后N_CP个样本可以被获取并且放在符号前面。有用输出可以是IFFT系数的实部。图11C是示出根据一个实施例的输入/输出配置的图。与每个频带关联的第一载波索引C_n1和最后载波索引C_n2可以在表13中给出。

图12是示出根据一个实施例的PSD整形模块730的图。PSD整形模块730包括升余弦整形1210、重叠1220和预加重滤波器1230。

图13A是示出根据一个实施例的升余弦函数的图。图13B是示出根据一个实施例的重叠和相加操作的图。

为了减小带外发射并且减小频谱旁瓣，可以应用窗函数。在一个实施例中，升余弦整形1210可以被应用于所有数据符号。然后，连续符号的尾部和头部可以由重叠1220进行重叠并且相加在一起。下面描述该过程。符号的每侧可以首先被图13A示出的升余弦函数整形。

在每个8-样本边界处的窗函数可以是升余弦函数且其值在表14中给出。该窗函数在其他样本处可以具有等于1的值。然后，来自符号每一侧的该符号的8个尾部和8个头部整形样本可以与相邻符号的尾部和头部样本重叠，如图13B所示。换言之，为了构造第n个符号，首先其8个头部样本可以与第（n-1）个符号的8个尾部样本重叠并且其8个尾部样本可以与第（n+1）个符号的8个头部样本重叠。最后，对应的重叠部分可以相加在一起。注意，第一符号的头部与前导的尾部重叠。并且，最后符号的尾部可以被发送出去而不应用重叠。

表14：升余弦样本

图14是示出根据一个实施例的前导信号的图。

存储器位置可能需要在基带中被分配以存储前导样本。前导样本可以在初始化周期期间由实施MAC层的处理器预先准备并且下载到基带存储器中。前导符号的每个样本可以具有8比特长度。可以添加到每个PHY帧的开头的前导信号可以在图14中示出。其可以包括类型P的8个符号和类型M的1.5个符号。样本总数可以等于2432个样本。第一8个样本和最后8个样本可以根据升余弦窗进行整形。注意，最后8个样本可以与第一数据符号的第一8个样本重叠。在实践中，我们仅需要存储符号P的256个样本、符号M的256个样本、第一8个样本和最后8个样本。注意，符号M在正常模式下与在ROBO模式下可以不同。在ROBO模式下，符号M的正负号（sign）可以与P符号的相反，因此可以不需要额外的储存器来存储ROBO模式的另一符号M。在正常模式下，M符号与P符号可以具有90°的相移。

图15是示出根据一个实施例的预加重滤波器1230的图。

时域预加重滤波器：

时域预加重滤波器1230可以是线性均衡方法，其中传输信号频谱可以被整形以补偿幅度失真。该滤波器的目的可以是提供对传输信号的频率整形以便补偿在信号通过电力线时引入到信号的衰减。

预加重滤波器1230可以是一阶递归滤波器，其传递函数为H(z) = 0.5*[ (Gamma + Beta*z^-1) / (1 - R*z^-1) ]。其可以用下面的推迟方程来指定：

y(n) = 0.5*[ Gamma*x(n) + Beta*x(n-1) + R*y(n-1) ]。

如所示的，预加重滤波器1230可以具有一个零点和一个极点。在该实施方式中，Gamma，Beta和R可以是可编程的并且可以被分配16比特寄存器。预加重滤波器1230可以是正好在输出格式器750之前的传输路径中的最后块。预加重滤波器可以具有以下寄存器要求：启用/禁用比特以启用/绕过预加重滤波器；Gamma寄存器（带正负号的16比特）：用于控制预加重滤波器的形状的参数；Beta寄存器（带正负号的16比特）：用于控制预加重滤波器的形状的参数；以及R寄存器（带正负号的16比特）：用于控制预加重滤波器的形状的参数。

频域预加重滤波器：

图16是示出根据一个实施例的预加重滤波器的图。该块的目的可以是提供对传输信号的频率整形以便补偿在信号通过电力线时引入到信号的衰减。

频域预加重滤波器可以包括乘法器，其可以将OFDM符号的复频域样本与128个实滤波器系数相乘，然后在输出处进行四个右移。滤波器系数可以是表示从0h到10h的无正负号值的5个比特。不可以允许滤波器系数具有大于10h的值。滤波器可以将OFDM符号的第一128个频域复样本与滤波器的128个实系数相乘。OFDM符号的剩余128个频域样本通常可以设置为零并且不可以与滤波器系数相乘。如下面的框图所示，输入复样本每个可以是8个比特，而滤波器系数每个可以是5个无正负号比特。由于任何滤波器系数的最大允许值可以是10h，所以乘法的输出可以是12比特（不是13比特）。该输出然后可以被右移4以得到可以用作IFFT输入的8比特的最后输出。

滤波器系数值可以从0变到16，并且由于我们在输出处进行4个右移，所以断定滤波器可以为128个载波中的任一个提供以下衰减：

可能需要以下寄存器来控制频域预加重滤波器：启用/禁用比特：允许启用/禁用滤波器。

发射器（ TX ） P 和 D 缩放器：

为了关于数据的功率电平控制P和M的发射功率电平，可以在发射器中实施两个缩放器：用于缩放数据的数据缩放器、以及用于控制我们正使用IFFT从频域产生的P与M的电平的P/M缩放器。下面可以描述这两个缩放器。在接收器路径上，可能不需要缩放。

图17A是示出根据一个实施例的发射器数据路径上的数据缩放器的图。图17B是示出根据一个实施例的发射器数据路径上的P和M缩放器的图。图17C是示出根据一个实施例的频域P和M信号的缩放器的图。提供图17A和17B以示出如何可以产生和缩放4比特同步参考。P/M缩放器用于缩放频域P和M的IFFT输出，使得它们的电平可以尽可能地接近于原始时域P与M。一旦完成此操作，数据缩放器用于实现期望的P/Data（数据）RMS比。在下文中，首先描述P/M缩放器，接着描述数据缩放器，它们可以具有等同的架构。

图17C示出了如何可以缩放频域P和M的IFFT输出，使得它们的电平可以尽可能接近于原始时域P与M。该块可以被称作“P/M缩放器”。该表列出对于不同宽带和窄带标准的P_scale_factor（P缩放因子）和P_shift_factor（P偏移因子）寄存器的值。

数据缩放器可以具有与P/M缩放器等同的块，除了P_scale_factor被重命名为DATA_scale_factor，并且P_shift_factor被重命名为DATA_shift_factor，其中两者的每一个都可以保持8个比特。该表示出了对于不同标准的数据缩放器的缺省值。

图18是示出根据一个实施例的接收器1800的图。接收器1800包括数据格式器1810、直流（DC）阻断器1815、模拟自动增益控制（AGC）处理器1820、处理单元1830、数字AGC处理器1840、解调器1850、符号同步器1852、帧同步器1854、前导FFT系数缓冲器1860、模式检测器1870和FEC解码单元1880。注意，接收器1880可以包括比上述元件更多或更少的元件。此外，上述元件中的任一个可以由硬件、软件、固件或者硬件、软件和固件的任何组合来实施。

图19是示出根据一个实施例的解调器1850的图。解调器1850包括循环前缀（CP）移除器1910、FFT处理器1920和DBPSK解调器1930。

图20是示出根据一个实施例的FEC解码单元1880的图。FEC解码单元1880包括缓冲器2010、去交织器2020、ROBO组合器2030、零移除器2040、Viterbi解码器2050、RS解码器2060和解扰器2070。注意，FEC解码单元1880可以包括比上述元件更多或更少的元件。此外，上述元件中的任一个可以由硬件、软件、固件或者硬件、软件和固件的任何组合来实施。

在接收器侧，PHY层可以从电力线接收其输入样本并且可以将解调的数据比特移交给MAC层。处理单元1830可以包括第一无限脉冲响应（IIR）滤波器1832、第二IIR滤波器1834、扰乱消除器1836和均方根（RMS）模块1838。扰乱消除器1836移除输入信号中的干扰或扰乱信号。符号同步器1852和帧同步器1854可以用于前导（ACK信号）检测、符号和帧同步。帧同步器1854和前导FFT系数缓冲器1860分别可以用于执行初始前导相位和信道估计。

同步器1852和1854以及扰乱消除器1836可以在系统处于“接收”模式时开启。如果扰乱或干扰信号可能存在于信道中并且被检测到，则可以设置开关，使得可以从扰乱消除器1836的输出处获取信号。扰乱消除器1836中的扰乱检测器可以自动地完成此操作。模式检测器1870检测操作模式并且视情况而定设置ACK标志1872或ROBO标志1874。

对于不同的频带可以使用两个不同的同步器电路，一个用于FCC,ARIB和CENELEC频带（宽带OFDM）而另一个用于CENELEC B, C和BC(窄带OFDM)。同步器的任务可以是检测前导并且获得前导符号的开始（符号同步器）和数据符号的开始（帧同步器）。一可以找到数据符号的开始，就可以移动开关以将CP移除器放在信号路径中的解调器1850（图19）中。同时，定时器1865可以启用以产生物理载波感测（PCS）信号。该信号可能在整个帧周期内都是高的。可以在PCS信号的结尾重置ACK标志1872和ROBO标志1874。注意，相同的波形可以用于ACK信令并且因此一检测到前导，就可以设置ACK标志1872。该标志的值可以由MAC软件读取并且可以在PCS信号的结尾重置。注意，帧同步器1854还可以检测PHY帧是在ROBO模式下还是在正常模式下，并相应地设置/重置ROBO标志1874。

一旦符号同步器识别前导符号的开始，可以激活初始信道估计器。此时可以设置开关，因为可能不存在前导符号的循环前缀扩展。该块可以从前导测量参考相位。其还可以在每个频率仓处测量信道质量。信道估计器还可以估计每个载波的SNR。

ROBO标志1874可以选择FEC解码单元1880中的开关位置。取决于前导波形，帧同步器1854可以识别该帧是在ROBO模式下还是在正常模式下并且FEC解码电路1880中的开关被相应地设置。

图21是示出根据一个实施例的与接收器中的事件关联的时序。

数据格式器1810可以从模数转换器（ADC）获取数据比特并且可以执行包括缩放和映射到方便的带正负号值表示的任务。DC阻断器1815可以用于移除输入数据的DC分量。由于不可以期望A/D转换器和模拟前端电路是完全没有直流的，所以该滤波器可以移除DC残余。图22是示出根据一个实施例的DC阻断器1815的图。DC阻断器1815可以是具有传递函数为H(z)=1-z^-1/1-Az^-1的一阶递归滤波器。其可以用推迟方程y(n)=x(n)-x(n-1)+A y(n-1)来指定。DC阻断器可以在DC（z=1）处具有零点并且在z=A处接近DC具有极点。为了使零点和极点彼此相消，A可以选择为尽可能地为单位圆。在一个实施例中，A=.995*2¹⁵=32604。DC阻断器1815可以是接收器路径中的在扰乱消除器1836之前的第一块。可以为DC阻断器1815分配启用/禁用寄存器。

图23是示出根据一个实施例的FFT 1920的图。与用于发射器中的IFFT相同的结构也被用于FFT。

图24是示出根据一个实施例的DBPSK解调器1930的图。在连续符号上载波之间的相位差可以在当前符号的FFT可以与前一符号的FFT的共轭值相乘之后被估计。在图4.15的每个节点处的信号大小可以等于载波数目（Ncarr）。在乘法器的输出处的信号的实值可以被获取并且由软检测块适当地量化。每个比特（由每个载波承载）可以由整数表示。该数的值可以取决于比特的可靠性。该整数的长度可以以定点实施方式提供。

比特去交织器2020可以反转在发射器部分中描述的映射。

图25是示出根据一个实施例的ROBO组合器/解码器2030的图。在ROBO模式下，编码的数据可以通过奇偶校验比特扩展4倍。对于重复码，每个解调载波的软值被获得。然后，与一个数据比特关联的所有四个值可以在硬解码之前被平均。Viterbi解码器的输出处的误差往往以突发的方式发生。为了校正这些突发误差，RS码可以与卷积码联接。

图26是示出根据一个实施例的RS解码器2060的图。

解扰器2070可以反转在发射器中对源信息比特进行的加扰动作。

重复编码可以是简单但有效的用于有噪信道的编码方案。重复编码背后的基本构思可以是噪声可以被建模为零均值高斯变量。软重复码组合器可以提供通过在重复解码器中合并在几个符号上测量的信道状态信息来提升系统性能的装置。软重复码组合器可以给出一种寻找每音调的信道状态信息的方式并且可以将其与重复组合器组合以提出一种产生软或硬比特的修改技术。该技术可以增加鲁棒模式下的系统的编码增益因此增加可靠性；允许基于音调质量来加权每音调的编码增益，使得具有低SNR的音调与具有高SNR的音调相比对解码判决贡献较小权重；并且通过提供更多的编码增益来增加系统的范围。该方法可以用于电力线通信以及调制解调器设计中。

为了利用来自重复码的编码增益，两个软重复组合器可以被提出（相比硬组合器，其中每个软值被映射到0或1并且多数逻辑解码器然后用于进行解码判决）。在第一方法中，该技术使用信道信息来解码信号。信道状态估计器产生表示信道信息的音调值。量化器量化音调值。组合器组合由量化的音调值加权的去交织符号。比较器比较组合的去交织符号与阈值以产生解码判决。在第二方法中，该技术使用平均来解码信号。信道估计器提供信道估计。乘法器将解调器的量化输出与信道估计相乘以生成对应于载波的信号的N个符号。去交织器去交织所述N个符号。平均器平均N个去交织符号以产生载波处的信道响应。

图27是示出根据一个实施例的软ROBO组合器/解码器2030的图。ROBO组合器/解码器2030包括分片器（slicer）2710、去交织器2720、信道状态估计器2730、量化器2740、组合器2750和比较器2760。注意，软ROBO组合器/解码器2030可以包括比上述元件更多或更少的元件。此外，上述元件中的任一个可以由硬件、软件、固件或者硬件、软件和固件的任何组合来实施。

分片器2710对解调器1850的输出进行分片。在一个实施例中，分片器2710将该输出分片为一比特符号。分片的输出表示来自电力线的接收信号的符号。去交织器2720去交织该符号。信道状态估计器2730产生表示信道信息的音调值。量化器2740量化该音调值。组合器2750对由量化的音调值加权的去交织符号进行组合或相加。比较器2760比较组合的去交织符号与阈值以产生解码判决。在一个实施例中，权重具有3比特长度并且对于每个载波基于用于信道估计的音调值来分开计算。该方法允许基于音调质量来加权每音调的编码增益，使得具有低信噪比（SNR）的音调与具有高SNR的音调相比对解码判决贡献较小权重。

信道状态估计器2730计算音调值。信道信息在差分解调器的输出处从星座点获得。通过对解调的星座点的数目进行计数来评估单独的子信道，所述星座点落入期望星座点的给定角度内。在一个数据帧上收集信道信息。从每个帧收集的信道估计可以被传递到信道控制软件，在信道控制软件中其可以在时间上累积。

图28是示出根据一个实施例的使用音调值的信道状态估计器2730的图。信道状态估计器2730包括计数器2810、总计数发生器2820和音调值发生器2830。

计数器2810针对载波对表示解调器1850的输出处的星座点数目的音调计数进行计数。总计数发生器2820产生表示载波的质量测量的总计数。音调值发生器2830使用总计数来产生音调值。表示载波质量的累积测量的音调值使用先前的信道信息。

图29是示出根据一个实施例的在星座平面上的四个测量区域的图。测量角的正切是四分之一。四个测量的信道估计被命名为ToneCountR，ToneCountL、ToneCountU和ToneCountD。总体（所有四个区域）质量测量或ToneCount使用以下公式对于每个载波进行计算：

ToneCount(n)=标量α×(ToneCountR(n) + ToneCount(n) + ToneCountU(n) + ToneCountD(n))

标量α用于减小未来计算中的舍入噪声。α的值可以根据特定的实施方式进行选择。在一个实施例中，α被选择为128。对于特定载波，较高的ToneCount值意味着较好质量。

在基于来自硬件的最新估计报告而计算每载波质量测量或ToneCount（音调计数）后，使用先前可用的信道信息计算载波质量的累积测量。这被命名为给定ToneMap索引的每个载波的“ToneValue（音调值）”或累积质量测量。载波质量的过去估计与新信道测量或ToneCount混合。旧测量或ToneValue的权重取决于过去信道观测的数目和自最后接收的信道报告以来逝去的时间。这个时间相关变量被命名为TotalCount（总计数）。以下示出如何更新TotalCount和ToneValue：

。

TotalCount初始被设置为零。其也在旧测量“失效”时或者当自最后测量报告以来逝去的时间(t)大于T时减小至零。这里可以考虑30秒的失效时间。对于小于T的任何逝去时间，TotalCount被成比例地减小，以降低旧信道测量的权重。TotalCount按每个新信道测量报告的BlockSize（块大小）增大到160的有限值。该阈值极限通过计算机模拟来设定并且可以在软件中改变。在一个实施例中，阈值被选择为160。

当自最后测量报告逝去的时间大于预定时间间隔时，总计数发生器2820将总计数重置为零。其根据信道测量的老化（age）来减小总计数并且按块大小将总计数增加上至预定阈值。量化器2740包括映射器以将音调值转换为对应于载波的N比特权重。

如果所有缩放的数目小于预定极限，ROBO是最优模式。在一个实施例中，该极限是32。缩放的原因在于利用相等数目的载波，模式2和3下的每载波数据速率分别是模式1的速率的两倍和三倍。将数据速率最大化，希望的操作模式或DesiredMOde和对应的ToneMap或DesiredToneMap得以获得。注意，在模式0（RPBO）下总是使用所有载波。

图30是示出根据一个实施例的用于得到软值的音调值量化器特性的图。从音调值提取的软值被用于ROBO最大比组合器中并且潜在地用于软Viterbi解码器中。软值实际上是如图30所示的音调值的3比特数字化。音调值是最大值为128的正整数。

第二方法使用平均。在该架构中，3比特量化器可以在解调器之后替代1比特分片器。此外，信道估计可以使用相同的量化解调器输出而不是音调值；然而，在8个符号上平均被执行以减弱噪声效应。该技术将解调之后接收的数据乘以对应的信道估计。在该结构中，在解调器块中的乘法器的输出处的数据被量化到数据路径的大小。量化器控制集成电路的功耗和硅大小。

在提出的技术中，每个载波的信道行为的更准确估计通过平均来获得。可以看出，为了获得在每个载波频率处的信道响应，每个载波的幅度通过在8个随后的载波上进行平均来估计。作为这些修改的结果，模拟结果示出提出的技术与原始方法（使用1比特解调器值和使用计数器的3比特音调值）相比在AWGN信道中提供1.5dB改进并且在典型的选择性信道环境中提供大约8dB改进。

图31是示出根据一个实施例的使用平均的ROBO组合器/解码器2030的图。ROBO组合器/解码器2030包括第一量化器3110、第二量化器3120、信道估计器3130、乘法器3140、去交织器3150、平均器3160和分片器3170。

第一量化器3110产生解调器的量化输出。第二量化器3120产生对应于载波的到信道估计器3130的输入。信道估计器3130提供信道估计。乘法器3140将解调器1850的量化输出与信道估计相乘以生成对应于载波的信号的N个符号。在一个实施例中，N是2的幂（例如8）。去交织器3150去交织N个符号。平均器3160对N个去交织符号进行平均以产生载波处的信道响应。分片器3170对信道响应进行分片以提供解码判决。

图32是示出根据一个实施例的平均器3160的图。平均器3160包括：级联连接的N-1个储存元件以存储N-1个去交织符号；以及耦合到（N-1）个储存元件的加法器，以对包括N-1个存储的去交织符号的N个去交织符号进行相加。

图33是示出根据一个实施例的AWGN信道上的性能的图。图34是示出根据一个实施例的在模拟中使用的频率选择性信道模型的图。图35是示出根据一个实施例的频率选择性衰落中的性能的图。

一个实施例的元件可以由硬件、固件、软件或其任何组合来实施。术语硬件通常指代具有诸如电子、电磁、光学、电光、机械、机电部分等的物理结构的元件。硬件实施方式可以包括模拟或数字电路、器件、处理器、专用集成电路（ASIC）、可编程逻辑器件（PLD）、现场可编程门阵列（FPGA）、或任何电子器件。术语软件通常指代逻辑结构、方法、规程、程序、例程、过程、算法、公式、函数、表达式等。术语固件通常指代实施或包含在硬件结构（例如闪存、ROM、EPROM）中的逻辑结构、方法、规程、程序、例程、过程、算法、公式、函数、表达式等。固件示例可以包括微代码、可写控制储存器、微编程结构。当以软件或固件实施时，实施例的元件基本上是执行必要任务的代码段。软件/固件可以包括执行在一个实施例中描述的操作的实际代码或模拟或仿真操作的代码。

程序或代码段可以存储在处理器或机器可访问介质中。“处理器可读或可访问介质”或“机器可读或可访问介质”可以包括可以存储、传输、接收或传递信息的任何介质。可以存储的处理器可读或机器可访问介质的示例包括储存介质、电子电路、半导体存储器设备、只读存储器（ROM）、闪存、可擦除可编程ROM（EPROM）、软盘、紧致盘（CD）ROM、光盘、硬盘等。机器可访问介质可以包含在制品中。机器可访问介质可以包括信息或数据，当机器访问所述信息或数据时所述信息或数据使得机器执行上述的操作或动作。机器可读介质还可以包括嵌入在其中的程序代码、（一个或多个）指令。程序代码可以包括用于执行上述的操作或动作的机器可读代码、（一个或多个）指令。术语“信息”或“数据”这里指代被编码用于机器可读目的的任何类型的信息。因此，其可以包括程序、代码、数据、文件等。

实施例的全部或一部分可以由各种装置实施，这取决于根据特定特征、功能的应用。这些装置可以包括硬件、软件或固件或者其任何组合。硬件、软件、或固件元件可以具有彼此耦合的若干模块。硬件模块通过机械、电学、光学、电磁或任何物理连接而耦合到另一模块。软件模块通过函数、规程、方法、子程序或子例程调用、跳转、链接、参数、变量和变元传递、函数返回等而耦合到另一模块。软件模块耦合到另一模块以接收变量、参数、变元、指针等和/或产生或传递结果、更新变量、指针等。固件模块通过上面的硬件和软件耦合方法的任何组合而耦合到另一模块。硬件、软件、或固件模块可以耦合到另一硬件、软件或固件模块的任一个。模块还可以是用于与运行在平台上的操作系统交互的软件驱动器或接口。模块还可以是用于配置、设置、初始化硬件装置、发送数据到硬件装置和从硬件装置接收数据的硬件驱动器。设备可以包括硬件、软件和固件模块的任何组合。

要明白，各个上面公开的和其他的特征和功能或其可选物可以希望地组合到许多其他不同的系统或应用中。各种当前未预见或未预期的可选物、修改、变化、或其改进随后可以由本领域的技术人员做出，随附权利书还打算包含这些可选物、修改、变化、或改进。

Claims (18)

1.一种解码信号的设备，包括：

信道状态估计器，用于产生表示信道信息的音调值；

耦合到信道状态估计器的量化器，用于量化音调值；

耦合到量化器的组合器，用于组合由量化的音调值加权的去交织符号；以及

耦合到组合器的比较器，用于比较组合的去交织符号与阈值以产生解码判决，

其中所组合的符号是重复码。

2.权利要求1的设备，其中信道状态估计器包括：

计数器，用于为载波对表示解调器的输出处的星座点数目的音调计数进行计数；

耦合到计数器的总计数发生器，用于生成表示载波的质量测量的总计数；以及

耦合到计数器的音调值发生器，用于使用总计数来产生音调值，表示载波质量的累积测量的所述音调值使用先前的信道信息。

3.权利要求2的设备，其中当自最后测量报告逝去的时间大于预定时间间隔时，总计数发生器将总计数重置为零。

4.权利要求2的设备，其中总计数发生器根据信道测量的老化来减小总计数。

5.权利要求2的设备，其中总计数发生器按块大小将总计数增加上至预定阈值。

6.权利要求1的设备，其中量化器包括：

映射器，用于将音调值转换为对应于载波的N比特权重。

7.权利要求1的设备，还包括：

分片器，用于分片解调器的输出，分片的输出表示来自电力线的接收信号的符号；以及

耦合到分片器的去交织器，用于去交织所述符号。

8.权利要求7的设备，其中解调器与正交频分复用(OFDM)兼容。

9.一种解码信号的方法，包括

产生表示信道信息的音调值；

量化音调值；

组合由量化的音调值加权的去交织符号；以及

比较组合的去交织符号与阈值以产生解码判决，

其中所组合的符号是重复码。

10.权利要求9的方法，其中生成音调值包括：

为载波对表示解调器的输出处的星座点数目的音调计数进行计数；

生成表示载波的质量测量的总计数；以及

使用总计数来产生音调值，表示载波质量的累积测量的所述音调值使用先前的信道信息。

11.权利要求10的方法，其中对音调计数进行计数包括当自最后测量报告逝去的时间大于预定时间间隔时将总计数重置为零。

12.权利要求10的方法，其中对音调计数进行计数包括根据信道测量的老化来减小总计数。

13.权利要求10的方法，其中对音调计数进行计数包括按块大小将总计数增加上至预定阈值。

14.权利要求9的方法，其中量化音调值包括：

将音调值转换为对应于载波的N比特权重。

15.权利要求9的方法，还包括：

分片解调器的输出，分片的输出表示来自电力线的接收信号的符号；以及

去交织所述符号。

16.权利要求15的方法，其中解调器与正交频分复用(OFDM)兼容。

17.一种解码信号的系统，包括：

－解调器，解调从电力线接收的信号；以及

－耦合到解调器的解码器，用于解码解调的信号，解码器包括：

――信道状态估计器，用于产生表示信道信息的音调值；

――耦合到信道状态估计器的量化器，用于量化音调值；

――耦合到量化器的组合器，用于组合由量化的音调值加权的去交织符号；以及

――耦合到组合器的比较器，用于比较组合的去交织符号与阈值以产生解码判决，

其中所组合的符号是重复码。

18.权利要求17的系统，其中信道状态估计器包括：

计数器，用于为载波对表示解调器的输出处的星座点数目的音调计数进行计数；

耦合到计数器的总计数发生器，用于生成表示载波的质量测量的总计数；以及

耦合到计数器的音调值发生器，用于使用总计数来产生音调值，表示载波质量的累积测量的所述音调值使用先前的信道信息。