BR112017011261B1

BR112017011261B1 - Método de controle para circuito de carga e descarga e conversor direto de energia

Info

Publication number: BR112017011261B1
Application number: BR112017011261-2A
Authority: BR
Inventors: Naoya Yamashita
Original assignee: Daikin Industries, Ltd
Priority date: 2014-12-17
Filing date: 2015-12-14
Publication date: 2022-09-06
Also published as: AU2015364879C1; US20170324348A1; US9948200B2; JP2016119835A; MY182570A; EP3236575A4; CN107148729B; CN107148729A; EP3236575B1; AU2015364879A1; AU2015364879B2; EP3236575A1; BR112017011261A2; WO2016098714A1; JP5920520B1; EP3236575B9; ES2959498T3

Abstract

Na presente invenção, mesmo se a ressonância de um filtro (LC) for eliminada usando corrente supressora, a amostragem de um sistema de controle para controlar um inversor e a atualização de um valor de comando não são prejudicadas. Em um bloco (10a), uma unidade geradora de fator de distribuição de corrente (11) introduz o se-guinte: a amplitude (Vm) de voltagem CA de fase única (Vin), a amplitude (Im) de corrente de entrada; um valor de comando (Idc*) para corrente CC (Idc); um valor de comando (Vc*) para a voltagem de extre-midade a extremidade (Vc); e uma velocidade angular de fonte de energia (c). A unidade geradora de fator de distribuição de corrente (11) transmite um valor de comando de corrente (Ib*). Uma unidade de controle de supressão de ressonância (15) introduz uma voltagem do reator (VL) e transmite um valor de correção (k.VL). Um subtrator (17) subtrai o valor de correção (k.VL) do valor de comando de corrente (Ib*) e aplica o resultado a uma unidade de controle talhador (16). A unidade de controle talhador (16) transmite uma atividade intensificadora (dl) na base do valor de comando de corrente corrigido (Ib* - k.VL). A atividade intensificadora (dl) é comparada a uma portadora (C2(...).

Description

CAMPO TÉCNICO

[001] A presente invenção refere-se a um circuito de carga e descarga, incluído em um conversor direto de energia, a um método para controlar o circuito de carga e descarga, a um dispositivo de controle para o circuito de carga e descarga, e ao conversor direto de energia.

TÉCNICA ANTECEDENTE

[002] Os Documentos de Patentes 1, 3 e 4 descrevem conversores diretos de energia. Os conversores diretos de energia descritos nesses documentos incluem um circuito intensificador, e um capacitor que mantém uma voltagem intensificada pelo circuito intensificador. Na energia CC (de corrente contínua) a ser alimentada a um inversor, a energia do capacitor e a energia obtida de um diodo retificador são processadas adequadamente. Consequentemente, o inversor recebe uma maior voltagem CC.

[003] Embora o documento de patente 2 também descreva um conversor direto de energia, o conversor direto de energia não inclui ambos o circuito intensificador e o capacitor. Por outro lado, o conversor direto de energia inclui, em um lado de entrada do inversor, um filtro LC, que elimina uma corrente portadora do inversor.

[004] O conversor direto de energia, descrito no documento de patente 1, inclui não apenas o circuito intensificador e o capacitor, mas também o filtro LC. Além do mais, o conversor direto de energia inclui um diodo, entre o capacitor e o filtro LC, para impedir o escoamento de uma corrente do capacitor para o filtro LC.

[005] Em quaisquer dos Documentos de Patentes 1, 2 e 5, uma corrente para eliminar a ressonância do filtro LC (a seguir referida como uma "corrente supressora") é obtida de uma voltagem gerada em um reator do filtro LC (ou de uma voltagem gerada em um capacitor do filtro LC), e é superposta em uma corrente escoando pelo inversor (a seguir referida como uma "corrente inversora").

DOCUMENTOS DA TÉCNICA ANTERIOR DOCUMENTOS DE PATENTES

[006] Documento de Patente 1: Pedido de Patente Japonesa Aberto à Inspeção Pública n° 2014-96976

[007] Documento de Patente 2: Patente Japonesa n° 4067021

[008] Documento de Patente 3: Pedido de Patente Japonesa Aberto à Inspeção Pública n° 2011-193678

[009] Documento de Patente 4: Pedido de Patente Japonesa Aberto à Inspeção Pública n° 2014-82926

[0010] Documento de Patente 5: Patente Japonesa n° 5257533

SUMÁRIO PROBLEMAS A SEREM SOLUCIONADOS PELA INVENÇÃO

[0011] O filtro LC é proporcionado para atenuar, na corrente escoando pelo inversor, um componente de frequência portadora do inversor. Desse modo, a frequência de ressonância do filtro LC é, de preferência, ajustada a uma fração da frequência portadora.

[0012] Nesse caso, quando a corrente supressora é superposta na corrente inversora, um retardo em amostragem de um sistema de controle, que controla o inversor, e na atualização de um valor de comando não é desprezível.

[0013] No Documento de Patente 1, a mudança em uma voltagem CC, a ser introduzida de uma ligação CC no inversor, a um valor indicativo de uma relação de uma voltagem, a ser aplicada diodo retificador, é feita por uma mudança na voltagem CC, desse modo, reduzindo uma média da voltagem CC.

[0014] A presente invenção tem um objeto de proporcionar uma técnica para impedir que a amostragem do sistema de controle, que controla o inversor, e a atualização de um valor de comando sejam degradadas, mesmo quando a ressonância do filtro LC é eliminada por uso da corrente supressora.

MEIOS PARA SOLUCIONAR OS PROBLEMAS

[0015] O método para controlar um circuito de carga e descarga, de acordo com a presente invenção, é um método para controlar um circuito de carga e descarga em um conversor direto de energia. O conversor direto de energia inclui: uma primeira linha de alimentação de energia LH; uma segunda linha de alimentação de energia LL, na qual um potencial inferior a um potencial aplicado à primeira linha de alimentação é aplicado; um circuito retificador 203 tendo um lado de entrada, no qual uma voltagem CA (de corrente alternada) de fase única Vin é aplicada, e um lado de saída, a ser conectado à primeira e à segunda linhas de alimentação de energia; o circuito de carga e descarga 4, que é proporcionado entre a primeira e a segunda linhas de alimentação de energia e que fica mais próximo do lado de saída do circuito retificador; e um inversor 5 que recebe uma voltagem CC Vdc, que é uma voltagem entre a primeira e a segunda linhas de alimentação de energia. O circuito retificador inclui: um diodo retificador 2, que executa retificação de onda integral de fase única; um primeiro capacitor C3, a ser conectado entre a primeira e a segunda linhas de alimentação de energia, direta ou indiretamente pelo diodo retificador; e um primeiro reator L3, a ser conectado em série com a primeira linha de alimentação de energia ou a segunda linha de alimentação de energia, direta ou indiretamente pelo diodo retificador, o primeiro reator sendo mais distante do inversor que é o primeiro capacitor.

[0016] O circuito de carga e descarga inclui: um circuito separador 4a incluindo um segundo capacitor C4, proporcionado entre a primeira e segunda linhas de alimentação de energia, o circuito separador descarregando o segundo capacitor a um coeficiente de trabalho dc controlável; e um circuito intensificador 4b, que intensifica uma voltagem retificada V3, Vr do circuito retificador para carregar o segundo capacitor.

[0017] No método de controle, uma corrente CC IL2, a ser introduzida no circuito intensificador, é reduzida proporcionalmente ao aumento de uma voltagem VL pelo primeiro reator.

[0018] Quando o primeiro reator L3 é proporcionado entre o diodo retificador 2 e o primeiro capacitor C3, uma direção oposta a uma direção de uma corrente escoando pelo primeiro reator é usada como uma polaridade positiva da voltagem (VL) pelo primeiro reator. Quando o primeiro reator L3 é mais distante do inversor 5 que é o diodo retificador 2, uma direção da voltagem CA de fase única Vin, de um alto potencial a um baixo potencial, é usada como uma polaridade positiva da voltagem VL pelo primeiro reator.

[0019] No método de controle exemplificativo, a corrente CC IL2 é controlada por uso de um segundo valor de comando Ib* - k.VL como um valor-alvo, o segundo valor de comando sendo obtido por subtração de um valor de correção k.VL de um primeiro valor de comando Ib*, determinado por uma amplitude Im de uma corrente CA Iin, a ser introduzida no diodo retificador 2, e uma voltagem Vr, a ser descarregada pelo diodo retificador, o valor de correção sendo diretamente proporcional à voltagem VL pelo primeiro reator.

[0020] Nesse caso, o circuito intensificador 4b inclui um segundo reator L4, pelo qual escoa a corrente CC IL2, e talha a corrente CC para determinar se descarregar a corrente CC no segundo capacitor. O método de controle é conduzido com base em um resultado de comparação entre um coeficiente de trabalho (dl) e uma portadora predeterminada C2, o coeficiente de trabalho sendo determinado por uso do segundo valor de comando Ib* - k.VL, uma voltagem Vc pelo segundo capacitor C4, a voltagem CA de fase única Vin, e uma indutância Lm do segundo reator.

[0021] Por exemplo, o circuito separador 4a carrega o primeiro capacitor C3, durante um período no qual um valor de cosseno cos (2®t) é negativo, e descarrega o primeiro capacitor, durante um período no qual o valor de cosseno é positivo, o valor de cosseno sendo um cosseno de um valor duas vezes uma fase ®t da voltagem CA de fase única Vin.

[0022] Alternativamente, o circuito separador 4a carrega o primeiro capacitor C3, durante pelo menos uma parte de um período no qual o coeficiente de trabalho dc é maior que 0.

[0023] O dispositivo de controle para um circuito de carga e descarga, de acordo com a presente invenção, é o dispositivo de controle 10, que controla o circuito de carga e descarga 4 quando o talhamento é feito, e inclui: um subtrator 17, que subtrai o valor de correção k.VL do primeiro valor de comando Ib* para obter o segundo valor de comando Ib* - k.VL; um controlador talhador 16, que determina o coeficiente de trabalho dl usando o segundo valor de comando, a voltagem Vc pelo segundo capacitor C4, a voltagem CA de fase única Vin e a indutância Lm do segundo reator; e um comparador 14, que compara o coeficiente de trabalho com a portadora C2, para transmitir um sinal de controle SSI para controlar o talhamento.

[0024] O circuito de carga e descarga, de acordo com a presente invenção, é o circuito de carga e descarga a ser controlado no método de controle. O circuito de carga e descarga 4 inclui ainda uma unidade bloqueadora de corrente 4c, proporcionada na primeira linha de alimentação de energia ou na segunda linha de alimentação de energia, a unidade de bloqueio de corrente bloqueando uma corrente de escoar do circuito separador 4a para o primeiro capacitor C3.

[0025] O conversor direto de energia, de acordo com a presente invenção, inclui o circuito de carga e descarga 4, a primeira linha de alimentação de energia LH, a segunda linha de alimentação de energia LL, o diodo retificador 2, o primeiro capacitor C3, o primeiro reator L3 e o inversor 5.

EFEITOS DA INVENÇÃO

[0026] O circuito de carga e descarga, o método para controlar o circuito de carga e descarga, o dispositivo de controle para o circuito de carga e descarga e o conversor direto de energia, de acordo com esta invenção, impedem a amostragem de um sistema de controle, que controla um inversor, e a atualização de um valor de comando, mesmo quando a ressonância de um filtro LC é eliminada por uso de uma corrente supressora.

[0027] O objeto, as características, os aspectos e as vantagens da presente invenção vão ficar mais evidentes da descrição detalhada apresentada a seguir e dos desenhos em anexo.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

[0028] A Figura 1 ilustra uma configuração esquemática exemplificativa de um conversor direto de energia;

[0029] a Figura 2 é um diagrama de blocos ilustrando uma configuração esquemática exemplificativa de um dispositivo de controle, que controla o conversor direto de energia;

[0030] a Figura 3 é um diagrama de circuito ilustrando um circuito equivalente do conversor direto de energia na Figura 1;

[0031] a Figura 4 é um diagrama de blocos do circuito equivalente da Figura 3, quando o circuito equivalente é entendido como configurando um sistema de controle;

[0032] a Figura 5 é um diagrama de blocos ilustrando uma modificação do diagrama de blocos na Figura 4;

[0033] a Figura 6 é diagrama de blocos ilustrando uma modificação do diagrama de blocos na Figura 5;

[0034] a Figura 7 é diagrama de blocos ilustrando uma modificação do diagrama de blocos na Figura 6;

[0035] as Figuras 8 a 11 são gráficos representando formas de onda de uma corrente de entrada, de uma voltagem do reator e de uma corrente;

[0036] a Figura 12 é um diagrama de circuito ilustrando uma relação posicional modificada entre um reator e um diodo retificador;

[0037] a Figura 13 é um diagrama de circuito ilustrando uma relação posicional modificada entre um capacitor, o reator e o diodo retificador;

[0038] a Figura 14 é um diagrama de circuito ilustrando uma modificação do diodo retificador; e

[0039] a Figura 15 é um diagrama de blocos exemplificando uma estrutura de um controlador supressor de ressonância e as vizinhanças do reator.

DESCRIÇÃO DAS CONCRETIZAÇÕES A. ESTRUTURA DO CONVERSOR DIRETO DE ENERGIA

[0040] Antes de descrever especificamente a técnica característica de uma concretização, uma estrutura de um conversor direto de energia, no qual a técnica vai ser aplicada, vai ser descrito. Uma vez que as operações básicas da própria estrutura são conhecidas pelo Documento de Patente 1, os detalhes vão ser omitidos no presente caso.

[0041] Como ilustrado na Figura 1, o conversor direto de energia inclui um diodo retificador 2, um filtro LC 3, um circuito de carga e descarga 4 e um inversor 5. As linhas de energia CC LH e LL funcionam como uma ligação CC entre o inversor 5 e o circuito de carga e descarga 4. Um potencial maior que um potencial aplicado à linha de energia CC LL é aplicado à linha de energia CC LH.

[0042] O diodo retificador 2 tem um lado de entrada, no qual uma voltagem CA de fase única Vin é aplicada de uma fonte de energia CA de fase única 1, e um lado de saída.

[0043] A onda integral de fase única do diodo retificador 2 retifica a voltagem CA de fase única Vin, para converter a voltagem CA de fase única Vin em uma voltagem Vr (= |Vin|) e descarrega a voltagem Vr do lado de saída.

[0044] Além do mais, uma corrente CA In (referida a seguir como "corrente de entrada Iin") escoa da fonte de energia CA de fase única para o lado de entrada do diodo retificador 2.

[0045] O diodo retificador 2 inclui os diodos D21 a D24. Os diodos D21 a D24 formam um circuito em ponte.

[0046] O filtro LC 3 inclui um reator L3 e um capacitor C3. O capacitor C3 é proporcionado entre as linhas de energia CC LH e LL. O reator L3 é conectado em série com a linha de energia CC LH ou LL (a linha de energia CC LH mais próxima do lado de saída do diodo retificador 2 no exemplo da Figura 1), enquanto sendo mais distante do inversor 5 que é o capacitor C3.

[0047] O capacitor C3 é, por exemplo, um capacitor de filme, e tem uma capacitância menor que aquela de um capacitor eletrolítico. O capacitor C3 refina a voltagem Vr liberada pelo diodo retificador 2. Desse modo, embora uma voltagem entre ambas as extremidades V3 pelo capacitor C3 seja uma voltagem CC, ondula pelo mesmo período que aquele no qual a voltagem Vr ondula.

[0048] A combinação do diodo retificador 2 e do filtro LC 3 pode ser entendida como um circuito retificador 203, tendo o lado de entrada, no qual a voltagem CA de fase única Vin é aplicada, e o lado de saída, conectado entre as linhas de energia CC LH e LL. Embora a voltagem Vr seja aplicada entre o reator L3 e o capacitor C3, que são conectados em série na Figura 1, a saída do diodo retificador 2 é aplicada ao capacitor C, sem passar pelo reator L3, dependendo da estrutura do circuito retificador 203. Essas modificações do circuito retificador vão ser descritas abaixo.

[0049] O circuito de carga e descarga 4 é proporcionado mais próximo do inversor 5 com relação ao capacitor C3, e inclui um circuito separador 4a, um circuito intensificador 4b e uma unidade de bloqueio de corrente 4c. O circuito separador 4a inclui um capacitor C4, e proporciona e recebe energias para as e das linhas de energia CC LH e LL.

[0050] O circuito separador 4a inclui ainda um transistor (nesse caso, um transistor bipolar de porta isolada, a seguir, abreviado como "IGBT") Sc, conectado antiparalelo com um diodo D42. O transistor Sc é conectado em série com o capacitor C4, entre as linhas de energia CC LH e LL, em que o transistor Sc é mais próximo da linha de energia CC LH com relação ao capacitor C4. A conexão antiparalela significa, nesse caso, uma conexão paralela na qual as direções para frente são opostas entre si. Especificamente, a direção para frente do transistor Sc é uma direção da linha de energia CC LL para a linha de energia CC LH. A direção para frente do diodo D42 é uma direção da linha de energia CC LH para a linha de energia CC LL. O transistor Sc e o diodo D42 podem ser entendidos coletivamente como um elemento de chave (uma primeira chave). Em outras palavras, o capacitor C4 é proporcionado entre as linhas de energia CC LH e LL pela primeira chave.

[0051] O circuito intensificador 4b intensifica a voltagem entre ambas as extremidades V3 pelo capacitor C3 (uma voltagem retificada transmitida pelo circuito retificador 203 na estrutura da Figura 1) para carregar o capacitor C4. O circuito de carga 4b inclui, por exemplo, um diodo D40, um reator L4 e um transistor (nesse caso, um IGBT) SI. O diodo D40 tem um catodo e um anodo. O catodo é conectado entre a primeira chave e o capacitor C4. O reator L4 é conectado entre a linha de energia CC LH e o anodo do diodo D40. O transistor SI é conectado entre a linha de energia CC LL e o anodo do diodo D40. O transistor SI é conectado antiparalelo a um diodo D41. O transistor SI e o diodo D41 podem ser coletivamente entendidos como um elemento de chave (uma segunda chave). Essa estrutura é conhecida como um talhador de intensificação, assim chamado genericamente.

[0052] O capacitor C4 é carregado pelo circuito de carga 4b, e mantém uma voltagem entre ambas as extremidades Vc maior que a voltagem entre ambas as extremidades V3. Especificamente, uma corrente IL2 é forçada a escoar da linha de energia CC LH para a linha de energia CC LL pela segunda chave, para acumular energia no reator L4. Depois, a segunda chave é desligada, de modo que essa energia seja acumulada no capacitor C4 pelo diodo D40. Uma vez que a corrente IL2 escoe da linha de energia CC LH para a linha de energia CC LL e a polaridade não é invertida, a corrente IL2 é uma corrente contínua.

[0053] A voltagem entre ambas as extremidades Vc é maior que a voltagem entre ambas as extremidades V3, de modo que uma corrente, basicamente, não escoa pelo diodo D42. Desse modo, se a primeira chave é condutora ou não condutora depende apenas se o transistor Sc é condutor ou não condutor. Desse modo, a primeira chave, incluindo não apenas o transistor Sc mas também o diodo D42, pode ser referida como uma chave Sc.

[0054] Por condução da chave Sc, o capacitor C4 é descarregado na ligação CC. Um coeficiente de trabalho, no qual essa chave é posta em condução, vai ser referido como um coeficiente de trabalho dc. O coeficiente de trabalho dc é controlável.

[0055] Além do mais, uma vez que a linha de energia CC LH é de maior potencial que a linha de energia CC LL, uma corrente, basicamente, não escoa pelo diodo D41. Desse modo, se a segunda chave é condutora ou não condutora depende apenas se o transistor S1 é condutor ou não condutor. Desse modo, a segunda chave, incluindo não apenas o transistor SI, mas também o diodo D41, pode ser referida como uma chave SI.

[0056] O circuito intensificador 4b determina se a corrente IL2 é forçada a escoar pelo capacitor C4. Especificamente, a chave SI talha a corrente IL2 a uma atividade intensificadora que é um coeficiente de trabalho. Esse talhamento é feito por comparação entre a atividade intensificadora dl e uma portadora C2, a ser descrita abaixo.

[0057] A unidade de bloqueio de corrente 4c é proporcionada na linha de energia CC LH ou LL, entre os capacitores C3 e C4, e bloqueia a corrente de escoar do capacitor C4 para o capacitor C3. O circuito intensificador 4b torna a voltagem entre ambas as extremidades Vc, pelo circuito intensificador C4, maior que a voltagem entre ambas as extremidades V3, pelo capacitor C3. No entanto, a unidade de bloqueio de corrente 4c bloqueia a corrente de escoar do capacitor C4 para o capacitor C3. Desse modo, a voltagem entre ambas as extremidades V3 evita uma influência na voltagem entre ambas as extremidades Vc.

[0058] A unidade de bloqueio de corrente 4c é materializada por, por exemplo, um diodo D43. O diodo D43 é proporcionado na linha de energia CC LH, no exemplo da Figura 1. A direção para frente no diodo D43 é uma direção do diodo retificador 2 para o inversor 5.

[0059] O inversor 5 converte, a uma voltagem CA, uma voltagem CC Vdc, gerada entre as linhas de energia CC LH e LL mais próximas do inversor 5 que do circuito de carga e descarga 4, e transmite a voltagem CA para os terminais de saída Pu, Pv e Pw.

[0060] O inversor 5 inclui seis elementos de comutação Sup, Svp, Swp, Sun, Svn e Swn. Os elementos de comutação Sup, Svp e Swp são conectados entre a linha de energia CC LH e os terminais de saída Pu, Pv e Pw, respectivamente. Os elementos de comutação Sun, Svn e Swn são conectados entre a linha de energia CC LH e os terminais de saída Pu, Pv e Pw, respectivamente. O inversor 5 forma um denominado geralmente inversor de fonte de voltagem, e inclui seis diodos.

[0061] Todos os seis diodos são dispostos de modo que os seus catodos sejam dirigidos na direção da linha de energia CC LH e os seus anodos sejam dirigidos na direção da linha de energia CC LL. Um dos seis diodos é conectado em paralelo ao elemento de comutação Sup, entre o terminal de saída Pu e a linha de energia CC LH. Igualmente, os outros cinco diodos são conectados em paralelo aos elementos de comutação Svp, Swp, Sun, Svn e Swn, respectivamente.

[0062] Por exemplo, os IGBTs são usados como os elementos de comutação Sup, Svp, Swp, Sun, Svn e Swn. Os seis diodos são conectados antiparalelos aos IGBTs, que são usados como os elementos de comutação Sup, Svp, Swp, Sun, Svn e Swn, respectivamente.

[0063] Uma carga indutiva 6 é, por exemplo, uma máquina rotativa, e gira de acordo com uma voltagem CA do inversor 5.

B. CONTROLE BASEADO EM VOLTAGEM ENTRE AMBAS AS EXTREMIDADES VL PELO REATOR L3

[0064] A Figura 2 é um diagrama de blocos ilustrando uma configuração esquemática exemplificativa de um dispositivo de controle 10, que controla o conversor direto de energia. O dispositivo de controle 10 inclui um bloco 10a, que funciona como um dispositivo de controle para o circuito de carga e descarga 4, e um bloco 10, que funciona como um dispositivo de controle para o inversor 5.

[0065] O bloco 10a inclui um gerador de fator de distribuição de corrente 11, um controlador supressor de ressonância 15, um somador 13, um subtrator 17, um controlador talhador 16, os comparadores 12 e 14 e os geradores de portadoras 23 e 24.

[0066] O bloco 10b inclui um gerador de comando de voltagem de saída 31, as unidades aritméticas 32 e 33, os comparadores 34 e 35 e uma unidade operacional OR/E 36.

[0067] O gerador de fator de distribuição de corrente 11 recebe uma amplitude Vm da voltagem CA de fase única Vin, uma amplitude Im da corrente de entrada Iin, um valor de comando Idc* de uma corrente CC Idc, a ser introduzida no inversor 5, um valor de comando Vc* da voltagem entre ambas as extremidades Vc, e uma velocidade angular de energia ®. As amplitudes Vm e Im e a velocidade angular de energia ® são detectadas, por exemplo, por um sensor conhecido proporcionado, e são introduzidas no gerador de fator de distribuição de corrente 11. Os valores de comando Idc* e Vc* são introduzidos por uma configuração externa, que não é ilustrada.

[0068] O gerador de fator de distribuição de corrente 11 transmite uma atividade de retificação drec, uma atividade de descarga dc, uma atividade zero dz e um valor de comando de corrente Ib*.

[0069] A atividade de retificação drec é um coeficiente de trabalho, no qual a energia é alimentada do circuito retificador 203 (para expressar diferentemente, isso pode ser "do diodo retificador 2", porque o filtro LC 3 é normalmente um filtro passa-baixos tendo uma frequência de corte significativamente maior que aquela da velocidade angular de energia ®) para a ligação CC. Uma vez que a voltagem entre ambas as extremidades Vc é maior que a voltagem entre ambas as extremidades V3, nenhuma corrente escoa do circuito retificador 203 para a ligação CC, durante a condução da chave Sc. Desse modo, uma soma a atividade de retificação drec e da atividade de descarga dc é menor que 1. A atividade zero dz é um coeficiente de trabalho no qual nem o circuito retificador 203 nem o circuito de carga e descarga 4 alimenta energia à ligação CC. Uma soma da atividade zero dz, da atividade de retificação drec e da atividade de descarga dc é igual a 1.

[0070] O valor de comando de corrente Ib* é um valor de comando da corrente IL2, que vai ser introduzida no circuito intensificador 4b, especificamente, a corrente IL2, que é forçada a escoar pelo reator L4, quando nenhuma consideração é feita à eliminação da ressonância do filtro LC 3.

[0071] Uma vez que os Documentos de Patentes 1, 3 e 4 descrevem, detalhadamente, um método para determinar a atividade de retificação drec, a atividade de descarga dc, a atividade zero dz e o valor de comando de corrente Ib*, os detalhes vão ser omitidos no presente caso.

[0072] O controlador supressor de ressonância 15 recebe uma voltagem entre ambas as extremidades VL pelo reator L3 (a seguir, referida como uma "voltagem do reator VL"). Como ilustrado na Figura 1, quando o reator L3 é proporcionado em série com a linha de energia CC LH para ficar mais próximo do capacitor C3 que do diodo retificador 2, uma extremidade do reator L3, que é mais próxima do capacitor C3, é usada como uma referência para a voltagem do reator VL. A voltagem do reator VL é detectada por técnica conhecida. O controlador supressor de ressonância 15 transmite um maior valor de correção pois a voltagem do reator VL é maior. O controlador supressor de ressonância 15 transmite, por exemplo, um produto da voltagem do reator VL e de um valor predeterminado k(>0), como um valor de correção k.VL. O valor de correção k.VL pode ser entendido como sendo diretamente proporcional à voltagem do reator VL.

[0073] O subtrator 17 subtrai o valor de correção k.VL do valor de comando de corrente Ib*, e transmite um valor de comando de corrente corrigido Ib* -k.VL. Isso corresponde ao uso do valor (-k.VL) como um valor de comando da corrente supressora, que é forçada a escoar pelo reator L4.

[0074] O valor de comando de corrente Ib* - k.VL para ser o valor- alvo da corrente IL2 é reduzido proporcionalmente ao aumento da voltagem do reator VL. Consequentemente, o controle para reduzir a corrente IL2 é conduzido. Quando o reator L3 é proporcionado em série com a linha de energia CC LL, para ficar mais próximo do capacitor que o diodo retificador 2, uma extremidade do reator L3, que é mais próxima do diodo retificador 2, é usada como uma referência para a voltagem do reator VL. Em outras palavras, quando o reator L3 é proporcionado entre o diodo retificador 2 e o capacitor C3, uma direção, oposta à direção na qual a corrente escoa pelo reator L3, é usada como uma polaridade positiva da voltagem do reator VL.

[0075] O somador 13 adiciona a atividade de retificação drec e a atividade zero dz, e o comparador 12 compara o resultado (drec + dz) com uma portadora C1. A portadora C1 é gerada pelo gerador de portadora 23.

[0076] Um resultado do comparador 12 é transmitido como um sinal de comutação SS, que vai ser proporcionado à chave Sc. O comparador 12 transmite como o sinal de comutação SSc, por exemplo, um sinal ativado, enquanto que a portadora C1 é maior que, ou igual ao, valor drec + dz. A chave Sc é ligada com ativação do sinal de comutação SSc.

[0077] O controlador talhador 16 recebe a voltagem entre ambas as extremidades Vc e a voltagem CA de fase única Vin (mais precisamente, os respectivos valores das voltagens), e transmite a atividade de intensificação dl com base no valor de comando de corrente corrigido Ib* - k.VL. Uma vez que uma técnica para determinar a atividade de intensificação da voltagem entre ambas as extremidades Vc, da voltagem CA de fase única Vin e da indutância Lm do reator L4, com base no valor de comando de corrente determinado, é também uma técnica conhecida, por exemplo, dos Documentos de Patentes 1, 3 e 4, os detalhes vão ser omitidos nesse caso.

[0078] O comparador 14 compara a atividade de intensificação dl com a portadora C2. A portadora C2 é gerada pelo gerador de portadora 24. Um resultado do comparador 14 é transmitido como um sinal de controle SSI, para controlar a abertura e o fechamento da chave SI. O comparador 14 transmite, como o sinal de controle SSI, por exemplo, um sinal ativado, enquanto a portadora C2 é menor que a, ou igual à, atividade de intensificação dl. A chave SI é ligada com a ativação do sinal de comutação SSI.

[0079] O gerador de comando de voltagem de saída 31 gera os comandos de voltagens de fases Vu*, Vv* e Vw*. O gerador de comando de voltagem de saída 31 recebe uma velocidade de rotação ®m da carga indutiva 6, e um valor de comando ®m* da velocidade de rotação ®m no exemplo da Figura 2. A velocidade de rotação ®m é detectada por um sensor conhecido, e o valor de comando ®m* é introduzido por uma configuração externa, que não é ilustrada. O gerador de comando de voltagem de saída 31 gera os comandos de voltagens de fases Vu*, Vv* e Vw*, usando um método conhecido para reduzir um desvio entre a velocidade de rotação ®m e o valor de comando ®m*.

[0080] A unidade aritmética 32 recebe a atividade de retificação drec, a atividade zero dz, a atividade de descarga dc e os comandos de voltagens de fases Vu*, Vv* e Vw*. A unidade aritmética 32 calcula e transmite os valores drec + dz + dc.Vx* (x representa u, v e w). A unidade aritmética 33 recebe a atividade de retificação drec e os comandos de voltagens de fases Vu*, Vv* e Vw*, e calcula e transmite os valores drec.(1 - Vx*).

[0081] O comparador 34 compara os valores drec, dz + dc.Vx* com a portadora C1, enquanto que o comparador 35 compara os valores drec.(1 - Vx*) com a portadora C1. O comparador 34 transmite, por exemplo, os sinais ativados, enquanto que a portadora C1 é maior que os ou igual aos valores drec, dz + dc.Vx*, enquanto que o comparador 35 transmite, por exemplo, os sinais ativados enquanto a portadora C1 é menor que os ou igual aos valores drec.(1 - Vx*).

[0082] Consequentemente, uma vez que a portadora C1 pode ser usada para quaisquer dos blocos 10a e 10b, o gerador de portadora 23 é ilustrado pelo limite entre os blocos 10a e 10b na Figura 2.

[0083] A unidade operacional OU/E 36 recebe os resultados da comparação pelos comparadores 34 e 35. As (saídas) ORs dos resultados da comparação pelos comparadores 34 e 35 são transmitidas como os sinais de comutação SSup, SSvp e SSwp, a serem proporcionados, respectivamente, aos elementos de comutação Sup, Svp e Swp, e as negações dessas são transmitidas como os sinais de comutação SSun, SSvn e SSwn, que vão ser proporcionados, respectivamente, aos elementos de comutação Sun, Svn e Swn.

[0084] Vai-se descrever a seguir que a correção do valor de comando de corrente, usando o valor de correção k.VL, elimina a ressonância do filtro LC 3.

[0085] A Figura 3 é um diagrama de circuito ilustrando um circuito equivalente do conversor direto de energia da Figura 1. Nesse caso, uma corrente IL, que escoa pelo reator L3, e uma corrente I3, que escoa pelo capacitor C3, foram introduzidas. A corrente IL é transmitida do diodo retificador 2. Desse modo, considerando a referência da voltagem do reator VL (ou uma direção de uma polaridade positiva da voltagem do reator VL), fica claro esse circuito equivalente se mantém, mesmo quando o reator L3 é conectado em série com qualquer uma das linhas de energia CC LH e LL, entre o diodo retificador 2 e o capacitor C3.

[0086] Como entendido da Figura 1, a corrente escoando do filtro LC 3 se ramifica para o circuito intensificador 4b e para a unidade de bloqueio de corrente 4c. Desse modo, com introdução de uma corrente inversora 14, que escoa pelo inversor 5, a corrente contínua IL2, que escoa pelo circuito intensificador 4b, e a corrente inversora 14, a ser transmitida para o inversor 5, podem ser ilustradas equivalentemente como fontes de correntes, que são ambas conectadas em paralelo com o capacitor C3. Nesse caso, a corrente IL2 é entendida como um valor obtido por subtração do valor de correção k.VL de uma corrente Ib. Considerando k = 0, a corrente Ib é entendida como uma corrente que escoa pelo reator L4, usando o valor de comando de corrente Ib* como um valor de comando.

[0087] A Figura 4 é um diagrama de blocos do circuito equivalente da Figura 3, quando o circuito equivalente é entendido como uma configuração de um sistema de controle. Esse diagrama de blocos pode ser modificado em diagramas de blocos nas Figuras 5, 6 e 7, em ordem, de acordo com o Documento de Patente 2. Para materializar o sistema de controle para eliminar a ressonância, o valor de comando VL* é 0.

[0088] O diagrama de blocos da Figura 7 mostra que o conversor direto de energia, na Figura 1, pode ser entendido como um sistema de realimentação na voltagem do reator VL, usando a voltagem Vr como uma perturbação. A Figura 7 também mostra que o valor de comando VL* é usado como um valor-alvo da voltagem do reator VL, e que a voltagem entre ambas as extremidades V3 é controlada para ser idêntica à voltagem Vr, porque a voltagem do reator VL segue o valor de comando VL* = 0, sem depender da voltagem Vr. Consequentemente, as flutuações em voltagem impostas à ressonância do filtro LC 3 são eliminadas.

[0089] Sob o controle de acordo com a concretização, a corrente supressora (essa corresponde ao valor de correção k.VL da corrente Ib) não é superposta na corrente inversora 14, mas a corrente IL2 é controlada pela voltagem do reator VL. Uma vez que a corrente IL2 é controlada por uma operação do circuito intensificador 4b, isto é, talhamento pela chave SI, um período de controle da corrente IL2 é mais curto que um período de controle do inversor 5. De acordo a Figura 2, a portadora C2 é mais curta que a portadora C1, e a corrente IL2 é controlada pela voltagem do reator VL, a uma frequência maior que quando o inversor 5 é controlado.

[0090] Fica claro que a amostragem do sistema de controle, que controla o inversor 5, e a atualização de um valor de comando são impedidos de serem degradados, mesmo quando a ressonância do filtro LC 3 é eliminada usando a corrente supressora, de acordo com a concretização.

[0091] As Figuras 8 a 11 são gráficos representando formas de onda da corrente de entrada Iin, da voltagem do reator VL e da corrente IL2, quando a voltagem CC Vdc é controlada a um valor constante.

[0092] As Figuras 8 e 9 ilustram a aplicação de um método de controle (a seguir referido provisoriamente como um "controle de meio período") para alternar entre um período para carregar o capacitor C4 (um "período de recebimento" de acordo com o Documento de Patente 3, em que a atividade de descarga dc é zero e a atividade de intensificação dI é positiva) e um período para descarregar o capacitor C4 (um "período de fornecimento" de acordo com o Documento de Patente 3, no qual a atividade de descarga dc é positiva) por meio período da voltagem Vr (isto é, por quarto de período da voltagem CA de fase única Vin), como descrito pelo Documento de Patente 3.

[0093] Com a introdução de uma fase ®t da voltagem CA de fase única Vin, o período de fornecimento e o período de recebimento podem ser considerados como um período no qual um valor de cosseno cos 2®t, que é um cosseno de um valor duas vezes a fase ®t, é positivo, e um período no qual esse valor de cosseno cos (2®t) é negativo, respectivamente.

[0094] As Figuras 10 e 11 ilustram a aplicação de um método de controle para carregar o capacitor C4 (a seguir referido provisoriamente como um "controle de carga e descarga") com a corrente IL2, durante pelo menos uma parte de um período no qual a atividade de descarga dc é maior que 0, como descrito pelo Documento de Patente 4.

[0095] Ambas as Figuras 8 e 10 ilustram que a correção usando o valor de correção k.VL não é conduzida. A Figura 8 ilustra que a corrente IL2 escoa não durante um período de fornecimento T1, mas apenas durante um período de recebimento T2, com o controle de meio período refletido. A Figura 10 ilustra que, com o controle de carga e descarga refletido, a corrente IL2 escoa não durante um período de descarga T4 (um período no qual a atividade de intensificação dl é zero), de acordo com o Documento de Patente 4, mas apenas durante um período T3, que é uma soma de um período de carga e de um período de carga e descarga (um período no qual a atividade de intensificação dl é positiva), de acordo com o documento de patente 4.

[0096] Ambas as Figuras 9 e 11 ilustram que a correção usando o valor de correção k.VL é conduzida. A Figura 9 ilustra que a corrente IL2 escoa também durante o período de fornecimento T1 na Figura 8. Além do mais, a Figura 11 ilustra que a corrente IL2 escoa também durante o período de descarga T4 na Figura 10.

[0097] Desse modo, a atividade de intensificação dl é influenciada pelo valor de correção k.VL com o método do controlador talhador 16 (consultar a Figura 2) e não é ajustado necessariamente de acordo com as definições estabelecidas no período de fornecimento e no período de recebimento, no Documento de Patente 3, e estabelecidas no período de carga, no período de descarga e no período de carga e descarga, no Documento de Patente 4. No entanto, o "controle de meio período" e o "controle de carga e descarga" vão ser usados provisoriamente com o intuito de simplicidade na descrição apresentada a seguir, independentemente da presença ou ausência da correção usando o valor de correção k.VL.

[0098] Como entendido da comparação entre as Figuras 8 e 9, a ressonância na corrente de entrada Iin é reduzida com a introdução da correção usando o valor de correção k.VL sob o controle de meio período. De modo similar, como entendido da comparação entre as Figuras 10 e 11, a ressonância na corrente de entrada Iin é reduzida com a introdução do valor de correção k.VL, sob o controle de carga e descarga.

[0099] É visualmente identificado que essa introdução da correção usando o valor de correção k.VL propicia a redução da influência da ressonância do filtro LC 3, independentemente de se o controle de meio período ou o controle de carga e descarga é aplicado.

[00100] Quando o controle de meio período é aplicado, um valor de comando de corrente Ib* é ajustado a zero, durante o período de fornecimento T1. Desse modo, apenas quando a voltagem do reator VL é negativa, a corrente supressora escoa durante o período de fornecimento TI.

[00101] Quando o controle de carga e descarga é aplicado, o valor de comando de corrente Ib* é maior que o valor de correção k.VL, durante muitos períodos. Desse modo, o valor de comando de corrente corrigido Ib* - k.VL é também positivo, durante muitos períodos. Consequentemente, um efeito vantajoso de provocar escoamento da corrente supressora pelo reator L4 e eliminar a ressonância do filtro LC 3 é aumentado, independentemente de se a voltagem do reator VL, que é uma voltagem entre ambas as extremidades pelo reator L3, seja positiva ou negativa.

C. MODIFICAÇÃO

[00102] No circuito retificador 203, a relação posicional entre o diodo retificador 2, o capacitor C3 e o reator L3 não é limitada àquela nos exemplos. Uma vez que o componente reator e o componente capacitor do próprio diodo retificador 2 são insignificantes, as várias modificações que vão ser descritas abaixo são possíveis.

[00103] A Figura 12 é um diagrama de circuito ilustrando uma posição relacional modificada entre o reator L3 e o diodo retificador 2. Nos exemplos apresentados abaixo, o reator L3 é mais distante do inversor 5 que é o capacitor C3, e é conectado diretamente em série com a linha de energia CC LH (obviamente, o reator L3 pode ser conectado diretamente à linha de energia CC LL). No entanto, o reator L3 é mais distante do inversor 5 que é o capacitor C3, e é conectado indiretamente em série com a linha de energia CC LH pelo diodo retificador 2. Especificamente, o reator L3 é conectado em série com a fonte de energia CA de fase única, com relação ao lado de entrada do diodo retificador 2.

[00104] Com a estrutura, o reator L3 é mais distante do inversor 5 que é o diodo retificador 2, e a voltagem Vr é uma voltagem retificada Vrec, transmitida pelo circuito retificador 203. Nesses casos, o reator L3 é conectado em série com a fonte de energia CA de fase única 1, com relação ao lado de entrada do diodo retificador 2. Desse modo, fica claro que o circuito equivalente na Figura 3 também se aplica a essa estrutura, de modo similar como a concretização mencionada acima, e as mesmas funções e vantagens mencionadas acima podem ser obtidas considerando uma direção positiva da voltagem do reator VL (polaridade da voltagem do reator VL) como uma direção da voltagem CA de fase única Vin do alto potencial para o baixo potencial.

[00105] Essa modificação adota uma estrutura para determinar a voltagem do reator VL com referência a um valor obtido por medida de uma diferença de potencial pelo reator L3, em uma direção fixa e na direção da voltagem CA de fase única Vin, do alto potencial para o baixo potencial, e transmitindo um valor de correção com base na voltagem do reator VL, como uma substituição para o controlador supressor de ressonância 15 (consultar a Figura 2).

[00106] A Figura 15 é um diagrama de blocos exemplificando uma estrutura de um controlador supressor de ressonância 151, adotado como um substituto para o controlador supressor de ressonância 15 ilustrado na Figura 12, e das vizinhanças do reator L3 (consultar a Figura 1), quando o reator L3 é mais distante do inversor 5 que é o diodo retificador 2.

[00107] Nesse caso, uma diferença de potencial VL1 pelo reator L3 é usada com referência ao potencial da extremidade do reator L3, que fica mais próxima do diodo retificador 2. Especificamente, um potencial em uma conexão entre o reator L3, um anodo do diodo D21 e um catodo do diodo D22 serve como uma referência da diferença de potencial.

[00108] O controlador supressor de ressonância 151 recebe a diferença de potencial VL1 e a voltagem CA de fase única Vin (mais precisamente, os seus respectivos valores). O controlador supressor de ressonância 151 inclui uma unidade de determinação de polaridade 15b, que determina uma polaridade da voltagem CA de fase única Vin em uma direção (por exemplo, uma direção da voltagem CA de fase única Vin indicada por uma seta na Figura 15) e transmite um valor 1 ou -1, de acordo com o sinal positivo ou o sinal negativo, respectivamente. O sinal positivo ou negativo da fase da voltagem CA de fase única Vin pode ser usado para a determinação. Nesse caso, um potencial em um ponto de conexão, entre um anodo do diodo D23 e um catodo do diodo 24, é usado como uma referência da voltagem CA de fase única Vin.

[00109] O controlador supressor de ressonância 151 inclui os multiplicadores 15a e 15c. O multiplicador 15a multiplica a saída da unidade de determinação de polaridade 15b pela diferença de potencial VL1. Consequentemente, o multiplicar 15a forma a voltagem do reator VL pelo valor k predeterminado para produzir o valor de correção k.VL.

[00110] Obviamente, a unidade de determinação de polaridade 15b pode determinar a polaridade da voltagem CA de fase única Vin e transmitir um valor de k ou -k, de acordo com o sinal positivo ou sinal negativo, respectivamente, que não precisa do multiplicador 15c. Além do mais, o controlador supressor de ressonância 15, de acordo com a concretização, pode ser considerado como tendo uma estrutura na qual o multiplicador 15a e a unidade de determinação de polaridade 15b são eliminados. Essa estrutura obtém, obviamente, as mesmas funções e vantagens de cada uma das concretizações.

[00111] A Figura 13 é um diagrama de circuito de um circuito ademais modificado da Figura 12, e ilustra uma relação posicional modificada entre o reator L3, o capacitor C3 e o diodo retificador 2. O capacitor C3 é conectado diretamente entre as linhas de energia CC LH e LL nos exemplos mencionados acima. No entanto, o capacitor C3 é conectado indiretamente entre as linhas de energia CC LH e LL pelo diodo retificador 2 na estrutura ilustrada na Figura 13. Além do mais, o reator L3 é mais distante do inversor 5 que é o capacitor C3, e é conectado indiretamente em série com a linha de energia CC LH pelo diodo retificador 2. Especificamente, o reator L3 é conectado em série com a fonte de energia CA de fase única 1 com relação ao lado de entrada do diodo retificador 2, bem como do capacitor C3.

[00112] Essa estrutura obtém as funções e vantagens da concretização de modo similar à estrutura da Figura 12, ainda que a corrente I3, escoando pelo capacitor C3 se torne uma corrente alternada e, desse modo, a polaridade da voltagem entre ambas as extremidades V3 se alterna. Isso é porque em vista da Figura 7, a voltagem do reator VL se mantém controlada em zero, independentemente se a polaridade da corrente I3, escoando pelo capacitor C3, e a polaridade da voltagem entre ambas as extremidades V3 sejam diferenciadas pela polaridade da voltagem CA de fase única Vin, ou mesmo na presença da voltagem Vr, que age como uma perturbação.

[00113] Além do mais, uma vez que o diodo retificador 2 também funciona como a unidade de bloqueio de corrente 4c, por exemplo, o diodo D43 na estrutura da Figura 13, uma vantagem da eliminação da necessidade para a unidade de bloqueio de corrente 4c é gerada.

[00114] A Figura 14 é um diagrama de circuito do circuito ademais modificado da Figura 13, e ilustra uma modificação do diodo retificador 2. O diodo retificador 2 é dividido em dois grupos, um dos quais tendo um par de diodos em uma entrada de lado de maior potencial para o circuito de carga e descarga 4, e o outro é conectado ao inversor 5.

[00115] Especificamente, o diodo retificador 2 inclui os diodos D21a, D21b, D22, D23a, D23b e D24. Os anodos dos diodos D21a e D21b são conectados a uma extremidade do capacitor C3 em comum, e os anodos dos diodos D23a e D23b são conectados à outra extremidade do capacitor C3 em comum. Os catodos dos diodos D21a e D23a são conectados à linha de energia CC LH em comum, e ambos os catodos dos diodos D21b e D23b são conectados à chave SI pelo reator L4. Em outras palavras, o diodo D21 se duplica como os diodos D21a e D21b, e o diodo D23 se duplica como os diodos D23a e D23b, na estrutura ilustrada na Figura 14, com relação ao circuito ilustrado na Figura 13. No entanto, o reator L4 não é conectado diretamente à linha de energia CC LH, no circuito de carga e descarga 4.

[00116] Nessa estrutura, os diodos D21a, D21b, D22, D23a, D23b e D24 formam um circuito em ponte, que aplica a voltagem Vr na linha de energia CC LH. Desse modo, o diodo retificador 2 pode ser entendido como incluindo esses dois circuitos em ponte. A estrutura obtém, obviamente, as mesmas funções e vantagens de todas as concretizações.

[00117] Ainda que esta invenção tenha sido descrita detalhadamente, a descrição acima é, em todos os aspectos, ilustrativa e não limita a invenção. Deve-se, portanto, entender que várias modificações e variações podem ser projetadas, sem que se afaste do âmbito da invenção.

Claims

1. Método para controlar uma carga e um circuito de descarga (4) em um conversor direto de energia, o dito conversor direto de energia incluindo: uma primeira linha de alimentação de energia (LH); uma segunda linha de alimentação de energia (LL) na qual um potencial inferior a um potencial aplicado à primeira linha de alimentação de energia é aplicado; um circuito retificador (203) tendo um lado de entrada, no qual uma voltagem CA de fase única (Vin) é aplicada, e um lado de saída, a ser conectado às ditas primeira e segunda linhas de alimentação de energia (LH, LL); um inversor (5) que recebe uma voltagem CC (Vdc) que é uma voltagem entre as ditas primeira e segunda linhas de alimentação de energia (LH, LL); em que o dito circuito de carga e descarga (4) é fornecido entre as ditas primeira e segunda linhas de alimentação de energia (LH, LL) e entre a dita saída do circuito de retificação (203) e a entrada do inversor (5); e o dito circuito retificador (203) caracterizado pelo fato de que inclui: o diodo retificador (2) que realiza retificação de onda integral de fase única; um primeiro capacitor (C3) a ser conectado entre as ditas primeira e segundas linhas de alimentação de energia (LH, LL), direta ou indiretamente, através do dito diodo retificador (2); e um primeiro reator (L3) a ser conectado em série com a dita primeira linha de alimentação de energia (LH) ou a dita segunda linha de alimentação de energia (LL), direta ou diretamente, através do dito diodo retificador (2), o dito primeiro reator (L3) sendo conectado entre a saída do diodo retificador (2) e o primeiro capacitor (C3) ou entre a saída da voltagem CA de fase única (Vin) e a entrada do diodo retificador (2), o dito circuito de carga e descarga (4) inclui: um circuito intensificador (4a) incluindo um segundo capacitor (C4) fornecido entre as ditas primeira e segunda linhas de alimentação de energia (LH, LL), o dito circuito intensificador (4a) descarregando o dito segundo capacitor (C4) em um coeficiente de trabalho (dc) controlável; e um circuito intensificador (4b) que intensifica uma voltagem retificada (V3, Vr) transmitida pelo dito circuito retificador (2) para carregar o dito segundo capacitor (C4), e os ditos método controlam uma corrente CC (IL2) a ser introduzida no dito circuito intensificador (4b) por uma voltagem (VL) através do dito primeiro reator (L3) de modo que um período de controle da dita corrente CC (IL2) seja mais curto que um período de controle do dito inversor (5) e de modo que a dita corrente CC (IL2) é reduzida com aumento de voltagem pelo dito primeiro indutor (L3).

2. Método para controlar um circuito de carga e descarga, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o dito primeiro reator (L3) é fornecido entre o dito diodo retificador (2) e o dito primeiro capacitor (C3), e uma direção oposta a uma direção de uma corrente que flui pelo dito primeiro reator (L3) é usada como uma polaridade positiva da dita voltagem (VL) pelo dito primeiro reator (L3).

3. Método para controlar um circuito de carga e descarga, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o dito primeiro reator (L3) é mais distante do dito inversor (5) que o dito diodo retificador (2) é, e uma direção da dita voltagem AC de fase única (Vin), um alto potencial a um baixo potencial é usado como polaridade positiva usada da dita voltagem (VL) pelo dito primeiro reator (L3).

4. Método para controlar um circuito de carga e descarga, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 3, caracterizado pelo fato de que a dita corrente CC (IL2) é controlada com o uso de um segundo valor de comando (Ib* - k^VL) como um valor-alvo, o dito segundo valor de comando sendo obtido por subtração de um valor de correção (k^VL) de um primeiro valor de comando (Ib*) determinado por uma amplitude (Im) de uma corrente AC (Iin) a ser introduzida no dito diodo retificador (2) e uma voltagem (Vr) a ser transmitida pelo dito diodo retificador (2), o dito valor de correção sendo diretamente proporcional à dita voltagem (VL) pelo dito primeiro reator (L3).

5. Método para controlar um circuito de carga e descarga, de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de que o dito circuito intensificador (4b) inclui um segundo reator (L4) através do qual a dita corrente CC (IL2) flui, e talha a dita corrente CC para determinar se a dita corrente CC é transmitida para o dito segundo capacitor (C4), e o dito talhamento é realizado com base em um resultado de comparação entre um coeficiente de trabalho (dl) e uma portadora predeterminada (C2), o dito coeficiente de trabalho sendo determinado com o uso do dito segundo valor de comando (Ib* - k^VL), uma voltagem (Vc) pelo dito segundo capacitor (C4), a dita voltagem AC de fase única (Vin) e uma indutância (Lm) do dito segundo reator (L4).

6. Método para controlar um circuito de carga e descarga, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 5, caracterizado pelo fato de que o dito circuito intensificador (4a) carrega o dito segundo capacitor (C4) durante um período no qual um valor de cosseno (cos (2wt)) é negativo, e descarrega o dito segundo capacitor (C4) durante um período no qual o dito valor de cosseno é positivo, o dito valor de cosseno sendo um cosseno de um valor duas uma fase (wt) da dita voltagem AC de fase única (Vin).

7. Método para controlar um circuito de carga e descarga, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 5, caracterizado pelo fato de que o dito circuito intensificador (4a) carrega o dito segundo capacitor (C4) durante pelo menos uma parte de um período no qual o dito coeficiente de trabalho (dc) é maior que 0.

8. Conversor direto de energia que inclui: uma primeira linha de alimentação de energia (LH); uma segunda linha de alimentação de energia (LL) na qual um potencial inferior a um potencial aplicado à dita primeira linha de alimentação de energia (LH) é aplicado; um circuito retificador (203) tendo um lado de entrada, no qual uma voltagem CA de fase única (Vin) é aplicada, e um lado de saída, a ser conectado às ditas primeira e segunda linhas de alimentação de energia (LH, LL); um inversor (5) que recebe uma voltagem CC (Vdc) que é uma voltagem entre as ditas primeira e segunda linhas de alimentação de energia (LH, LL), o dito circuito de carga e descarga (4) que é fornecido entre a saída do circuito retificador (203) e a entrada do inverter (5) e entre as ditas primeira e segunda linhas de alimentação de energia (LH, LL); caracterizado pelo fato de que o dito circuito retificador (203) inclui: o diodo retificador (2) que realiza retificação de onda integral de fase única; um primeiro capacitor (C3) a ser conectado entre as ditas primeira e segundas linhas de alimentação de energia (LH, LL), direta ou indiretamente, através do dito diodo retificador (2); e um primeiro reator (L3) a ser conectado em série com a dita primeira linha de alimentação de energia (LH) ou a dita segunda linha de alimentação de energia (LL), direta ou diretamente, através do dito diodo retificador (2), o dito primeiro reator (L3) sendo conectado entre a saída do diodo retificador (2) e o primeiro capacitor (C3) ou entre a saída da voltagem CA de fase única (Vin) e a entrada do diodo retificador (2), e o dito circuito de carga e descarga (4) inclui: um circuito intensificador (4a) incluindo um segundo capacitor (C4) fornecido entre as ditas primeira e segunda linhas de alimentação de energia (LH, LL), o dito circuito intensificador (4a) descarregando o dito segundo capacitor (C4) em um coeficiente de trabalho (dc) controlável; e um circuito intensificador (4b) que intensifica uma voltagem retificada (V3, Vr) transmitida pelo dito circuito retificador (2) para carregar o dito segundo capacitor (C4), o dito conversor de energia inclui ainda um dispositivo de controle (10) para controlar o dito circuito de carga e descarga (4), o dito dispositivo de controle (10) controlando o dito circuito de carga e descarga (4) configurado para controlar uma corrente (IL2) a ser introduzida no dito circuito intensificador (4b) por uma voltagem de reator (VL) pelo dito primeiro reator (L3) no circuito retificador (293) de modo que um controle de controle da dita corrente CC (IL2) seja mais curto que um período de controle do dito inversor (5) e de modo que a dita corrente CC (IL2) é reduzida com aumento de voltagem pelo dito primeiro indutor (L3).

9. Conversor direto de energia, de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato de que o dispositivo de controle (10) é configurado para controlar a dita corrente CC (IL2) com o uso de um segundo valor de comando (Ib* - k^VL) com um valor-alvo e compreende um subtrator (17) configurado para subtrair o dito valor de correção (k^VL) do dito primeiro valor de comando (Ib*) para obter o dito segundo valor de comando (Ib* - k^VL), em que o dito segundo valor de comando sendo obtido por subtração de um valor de correção (k^VL) de um primeiro valor de comando (Ib*) determinado por uma amplitude (Im) de uma corrente AC (Iin) ser inserida no dito diodo retificador (2) e uma voltagem (Vr) a ser introduzida pelo dito diodo retificador (2) e o dito valor de correção é diretamente proporcional à dita voltagem (VL) pelo dito primeiro reator (L3).

10. Conversor direto de energia, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que o dito circuito intensificador (4b) inclui um segundo reator (L4) através do qual a dita corrente CC (IL2) flui, e talha a dita corrente CC para determinar se a dita corrente CC é transmitida para o dito segundo capacitor (C4), e o dispositivo de controle (10) compreende: um subtrator (17) configurado para subtrair o dito valor de correção (k^VL) do dito primeiro valor de comando (Ib*) para obter o dito segundo valor de comando (Ib* - k^VL); um controlador talhador (16) configurado para determinar o dito coeficiente de trabalho (dl) com o uso do dito segundo valor de comando, a dita voltagem (Vc) pelo dito segundo capacitor (C4), a voltagem AC de fase única (Vin) e a dita indutância (Lm) do dito segundo reator; e um comparador (14) configurado para comparar o dito coeficiente de trabalho (dl) e uma portadora predeterminada (C2) para transmitir um sinal de controle (SS1) para controlar o dito talhamento, o dito coeficiente de trabalho sendo determinado com o uso do dito segundo valor de comando (Ib* - k^VL), uma voltagem (Vc) pelo dito segundo capacitor (C4), a dita voltagem AC de fase única (Vin) e uma indutância (Lm) do dito segundo reator (L4).

11. Conversor direto de energia, de acordo com qualquer uma das reivindicações 8 a 10, caracterizado pelo fato de que inclui uma unidade de bloqueio de corrente (4c) fornecida na dita primeira linha de alimentação de energia (LH) ou na dita segunda linha de alimentação de energia (LL), a dita unidade de bloqueio de corrente (4c) uma corrente de escoar do dito circuito separador (4a) para o dito primeiro capacitor (C3).