AT392560B - Schaltungsanordnung zum steuern der phase eines abtastsignals - Google Patents

Description

AT 392 560 B

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Steuern der Phase eines zur Digitalisierung eines Farbfemsehsignals benutzten Abtastsignales, wobei das Farbfemsehsignal mit dem Abtastsignal abgetastet wird, dessen Wiederholungsrate ein Vielfaches der Burstsignalfrequenz ist

Die Technik der digitalen Codierung eines Femsehsignals und insbesondere eines Farbfemsehsignalgemisches S sind bekannt. In typischer Weise werden Abtastimpulse in Synchronismus mit dem Farbfemseh-Burstsignal erzeugt Diese Abtastimpulse weisen eine Wiederholungsrate auf, die ein Vielfaches der Burstsignalfrequenz ist Jede Abtastung bzw. Abtastprobe des Farbfemsehsignals wird codiert oder digitalisiert, wie durch die Pulscodemodulation (PCM). Die digital codierten Femsehsignale werden beispielsweise in Zeitbasis-Fehlerkorrektureinrichtungen, in Störungs- bzw. Rauschunterdrückungseinrichtungen, in Einrichtungen zur 10 Erzeugung spezieller Videoeffekte und dgl. verwendet. Die digitalisierten Video- bzw. Bildsignale sind insbesondere für die Aufzeichnung/Wiedergabe geeignet und außerdem für spezielle Übertragungsarten.

In vielen Fansehübertragungssystemen, wie in dem NTSC-System, in dem PAI^System und dgl. wird eine Färb- oder Chrominanzinfonnation durch eine bestimmte Phase des Chrominanz- bzw. Farbart-Hilfsträgersignals dargestellt, welches mit der Farbinformation amplitudenmoduliert ist. Da die Phase des Farbhilfsträgersignals IS somit dazu verwendet wird, die Farbinformation darzustellen, ist es wichtig, bei der Codierung des Farbfemsehsignals in digitaler Form, daß die Phase der Abtastimpulse genau gesteuert wird. Unerwünschte Phasenverschiebungen, wie sie aufgrund einer Temperaturdrift, da Alterung da elektrischen Bauelemente und dgl. auftreten können, können zu einem Phasenfehler in dem Abtastimpuls bezogen auf das Chrominanz-Hilfsträgersignal führen, was eine Störungswirkung bezüglich des Farbeindrucks des Farbbildes hat, welches aus 20 dem digitalisierten Bildsignal schließlich wiedergegebot wird.

Um die oben erwähnten Phasenverschiebungen oder Fehler zwischen den Abtastimpulsen und dem Chrominanz- bzw. Farbart-Hilfsträgersignal zu identifizieren, wird der Augenblicks-Phasenwinkel des Burstsignals zum Zeitpunkt der Abtastung bestimmt Wenn der sodann durch das Burstsignal zu dem Abtastzeitpunkt gegebene Phasenwinkel abweicht von einem diesbezüglich erwünschten Phasenwinkel, dann 25 kann die Phase der Abtastimpulse entsprechend eingestellt werden. Die Anzahl der Abtastungen bzw. Abtastproben, die erforderlich ist um den abgetasteten Phasenwinkel des Burstsignals zu bestimmen, erfordot jedoch im allgemeinen eine relativ komplizierte Berechnungsschaltung sowie eine Speichereinrichtung hoher Speicherkapazität und macht eine komplexe Operation erforderlich.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung für die Ermittlung da Phase 30 anzugeben, mit da ein Farbfemsehsignal abgetasta wird, wobei die betreffende Schaltungsanordnung relativ einfach arbeiten und relativ einfach aufgebaut sein soll und die oben erwähnten Nachteile vermieden sein sollen.

Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der eingangs angeführten Art gelöst durch Speicherschaltungen zur Speicherung digital kodierter Videosignale, wobei jede Speicherschaltung einen Freigabeeingang auf weist, welcher jeweils mit einem Ausgang eines Adressenzählers an dem das Abtastsignal 35 anliegt, gekoppelt ist und von einem Videosignal-Klemmimpuls freigegeben wird, wobei die Ausgänge von zumindest zwei der Speicherschaltungen, welche vom Adressenzähler freigegeben sind, jeweils an Speicher gekoppelt sind, die von den ihnen zugeführten Ausgangssignalen der Speicherschaltung adressiert waden, um ein Digitalsignal auszulesen, wobei die digitalen Ausgangssignale der Speicha auf einen dritten Speicha gekoppelt waden, um diesen so zu adressieren, daß er Abtastpegel ausliest, welche als erstes Eingangssignal an einen 40 Pegelkomparator gelegt werden, der zum Empfang eines zweiten Eingangssignals mit einem zweiten Eingang an den Ausgang jener Speicherschaltung gekoppelt ist, die nicht mit den Speichern verbunden ist, aus denen der Pegelkomparator ein Differenz-Ausgangssignal erzeugt, welches auf eine Ladeschaltung gekoppelt wird, die in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Pegelkomparators wahlweise geladen und entladen wird und eine Ausgangsspannung an eine Phasenschieberschaltung liefert, welche an ihrem Ausgang ein Steuersignal za 45 Regelung da Phase des Abtastsignals liefert.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert.

Fig. 1 zeigt in einem Blockschaltbild einen digitalen Femsehsignal-Codierer, bei dem die Erfindung Anwendung findet; Fig. 2 zeigt ein entsprechendes Blockdiagramm, wie Fig. 1 unter Einbeziehung eines Abtastphasendetektors, der gemäß der Erfindung ausgebildet sein kann; Fig. 3-5 zeigen in Diagrammen den 50 Verlauf von Signalen za Kennzeichnung da Abtastung eines Burstsignals, wobei die betreffenden Diagramme für das Verständnis der Erfindung brauchbar sind; Fig. 6 zeigt in einem detaillierten Blockdiagramm eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung; und Fig. 7 zeigt schematisch in einem Diagramm einen Teil der in Fig. 6 dagestellten Schaltungsanordnung.

Nunmehr sei auf die Zeichnungen Bezug genommen, in denen entsprechende Bezugszeichen für die 55 Bezeichnung entsprechender Elemente verwendet sind. Das in Fig. 1 dagestellte Blockschaltbild zeigt einen digitalen Femsehsignal-Codierer, bei dem die Erfindung angewendet waden kann. Da Codierer gemäß Fig. 1 umfaßt ein Filter (1), eine Abtast- und Halteschaltung (2), einen Analog-Digital-Wandler (3), eine Abtrennschaltung (4) für die Abtrennung von Synchronisier- und Bastsignalen aus einem eintreffenden Bildsignal, einen Taktgenerator (5) und eine Phasenschieberschaltung (6). Das Filter (1) ist an einem 60 Eingangsanschluß angeschlossen, um ein Bildsignal, wie ein Fabfemsehsignalgemisch aufzunehmen, das die üblichen Zeilensynchronisiersignale, das dem Schwarzwertpegel auf der Schwarzschulter des Zeilensynchronisiersignals überlagerte Bastsignal und das Bild- bzw. Video-Informationssignal enthält, welches -2-

AT 392 560 B generell aus einem Farbhilfsträger besteht, der verschiedene Phasen aufweist, die mit der Farbart- bzw. Chrominanzinformation amplitudenmoduliert sind. In üblicher Weise enthält das Farbfemsehsignalgemisch die Leuchtdichte- bzw. Luminanz- und Chrominanzinformation. Der Ausgang des Filters (1) ist mit der Abtast-und-Halteschaltung (2) verbunden, die periodische Abtastimpulse mit einer Wiederholungsrate abgibt, welche ein Vielfaches der Burstsignalfrequenz ist. Bei einem typischen digitalen Codierer wird das gesamte Farbfemsehsignalgemisch einschließlich der Synchronisiersignale der Video-Informationssignale durch derartige Abtastimpulse abgetastet. 1½ Ausgang der Abtast-und-Halteschaltung (2) ist mit dem Analog-Digital-Wandler (3) verbunden, der jede Bildsignalprobe in ein entsprechendes Mehrbitwort zu codieren gestattet. So kann der Analog-Digital-Codierer (3) beispielsweise jede Abtastprobe als ein 8 Bit umfassendes PCM-Wort codiert äbgeben.

Der Eingangsanschluß, dem das Farbfemsehsignalgemisch zugeführt wird, ist außerdem mit der Abtrennschaltung (4) verbunden. Diese Abtrennschaltung kann von herkömmlichem Aufbau sein, um das Zeilensynchronisiersignal vom eintreffenden Bildsignal abzutrennen. Die Abtrennschaltung (4) kann außerdem eine Burstsignal-Torschaltung oder eine andere vergleichbare Einrichtung enthalten, um das Burstsignal vom Bildsignal abzutrennen. Wie bekannt, weist dieses Burstsignal eine Burstsignalfrequenz auf, die gleich der Frequenz des Farbhilfsträger (fsc) ist. Diese Frequenz ist gleich etwa 3,58 MHz. Der Ausgang der Abtrennschaltung (4) ist mit dem Taktgenerator (5) verbunden, der ein Taktsignal in Synchronismus mit dem abgetrennten Burstsignal zu erzeugen imstande ist. Das Taktsignal ist ein Impulssignal mit einer Wiederholungsrate, die ein Vielfaches der Burstsignalfrequenz ist. In typischer Weise beträgt die Wiederholungsrate des Taktsignals (4^). Diese Taktimpulse werden als Abtastimpulse für die Abtastung des

Farbbildsignalgemischs benutzt. Das Ausgangssignal des Taktgenerators (5) wird der Abtast-und-Halteschaltung (2) durch eine Phasenschieberschaltung (6) zugeführt. Diese Phasenschieberschaltung vermag die Phase der Abtastimpulse zu verschieben.

Bei dem in Fig. 1 dargestellten Codierer wird das eintreffende Bildsignal mit der Abtastrate von (4^) abgetastet. Die Abtastimpulse, die der Abtast-und-Halteschaltung (2) von dem Taktgenerator (5) her zugeführt werden, sind in der Phase mit dem eintreffenden Burstsignal synchronisiert, und im allgemeinen "laufen" derartige Abtastimpulse den Phasenverschiebungen in dem Burstsignal nach. Die tatsächliche Phase der Abtastimpulse beispielsweise in bezug auf die Phase des Farbhilfsträgersignals kann jedoch von der gewünschten Phasen verriegelungsbeziehung abweichen. Diese Abweichung bzw. Phasendrift kann auf Temperaturänderungen in temperaturempfindlichen Schaltungskomponenten, auf Änderungen im Betrieb derartiger Komponenten aufgrund der Alterung und dgl. zurückzuführen sein. Aufgrund dieser Phasenverschiebung in den Abtastimpulsen, was hier als Änderung in der Abtastphase bezeichnet wird, können Fehler, wie Phasenfehler, in das abgetastete Bildsignal eingeführt werden, wodurch Fehl«: in das digitalisierte Faibbildsignal eingeführt werden. Als Ergebnis derartiger Phasenfehler kann die Farbe des Bildsignals, welches aus dem codierten Bildsignal schließlich wiedergegeben wird, fehlerhaft sein.

In Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines digitalen Codierers dargestellt, und zwar ähnlich dem in Fig. 1 dargestellten Codierer. Gemäß Fig. 2 enthält der digitale Codierer einen Abtastphasendetektor (7). Dieser Abtastphasendetektor ist an dem Ausgang eines Analog-Digital-Wandleis (3) angeschlossen; er vermag ein Steuersignal als Funktion des zuvor erwähnten Phasenfehlers zu erzeugen. Dies bedeutet, daß dann, wenn die Phase der durch den Taktgenerator (5) erzeugten und an die Abtast-und-Halteschaltung (2) abgegebenen Abtastimpulse aufgrund der zuvor erwähnten Bedingungen abweicht bzw. driftet, der Abtastphasendetektor (7) imstande ist, diese Abweichung bzw. Drift zu ermitteln und ein Kompensations-Steuersignal an die Phasenschieberschaltung (6) abzugeben. Dieses Kompensations-Steuersignal steuert die Phasenschieberschaltung derart, daß die Phase der Abtastimpulse so eingestellt wird, daß die gewünschte bestimmte Phasenbeziehung dieser Schaltung wieder hergestellt wird.

Ein Verfahren, nach welchem der Phasendetektor (7) arbeiten kann, um die tatsächliche Phase des Burstsignals zu ermitteln, welches abgetastet wird, und um somit einen Phasenfehler in den Abtastimpulsen festzustellen, wird nunmehr unter Bezugnahme auf den in Fig. 3 dargestellten Signalverlauf erläutert Dieser Signalverlauf stellt eine Periode des Burstsignals dar, welches dem üblichen Schwarzwertpegel überlagert ist, der eine als typ) bezeichnete Größe aufweist Der Einfachheit halber ist in Fig. 3 eine analoge Darstellung der digitalisierten Proben des Burstsignals gezeigt, die am Ausgang des Analog-Digital-Wandlers (3) auftreten. Wenn angenommen wird, daß die Abtastimpulse eine Abtastrate von (4^) haben, dann wird das Burstsignal an den Punkten (A), (B), (C) und (D) abgetastet. Die aufeinanderfolgenden Abtastpunkte (A) bis (D) sind voneinander jeweils um 90° (π/2) getrennt Nunmehr sei angenommen, daß das Burstsignal den Schwarzwertpegel am Punkt (Z) übersteigt Dieser Punkt ist der Bezugskreuzungspunkt, bei dem der Phasenwinkel des Burstsignals gleich 0° ist Wenn nunmehr der Phasenwinkel des Burstsignals an der Abtaststelle (A) mit angenommen wird, dann können der Phasenwinkel ζβ des Burstsignals am Abtastpunkt (B) sowie der Phasenwinkel des Burstsignals am Abtastpunkt (C) wie folgt angegeben werden: -3-

(1) AT 392 560 B %

Cb = Ca + — 2 ζ0 = ζΑ + π (2)

Die Abtastpegel des Burstsignals an den Abtastpunkten (A), (B) und (C) sind mit (yA), (yB) bzw. (y^) bezeichnet Bei diesen Abtastpegeln handelt es sich um die Abtastpegel bezogen auf einen Null-Bezugspegel. Wenn die Amplitude des Burstsignals in bezug auf den Schwarzwertpegel mit (K) angegeben wird, dann kann die Amplitude des Burstsignals bezogen auf den Schwarzwertpegel an den Abtastpunkten (A), (B) und (C) mit (Ä), (B) bzw. (C) bezeichnet werden. Diese abgetasteten Amplituden können wie folgt angegeben werden. A = yA_yß= Ksin^A <3) _ π B = yß-yp = Ksül ζβ = Ksin(CA + —) (4) 2 C = yc-yP = KsinCc = K sin (ζΑ + π) (5) Die Gleichung (4) kann wie folgt umgeschrieben werden: b = yß - yp = K cos £a (Φ

Wird die Gleichung (3) durch die Gleichung (6) dividiert, so kann das Ergebnis wie folgt angegeben werden: yA-yp -= tan ζΑ (7) yß-yp Die Gleichung (3) und (5) können addiert werden, und die Summe kann nach dem Schwarzwertpegel (yp) wie folgt aufgelöst werden: yA+yc yp =- (8) 2 Wenn die Gleichung (8) in die Gleichung (7) eingesetzt wird, kann der Phasenwinkel jetzt ζΑ wie folgt angegeben werden: yA-yc tanCA =- 2yB-(yA+yc) (9A) -4-

AT 392 560 B ?A-yc (9B) ζΑ = arctan"* - 2yB-(yA + yc)

Es ist ersichtlich, daß der tatsächliche Phasenwinkel des Burstsignals, mit dem dieses Signal abgetastet wird, d. h. die Abtastphase, aus den abgetasteten Pegeln (yA), (yB) und (y^) bestimmt werden kann. Wenn jede

Abtastprobe als 6 oder 7 Bits umfassendes Wort dargestellt wird, dann wird die Auswertung der Gleichungen (9A) und (9B) relativ komplex. Dies bedeutet, daß dann, wenn diese Gleichungen beispielsweise mit Hilfe einer Rechen- und Verknüpfungseinheit ausgewatet werden, der Aufbau einer solchen Einheit relativ kompliziert würde und daß die Arbeitsweise der betreffenden Einheit in entsprechender Weise komplex wäre. Wenn alternativ dazu die Gleichungen (9A) und (9B) dadurch ausgewertet werden, daß die jeweilige Abtastprobe (yA), (yB) und (y^) als Teil einer Adresse ausgenutzt wird, um eine Speichereinrichtung zu adressieren, in der unterschiedliche Werte des Phasenwinkels ζΑ gespeichert sind, dann wäre die erforderliche Speicherkapazität ziemlich hoch. Außerdem wäre ein relativ kompliziertes Schema erforderlich, um die in Frage kommenden Adressen auf diese Abtastproben hin zu bilden bzw. zu formulieren. Demgemäß ist das zuvor betrachtete Verfahren zur Bestimmung des tatsächlichen Phasenwinkels ζΑ, mit dem das Burstsignal abgetastet wird, und damit zur Bestimmung der Phasenbeziehung der Abtastimpulse wenig zufriedenstellend.

Die Erfindung geht über das Prinzip hinaus, welches zunächst unter Bezugnahme auf den in Fig. 4 gezeigten Signalverlauf erläutert werden kann. Die in Fig. 4 voll ausgezogene Kurve veranschaulicht eine Periode des Burstsignals, welches dem üblichen Schwarzwertpegel überlagert ist. Die Punkte (A), (B) und (C) kennzeichnen die Abtastpunkte des Burstsignals. Dabei ist angenommen, daß das Burstsignal mit einer Abtastrate von (4fgc) abgetastet wird. Aus den obigen Gleichungen (3) und (6) geht hervor, daß die Amplitude am Punkt (B) bezogen auf den Schwarzwertpegel wie folgt angegeben werden kann:

A B =- (10) tan Ca

In entsprechender Weise kann aus den obigen Gleichungen (3) und (8) die Amplitude am Punkt (Α) wie folgt angegeben werden: yA-yc (11) A =- 2

Die Gleichungen (10) und (11) können derart kombiniert werden, daß die Amplitude am Punkt (B) wie folgt angegeben werden kann: yA-yc B -- (12)

2tanCA

In Fig. 4 stellt der Abtaslpunkt (A) den tatsächlichen Punkt dar, an dem das Burstsignal äbgetastet wird. Dabei sei angenommen, daß der die korrekte Phasenlage aufweisende Abtastpunkt mit dem Phasenwinkel ζ0 auftreten würde, aber der tatsächliche Abtastpunkt (A) mit dem Phasenwinkel ζΑ auftritL Wenn die abgetastete Amplitude (A) bei dem Phasenwinkel ^ erhalten worden wäre, würde das resultierende Burstsignal den in Fig. 4 durch eine gestrichelte Linie angedeuteten Signalvarlauf zeigen. Dabei ist angenommen, daß dieser richtige oder Bezugs-Phasenwinkel ζ0 des Burstsignals, bei dem die Abtastprobe (A') erhalten wurde, gleich 57° ist. -5-

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Zum Zwecke der Erläuterung dürfte einzusehen sein, daß die in Fig. 4 gestrichelt gezeigte Kurve das "theoretische" Burstsignal veranschaulicht, dessen Amplitude (A') bei dem bestimmten Phasenwinkel ζ0 gleich der Amplitude des tatsächlich abgetasteten Punktes (A) des tatsächlichen Burstsignals ist. Der Punkt (A') kann als ein theoretischer Abtastpegel des theoretischen Burstsignals betrachtet werden. Da das Burstsignal in 90°-Intervallen abgetastet wird, tritt der Punkt (B*) auf dem theoretischen Burstsignalverlauf mit dem π

Phasenwinkel + —) oder bei 147° auf. Dieser zusätzliche Punkt (B*) wird als der theoretische Abtastpegel 2 bezeichnet Dabei zeigt sich, daß dann, wenn das durch die gestrichelte Kurve dargestellte theoretische Burstsignal am Punkt (A*) abgetastet wird, dieses Signal auch am Punkt (B') abgetastet wurde.

Wenn die Amplitude an dem theoretischen Abtastpunkt (A') bezogen auf den Schwarzwertpegel mit (A*) bezeichnet wird, dann_kann die Amplitude an dem theoretischen Abtastpunkt (B') bezogen auf den Schwarzwertpegel mit (B') bezeichnet werden. Demgemäß kann die obige Gleichung (10) für die theoretischen Abtastpunkte (A') und (B') wie folgt umgeschrieben werden: yA-yc 2 tan ζ0 (13) A’ B' =- tan ζ0

Die Abtastphase ζΑ des tatsächlichen Abtastpunktes (A), d. h. der Phasenwinkel des tatsächlichen Burstsignals an dem Abtastpunkt (A), kann dadurch bestimmt werden, daß die Amplitude beispielsweise des tatsächlichen Abtastpunktes (B) mit der Amplitude des theoretisch»! Abtastpunktes (B') verglichen wird. Wenn die Gleichung (12) aurch die Gleichung (13) dividiert wird, erhält man: B tan ζ0 (14)

B' tanCA B’ tan ζΑ - —— . tan ζ0 (15)

B

Es ergibt sich, daß der Phasenwinkel des tatsächlichen Abtastpunktes (A) des Burstsignals eine Funktion lediglich zwei» Variabler ist: (yA) und (jq). Da der Phasenwinkel ζ0 eine Konstante ist, ist in entsprechend»

Weise der Phasenwinkel tan eine Konstante. Demgemäß »gibt sich aus Gleichung (15), daß die Bestimmung oder Berechnung des Phasenwinkels ζΑ, unter dem das Burstsignal abgetastet wird, wesentlich einfacher ist als die Bestimmung od» Berechnung dieses Phasenwirikels nach der Gleichung (9).

Wenn der Abtastphasendetektor (7) in Fig. 2 so aufgebaut wird, daß er für die vorliegende Erfindung verwendet wird, dann wird die Phase d» Abtastimpulse für die Abtast-und-Halteschaltung (2) so eingestellt, daß das Burstsignal bei seinem bestimmten Phasenwinkel ζ0 abgetastet wird. Wenn der Phasenwinkel ζΑ, bei dem das Burstsignal tatsächlich äbgetastet wird, abweicht von dem bestimmten Phasenwinkel ζ0, dann wird die Amplitude an dem tatsächlichen Abtastpunkt (B) verschieden sein von der Amplitude am theoretischen Abtastpunkt (B'). Diese Differenz kann einfach dadurch erhalten w»den, daß die Amplitude des theoretischen Abtastpunktes - berechnet entsprechend der Gleichung (13) - mit d» Amplitude des tatsächlichen Abtaslpunktes (B) verglichen wird, also mit dem tatsächlichen Abtastpegel. Jegliche Differenz zwischen diesen miteinander verglichenen Amplituden zeigt einen Phasenfehl» an. Ein Steu»signal, welches eine Funktion dieser Differenz ist, kann dabei dazu herangezogen werden, die tatsächliche Phaseder Abtastimpulse solange zu v»ändem, bis diese Differenz auf einen Null-Wert vermindert ist. Wenn B = B' ist, dann zeigt die Abtastphase somit ihre richtige bestimmte Phasenbeziehung zu dem Burstsignal.

In Fig. 5 sind die tatsächlichen und theoretischen Burstsignalverläufe gezeigt, die zuvor in Fig. 4 angedeutet waren. Außerdem sind die Abtastpegel veranschaulicht, die an den Abtastpunkten (A, B bzw. C) erhalten werden, sowie d» theoretische Abtastpegel (y'ß), der kennzeichnend ist für den theoretisch»! Abtastpunkt (B'). In Fig. 5 ist außerdem der Schwarzwertpegel veranschaulicht, dem das Burstsignal überlagert ist bzw. wird. -6-

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Ferner ist ein bestimmter konstanter Pegel (Pq) veranschaulicht, der sich dem Schwarzwertpegel annähert, jedoch nichtjiotwendigerweise gleich diesem Pegel ist. Die Amplituden (Ä, B, C) und die theoretische Amplitude (B*) stellen die entsprechenden Amplituden an den Abtastpunkten (A, B und C) bzw. an dem theoretischen Abtastpunkt (B') dar, und zwar jeweils bezogen auf den bestimmten Pegel (Pq).

Aus der Gleichung (13) ist ersichtlich, daß die Amplitude (B') an dem theoretischen Abtastpunkt (B') bezogen auf den Schwarzwertpegel eine Funktion der tatsächlichen Abtastpegel (yA) und (y^) ist, die an den

Abtastpunkten (A) bzw. (C) erhalten werden. Die Amplitude (B) bezogen auf den Schwarzwertpegel wird ohne weiteres aus dem tatsächlichen Abtastpegel (yB) erhalten. In der Praxis kann die tatsächliche Größe des

Schwarzwertpegels variieren. Um die Schaltungsanordnung zu vereinfachen, die zur Ausführung der Erfindung benutzt wird, und um außerdem die Speicherkapazität der digitalen Ausführung dieser Erfindung zu vermindern, werden demgemäß die tatsächlichen Abtastpegel (yA, yB und y^) des Burstsignals um den bestimmten Betrag (P*) vermindert, der gleich der Größe des bestimmten konstanten Pegels (Pq) ist. Da dieser bestimmte Pegel (Pq) konstant bleibt, kann die übliche 7 oder 8 Bits umfassende digitale Form der abgetasteten Pegel (yA, yB und y^·) auf beispielsweise weniger als 6 Bits vermindert werden, da der konstante Pegel (Pq) von dem 7 oder 8 Bit umfassenden digitalisierten Abtastpegel subtrahiert werden kann. Durch Vermindern der Anzahl der Bits, die erforderlich sind, um die abgetasteten Pegel darzustellen, kann die Kompliziertheit der Schaltungsordnung weitgehend vermindert werden. In entsprechender Weise können Speichereinrichtungen mit vergleichsweise geringerer Speicherkapazität verwendet weiden.

Wenn der tatsächliche Pegel des Schwarzwertpegels mit (P) bezeichnet wird, dann kann der theoretische Abtastpegel (y'g) dadurch dargestellt werden, daß dieser Schwarzwertpegel (P) zur Gleichung (13) hinzuaddiert wird. Damit erhält man: yA yc y*B =-+ P (16A) 2tan ζ0

Der Zähler des ersten Terms in der Gleichung (16A) bleibt unverändert, wenn der Pegel (P') addiert und subtrahiert wird, was zu folgendem Ausdruck führt: yA-P' + F-yc y'B--- P (1®) 2tanC0

Wie oben erwähnt und wie in Fig. 5 veranschaulichtest die Amplitude (Ä) am Abtastpunkt (A) bezogen auf den bestimmten Pegel Pq = yA- P'. Die Amplitude (C) am Abtastpunkt (C) ist bezogen auf den bestimmten

Ä-C (Pq) gleich P' - y^. Außerdem ist der Schwarzwertpegel (P) gleich P-. 2

Demgemäß kann die Gleichung (16B) wie folgt umgeschrieben werden:

Ä + C Ä-C

y'B--- -+ F (16Q 2 tan ζ0 2

Damit zeigt sich, daß der theoretische Abtastpegel (y'g) aus den variablen Amplituden (Ä) und (C) berechnet werden kann. Aus der Gleichung (16C) geht hervor, daß die übrigen Terme, wie der bestimmte Phasenwinkel ζ0 und der bestimmte Pegel (P')> konstant sind und festliegen.

Der theoretische Abtastpegel (y'B) kann aus den tatsächlichen Abtastpegeln (yA) und (y^) abgeleitet werden. Ist dies»* theoretische Abtastpegel (y'B) erst einmal ermittelt, so kann jeglicher Phasenfehler in den -7-

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Abtastimpulsen einfach dadurch emittelt werden, daß dieser theoretische Abtastpegel (y'g) mit dem tatsächlichen Abtastpegel (yg) verglichen wird. Jegliche Differenzen zwischen diesen Pegeln stellen einen Abtastphasenfehler dar. Gemäß der Erfindung wird dieser Abtastphasenfehler auf einen Null-Wert einfach dadurch vermindert, daß die Phase der Abtastimpulse so lange eingestellt wird, bis die Differenz zwischen den tatsächlichen und theoretischen 5 Abtastpegeln (yg) bzw. (y'g) minimiert oder vorzugsweise eliminiert ist.

In Fig. 6 ist ein Ausführungsbeispiel eines Abtastphasendetektors gemäß der Erfindung gezeigt. Der Abtastphasendetektor besteht aus Signalspeicherschaltungen (14A, 14B und 14C), einem Adreßzähler (23), Speichereinrichtungen (15,16, und 17), einem Pegelkomparator (18), einer Ladeschaltung (19) und einem Pufferverstärker (22). Die Signalspeicherschaltungen (14A, 14B und 14C) können jeweils beispielsweise 10 eine herkömmliche 8-Bit-Signalspeicherschaltung umfassen. Die Eingänge dieser Signalspeicherschaltungen sind gemeinsam am Ausgang des Analog-Digital-Wandlers (13) angeschlossen; sie vermögen von dem Analog-Digital-Wandler digital codierte Video- bzw. Bildsignale aufzunehmen. Jede Signalspeicherschaltung enthält einen Freigabeeingang, der an einem entsprechenden Ausgang des Adreßzählers (23) angeschlossen ist. Diesem Adreßzähler werden die Abtastimpulse zugeführt, deren Abtastrate beispielsweise (4^) beträgt Der Adreßzähler 15 ist außerdem an einem Eingangsanschluß (TI) angeschlossen, an welchen der übliche Klemmimpuls anliegt der beispielsweise in einem Fernsehempfänger, vorgesehen ist tun einen richtigen Bezugspegel für das Bildsignal festzulegen. Dieser Klemmimpuls wird außerdem von dem Eingangsanschluß (TI) einer Klemmschaltung (9) zugeführt. Der Adreßzähler (23) kann durch den Klemmimpuls derart freigegeben werden, daß die ihm zugeführten Abtastimpulse gezählt werden. Der Adreßzähler (23) vermag außerdem an einem entsprechenden 20 Ausgang seiner Ausgänge ein Freigabesignal zu erzeugen. Auf das Auftreten des ersten Abtastimpulses hin wird beispielsweise am ersten Ausgang des Adreßzählers ein Freigabesignal erzeugt. Auf das Auftreten des zweiten Abtastimpulses hin wird ein Freigabesignal am zweiten Ausgang des Adreßzählers erzeugt Auf den dritten Abtastimpuls hin wird ein Freigabesignal am dritten Ausgang dieses Adreßzählers »zeugt

Die Ausgänge der Signalspeicherschaltungen (14A) und (14C) sind mit den Speicherschaltungen (15) bzw. 25 (16) verbunden. Jede dieser Speicherschaltungen kann einen programmierbaren Festwertspeicher (PROM) enthalten, der durch die ihm von der zugehörigen Signalspeicherschaltung zugeführten Abtastproben adreßierbar ist und aus dessen jeweils adressierten Speicherplatz ein gespeichertes digitales Signal auslesbar ist Der PROM-Speicher (15) ist dabei insbesondere imstande, ein dem oben erwähnten bestimmten Pegel (P*) entsprechendes digitales Signal von der durch die Signalspeicherschaltung (14A) zugeführten 8-Bit-Probe zu subtrahieren. In 30 entsprechender Weise vermag der PROM-Speicher (16) den bestimmten Pegel (P') von der von der Signalspeicherschaltung (14C) her zugeführten 8-Bit-Probe zu subtrahieren.

Demgemäß vermag der PROM-Speicher (15) ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches kennzeichnend ist für die Amplitude (Ä), während der PROM-Speicher (16) ein Signal zu erzeugen imstande ist, welches kennzeichnend ist für die Amplitude (C). 35 Die Ausgangssignale der PROM-Speicher (15) und (16) werden einer Speichereinrichtung (17) zugeführt die ebenfalls ein PROM-Speicher sein kann. Diese Speicheieinrichtung ist auf die von den PROM-Speichem (15,16) erzeugten digitalen Signale (Ä) bzw. (C) adressierbar. Der PROM-Speicher (17) speichert an jedem Adressenspeicherplatz eine Mehrbit-Darstellung, wie ein 8 Bit umfassendes digitales Signal, welches kennzeichnend ist für den theoretischen Abtastpegel (B'), wie dies oben erläutert worden ist Dies bedeutet daß 40 für jede Kombination der Signale (Ä) und (C) der PROM-Speicher (17) einen entsprechenden theoretischen Abtastpegel (B') speichert.

Das Ausgangssignal des PROM-Speichers (17) wird als ein Eingangssignal dem Pegelkomparator (18) zugeführt Der andere Eingang dieses Pegelkomparators ist mit der Signalspeicherschaltung (14B) verbunden, um die in dieser Signalspeicherschaltung gespeicherte Abtastprobe aufzunehmen. Wie weiter unten noch erläutert 45 werden wird, entspricht die in der Signalspeicherschaltung (14B) gespeicherte Abtastprobe dem tatsächlichen Abtastpegel (yg), d. h. dem Pegel des Burstsignals am Abtastpunkt (B). Der Pegelkomparator (18) vergleicht den theoretischen Abtastpegel (B') mit dem tatsächlichen Abtastpegel (B) und bestimmt die zwischen diesen Pegeln vorhandene Differenz. In dem Fall, daß der theoretische Abtastpegel den tatsächlichen Abtastpegel überschreitet (B' > B), wird ein erstes Ausgangssignal erzeugt Wenn demgegenüber der theoretische Abtastpegel 50 niedriger ist als der tatsächliche Abtastpegel (B’ < B), dann erzeugt der Komparator (18) ein zweites AusgangssignaL Die von dem Pegelkomparator (18) erzeugten Ausgangssignale werden der Ladeschaltung (19) zugeführt.

Die Ladeschaltung erzeugt eine Spannung (Vq), die kennzeichnend ist für die Ladung auf dem in dieser Schaltung enthaltenen Kondensator. Diese Ladung und damit die Steuerspannung (V^) wird insbesondere durch 55 einen ersten inkrementalen Betrag geändert auf das Auftreten des von dem Komparator (18) »zeugten ersten Ausgangssignals. Demgegenüber wird die Steuerspannung (V^·) um einen inkrementalen Betrag in der entgegengesetzten Richtung auf das Auftreten des von dem Pegelkomparator erzeugten zweiten Ausgangssignals geändert Das Ausgangssignal der Ladeschaltung (19) wird über einen Verstärk» (20) und einen Umschalter (21) sowie einen Pufferverstärker (22) der Phasenschieberschaltung (6) zugeführt. 60 Der Umschalter (21) wird so gesteuert, daß er einen ersten Zustand dann annimmt, wenn der dargestellten -8-

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Schaltungsanordnung ein Farbbildsignal zugeführt wird. Demgegenüber nimmt der Umschalter einen zweiten Zustand dann ein, wenn ein monochromes oder Schwarz-Weiß-Bildsignal der Schaltungsanordnung zugeführt wird. Dieser Umschalter ist als elektromechanischer Schalter dargestellt, dessen beweglicher Kontakt entweder den feststehenden Kontakt (a) oder den feststehenden Kontakt (b) berührt Wenn der Kontakt (a) berührt wird, befindet sich der Umschalter (21) in seinem ersten Zustand, in welchem die Steuerspannung (V^·) dem Pufferverstärker (22) und sodann der Phasenschieberschaltung (6) zugeführt wird. Wenn der Kontakt (b) berührt wird, leitet der Umschalter (21) eine durch einen einstellbaren Widerstand (VR1) erzeugte Bezugsspannung über den Pufferverstärker (22) zu der Phasenschieberschaltung (6) weiter.

Der Umschalter (21) enthält einen Steuereingang, der an einem Umschalter (29) angeschlossen ist. Dieser Umschalter ist als elektromechanischer Schalter dargestellt, dessen beweglicher Kontakt entweder mit einem "Automatik"- bzw. ”Auto"-Kontakt oder mit einem "manuellen" Kontakt wahlweise verbindbar ist. Der "manuelle" Kontakt ist mit Erde bzw. Masse verbunden, derart, daß dann, wenn der bewegliche Kontakt an diesem manuellen Kontakt anliegt, über den Umschalter (29) Masse- bzw. Erdpotential dem Steuereingang des Umschalters (21) zugeführt wird. Dieses Erdpotential steuert den Umschalters so, daß der Kontakt (b) berührt wird. Wenn der bewegliche Kontakt des Umschalters (29) an dessen "Auto"-Kontakt anliegt, wird der Umschalter (21) auf das Auftreten eines Farb/Schwarz-Weiß-Signals gesteuert, welches dem Eingangsanschluß (T2) zugeführt werden kann. Dieser Eingangsanschluß ist mit dem "Auto"-Kontakt des Umschalters (29) verbunden. In dem Fall, daß ein Farbfemsehsignal der dargestelllen Schaltungsanordnung zugeführt wird, wird eine relativ hohe Spannung, wie ein binärer "Γ-Pegel dem Eingangsanschluß (T2) zugeführt und zum Steuereingang des

Umschalters (21) über den Umschalter (29) hingeleitet. Dieser binäre "Γ-Pegel steuert den Umschalter so, daß dessen beweglicher Kontakt an dem Kontakt (a) anliegt, wodurch die Steuerspannung (Υς·) der

Phasenschieberschaltung (6) zugeführt wird. Wenn das der dargestellten Schaltungsanordnung zugeführte Videosignal ein Schwarz-Weiß-Femsehsignal ist, wird ein binärer "0"-Pegel, der gleich Erdpotential sein kann, dem Eingangsanschluß (T2) zugeführt und über den Umschalter (29) dem Umschalter (21) zugeleitet. Dieser binäre "0"-Pegel steuert den Umschalter so, daß dessen beweglicher Kontakt an dem Kontakt (b) anliegt, wodurch eine konstante Spannung der Phasenschieberschaltung (6) zugeführt wird. Das Faib/Schwarz-Weiß-Steuersignal kann beispielsweise dadurch gewonnen werden, daß das Vorhandensein oder Fehlen eines Burstsignals in dem Femsehsignal festgestellt wird.

Der Taktgenerator (5) besteht aus einem Phasenkomparator (10), einem Tiefpaßfilter (11), einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) (12) und einem Frequenzteiler (13). Der spannungsgesteuerte Oszillator (12) erzeugt eine örtliche Schwingung, deren Frequenz gleich der Abtastfrequenz (4f|SC) ist. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators (12) wird dem Analog-Digital-Wandler (13) zugeführt, um diesem Abtastimpulse zuzuführen. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators (12) wird außerdem durch den Frequenzteiler (13) in der Frequenz untersetzt Das Untersetzungsverhältnis des Frequenzteilers (13) ist gleich 4, so daß der Frequenzteiler ein in der Frequenz untersetztes Schwingungssignal erzeugt, dessen Frequenz gleich der Burstsignalfrequenz (f^) ist. Dieses in der Frequenz untersetzte Schwingungssignal wird über die Phasenschieberschaltung (6) dem einen Eingang des Phasenkomparators (10) zugeführt. Der andere Eingang dieses Phasenkomparators ist mit der Abtrennschaltung (4) verbunden; er vermag das Burstsignal aufzunehmen, welches in dem Farbfemsehsignalgemisch enthalten ist. Dabei tritt jede Phasendifferenz zwischen dem phasenverschobenen, firequenzuntersetzten Schwingungssignal und dem empfangenen Burstsignal als Phasenfehler auf. Dieser Phasenfehler wird durch das Tiefpaßfilter (11) ausgefiltert und als Steuersignal dem spannungsgesteuerten Oszillator (12) zugeführt In Abhängigkeit von jedem durch den Phasenkomparator (10) ermittelten Phasenfehler wird somit die Phase der durch den spannungsgesteuerten Oszillator erzeugten Abtastimpulse in einer solchen Richtung eingestellt, daß dies«· Phasenfehler auf einen "0"-Weit vermindert wird.

Nunmehr wird die Art und Weise kurz beschrieben, in der die in Fig. 6 dargestellte Schaltungsanordnung arbeitet Dabei sei angenommen, daß das eintreffende Bildsignal ein herkömmliches Farbfemsehsignalgemisch ist Dieses Bild- bzw. Videosignal wird auf den geeigneten Bezugspegel mit Hilfe der Klemmschaltung (9) festgeklemmt und das so festgeklemmte Bildsignal wird dann mit Hilfe des Analog-Digital-Wandlers (13) in eine digitale Form gebracht bzw. codiert Das Burstsignal, welches das Farbfemsehsignalgemisch begleitet, ist in entsprechender Weise digital codiert Das Bildsignal (einschließlich des Burstsignals) wird insbesondere durch die von dem spannungsgesteuerten Oszillator (12) erzeugten Abtastimpulse abgetastet, und jeder abgetastete Pegel des Bildsignals wird beispielsweise als PCM-Code abgegeben. So wird beispielsweise jede codierte Abtastprobe als 8-Bit-Signal dargestellt. Jede 8-Bit-Abtastprobe wird gemeinsam den Signalspeicherschaltungen (14A, 14B und 14C) zugeführt

Die Abtastimpulse, die dem Analog-Digital-Wandler (13) von dem spannungsgesteuerten Oszillator (12) her zugeführt werden, werden außerdem dem Adreßzähler (23) zugeführt Dieser Adreßzähler wird auf das Auftreten des üblichen Klemmimpulses hin getriggert, um die Abtastimpulse zu zählen und um daraufhin eine entsprechende Adresse zu «zeugen.

Bei der dargestellten Ausführungsform wird durch den in der Signalspeicherschaltung (14A) gespeicherten codierten Abtastpegel (yA) der PROM-Speicher (15) derart adressiert, daß dieser Pegel um den bestimmten -9-

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Pegel CP') vermindert wird. Dadurch wild eine digitale Darstellung der Amplitude (A) erzeugt, wie dies in Fig. 5 veranschaulicht ist. Wie oben erwähnt, kann diese digitale Darstellung der Amplitude (Ä) mit weniger als 5 Bits gebildet werden. In entsprechender Weise adressiert der in der Signalspeicherschaltung (14C) gespeicherte codierte Abtaslpegel (y^) den PROM-Speicher (16), so daß aus diesem Speicher die digitale Darstellung der

Amplitude (C) ausgelesen wird. Die digitalen Darstellungen der Amplituden (A) und (C) werden zur Bildung einer geeigneten Adresse für den PROM-Speicher (17) ausgenutzt, aus dem die entsprechende digitale Signaldarstellung des theoretischen Abtastpegels (y'g) ausgelesen wird. Dieser theoretische Abtastpegel entspricht den oben erwähnten Ausdrücken, wie sie in den Gleichungen (16A) oder (16B) oder (16Q erfaßt sind. Demgemäß wird dem Pegelkomparator (18) ein digitales Signal zugeführt, welches kennzeichnend ist für den theoretischen Abtastpegel (y'g) an dem theoretischen Abtastpunkt (B') (Fig. 5).

Der Komparator (18) arbeitet in der oben beschriebenen Weise, um den in der Signalspeicherschaltung (14B) gespeicherten tatsächlichen Abtastpegel (y'jj) mit dem theoretischen Abtastpegel (y’g) zu vergleichen. Wenn zwischen diesen Abtastpegeln eine Differenz ermittelt wird, dann wird die Ladungsschaltung (19) selektiv geladen oder entladen, um die Steuerspannung (V^-.) um einen inkrementalen Betrag entsprechend zu ändern.

Diese Änderung in der Steuerspannung wird über den Verstärker (20), den Umschalter (21) und den Pufferverstärker (22) der Phasenschieberschaltung (6) zugeführt. Wenn der tatsächliche Phasenwinkel, mit dem das Burstsignal äbgetastet wird, abweicht von der bestimmten Phase ζ0 (mit beispielsweise = 57°), dann wird der theoretische Abtastpegel (y'g) von dem tatsächlichen Abtastpegel (yg) abweichen. Demgemäß wird die Steuerspannung (Vq) inkremental so geändert, daß die Phase des über die Phasenschieberschaltung (6) abgegebenen frequenzuntersetzten Schwingungssignals verschoben wird. Diese Phasenverschiebung des frequenzuntersetzten Schwingungssignals führt zu einem Phasenfehler bezogen auf das abgetrennte Burstsignal. Dieser Phasenfehler wird dem spannungsgesteuerten Oszillator (12) zugeführt, um die Phase der durch diesen Oszillator erzeugten Abtastimpulse zu ändern.

In Fig. 7 sind in einem Schaltplan der Pegelkomparator (18) und die Ladeschaltung (19) näher veranschaulicht. Gemäß Fig. 7 besteht der Pegelkomparator aus einer Komparatorschaltung (24) und einem Flip-Flop (25). Die Ladeschaltung (19) besteht aus einem Kondensator (28) und den Konstantstromquellen (26) und (27).

Dem Komparator (24) wird die digitale Darstellung des theoretischen Abtastpegels zugeführt, was mit (B') bezeichnet ist Außerdem wird dem Komparator die digitale Darstellung des tatsächlichen Abtasipegels zugeführt, was mit (B') bezeichnet ist Jede digitale Darstellung kann beispielsweise 8 Bits umfassen. Der Komparator (24) weist Ausgänge (C j) und (C2) auf. Wenn der theoretische Abtastpegel den tatsächlichen Abtastpegel überschreitet (B' > B), wird am Ausgang (Cj) eine binäre "Γ erzeugt, während am Ausgang (C2) eine binäre "0" erzeugt wird. Wenn demgegenüber der theoretische Abtastpegel niedriger ist als der tatsächliche Abtastpegel, wird am Ausgang (C2) eine binäre "Γ erzeugt, während am Ausgang (Cj) eine binäre ”0" erzeugt wird. In dem Fall, daß die theoretischen und tatsächlichen Abtastpegel weitgehend einander gleich sind, wird an jedem der Ausgänge (Cj) und (C2) eine binäre "0” »zeugt.

Das Flip-Flop (25) weist Dateneingänge (Dj) und (D2) auf, die mit den Ausgängen (Cj) bzw. (C2) der

Komparatorschaltung (24) verbunden sind. Das Flip-Flop weist außerdem einen Takteingang (CK) auf, der die Abtastimpulse aufzunehmen vermag, die dann erzeugt werden, wenn der Abtastpunkt (A) des Burstsignals erreicht ist Diese Phase des Abtastimpulses ist mit (SA) bezeichnet Das Flip-Flop weist außerdem einen Löscheingang (CL) auf, der die S^-Phase des Abtastimpulses aufzunehmen vermag, d. h. den Abtastimpuls, der bei dem erreichten Abtastpunkt_(C) des Burstsignals erzeugt wird.

Die Ausgänge (Qj) und (Q2) des Flip-Flops (25) sind mit den Stromquellen (26) bzw. (27) verbunden; sie vermögen die Stromquellen auf die Abgabe einer binären Tzu triggern. Wenn das Flip-Flop (25) so eingestellt bzw. gesetzt ist daß der Qj-Ausgang eine binäre "1" erzeugt dann ist die Stromquelle (26) aktiviert und gibt einen Ladestrom an den Kondensator (28) ab. Wenn demgegenüber das Flip-Flop (25) zurückgesetzt ist erzeugt der Q2-Ausgang eine binäre T, wodurch die Stromquelle (27) aktiviert ist die ihrerseits einen Entladestrom an den Kondensator (28) abgibt. Der Kondensator (28) wird daher selektiv während einer Dauer geladen oder entladen, die von dem Abtastimpuls (S A) bis zu dem Abtastimpuls (Sq) während der jeweiligen Burstsignalperiode reicht

Die an dem Kondensator (28) auftretende Steuerspannung ist in Fig. 7 als der Steuerspannung (V^) entsprechende Spannung veranschaulicht Diese Steuerspannung wird über den hinsichtlich der Verstärkung einstellbaren Verstärker (20) an den Umschalter (21) und damit an den Pufferverstärker (22) abgegeben. Ein einstellbarer Widerstand (VR2) ist mit dem Verstärker (20) derart verbunden, daß eine Einstellung der Verstärkung dieses Verstärkers möglich ist

Die Ladeschaltung (19) ändert die Steuerspannung (V^) um einen inkrementalen Betrag, wenn der -10-

AT 392 560 B theoretische Abtastpegel (B') von dem tatsächlichen Abtastpegel (B) des Burstsignals abweicht Die Ladeschaltung kann durch eine äquivalente Einrichtung, wie durch einen Vorwärts/Riickwärtszähler ersetzt werden, der so gesteuert wird, daß er eine bestimmte Anzahl von Taktimpulsen in der Vorwärtsrichtung zählt wenn B' > B erfüllt ist und da1 dieselbe bestimmte Anzahl von Taktimpulsen in der Rückwärtsrichtung zählt wenn B' < B erfüllt ist Die Zählerstellung dieses Vorwärts/Rückwärtszählers kann dann beispielsweise mit Hilfe eines Digital-Analog-Wandlers umgesetzt werden, um die Steuerspannung (V^·) zu erzeugen.

Im Zuge der vorstehenden Erläuterungen des digitalen Bildsignalcodieters und Abtastphasendetektors ist angenommen worden, daß die Abtastimpulse mit der Wiederholungsrate von (4fsc) erzeugt werden.

Vorzugsweise ist die Wiederholungsrate der Abtastimpulse gleich einem geradzahligen Vielfachen des Zweifachen der Burstsignalfrequenz (z. B. (4fsc, 8fsc, 12^...)), Alternativ dazu kann die Abtastimpulswiederholungsrate auch gleich (3fsc) sein. Dennoch sind die vorherstehenden Lehren in gleicher Weise anwendbar, um den theoretischen Abtastpegel aus einer Vielzahl von tatsächlichen Abtastpegeln zu erhalten. Bei einer Abtastwiederholungsrate von (3fgc) können die obigen Gleichungen (12) und (13) wie folgt umgeschrieben weiden:

Ä VT B--(--1) (17) 2 tan ζΑ

A VT B’--- (--1) (18) 2 tan ζ0 und die Gleichung (11) kann wie folgt umgeschrieben werden: YA+yß+yc A = yA--(19) 3

Bei dieser Abtastwiederholungsrate von (3fsc) kann der Abtastphasenfehler selbstverständlich dadurch bestimmt werden, daß der theoretische Abtastpegel (y'B) mit der tatsächlichen Abtastprobe (yB) verglichen wird. Der ermittelte Abtastphasenfehler kann dazu herangezogen werden, die Phase der von dem Taktgenerator (5) erzeugten Abtastimpulse in der oben erläuterten Art und Weise zu steuern.

Der theoretische Abtastpegel (B') kann durch Ausführen der Gleichungen (16A), (16B) oder (16C) mit Hilfe einer Rechen- und Verknüpfungseinheit erhalten werden. Bei einer solchen Ausführung arbeitet die Rechen- und Veiknüpfimgseinheit dann in der Weise, daß die Differenz zwischen den tatsächlichen Abtastpegeln (yA) und 1 (y^O berechnet wird und daß dann diese Differenz (yA - y^) mit einer bestimmten Konstanten - 2tanC0 multipliziert wird. Die Rechen- und Verknüpfungseinheit arbeitet ferner in der Weise, daß sie den yA-yc

Schwarzwertpegel (P) dem Produkt-hinzuaddiert. Dieser Schwarzwertpegel wird dabei in der oben 2 tan ζφ im Zusammenhang mit der Gleichung (16C) erläuterten Weise gewonnen oder aus dem eintreffenden Femsehsignal erhalten. -11-

Claims (3)

1. AT 392 560 B PATENTANSPRÜCHE 1. Schaltungsanordnung zum Steuern der Phase eines zur Digitalisierung eines Farbfemsehsignal benutzten Abtastsignales, wobei das Farbfemsehsignal mit dem Abtastsignal abgetastet wird, dessen Wiederholungsrate ein Vielfaches der Burstsignalfrequenz ist, gekennzeichnet durch Speicherschaltungen (14A, 14B, 14C) zur Speicherung digital kodierter Videosignale, wobei jede Speicherschaltung einen Freigabeeingang aufweist, welcher jeweils mit einem Ausgang eines Adressenzählers (23) an dem das Abtastsignal (4f$c) anliegt, gekoppelt ist und von einem Videosignal-Klemmimpuls freigegeben wird, wobei die Ausgänge von zumindest zwei der Speicherschaltungen (14A, 14B), welche vom Adressenzähler freigegeben sind, jeweils an Speicher (15,16) gekoppelt sind, die von den ihnen zugeführten Ausgangssignalen der Speicherschaltungen adressiert werden, um ein Digitalsignal auszulesen, wobei die digitalen Ausgangssignale der Speicher (15,16) auf einen dritten Speicher (17) gekoppelt werden, um diesen so zu adressieren, daß er Abtastpegel (B') ausliest, welche als erstes Eingangssignal an einen Pegelkomparator (18) gelegt werden, der zum Empfang eines zweiten Eingangssignals mit einem zweiten Eingang an den Ausgang jener Speicherschaltung (14B) gekoppelt ist, die nicht mit den Speichern (15,16) verbunden ist, aus denen der Pegelkomparator ein Differenz-Ausgangssignal erzeugt, welches auf eine Ladeschaltung (19) gekoppelt wird, die in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Pegelkomparators wahlweise geladen und entladen wird und eine Ausgangsspannung an eine Phasenschieberschaltung (6) liefert, welche an ihrem Ausgang ein Steuersignal zur Regelung der Phase des Abtastsignals liefert.
2. 2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeschaltung (19) eine erste Stromquelle (26), welche die Ausgangsspannung während einer Periode, in der das vom Pegelkomparator (18) erzeugte Differenzausgangssignal einen ersten Zustand besitzt, um einen inkrementalen Betrag erhöht, sowie eine zweite Stromquelle (27) aufweist, welche die Ausgangsspannung während einer Periode, in der das vom Pegelkomparator (18) erzeugte Differenzausgangssignal einen zweiten Zustand besitzt, herabsetzt.
3. 3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeschaltung (19) einen Kondensator (28) aufweist, der mit der ersten Stromquelle (26) gekoppelt ist und von dieser für eine vorbestimmte Zeitdauer aufgeladen wird, sowie mit der zweiten Stromquelle (27) gekoppelt ist und von dieser für die vorbestimmte Zeitdauer entladen wird. Hiezu 3 Blatt Zeichnungen -12-