CN101156315A - 基准码元辅助的信道估计方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种系统，其包括接收器(100)，该接收器(100)被配置以选择一组解调器输出采样和一组相应的基准码元(210)；在该组解调器输出采样和该组相应的基准码元的基础上生成一组原始信道估计值(220)；将该组原始信道估计值细分为多个子集(230)；为每一子集分配相应的基准码元幅值量化方案并将该方案应用到该子集(240)；确定一组滤波器系数，该滤波器系数是基于应用到原始信道估计值的子集的量化方案的(250)；以及组合该组原始信道估计值和该组滤波器系数来生成信道估计值(260)。

Description

基准码元辅助的信道估计方法和装置

相关申请的交叉引用

本申请涉及以下与该申请同为摩托罗拉公司所拥有的美国申请：

Makhlouf等人于2005年4月4日提交的序列号为11/098218，发明名称为“Channel Estimation Using Linearly-Constrained FilterCoefficients”的美国申请(代理人案号CM07498G)。

技术领域

本申请总的来说涉及在接收器装置内的直接判决的信道估计。

背景技术

导频码元辅助的最小均方误差(MMSE)信道估计(在导出的信道估计值中仅使用预定或已知的码元，其在本领域中一般被称为导频和前同步码元)是众所周知用来在单个或多载波系统中获得用于码元解码的信道增益信息的方法。比如说，将导频码元辅助的MMSE信道估计方法用于正交频分复用(OFDM)系统，例如根据电气与电子工程师协会(IEEE)802.11a和802.11g标准工作的那些系统。

在某些系统中，设计导频码元布局和密度以仅对于低速应用启用导频码元辅助的MMSE信道估计，比如，以步行者速度进行的应用。然而，当以较高的速度操作这样的系统时，绝对的导频码元辅助的信道估计方法经常证明为不适当的。为了改进对在较高速度时的系统的信道估计，可以使用直接判决的MMSE信道估计方法。在此还将这一直接判决的方法称为基准码元辅助的信道估计以涵盖在该信道估计处理中有可能使用预定的以及再生的码元。再生的基准码元典型地而非必须地为数据码元。

为了利用导频和再生的数据码元来实现基准码元辅助的MMSE信道估计方法，OFDM系统内的接收器通常包括MMSE预测信道估计器来推断在给定的数据码元位置或瞬时值时的信道增益。MMSE估计器实质上是线性滤波器，它根据通常在相邻(在时间或频率方面)码元上的一组“原始的”或即时的估计值产生平滑的或预测的信道估计值。该估计器将这些原始的信道估计值与从一组相应的滤波系数中选择出的滤波系数相结合来预测给定的数据码元的信道估计值。

可以对每一个数据码元瞬时值预计算一组系数，并在查找表内存储该组系数。对于对称延迟/多普勒轮廓，该系数是实值的，提供了计算的和存储器的节约。作为改进，可以提供并最好是适当地选择与不同的信道状态有关的几个系数库(例如，衰减率，信噪比(SNR)等)。

对于多级星座系统(例如，16或64位正交调幅(QAM))，即时的信道估计值的噪声变化取决于调制后的码元的幅值。为了优化在此情况下的性能，理想地应该将滤波系数设计成该码元幅值的函数。然而，这会导致禁止的大容量存储器需求。对于N个分接头的估计器，系数集合的数目等于M^N，其中M是码元幅值的数目(例如，对于16QAM，M＝3，而对于64QAM，M＝9)。比如说，在利用64QAM的接收器内的十个分接头的估计器将需要9¹⁰个不同的系数集合。

一种已知的用于最小化系数存储器的方法是在计算估计器系数时假设相同的码元幅值。然而，该方法由于一般在本领域中所谓的“噪声增强”而导致次优化利用16QAM或64QAM的接收器性能。在形成该原始的信道估计值过程中，每当码元的幅值二次幂小于平均值时，噪声就增强了。例如，通过g_i＝v_i/p_i＝(p_ih_i+n_i)/p_i＝h_i+(n_i/p_i)来提供码元i的原始的信道估计值，其中v是接收器解调器输出，p是码元值，h是信道增益且n是噪声。如上所示，对于小的幅值，放大有效的噪声项n_i/p_i。一般地，对于16QAM，平均噪声增量大约为2.8dB，而对于64QAM，平均噪声增量大约为4.3dB。

因此，就存在对提供了改进的多级星座性能而无需不切实际的存储量的信道估计方法和装置的需求。其进一步合乎要求的是该信道估计方法和装置使得带有导频码元辅助的MMSE信道估计的系统能够高速工作。

附图说明

现在将参考附图、仅仅通过实例来描述本发明的优选实施例，其中：

图1表示一种接收器，其包括根据本发明实施例工作的信道估计器；

图2表示一种用于根据本发明实施例的信道估计的方法；

图3表示一种根据本发明实施例的信道估计实现方法；以及

图4是用来表示图3所示信道估计执行方法的码元幅值的64QAM四分之一星座图。

具体实施方式

虽然本发明容许多个不同形式的实施例，其中在附图中显示了该实施例，而且在此将在具体的特定实施例中对其进行描述，根据理解，将认为此公开内容为本发明原则的实例，而且此公开内容不打算将本发明限定到所示及所述的特定实施例。此外，在此使用的术语和词语并不认为是进行限定的，而宁愿说是仅仅进行描述的。还将理解到为了简单和清楚地说明，可以不描述在商业上可行的实施例中有用或必需的公共及众所周知的元件，这是为了考虑促进对这些多种实施例更少的妨碍。而且，不必按比例绘制附图中显示的元件。比如说，相对于彼此放大某些元件的大小。此外，考虑的适当的位置，在附图中重复参考数字来表示相应的元件。

通常根据本发明的各个实施例而言，将信道估计方法和装置描述成能够使得带有导频码元辅助的MMSE信道估计进行高速工作，其中减小了系数存储器，同时对已知假设了相同码元幅值的方法提供了极大的性能改善。本领域技术人员将认识到以上公认优势和在此描述的其他优势都仅仅是示范性的，并不意味着完全表示了本发明的各个实施例的全部优势。

现在参照附图，具体地说图1，一般以100显示和指示接收器，该接收器100包括根据本发明实施例的直接判决信道估计方法和装置。然而，本领域技术人员将认识和认可到该说明性实例的特性并不是发明本身的特性，在此阐述的教导可应用于各种可供选择的设置。比如说，接收器100可以被包含在OFDM系统内(即，OFDM接收器)，该OFDM系统根据IEEE802.11a或802.11g标准在4.9GHz频谱或其他任何适当的频谱内工作。而且，比如说，可以配置接收器100以实现各种调制技术，例如，16-QAM、64-QAM、相移键控(PSK)等。为了显示这些各种技术的实际例子，将接收器100描述成OFDM接收器。然而，本领域技术人员应当很容易理解到该说明并不意味着将本发明限定为OFDM系统，而预料到可以在其他类型的系统内执行本发明的各个实施例。

更具体地说，根据图1所示的实施例，接收器100在理论上包括：一个或多个天线元件102、解调/解调器装置106(比如说，实现快速傅立叶变换(FFT)操作的装置)、乘法器110、比特量度计算机114、优选地基于维特比算法的解交织器和解调器118、码元再生器124、典型地根据接收器性能而预确定的延迟元件128以及幅值二次幂算子148。比如说，可以使用本领域众所周知的现有装置来实现以上接收器100的元件。

根据本发明的各种教导，接收器100进一步包括信道估计器130(理想地为MMSE估计器)。根据本发明的实施例，可以将估计器130实现为适当的处理器设备，对它进行编程以执行存储在可由接收器100访问的适当的存储器(未显示)内的一组指令。可以作为选择地以适当的硬件实现估计器130。一般包含在接收器100内却为了清楚说明本发明实施例而没有显示的还有现有的和适当的接收器电路，正如在本领域中众所周知的，该接收器电路在一个或多个天线102与解调器106之间，用以执行所有要求的滤波和下变换操作，其中该滤波和下变换操作是为了获得时域数字基带信号所必需的。

在操作过程中，由天线102接收射频(RF)信号，其中将该射频信号转换成数字基带信号104。通过FFT解调操作106处理信号104，用以在输出108对于每一个发射的OFDM频带生成一组解调后的子信道复合码元。对于该组子信道码元输出108中的每一个复合码元，乘法器110根据当前复合信道估计值146的复共轭来对该码元定标。然后将定标后的复合码元112馈入比特量度计算机114，该比特量度计算机114基于定标后的复合码元112和从幅值二次幂算子148输出的复合信道估计值幅值二次幂150来产生比特量度116(理想地为软比特量度)。来自于所有子信道的软比特量度116馈入产生比特判决120的解交织器和基于维特比算法的解调器118。

信道估计器130在以下每一个子信道上操作。将比特判决值120馈入码元再生器124，码元再生器124重新编码、交织并映射比特判决值120来为每一个子信道产生再生的码元126。再生的码元126与之前来自于FFT解调器106的该组子信道码元输出108中的复合码元D码元相对应，这由于解交织、解码和码元再生延迟。延迟后的复合子信道输出134来自于D码元延迟元件128，并与再生的码元126时间对准。通过逆算子132和乘法器136，根据逆再生的码元126定标延迟后的、时间对准的子信道码元134。乘法器138的输出是来自于之前D码元的原始信道增益估计值，并馈入由图1所示的延迟元件140和信道估计滤波器系数142表示的分接的延迟线结构。通过加法器144把分接的延迟线输出加在一起，该加法器144的输出是当前信道估计值146。由于非零延迟D，所以信道估计器130实际上是理想地预测的。

现在转到图2，显示并通常用200来指示表示了根据本发明实施例的信道估计方法的流程图。在细述方法200的步骤之前，描述基准码元辅助的信号估计背后的原理将会很有用。基准码元辅助的信号估计的目标是确定在第k个数据码元的信道增益的估计值h_k。为了估计接收器在其处理方法中所具有的这些量：

●解调后的码元采样v_k＝[v_1k v_2k…v_Nk]^T的N×1矢量(或集合)，其中T表示转置；

●已知的前同步或再生的数据码元p_k＝[p_1k p_2k…p_Nk]^T的矢量(或集合)；以及

●预期的信道条件，包括最坏情况多普勒效应和延迟扩展。

为了快速改变信道条件，使用的基准码元的数目N和位置典型地取决于数据码元索引k。比如说，一般只有在时间或频率感测上接近于给定的数据码元的码元会对该解决方案有很大影响。因此，在理论上，为了降低复杂性，可以安全地忽略其他码元。在以下的讨论中，为了简单起见和减少说明而放弃清楚的K注释。

根据估计原理可以显示出，可以根据以下公式形成线性MMSE估计值h，其中给定了一组解调后的码元采样v：

$\tilde{h}=\mathrm{Kv}={R_{\mathrm{hv}}}^{R_{\mathrm{vv}}^{-1}}v,---\left(1\right)$

其中R_hv＝E{hv^H}，R_vv＝E{vv^H}，而且上标H表示共轭转置矩阵操作。

可以将采样矢量建模为

v＝Ph+n，(2)

其中P＝diag(p)是已知码元的N×N对角矩阵，而且h和n分别是信道增益和噪声的N×1矢量，因此，

R_hv＝E{hv^H}＝E{h(Ph+n)^H}＝E{hh^HP^H}+E{hn^H}＝E{hh^H}P^H，(3)

其中，由于噪声和信道增益是无关联的，所以可以丢弃第二项E{hn^H}。可以将E{hh^H}写做γ^r _h ^H，其中γ是平均信道功率增益，而r_h是在数据码元瞬时值k与参考瞬时值之间正在衰减的信道的归一化N×1互相关矢量。因此，

$R_{\mathrm{hv}}={\mathrm{\γ}}^{r_h^H}{P}^H.---\left(4\right)$

同理，可以显示出R_vv等于

R_vv＝γPR_hhP^H+R_nn，(5)

其中R_hh是信道增益的归一化协方差矩阵，而R_nn是噪声协方差(N×N)。就像r_h那样，可以根据预期的衰减统计来预确定R_hh。

如果假设噪声分量是稳态和白色的，则R_nn＝σ²I。进行适当的置换，估计器(1)就变成

$\tilde{h}=\mathrm{Kv}={\mathrm{\γ}}^{r_h^H}{P}^H{({\mathrm{\γPR}}_{\mathrm{hh}}{P}^H+{\mathrm{\σ}}_n^{2}I)}^{-1}v.---\left(6\right)$

可以通过执行某些操作对其进一步简化以生成以下公式，其中该操作包括二次幂、可逆P矩阵：

$\tilde{h}=r_h^H{(R_{\mathrm{hh}}+({\mathrm{\σ}}_n^2/\mathrm{\γ})P^{-1}{P}^{-H})}^{-1}{P}^{-1}v.---\left(7\right)$

根据以下公式给出所接收的信号对噪声的比率ρ

$\mathrm{\ρ}=\frac{\mathrm{\γE}\left\{{\left|p_i\right|}^2\right\}}{{\mathrm{\σ}}_n^2}.---\left(8\right)$

因此可以将噪声项(σ_n ²/γ)P^-1P^-H写作ρ^-1E{|p_i|²}P^-1P^-H。通过假设(关于余数的详细说明)对所有模块的星座值进行归一化以致E{|p_i|²}＝1，并通过将g＝P^-1v定义为“原始”信道增益估计值的集合，其中通过把基准码元划分成所接收的采样(g_i＝v_i/p_i)来获得“原始”信道增益估计值的集合，而且

$c={(R_{\mathrm{hh}}+{\mathrm{\ρ}}^{-1}{P}^{-1}{P}^{-H})}^{-1}{r}_h^{*}---\left(9\right)$

作为估计器系数的N×1矢量，信道估计器简单地变成了

$\tilde{h}=c^{T}g=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i{g}_i---\left(10\right)$

现在我们返回到方法200的详细说明，方法200用于生成图2所示的当前解调器输出采样的信道估计值。信道估计器必须选择一组解调器输出采样v_i和一组相应的基准码元p_i(210)，其中i一般是从1到N(估计器中的分接数)，而且其中每一个所选的基准码元都具有对应于所选的解调器输出采样的时间。在理论上，用来生成当前信道估计值的基准码元是作为接近于(在时间或频率上)相应的当前解调器输出采样的1到N个码元的基准码元的序列，而且比如说，该基准码元序列可以是已知基准码元和再生的基准码元的组合或者是所有再生的基准码元。每一个基准码元在理论上都具有幅值，该幅值是多个预定幅值中的一个，这取决于所使用的调制类型。比如说，如果接收器使用64QAM，每一个基准码元幅值就可以是对于该调制类型的9个不同的可用码元幅值中的一个。另外可供选择地，如果接收器使用16QAM，每一个基准码元幅值就可以是对于该调制类型的3个不同的可用码元幅值中的一个。

估计器生成一组原始信道估计值g_i(220)，比如说，通过将每一个所选的解调器输出采样v_i除以其对应于参考码元p_i的时间。根据本发明的实施例，估计器将该组原始信道估计值再分成多个子集，其中再次划分的步骤在理论上基于一个或多个标准，例如寿命或关联性。这在每一个子集中可以是从1到N-1个原始信道估计值的任何地方。

比如说，在以下将参照图3和4进行更详细解释的实施例中，可以基于比较原始信道估计值的寿命与阈值来细分原始信道估计值序列。例如，可以基于相应的p_i(用来生成信道估计值)在时间上有多靠近当前解调的输出采样来确定给定的原始信道估计值g_i的寿命。另外可供选择地，可以基于相应的p_i(用来生成信道估计值)在频率上有多接近当前解调的输出采样来确定给定的原始信道估计值的关联性。

于是，估计器对每一个子集分配和提供相应的基准码元幅值量化方案来选择相应的滤波器系数集合。应当容易理解到可以对事前的(在生成的实际信道估计值之前的)每一个子集分配量化方案，并生成以瞬时值基础应用为信道估计值的量化方案。该量化方案可以是单级量化方案、多级量化方案或无量化，其中该量化方案一般还可以取决于用来细分该组原始信道估计值的标准。在单级量化方案中，可以把与所选的基准码元集合有关的多个码元幅值量化成一个级别。在多级量化方案中，可以把与所选的基准码元集合有关的多个码元幅值量化成两个或多个级别。最后，在该量化方案为无量化时，根本不量化与所选的基准码元集合有关的多个码元幅值。

为了实现本发明的优势，即在以相对较高的速度保留关于应用的适当性能级别的同时减小系数存储器，可以为单级量化方案分配子集之一。比如说，在执行过程中，可以基于原始信道估计值的寿命是否在寿命阈值内来将该组原始信道估计值分成两个子集。更具体地说，该寿命阈值是以所选的再生的码元在时间上有多接近当前调制器输出采样为基础的。在理论上为单级量化方案分配那些根据所选的再生的码元计算的原始信道估计值，其中所选的再生的码元在寿命阈值外，这可以，比如说，假设相同的幅值码元。越多新近码元在寿命阈值内，比如说，就可以在无量化的量化方案中分配最新近的R个码元(例如，近乎于2或3个码元)，其中相应的系数是基于该码元幅值的。这一解决方案基于对及时远溯的观察应该几乎不影响信道估计值的理解。这一次优的、相同幅值的假设应该具有更小的影响，如果在此进行限制的话。

根据该解决方案，由以下公式提供系数矢量

$c={(R_{\mathrm{hh}}+{\mathrm{\ρ}}^{-1}U)}^{-1}{r}_h^{*}---\left(11\right)$

其中U＝diag(u)＝diag([u₁u₂…u_n])定义了一组噪声级别权重。对于最新近的R个(例如，2或3)码元，将权重设置成它们标称的码元相关值，即u_i＝|p_i|^-2，i＝1到R。对于保留的、较早的码元，将权重设置成平均噪声增强级别E{|p_i|^-2}，其对应于每一个码元的调制类型，即对于PSK、16QAM和64QAM来说，u_i分别等于1、1.9和2.7。

注意，在开始的脉冲瞬间，观察时间间隔的较早部分可以包括两种调制类型(比如说，二进制PSK前同步/信号场，后面跟随着16QAM或64QAM数据)，结果生成两个不同的权重。根据该方法，将每个码元索引的最大数量系数集合从M^N减少到M^R，其中M是不同的码元幅值的数量(对于16QAM和64QAM来说分别是3和9)。

根据本发明的教导，为了进一步减少系数集合的数量，可以量化R个码元相关的权重。这可以通过将M个可能的码元幅值分区成K个子集来实现，其中K＜M。可以为所有幅值属于部分子集k(k＝1到K)的码元分配公共权重U_k，该公共权重U_k等于该子集的平均噪声增量。根据该解决方案，进一步将最大数量系数集合从M^R减少到K^R。

一旦将量化方案应用到了每一个子集，估计器就确定一组相应的滤波器系数(250)，其中该滤波器系数是以应用到原始信道估计值的子集的量化方案为基础的。更具体地说，为每一个子集中的每一个原始估计值分配相应的滤波器系数。在实施例中，可以从查找表中获得该相应的滤波器系数，比如说，该查找表是以相应的再生的码元幅值和/或应用到其中包含了原始估计值的子集的量化方案为基础进行索引的，该再生的码元用来生成原始信道估计值。

然后，估计器组合该组原始信道估计值和该组滤波器系数来生成当前解调后的输出采样的信道估计值(260)。在执行过程中，信道估计值是该组原始信道估计值和该组滤波器系数的内积，其中通过将每一个原始信道估计值乘以其相应的系数并对所有的这些乘数求和来计算该内积，参照图1所示。

应当容易地理解量化对于64QAM来说是最具优势的，因为它具有最大数量可用的码元幅值。因此，图3和4基于利用了该调制类型的接收器来表示本发明的应用。图3表示一组再生的码元(p₁-p₁₀)，根据该再生的码元计算一组相应的原始信道估计值。如图所见，可以将此再生的码元细分为两个子集310和320，其中在子集320中的码元(即，码元p₉和p₁₀)落入在远离当前码元300的R＝2的码元内的阈值内。反之，在子集310中的码元落在了在远离当前码元300的R＝2的码元内的阈值外。由(固有的)1-级量化器340为子集310内的码元分配单级量化方案，并由量化器330将多级(在此情况下为四级，即K＝4)量化方案应用到子集320。量化器340被称为固有的，这是因为具有单级输出，不必执行实际量化。由量化器330输出子集320中每一个码元的量化级别(例如，由量化子集索引q所表示的)。除了其他可能的包含了正如前面所提到的码元索引的输入之外，向查找表350输入由量化器330和340输出的值，该查找表350输出信道估计器系数360。

图4利用示范性的对于K＝1-4的4元分区来显示64QAM星座的右上象限，它可以用作子集320的量化方案。本领域技术人员将了解到其他象限是对称的。为了最佳的接收器性能，在理论上最精确地表示导致最大噪声增量的码元的特征。因此，该分区内的内部星座点是左边非量化的。以下表1提供了图4所示量化方案的示范性噪声权重。

k	噪声权重Uk
		1	21
2	4.2
		3	1.607
4	0.692

表1

可以通过参照图2来描述本发明的另一实施例。在该实施例中，执行除了步骤230之外的所有步骤，其中该步骤230将该组原始信道估计值细分为多个子集。此外，将多级量化方案分配到该组原始信道估计值。于是可以类似于上述方式来确定当前信道估计值。

根据本发明的各个实施例的方法提供了一种量化解决方案，其中级数K根据瞬时的子集而改变，无量化或用于更多新近子集的更高的K值。本领域技术人员将了解到如果采用二维估计(即，另外使用来自于其他子信道的信道信息)，就可以使用相同的解决方案，但是量化级数根据观察和估计瞬时值之间的时间-频率距离而改变。

虽然连同本发明的特定实施例一同描述了本发明，但是对于本领域技术人员来说，附加的优势和修改将会容易地出现。因此本发明在其更为宽广的方面并不局限于所示及所述的特定细节、代表性装置和示范性实例。根据上述说明，各种替换、修改和变形对于本领域技术人员来说都将是显而易见的。因此，应当理解本发明并不局限于上述说明，而包含所有根据所附的权利要求的精神和范围的替换、修改和变形。

Claims (19)

1.一种用于基准码元辅助的信道估计的方法，包括以下步骤：

选择一组解调器输出采样和一组相应的基准码元，其中在该组中的每一基准码元都具有幅值，该幅值为一组预定幅值中的一个；

在该组解调器输出采样和该组相应的基准码元的基础上生成一组原始信道估计值；

将该组原始信道估计值细分为多个子集；

为每一子集分配相应的基准码元幅值量化方案并将该方案应用于该子集；

确定一组滤波器系数，该滤波器系数是基于应用到原始信道估计值的子集的量化方案的；以及

组合该组原始信道估计值和该组滤波器系数来生成信道估计值。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，通过把该组解调器输出采样中的每一解调器输出采样除以该组基准码元中的相应的基准码元来生成该组原始信道估计值。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，该组预定幅值是基于在正交调幅(QAM)方案与相移键控(PSK)方案的至少其中之一中的可用码元幅值的。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，该组相应的基准码元包括至少一个已知的基准码元。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，该组基准码元包括所有再生的基准码元。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，该信道估计值是该组原始信道估计值与该组滤波器系数的内积。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，从查找表中检索出滤波器系数，该查找表以应用到原始信道估计值的子集的量化方案为基础进行索引。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，基于至少一种标准来细分原始信道估计值的子集。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，该至少一种标准包括寿命与关联性中的至少其中之一。

10.根据权利要求9所述的方法，其中：

将子集内的原始信道估计值与相应的滤波器系数相组合，该子集具有位于阈值外的寿命与关联性中的至少一个，且该滤波器系数以单级量化方案为基础；以及

将剩余的子集内的原始信道估计值与相应的滤波器系数相组合，该滤波器系数以无量化的量化方案与多级量化方案中的至少一个为基础。

11.根据权利要求1所述的方法，其中，为一个子集分配单级量化方案。

12.根据权利要求1所述的方法，其中，为至少一个子集分配无量化的量化方案。

13.根据权利要求1所述的方法，其中，为至少一个子集分配多级量化方案。

14.根据权利要求13所述的方法，其中，该多级量化方案是以所使用的调制类型为基础的。

15.一种接收器，包括：

用于接收信号的至少一个天线元件；

用于根据所接收的信号生成基带信号的接收器电路；

用于根据基带信号生成输出采样的解调器；以及

配置以执行以下步骤的处理器：

选择一组解调器输出采样和一组相应的基准码元，其中在该集合中的每一基准码元都具有幅值，该幅值为一组预定幅值中的一个；

以该组解调器输出采样和该组相应的基准码元为基础生成一组原始信道估计值；

将该组原始信道估计值细分为多个子集；

为每一子集分配相应的基准码元幅值量化方案并将该方案应用到该子集；

确定一组滤波器系数，该组滤波器系数是基于应用到原始信道估计值的子集的量化方案的；以及

组合该组原始信道估计值和该组滤波器系数来生成信道估计值。

16.根据权利要求15所述的接收器，其中，该接收器用于正交频分复用(OFDM)系统。

17.根据权利要求16所述的接收器，其中，该OFDM系统根据电气与电子工程师协会802.11a和802.11g标准中的一个工作。

18.根据权利要求15所述的接收器，其中，该系统以4.9GHz频谱工作。

19.一种用于基准码元辅助的信道估计的方法，包括以下步骤：

选择一组解调器输出采样和一组相应的基准码元，其中在该集合中的每一基准码元都具有幅值，该幅值为一组预定幅值中的一个；

在该组解调器输出采样和该组相应的基准码元的基础上生成一组原始信道估计值；

为该组原始信道估计值分配多级基准码元量化方案并将该方案应用到该组原始信道估计值；

确定一组滤波器系数，该滤波器系数是基于应用到该组原始信道估计值的多级量化方案的；以及

组合该组原始信道估计值和该组滤波器系数来生成信道估计值。

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