ES2959498T3 - Método para controlar un circuito de carga y descarga y un convertidor de corriente continua - Google Patents
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Abstract
En la presente invención, incluso si se suprime la resonancia de un filtro LC usando una corriente de supresión, el muestreo de un sistema de control para controlar un inversor y la actualización de un valor de comando no se ven afectados. En un bloque 10a, una unidad generadora de factor de distribución de corriente 11 introduce lo siguiente: amplitud Vm de tensión CA monofásica Vin; amplitud Im de la corriente de entrada; un valor de comando Idc* para corriente continua Idc; un valor de comando Vc* para el voltaje de extremo a extremo Vc; y velocidad angular de la fuente de energía ω. La unidad generadora de factor de distribución de corriente 11 genera un valor de comando actual Ib*. Una unidad de control de supresión de resonancia 15 introduce una tensión de reactor VL y emite un valor de corrección k·VL. Un restador 17 resta el valor de corrección k·VL del valor de comando actual Ib* y aplica el resultado a una unidad de control de picador 16. La unidad de control de picador 16 genera un servicio de refuerzo dl en base al valor de comando actual corregido (lb* -k·VL). El servicio de refuerzo dl se compara con una portadora C2 en un comparador 14, y el resultado del mismo se emite como una señal de control SS1. (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)
Description
DESCRIPCIÓN
Método para controlar un circuito de carga y descarga y un convertidor de corriente continua
Campo técnico
Esta invención se refiere a un método para controlar un circuito de carga y descarga y a un convertidor de corriente continua.
Antecedentes de la técnica
Los documentos de patente 1, 3 y 4 describen convertidores de corriente continua. Los convertidores de corriente continua descritos por estos documentos incluyen un circuito amplificador y un condensador que mantiene un voltaje amplificado por el circuito amplificador. En la energía de CC que se suministra a un inversor, se procesan adecuadamente la energía del condensador y la energía obtenida de un diodo rectificador. En consecuencia, el inversor recibe un voltaje de CC incrementado.
Aunque el Documento de Patente 2 también describe un convertidor de corriente continua, el convertidor de corriente continua no incluye ni el circuito amplificador ni el condensador. Por otra parte, el convertidor de corriente continua incluye, en un lado de entrada del inversor, un filtro LC que suprime una corriente portador del inversor. El convertidor de corriente continua descrito en el documento de patente 1 incluye no sólo el circuito amplificador y el condensador sino también el filtro LC. Además, el convertidor de corriente continua incluye un diodo entre el condensador y el filtro LC para evitar que fluya corriente desde el condensador al filtro LC.
En cualquiera de los Documentos de Patente 1, 2 y 5, una corriente para suprimir la resonancia del filtro LC (en la presente memoria descriptiva y en lo que sigue será denominada "corriente de supresión") se obtiene a partir de un voltaje generado en un reactor del filtro LC (o un voltaje generado en un condensador del filtro LC), y se superpone a una corriente que circula a través del inversor (en lo sucesivo denominada "corriente del inversor").
El Documento de Patente 6 proporciona un dispositivo de conversión de corriente continua de tipo directo que puede evitar un aumento innecesario de un voltaje a través de un condensador, incluso si el condensador que forma un filtro está dispuesto en un lado de salida de un rectificador. Un primer condensador C3 está dispuesto entre una primera línea de suministro de energía LH y una segunda línea de suministro de energía LL. Se proporciona un circuito de carga y descarga 4 en el lado opuesto de un rectificador de diodo 2 desde el primer condensador 3 y sobre la primera línea de suministro de energía LH y la segunda línea de suministro de energía LL. El circuito de carga y descarga 4 incluye un segundo condensador C4 dispuesto entre la primera línea de suministro de energía LH y la segunda línea de suministro de energía LL, y un primer conmutador Sc conectado en serie al segundo condensador C4 en el lado de la primera línea de suministro de energía LH. Un circuito de refuerzo 4b aumenta un voltaje rectificado desde el diodo rectificador y carga el segundo condensador C4. Se proporciona una sección de bloqueo de corriente 4c en la primera línea de suministro de energía LH o en la segunda línea de suministro de energía LL entre el primer condensador C3 y el segundo condensador C4, y evita que fluya una corriente desde el segundo condensador C4 al primer condensador. C3.
El documento de patente 7 proporciona un convertidor de corriente que suprime las perturbaciones de alta frecuencia en una fuente de alimentación de corriente alterna. Un controlador (10) incluye sustractores (101, 105), un corrector de valor de orden (103) y un bloque de control (102). El sustractor (101) obtiene una desviación (Av0) de un voltaje de salida (v0) aplicado desde un circuito de fuente de alimentación conmutada (61) a una segunda carga (Cdc+Carga) con respecto a su valor de orden (v0*). El bloque de control (102) realiza el control Pl basándose en la desviación (Av0) para generar un valor de orden (idc*) para una corriente (idc) que circula en una bobina (d). El corrector de valor de orden (103) corrige el valor de orden (idc*) de manera que los componentes de alta frecuencia de una corriente (iL) que circula en una primera línea de suministro de energía (21), con respecto a la frecuencia fundamental de una corriente de entrada (iul, iv1, iw1), se consumen en el circuito de alimentación conmutada (61). El sustractor (105) obtiene una desviación (Aidc) entre el valor de orden corregido (idc*) y la corriente (idc). Las órdenes (r1, r2) para los conmutadores se generan en base a la desviación (Aidc).
Documentos de la técnica anterior
Documentos de patente
Documento de patente 1: Solicitud de patentes japonesa Abierta a Consulta por el Público Núm. 2014-96976 Documento de patente 2: Patente japonesa Núm. 4067021
Documento de patente 3: Solicitud de patentes japonesa Abierta a Consulta por el Público Núm.2011-193678 Documento de patente 4: Solicitud de patentes japonesa Abierta a Consulta por el Público Núm.2014-82926 Documento de patente 5: Patente japonesa Núm. 5257533
Documento de patente 6: JP 2014096976 A
Documento de patente 7: EP 2009774 A1
Sumario
Problemas a resolver por la Invención
El filtro LC está provisto para atenuar, en la corriente que circula a través del inversor, un componente de frecuencia portador del inversor. Por tanto, la frecuencia de resonancia del filtro LC se ajusta preferentemente a una fracción de la frecuencia portador.
En tal caso, cuando la corriente de supresión se superpone a la corriente del inversor, el retraso en el muestreo de un sistema de control que controla el inversor y en la actualización de un valor de orden no es despreciable.
En el documento de patente 1, en el cambio de un voltaje de CC que se introducirá desde un enlace de CC al inversor, un valor que indica una relación de un voltaje que se aplicará desde el rectificador de diodo va acompañado de un cambio en el voltaje de CC, reduciendo de esta manera un promedio del voltaje de CC.
La presente invención tiene un objeto de proporcionar una técnica para evitar que se degrade el muestreo del sistema que controla el inversor y la actualización de un valor de orden, incluso cuando la resonancia del filtro LC se suprime usando la corriente de supresión.
Medios para resolver los problemas
El método para controlar un circuito de carga y descarga de acuerdo con. la presente invención es un método para controlar un circuito de carga y descarga en un convertidor de corriente continua de acuerdo con. la reivindicación 1.
Las realizaciones preferidas del método de la reivindicación 1 se exponen en las reivindicaciones dependientes 2 a
6.
Además, la presente invención se refiere a un convertidor de corriente continua que tiene las características de la reivindicación 7. Las realizaciones preferidas del convertidor de corriente continua se exponen en las reivindicaciones dependientes 8 a 10.
Efectos de la Invención
El método para controlar un circuito de carga y descarga y el convertidor de corriente continua de acuerdo con esta invención impiden que se degrade el muestreo de un sistema de control que controla un inversor y la actualización de un valor de orden, incluso cuando la resonancia de un filtro LC se suprime usando un supresor de corriente.
El objeto, las características, los aspectos y las ventajas de la presente invención resultarán más evidentes a partir de la siguiente descripción detallada y de los dibujos que se acompañan.
Breve descripción de los dibujos
La figura 1 ilustra una configuración esquemática ejemplar de un convertidor de corriente continua;
la figura 2 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración esquemática de ejemplo de un dispositivo de control que controla el convertidor de corriente continua;
la figura 3 es un diagrama de circuito que ilustra un circuito equivalente del convertidor de corriente continua de la figura 1;
la figura 4 es un diagrama de bloques del circuito equivalente de la figura 3 cuando se entiende por circuito equivalente la configuración de un sistema de control;
la figura 5 es un diagrama de bloques que ilustra una modificación del diagrama de bloques de la figura 4; la figura 6 es un diagrama de bloques que ilustra una modificación del diagrama de bloques de la figura 5; la figura 7 es un diagrama de bloques que ilustra una modificación del diagrama de bloques de la figura 6; las figuras 8 a 11 son gráficos que representan formas de onda de una corriente de entrada, un voltaje del reactor y una corriente;
la figura 12 es un diagrama de circuito que ilustra una relación posicional modificada entre un reactor y un rectificador de diodo;
la figura 13 es un diagrama de circuito que ilustra una relación posicional modificada entre un condensador, el reactor y el diodo rectificador;
la figura 14 es un diagrama de circuito que ilustra una modificación del rectificador de diodo; y
la figura 15 es un diagrama de bloques que ejemplifica una estructura de un controlador de supresión de resonancia y los alrededores del reactor.
Descripción de realizaciones
A. Estructura del convertidor de corriente continua.
Antes de describir específicamente la técnica distintiva de una realización, se describirá una estructura de un convertidor de corriente continua al que se aplicará la técnica. Puesto que las operaciones básicas de la propia estructura se conocen por el Documento de Patente 1, los detalles se omitirán en la presente memoria descriptiva.
Como se ilustra en la figura 1, el convertidor de corriente continua incluye un rectificador de diodo 2, un filtro LC 3, un circuito de carga y descarga 4 y un inversor 5. Las líneas de alimentación de CC LH y LL funcionan como un enlace de CC entre el inversor 5 y el circuito de carga y descarga. 4. Un potencial mayor que un potencial aplicado a la línea de suministro de energía de CC LL se aplica a la línea de suministro de energía de CC LH.
El rectificador de diodo 2 tiene un lado de entrada al que se aplica un voltaje de CA monofásico (Vin) desde una fuente de alimentación de CA monofásica 1, y un lado de salida.
El rectificador de diodo monofásico de onda completa 2 rectifica el voltaje de CA monofásico Vin para convertir el voltaje de CA monofásico Vin en un voltaje Vr (= |Vin|), y genera el voltaje Vr desde el lado de salida.
Además, una corriente de CA Iin (en la presente memoria descriptiva y en lo que sigue denominada "corriente de entrada Iin") circula desde la fuente de alimentación de CA monofásica 1 hacia el lado de entrada del rectificador de diodo 2.
El rectificador de diodo 2 incluye los diodos D21 a D24. Los diodos D21 a D24 forman un circuito puente.
El filtro LC 3 incluye un reactor L3 y un condensador C3. El condensador C3 está dispuesto entre las líneas de alimentación de CC, LH y LL. El reactor L3 está conectado en serie con la línea de suministro de energía de CC, LH o LL (la línea de suministro de energía de CC LH más cercana al lado de salida del rectificador de diodo 2 en el ejemplo de la figura 1), mientras que está más distante del inversor 5 de lo que lo está el condensador C3 .
El condensador C3 es, por ejemplo, un condensador de película y tiene una capacidad menor que la de un condensador electrolítico. El condensador C3 apenas suaviza la salida de voltaje Vr emitida por el diodo rectificador 2. Por lo tanto, aunque un voltaje V3 en ambos extremos a través del condensador C3 es un voltaje de CC, se ondula con el mismo período que aquel con el que se ondula el voltaje Vr.
La combinación del rectificador de diodo 2 y el filtro LC 3 puede entenderse como un circuito rectificador 203 que tiene el lado de entrada al que se aplica el voltaje de CA monofásica Vin y el lado de salida conectado entre las líneas de alimentación de CC LH y LL. Aunque el voltaje Vr se aplica entre el reactor L3 y el condensador C3 que están conectados en serie en la figura 1, la salida del diodo rectificador 2 se aplica al condensador C3 sin pasar por el reactor L3, dependiendo de la estructura del circuito rectificador 203. Tales modificaciones del circuito rectificador se describirán más adelante.
El circuito de carga y descarga 4 está dispuesto más cerca del inversor 5 con respecto al condensador C3, e incluye un circuito tampón 4a, un circuito amplificador 4b y una unidad de bloqueo de corriente 4c. El circuito tampón 4a incluye un condensador C4 y proporciona y recibe energía hacia y desde las líneas de alimentación de CC LH y LL. El circuito tampón 4a incluye además un transistor (aquí, un transistor bipolar de puerta aislada: en lo sucesivo abreviado como "IGBT'') Sc conectado en antiparalelo a un diodo D42. El transistor Sc está conectado en serie con el condensador C4 entre las líneas de alimentación de CC LH y LL, en el que el transistor Sc está más cerca de la línea de suministro de energía de CC LH con respecto al condensador C4. La conexión antiparalela en la presente memoria descriptiva significa una conexión paralela en la que las direcciones de avance son opuestas una a la otra. Específicamente, la dirección directa del transistor Sc es una dirección desde la línea de suministro de energía de CC LL a la línea de suministro de energía de CC LH. La dirección directa del diodo D42 es una dirección desde la línea de suministro de energía de CC LH a la línea de suministro de energía de CC LL. El transistor Sc y el diodo D42 pueden entenderse colectivamente como un elemento conmutador (un primer conmutador). En otras palabras, el condensador C4 está dispuesto entre las líneas de alimentación de CC LH y LL a través del primer conmutador. El circuito amplificador 4b amplifica el voltaje V3 en ambos extremos a través del condensador C3 (un voltaje rectificado emitido por el circuito rectificador 203 en la estructura de la figura 1) para cargar el condensador C4. El circuito de carga 4b incluye, por ejemplo, un diodo D40, un reactor L4 y un transistor (aquí, un IGBT) S1. El diodo D40 tiene un cátodo y un ánodo. El cátodo está conectado entre el primer conmutador y el condensador C4. El reactor L4 está conectado entre la línea de suministro de energía de CC LH y el ánodo del diodo D40. El transistor Sl está conectado entre la línea de suministro de energía CC LL y el ánodo del diodo D40. El transistor Sl está conectado en antiparalelo a un diodo D41. El transistor S1 y el diodo D41 pueden entenderse colectivamente como un elemento de conmutación (un segundo conmutador). Esta estructura se conoce como cortador de impulsos. El condensador C4 se carga mediante el circuito de carga 4b y mantiene un voltaje Vc en ambos extremos mayor que el voltaje V3 en ambos extremos. Específicamente, se hace que circule una corriente IL2 desde la línea de suministro de energía de CC LH a la línea de suministro de energía de CC LL a través del segundo conmutador para acumular energía en el reactor L4. A continuación, se desconecta (OFF) el segundo conmutador, de modo que esta energía se acumula en el condensador C4 a través del diodo D40. Puesto que la corriente IL2 circula desde la línea de suministro de energía de CC LH a la línea de suministro de energía de CC LL y la polaridad no se invierte, la corriente IL2 es una corriente continua.
El voltaje Vc en ambos extremos es mayor que el voltaje V3 en ambos extremos, de modo que básicamente no circula corriente a través del diodo D42. Por tanto, si el primer conmutador es conductor o no conductor depende únicamente de si el transistor Sc es conductor o no conductor. Por lo tanto, el primer conmutador que incluye no sólo el transistor Sc sino también el diodo D42 puede denominarse conmutador Sc.
Después de la conducción del conmutador Sc, el condensador C4 se descarga en el enlace de CC. La relación de servicio en la que este conmutador Sc se pone en conducción se denominará servicio de descarga CC. El servicio de descarga CC es controlable.
Además, puesto que la línea de suministro de energía de CC LH tiene un potencial mayor que la línea de suministro de energía de CC LL, básicamente no circula corriente a través del diodo D41. Por tanto, si el segundo conmutador es conductor o no conductor depende únicamente de si el transistor S1 es conductor o no conductor. Por lo tanto, el segundo conmutador que incluye no sólo el transistor Sl sino también el diodo D41 puede denominarse como un conmutador Sl.
El circuito amplificador 4b determina si se hace que la corriente IL2 circule a través del condensador C4. Específicamente, el conmutador Sl corta el IL2 actual en un servicio amplificador dl que es una relación de trabajo. Este corte se realiza por comparación entre el servicio amplificador dl y un portador C2 que se describirá más adelante.
La unidad de bloqueo de corriente 4c está dispuesta en la línea de suministro de energía de CC LH o LL entre los condensadores C3 y C4, y bloquea el flujo de corriente desde el condensador C4 al condensador C3. El circuito amplificador 4b hace que el voltaje Vc en ambos extremos a través del condensador C4 sea mayor que el voltaje V3 en ambos extremos a través del condensador C3. Sin embargo, la unidad de bloqueo de corriente 4c bloquea el flujo de corriente desde el condensador C4 al condensador C3. De este modo, el voltaje V3 en ambos extremos evita una influencia del voltaje Vc en ambos extremos.
La unidad de bloqueo de corriente 4c está materializada, por ejemplo, por un diodo D43. El diodo D43 está dispuesto en la línea de suministro de energía de CC LH en el ejemplo de la figura 1. La dirección hacia delante del diodo D43 es una dirección desde el diodo rectificador 2 al inversor 5.
El inversor 5 convierte, a un voltaje de CA, un voltaje de CC Vdc generado entre las líneas de alimentación de CC LH y LL más cercanas al inversor 5 que al circuito de carga y descarga 4, y envía el voltaje de CA a los terminales de salida Pu, Pv y Pw.
El inversor 5 incluye seis elementos de conmutación Sup, Svp, Swp, Sun, Svn y Swn. Los elementos de conmutación Sup, Svp y Swp están conectados entre la línea de suministro de energía de CC LH y los terminales de salida Pu, Pv y Pw, respectivamente. Los elementos de conmutación Sun, Svn y Swn están conectados entre la línea de suministro de energía de CC LL y los terminales de salida Pu, Pv y Pw, respectivamente. El inversor 5 forma un denominado generalmente inversor de fuente de voltaje , e incluye seis diodos.
Cada uno de los seis diodos está dispuesto de manera que su cátodo esté dirigido hacia la línea de suministro de energía de CC LH y su ánodo esté dirigido hacia la línea de suministro de energía de CC LL. Uno de los seis diodos está conectado en paralelo al elemento de conmutación Sup entre el terminal de salida Pu y la línea de suministro de energía de CC LH. De manera similar, los otros cinco diodos están conectados en paralelo a los elementos de conmutación Svp, Swp, Sun, Svn y Swn, respectivamente.
Por ejemplo, los IGBT se utilizan como elementos de conmutación Sup, Svp, Swp, Sun, Svn y Swn. Los seis diodos están conectados en antiparalelo a los IGBT que se utilizan como elementos de conmutación Sup, Svp, Swp, Sun, Svn y Swn, respectivamente.
Una carga inductiva 6 es, por ejemplo, una máquina rotativa, y gira de acuerdo con. un voltaje de CA procedente del inversor 5.
B. Control basado en el voltaje VL de ambos extremos a través del reactor L3
La figura 2 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración esquemática ejemplar de un dispositivo de control 10 que controla el convertidor de corriente continua. El dispositivo de control 10 incluye un bloque 10a que funciona como un dispositivo de control para el circuito de carga y descarga 4, y un bloque 10b que funciona como un dispositivo de control para el inversor 5.
El bloque 10a incluye un generador de factor de distribución de corriente 11, un controlador de supresión de resonancia 15, un sumador 13, un sustractor 17, un controlador de corte 16, comparadores 12 y 14, y generadores de portador 23 y 24.
El bloque 10b incluye un generador de orden de voltaje de salida 31, unidades aritméticas 32 y 33, comparadores 34 y 35, y una unidad de operación O/Y 36.
El generador de factor de distribución de corriente 11 recibe una amplitud Vm del voltaje monofásico CA, Vin, una amplitud Im de la corriente de entrada Iin, un valor de orden Idc* de una corriente CC Idc que se introducirá en el inversor 5, un valor de orden Vc* del voltaje en ambos extremos Vc, y una velocidad angular de energía w. Las amplitudes Vm e Im y la velocidad angular de energía w se detectan, por ejemplo, mediante un sensor conocido proporcionado y se introducen en el generador de factor de distribución de corriente 11. Los valores de orden Idc* y Vc* se introducen mediante una configuración externa que está no ilustrada.
El generador de factor de distribución de corriente 11 genera un servicio de rectificación drec, un servicio de descarga dc, un servicio cero dz y un valor de orden de corriente Ib*.
El servicio de rectificación drec es una relación de trabajo en la que la energía se suministra desde el circuito de rectificación 203 (para decirlo de otra manera, esto puede ser "desde el rectificador de diodo 2" porque el filtro LC 3 es normalmente un filtro de paso bajo que tiene un corte -frecuencia de apagado significativamente mayor que el de la velocidad angular de energía w) al enlace de CC. Puesto que el voltaje Vc en ambos extremos es mayor que el voltaje V3 en ambos extremos, no circula corriente desde el circuito rectificador 203 al enlace de CC durante la conducción del conmutador Sc. Por tanto, la suma del servicio de rectificación drec y el servicio de descarga dc es menor que 1. El servicio cero dz es una relación de trabajo en la que ni el circuito rectificador 203 ni el circuito de carga y descarga 4 suministran energía al enlace de CC. La suma del servicio cero dz, el servicio rectificador drec y el servicio de descarga dc es igual a 1.
El valor de orden de corriente Ib* es un valor de orden de corriente IL2 que se introducirá en el circuito amplificador 4b, específicamente, la corriente IL2 que se hace fluir a través del reactor L4, cuando no se tiene en cuenta la supresión de la resonancia del filtro LC 3.
Puesto que los Documentos de Patente 1, 3 y 4 describen un método para determinar en detalle el servicio de rectificación drec, el servicio de descarga dc, el servicio cero dz y el valor nominal actual Ib*, los detalles se omitirán en la presente memoria descriptiva.
El controlador de supresión de resonancia 15 recibe un voltaje VL en ambos extremos a través del reactor L3 (denominado en lo sucesivo "voltaje VL del reactor"). Como se ilustra en la figura 1, cuando el reactor L3 se proporciona en serie con la línea de suministro de energía de CC LH para estar más cerca del condensador C3 que al rectificador de diodo 2, un extremo del reactor L3 que está más cerca del condensador C3 se usa como referencia para el voltaje del reactor VL. El voltaje del reactor VL se detecta mediante una técnica conocida. El controlador de supresión de resonancia 15 genera un valor de corrección mayor a medida que el voltaje del reactor VL es mayor. El controlador de supresión de resonancia 15 genera, por ejemplo, un producto del voltaje del reactor VL y un valor predeterminado k (>0) como valor de corrección k VL. Este valor de corrección k VL puede entenderse como directamente proporcional al voltaje VL del reactor .
El sustractor 17 resta el valor de corrección k VL del valor de orden actual Ib*, y genera un valor de orden actual corregido (Ib* - k VL). Esto corresponde al uso del valor (-k VL) como valor de orden de la corriente de supresión que se hace fluir a través del reactor L4.
El valor de orden actual (Ib* - k-VL) para que sea un valor objetivo del IL2 actual se reduce más a medida que el voltaje del reactor VL es mayor. En consecuencia, se realiza el control para reducir la corriente IL2. Cuando el reactor L3 se proporciona en serie con la línea de suministro de energía de CC LL para estar más cerca del condensador C3 que del rectificador de diodo 2, un extremo del reactor L3 que está más cerca del rectificador de diodo 2 se utiliza como referencia para el voltaje VL del reactor. En otras palabras, cuando el reactor L3 está dispuesto entre el diodo rectificador 2 y el condensador C3, se utiliza una dirección opuesta a la dirección en la que la corriente circula a través del reactor L3 como polaridad positiva del voltaje VL del reactor .
El sumador 13 suma el servicio rectificador drec y el servicio cero dz, y el comparador 12 compara el resultado (dree dz) con un portador C1. El portador C1 es generado por el generador de portador 23.
Un resultado del comparador 12 se emite como una señal de conmutación SSc que se proporcionará al conmutador Sc. El comparador 12 emite como señal de conmutación SSc, por ejemplo, una señal activada mientras el portador C1 es mayor o igual al valor (dree dz). El conmutador Sc se pone en CONEXIÓN con la activación de la señal de conmutación SSc.
El controlador del cortador 16 recibe el voltaje de ambos extremos Vc y el voltaje de CA monofásico Vin (más precisamente, los valores respectivos de los voltajes), y genera el servicio amplificador dl en base al valor de orden de corriente corregido (Ib* - k VL). Puesto que una técnica para determinar el servicio amplificador dl a partir del voltaje de ambos extremos Vc, el voltaje de CA monofásico Vin y la inductancia Lm del reactor L4 en base al valor de orden de corriente dado también es una técnica conocida, por ejemplo los Documentos de Patente 1, 3 y 4, los detalles se omitirán en la presente memoria descriptiva.
El comparador 14 compara el servicio dl con el portador C2. El portador C2 es generado por el generador de portador 24. Un resultado del comparador 14 se emite como una señal de control SSl para controlar el cierre y la apertura del conmutador S1. El comparador 14 emite como señal de control SSl, por ejemplo, una señal activada mientras el portador C2 es menor o igual que el servicio amplificador dl. El conmutador Sl se pone en CONEXIÓN con la activación de la señal de conmutación SSl.
El generador de órdenes de voltaje de salida 31 genera órdenes de voltaje de fase Vu*, Vv* y Vw*. El generador de orden de voltaje de salida 31 recibe una velocidad de rotación um de la carga inductiva 6, y un valor de orden um* de la velocidad de rotación um en el ejemplo de la figura 2. La velocidad de rotación um se detecta mediante un sensor conocido y el valor nominal um* es ingresado por una configuración externa que no se ilustra. El generador de órdenes de voltaje de salida 31 genera los comandos de voltaje de fase Vu*, Vv* y Vw* usando un método conocido para reducir una desviación entre la velocidad de rotación um y el valor de orden um*.
La unidad aritmética 32 recibe las órdenes del servicio de rectificación drec, del servicio cero dz, del servicio de descarga dc y del voltaje de fase Vu*, Vv* y Vw*. La unidad aritmética 32 calcula y genera valores (dree dz dcVx*) (x representa u, v y w). La unidad aritmética 33 recibe las órdenes de servicio de rectificación drec y de voltaje de fase Vu.*, Vv* y Ww*, y calcula y genera valores (drec (1 - Vx*)).
El comparador 34 compara los valores (dree dz dc Vx*) con el portador C1, mientras que el comparador 35 compara los valores (dree(1 - Vx*)) con el portador C1. El comparador 34 emite, por ejemplo, señales activadas mientras el portador C1 es mayor o igual a los valores (dree dz dc Vx*), mientras que el comparador 35 emite, por ejemplo, señales activadas mientras el portador C1 es menor que o igual a los valores (dree(1 - Vx*)).
En consecuencia, puesto que el portador C1 puede usarse para cualquiera de los bloques 10a y 10b, el generador de portador 23 se ilustra a través del límite entre los bloques 10a y 10bd en la figura 2.
La unidad de operación O/Y 36 recibe los resultados de la comparación mediante el comparador 34 y 35. Los O/Y de los resultados de la comparación mediante el comparador 34 y 35 se emiten como señales de conmutación SSup, SSvp y SSwp que se proporcionarán, respectivamente, a los elementos de conmutación Sup, Svp y Swp, y su negación se emiten como señales de conmutación SSun, SSvn y SSwn que se proporcionarán, respectivamente, a los elementos de conmutación Sun, Svn y Swn.
Lo que sigue describirá que la corrección del valor de orden actual usando el valor de corrección kVL suprime la resonancia del filtro LC 3.
La figura 3 es un diagrama de circuito que ilustra un circuito equivalente del convertidor de corriente continua de la figura 1. Aquí se introdujeron una corriente IL que circula a través del reactor L3 y una corriente I3 que circula a través del condensador C3. La corriente IL sale del rectificador de diodo 2. Por lo tanto, considerando la referencia del voltaje del reactor VL (o una dirección de una polaridad positiva del voltaje del reactor VL), está claro que este circuito equivalente se mantiene incluso cuando el reactor L3 está conectado en serie con cualquiera de las líneas de alimentación de CC LH y LL entre el rectificador de diodo 2 y el condensador C3.
Como se entiende por la figura 1, la corriente que circula desde el filtro LC 3 se ramifica hacia el circuito amplificador 4b y la unidad de bloqueo de corriente 4c. Por lo tanto, con la introducción de una corriente 14 del inversor que circula a través del inversor 5, la corriente continua IL2 que circula a través del circuito amplificador 4b y la corriente 14 del inversor que se envía al inversor 5 se pueden ilustrar de manera equivalente como fuentes de corriente que están ambas conectadas. en paralelo al condensador C3. En este caso, se entiende que corriente IL2 como un valor obtenido restando el valor de corrección k VL de la corriente Ib . Bajo el supuesto de k = 0, la corriente Ib se entiende como una corriente que circula a través del reactor L4 utilizando el valor nominal de corriente Ib* como un valor de orden.
La figura 4 es un diagrama de bloques del circuito equivalente de la figura 3 cuando se entiende por circuito equivalente la configuración de un sistema de control. Este diagrama de bloques se puede modificar a diagramas de bloques en las figuras 5, 6 y 7 en orden de acuerdo con. el documento de patente 2. Con el fin de materializar el sistema de control para suprimir la resonancia, el valor de orden VL* es 0.
El diagrama de bloques de la figura 7 muestra que el convertidor de corriente continua en la figura 1 puede entenderse como un sistema de realimentación del voltaje del reactor VL utilizando el voltaje Vr como una perturbación. La figura 7 también muestra que el valor de orden VL* se usa como valor objetivo del voltaje del reactor VL y que el voltaje de ambos extremos V3 se controla para que sea idéntico al voltaje Vr porque el voltaje del reactor VL sigue el valor de orden VL* = 0. sin depender del voltaje Vr. En consecuencia, se suprimen las fluctuaciones de voltaje sujetas a la resonancia del filtro LC 3.
Bajo el control de acuerdo con. la realización, la corriente de supresión (esto corresponde al valor de corrección k VL de la corriente Ib) no se superpone a la corriente del inversor I4 sino que la corriente IL2 es controlada por el voltaje del reactor VL. Puesto que la corriente IL2 se controla mediante una operación del circuito amplificador 4b, es decir, cortando mediante el conmutador S1, un período de control de la corriente IL2 es más corto que un período de control del inversor 5. De acuerdo con. la figura 2, el portador C2 tiene un período más corto que el portador C1, y la corriente IL2 es controlada por el voltaje del reactor VL a una frecuencia mayor que aquella a la que se controla el inversor 5.
Está claro que se evita que se degraden el muestreo del sistema de control que controla el inversor 5 y la actualización de un valor de orden incluso cuando se suprime la resonancia del filtro LC 3 usando la corriente de supresión de acuerdo con. la realización.
Las figuras 8 a 11 son gráficos que representan formas de onda de la corriente de entrada Iin, el voltaje del reactor VL y la corriente IL2 cuando el voltaje de CC Vdc se controla a un valor constante.
Las figuras 8 y 9 ilustran la aplicación de un método de control (en la presente memoria descriptiva y en lo que sigue denominado provisionalmente "control de medio período") para alternar entre un período para cargar el condensador C4 (un "período de recepción" de acuerdo con. el Documento de Patente 3 en el que el servicio de descarga dc es cero y el servicio amplificador dl es positivo) y un período para descargar el condensador C4 (un "período de suministro" de acuerdo con. el Documento de Patente 3 en el que el servicio de descarga dc es positivo) por medio período del voltaje Vr (es decir, por un cuarto de período del voltaje de CA monofásico Vin) como se describe en el documento de patente 3.
Con la introducción de una fase wt del voltaje monofásico de CA Vin, el período de suministro y el período de recepción pueden considerarse como un período en el que un valor coseno cos (2wt), que es un coseno de un valor dos veces la fase wt, es positivo. y un período en el que este valor de coseno cos (2wt) es negativo, respectivamente.
Las figuras 10 y 11 ilustran la aplicación de un método de control para cargar el condensador C4 (en la presente memoria descriptiva y en lo que sigue denominado provisionalmente "control de carga-descarga") con la corriente IL2 durante al menos una parte de un período en el que el servicio de descarga dc es mayor que 0 como es divulgado por el Documento de Patente 4.
Ambas figuras 8 y 10 ilustran que no se realiza la corrección utilizando el valor de corrección k VL. La figura 8 ilustra que la corriente IL2 circula, no durante un período de prueba T1, sino sólo durante un período de recepción T2 con el control de medio período reflejado. La figura 10 ilustra que con el control de carga-descarga reflejado, la corriente IL2 circula no durante un período de descarga T4 (un período en el que el servicio amplificador dl es cero) de acuerdo con. el documento de patente 4, sino sólo durante un período T3 que es una suma de un período de carga y un período de carga-descarga (un período en el que el servicio amplificador dl es positivo) de acuerdo con. el Documento de Patente 4.
Ambas figuras 9 y 11 ilustran que se realiza la corrección utilizando el valor de corrección k VL. La figura 9 ilustra que la corriente IL2 también circula durante el período de prueba T1 en la figura 8. Además, la figura 11 ilustra que la corriente IL2 circula también durante el período de descarga T4 en la figura 10.
Por lo tanto, el servicio de amplificación dl está influenciado por el valor de corrección k VL con el proceso del controlador de cortador 16 (ver la figura 2), y no necesariamente se establece de acuerdo con las definiciones definidas en el período de prueba y en el período de recepción en el Documento de Patente 3 y definido en el período de carga, el período de descarga y el período de carga-descarga en el Documento de Patente 4. Sin embargo, el "control de medio período" y el "control de carga-descarga" se utilizarán provisionalmente en aras de la simplicidad en la siguiente descripción, independientemente de la presencia o ausencia de la corrección utilizando el valor de corrección k VL.
Como se entiende por la comparación entre la figura 8 y la figura 9, el timbre en la corriente de entrada Iin se reduce con la introducción de la corrección usando el valor de corrección k VL bajo el control de medio período. De manera similar, como se entiende por la comparación entre la figura 10 y la figura 11, el timbre en la corriente de entrada Iin se reduce con la introducción de la corrección usando el valor de corrección k VL bajo el control de carga-descarga. Se identifica visualmente que tal introducción de la corrección usando el valor de corrección k VL permite reducir la influencia de la resonancia del filtro LC 3, independientemente de si se aplica el control de medio período o el control de carga-descarga.
Cuando se aplica el control de medio período, el valor de orden actual Ib* se establece en cero durante el período de prueba T1. Por lo tanto, sólo cuando el voltaje del reactor VL es negativo, la corriente de supresión circula durante el período de prueba T1.
Cuando se aplica el control de carga-descarga, el valor de orden actual Ib* es mayor que el valor de corrección k VL durante muchos períodos. Por lo tanto, el valor nominal actual corregido (Ib* - k-VL) también es positivo durante muchos períodos. En consecuencia, se mejora un efecto ventajoso de hacer que la corriente de supresión fluya a través del reactor L4 y suprima la resonancia del filtro LC 3, independientemente de si el voltaje del reactor VL que es un voltaje en ambos extremos a través del reactor L3, es positivo o negativo. .
C. Modificación
En el circuito rectificador 203, la relación posicional entre el diodo rectificador 2, el condensador C3 y el reactor L3 no se limita a la de los ejemplos. Puesto que el componente del reactor y el componente del condensador del propio diodo rectificador 2 son insignificantes, son posibles diversas modificaciones que se describirán a continuación. La figura 12 es un diagrama de circuito que ilustra una relación posicional modificada entre el reactor L3 y el rectificador de diodo 2. En los ejemplos anteriores, el reactor L3 está más distante del inversor 5 que el condensador C3, y está conectado directamente en serie con la línea de suministro de energía de corriente continua LH . (obviamente, el reactor L3 puede estar conectado directamente a la línea de suministro de energía de CC LL). Sin embargo, el reactor L3 está más distante del inversor 5 que el condensador C3, y está conectado indirectamente en serie con la línea de suministro de energía de CC LH a través del rectificador de diodo 2. Específicamente, el reactor L3 está conectado en serie con la fuente de alimentación de CA 1 con respecto al lado de entrada del rectificador de diodo 2.
Con la estructura, el reactor L3 está más distante del inversor 5 que el rectificador de diodo 2, y el voltaje Vr es un voltaje rectificado Vrec producido de salida por el circuito rectificador 203. En estos casos, el reactor L3 está conectado en serie con la fuente de alimentación de CA monofásica 1 con respecto al lado de entrada del rectificador de diodo 2. Por lo tanto, está claro que el circuito equivalente en la figura 3 también se aplica a la citada estructura de manera similar a la realización indicada más arriba, y las mismas funciones y ventajas anteriores se pueden obtener considerando una dirección positiva del voltaje del reactor VL (polaridad del voltaje del reactor VL) como una dirección del voltaje de CA de una fase Vin desde el potencial alto al potencial bajo.
Una modificación de este tipo adopta una estructura para determinar el voltaje del reactor VL con referencia a un valor obtenido midiendo una diferencia de potencial a través del reactor L3 en una dirección fija y en la dirección del voltaje de CA monofásico Vin desde el potencial alto al potencial bajo y emitir un valor de corrección en base al voltaje del reactor VL, como reemplazo del controlador de supresión de resonancia 15 (ver la figura 2),
La figura 15 es un diagrama de bloques que ejemplifica una estructura de un controlador 151 de supresión de resonancia adoptado como reemplazo del controlador 15 de supresión de resonancia ilustrado en la figura 2, y los alrededores del reactor L3 (ver la figura 1) cuando el reactor L3 está más distante del inversor 5 que el rectificador de diodo 2.
Aquí, se usa una diferencia de potencial VL1 a través del reactor L3 con referencia al potencial del extremo del reactor L3 que está más cerca del diodo rectificador 2. Específicamente, un potencial en un punto de conexión entre el reactor<l>3, un ánodo del diodo D21, y un cátodo del diodo D22 sirve como referencia de la diferencia de potencial. El controlador de supresión de resonancia 151 recibe la diferencia de potencial VL1 y el voltaje de CA monofásica Vin (más precisamente, sus respectivos valores). El controlador de supresión de resonancia 151 incluye una unidad de determinación de polaridad 15b que determina una polaridad del voltaje de CA monofásico Vin en una dirección (por ejemplo, una dirección del voltaje de CA monofásico Vin indicada por una flecha en la figura 15) y genera un valor 1 o -1 de acuerdo con. el signo positivo o negativo, respectivamente. Para la determinación se puede utilizar el signo positivo o negativo o la fase del voltaje alterno monofásico Vin. En este caso se utiliza como referencia del voltaje alterno monofásico Vin un potencial en un punto de conexión entre un ánodo del diodo D23 y un cátodo del diodo D24.
El controlador de supresión de resonancia 151 incluye multiplicadores 15a y 15c. El multiplicador 15a multiplica la salida de la unidad determinante de polaridad 15b por la diferencia de potencial VL1. Por consiguiente, el multiplicador 15a produce el voltaje del reactor VL de acuerdo con. la realización. El multiplicador 15c multiplica el voltaje del reactor VL por el valor predeterminado k para producir el valor de corrección kVL.
Obviamente, la unidad de determinación de polaridad 15b puede determinar la polaridad del voltaje de CA monofásico Vin y generar un valor k o -k de acuerdo con. el signo positivo o el signo negativo, respectivamente, lo que no requiere el multiplicador 15c. Además, se puede considerar que el controlador de supresión de resonancia 15 de acuerdo con. la realización tiene una estructura en la que se eliminan el multiplicador 15a y la unidad de determinación de polaridad 15b. Obviamente, una estructura de este tipo obtiene las mismas funciones y ventajas de cada realización.
La figura 13 es un diagrama de circuito de un circuito modificado adicionalmente de la figura 12, e ilustra una relación posicional modificada entre el reactor L3, el condensador C3 y el diodo rectificador 2. El condensador C3 está conectado directamente entre las líneas de alimentación de CC LH y LL en los ejemplos anteriores. Sin embargo, el condensador C3 está conectado indirectamente entre las líneas de alimentación de CC LH y LL a través del rectificador de diodo 2 en la estructura ilustrada en la figura 13. Además, el reactor L3 está más distante del inversor 5 que el condensador C3, y está conectado indirectamente en serie con la línea de suministro de energía de CC LH a través del rectificador de diodo 2. Específicamente, el reactor L3 está conectado en serie con la única fuente de alimentación de CA de fase 1 con respecto al lado de entrada del rectificador de diodo 2 así como al condensador C3.
Una estructura de este tipo obtiene las funciones y ventajas de la realización de manera similar a la estructura de la figura 12, aunque la corriente I3 que circula a través del condensador C3 se convierte en una corriente alterna y, por lo tanto, se alterna la polaridad del voltaje V3 en ambos extremos. Esto se debe a que, a la vista de la figura 7, el voltaje del reactor VL permanece controlado en cero, independientemente de si la polaridad de la corriente I3 que circula a través del condensador C3 y la polaridad del voltaje de ambos extremos V3 son diferentes por la polaridad del voltaje de CA monofásico Vin, o incluso en presencia del voltaje Vr que actúa como perturbación.
Además, puesto que el diodo rectificador 2 también funciona como unidad de bloqueo de corriente 4c, por ejemplo el diodo D43 en la estructura de la figura 13, se produce la ventaja de eliminar la necesidad de la unidad de bloqueo actual 4c.
La figura 14 es un diagrama de circuito de un circuito modificado adicionalmente de la figura 13, e ilustra una modificación del rectificador de diodo 2. El rectificador de diodo 2 está dividido en dos grupos, uno de los cuales tiene un par de diodos en una entrada del lado de mayor potencial al circuito de carga y descarga 4 y el otro de los cuales está conectado al inversor 5.
Específicamente, el rectificador de diodos 2 incluye los diodos D21a, D21b, D22, D23a, D23b y D24. Los ánodos de los diodos D21a y D21b están conectados a un extremo del condensador C3 en común, y los ánodos de los diodos D23a y D23b están conectados al otro extremo del condensador C3 en común. Los cátodos de los diodos D21a y D23a están conectados a la línea de suministro de energía de CC LH en común, y ambos cátodos de los diodos D21b y D23b están conectados al conmutador S1 a través del reactor L4. En otras palabras, el diodo D21 funciona como el diodo D21a y D21b y el diodo D23 funciona como el diodo D23a y D23b en la estructura ilustrada en la figura 14 con respecto al circuito ilustrado en la figura 13. Sin embargo, el reactor L4 no está conectado directamente a la línea de suministro de energía de CC LH en el circuito de carga y descarga 4.
En una estructura de este tipo, los diodos D21a, D23a, D22 y D24 forman un circuito puente que aplica el voltaje Vr a la línea de suministro de energía de CC LH, y los D21b, D23b, D22 y D24 forman un circuito puente que aplica el voltaje Vr. a la línea de suministro de energía CC izquierda. Por lo tanto, se puede entender que el rectificador de diodos 2 incluye estos dos circuitos puente. La estructura obtiene obviamente las mismas funciones y ventajas de cada realización.
Aunque esta invención se ha descrito en detalle, la descripción anterior es ilustrativa en todos los aspectos y no restringe la invención. El alcance de la invención está definido por las reivindicaciones adjuntas.
Claims (10)
1. Un método para controlar un circuito de carga y descarga (4) en un convertidor de corriente continua, incluyendo el citado convertidor de corriente continua:
una primera línea de suministro de energía (LH);
una segunda línea de suministro de energía (LL) a la que se aplica un potencial menor que un potencial aplicado a la citada primera línea de suministro de energía (LH);
un circuito rectificador (203) que tiene un lado de entrada al que se aplica un voltaje monofásico (Vin) CA y un lado de salida para conectarse a las citadas primera y segunda líneas de suministro de energía (LH, LL); un inversor (5) que recibe un voltaje de CC (Vdc) que es un voltaje entre las citadas primera y segunda líneas de suministro de energía (LH, LL); en el que
el citado circuito de carga y descarga (4) se proporciona entre las citadas primera y segunda líneas de suministro de energía (LH, LL) y entre la citada salida del circuito rectificador (203) y la entrada del inversor (5); y
el citado circuito rectificador (203) incluye:
un rectificador de diodos (2) que realiza la rectificación monofásica de onda completa; un primer condensador (C3) que se conectará entre las citadas líneas de suministro de energía primera y segunda (LH, LL) directa o indirectamente a través del citado rectificador de diodo (2); y un primer reactor (L3) para conectarse en serie con la citada primera línea de suministro de energía (LH) o la citada segunda línea de suministro de energía (LL) directa o indirectamente a través del citado rectificador de diodo (2), estando conectado el citado primer reactor (L3) entre la salida del rectificador de diodo (2) y el primer condensador (C3) o entre la salida del voltaje de CA monofásico (Vin) y la entrada del rectificador de diodo (2),
el citado circuito de carga y descarga (4) incluye:
un circuito tampón (4a) que incluye un segundo condensador (C4) dispuesto entre la citadas primera y segunda líneas de suministro de energía (LH, LL), descargando el citado circuito tampón (4a) al citado segundo condensador (C4) en una primera relación de trabajo (cc) controlable , cargando el citado segundo condensador (C4) durante un periodo en el que un valor de coseno (cos (2wt)) es negativo, y descargando el citado segundo condensador (C4) durante un periodo en el que el citado valor de coseno es positivo, siendo el citado valor de coseno un coseno de un valor dos veces por fase (wt) del citado voltaje CA monofásico (Vin); y un circuito amplificador (4b) que aumenta un voltaje rectificado (V3, Vr) emitido por el citado circuito rectificador (2) para cargar el citado segundo condensador (C4), y el citado método controla una corriente CC (IL2) que se introduce en el citado circuito amplificador (4b) mediante un voltaje (VL) a través del citado primer reactor (L3) de manera que un período de control de la citada corriente CC (IL2) es más corto que un período de control. del citado inversor (5) y de manera que la citada corriente CC (IL2) se reduzca al aumentar el voltaje a través del citado primer inductor (L3).
2. El método para controlar un circuito de carga y descarga de acuerdo con. la reivindicación 1,
en el que el citado primer reactor (L3) está dispuesto entre el citado diodo rectificador (2) y el citado primer condensador (C3), y una dirección opuesta a una dirección de una corriente que circula a través del citado primer reactor (L3) se utiliza como polaridad positiva del citado voltaje (VL) a través del citado primer reactor (L3).
3. El método para controlar un circuito de carga y descarga de acuerdo con. la reivindicación 1, en el que el citado primer reactor (L3) está conectado al lado de entrada del citado rectificador de diodo (2), y una dirección del citado voltaje CA monofásico (Vin) desde un potencial alto a un potencial bajo se usa como polaridad positiva del citado voltaje (VL) a través del citado primer reactor (L3).
4. El método para controlar un circuito de carga y descarga de acuerdo con. una de las reivindicaciones 1 a 3, en el que la citada corriente continua (IL2) se controla utilizando un segundo valor de orden (Ib* - k VL) como valor objetivo, obteniéndose el citado segundo valor de orden restando un valor de corrección (k VL) de un primer valor de orden (Ib*) determinado por una amplitud (Im) de una corriente CA (lin) que se introducirá en el citado rectificador de diodo (2) y un voltaje (Vr) que se emitirá mediante el citado rectificador de diodo (2), siendo el citado valor de corrección directamente proporcional al citado voltaje (VL) a través del citado primer reactor (L3).
5. El método para controlar un circuito de carga y descarga de acuerdo con. la reivindicación 4,
en el que el citado circuito amplificador (4b) incluye un segundo reactor (L4) a través del cual circula la citada corriente CC (IL2), y corta la citada corriente CC para determinar si se debe enviar la citada corriente CC al citado segundo condensador (C4), y
el citado corte se realiza basándose en un resultado de comparación entre una segunda relación de trabajo (dl) y un portador predeterminado (C2), determinándose la citada segunda relación de trabajo usando el citado segundo valor de orden (Ib* - k VL), un voltaje (Vc) a través del citado segundo condensador (C4), el citado voltaje CA monofásico (Vin) y una inductancia (Lm) del citado segundo reactor (L4).
6. El método para controlar un circuito de carga y descarga de acuerdo con. una de las reivindicaciones 1 a 5,en el que el citado circuito tampón (4a) carga el citado segundo condensador (C4) durante al menos una parte de un período en el que la citada primera relación de trabajo (cc) es mayor que 0.
7. Un convertidor de corriente continua, que incluye:
una primera línea de suministro de energía (LH);
una segunda línea de suministro de energía (LL) a la que se aplica un potencial menor que un potencial aplicado a la citada primera línea de suministro de energía (LH);
un circuito rectificador (203) que tiene un lado de entrada al que se aplica un voltaje CA monofásico (Vin), y un lado de salida para conectarse a las citadas primera y segunda líneas de suministro de energía (LH, LL); un inversor (5) configurado para recibir un voltaje CC (Vdc) que es un voltaje entre las citadas primera y segunda líneas de suministro de energía (LH, LL); y
un circuito de carga y descarga (4) que se proporciona entre la salida del circuito rectificador (203) y la entrada del inversor (5) y entre las citadas primera y segunda líneas de suministro de energía (LH, LL); en el que
el citado circuito rectificador (203) incluye:
un rectificador de diodos (2) configurado para realizar la rectificación monofásica de onda completa; un primer condensador (C3) conectado entre las citadas líneas de suministro de energía primera y segunda (LH, LL) directa o indirectamente a través del citado rectificador de diodo (2); y un primer reactor (L3) conectado en serie con la citada primera línea de suministro de energía (LH) o la citada segunda línea de suministro de energía (LL) directa o indirectamente a través del citado rectificador de diodo (2), estando conectado el citado primer reactor (L3) entre la salida del rectificador de diodo (2) y el primer condensador (C3) o al lado de entrada del rectificador de diodo (2), y el citado circuito de carga y descarga (4) incluye:
un circuito tampón (4a) que incluye un segundo condensador (C4) dispuesto entre la citadas primera y segunda líneas de suministro de energía (LH, LL), estando configurado el citado circuito tampón (4a) para descargar el citado segundo condensador (C4) en una primera relación de trabajo controlable (dc), en el que el citado circuito tampón (4a) está configurado para cargar el citado segundo condensador (C4) durante un periodo en el que un valor de coseno (cos (2wt)) es negativo, y descarga el citado segundo condensador (C4) durante un periodo en el que el citado valor del coseno es positivo, siendo el citado valor del coseno un coseno de un valor dos veces por fase (wt) del citado voltaje de CA monofásica (Vin); y un circuito amplificador (4b) configurado para aumentar un voltaje rectificado (V3, Vr) emitido por el citado circuito rectificador (2) para cargar el citado segundo condensador (C4), el citado convertidor de energía incluye además un dispositivo de control (10) para controlar el citado circuito de carga y descarga (4) estando configurado para controlar una corriente (IL2) que será introducida al citado circuito amplificador (4b) mediante un voltaje de reactor (VL) a través del citado primer reactor (L3) en el circuito rectificador (203) de manera que un período de control de la citada corriente CC (IL2) es más corto que un período de control del citado inversor (5) y de manera que la citada corriente CC (IL2) se reduce al aumentar el voltaje a través del citado primer inductor (L3).
8. El convertidor de corriente continua de acuerdo con. la reivindicación 7, en el que el dispositivo de control (10) está configurado para controlar la citada corriente continua (IL2) utilizando un segundo valor de orden (Ib* - k VL) como valor objetivo, el citado segundo valor de orden se obtiene restando un valor de corrección (kVL) de un primer valor de orden (Ib*) determinado por una amplitud (Im) de una corriente CA (lin) que se introducirá en el citado rectificador de diodo (2) y un voltaje (Vr) que será emitido por el citado rectificador de diodo (2) y el citado valor de corrección es directamente proporcional al citado voltaje (VL) a través del citado primer reactor (L3), en el que el citado dispositivo de control (10) comprende un sustractor (17) configurado para restar el citado valor de corrección (k VL) del citado primer valor de orden (Ib*) para obtener el citado segundo valor de orden (Ib* - k VL).
9. El convertidor de corriente continua de acuerdo con. la reivindicación 8, en el que el citado circuito amplificador (4b) incluye un segundo reactor (L4) a través del cual circula la citada corriente CC (IL2), y está configurado para cortar la citada corriente CC para determinar si emitir la citada corriente CC al citado segundo condensador (C4), y el dispositivo de control (10) comprende:
un controlador cortador (16) configurado para determinar una segunda relación de trabajo (dl); y
un comparador (14) configurado para comparar la citada segunda relación de trabajo (dl) y un portador predeterminado (C2) para emitir una señal de control (SS1) para controlar el citado corte, en el que el citado controlador cortador (16) está configurado para determinar la citada segunda relación de trabajo (dl) usando el citado segundo valor de orden (Ib* - k VL), un voltaje (Vc) a través del citado segundo condensador (C4), el citado voltaje CA monofásico (Vin), y una inductancia (Lm) del citado segundo reactor ( L4).
10. El convertidor de corriente continua de acuerdo con. una de las reivindicaciones 7 a 9, que incluye además una unidad de bloqueo de corriente (4c) proporcionada en la citada primera línea de suministro de energía (LH) o la citada segunda línea de suministro de energía (LL), estando configurada la citada unidad de bloqueo de corriente (4c) para bloquear el flujo de una corriente desde el citado circuito tampón (4a) al citado primer condensador (C3).
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