AT389786B - Verfahren und schaltungsanordnung zur aufzeichnung eines zweipegeligen signals auf einem magnettraeger - Google Patents

Description

Nr. 389786

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Aufzeichnung eines zweipegeligen Signals auf einem Magnetträger, um eine Verzerrung des Signals bei der Signalwiedergabe auf ein Minimum herabzusetzen und eine Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Wenn man zweipegelige Signale auf einem Magnetträger beispielsweise auf einem Magnetband, aufzeichnet, wird der Pegel des zweipegeligen Signals, das vom Träger wiedergegeben wurde, dann nichtlinear verkleinert, wenn die Bit-Dichte plötzlich ansteigt. Weiters ist die Phase eines derartigen wiedergegebenen zweipegeligen Signals nichtlinearen Verzerrungen unterworfen. Wenn es sich bei zweipegeligen Signal um einen Impulsträger handelt, dessen Wiederholungsfrequenz moduliert wird, um die Information darzustellen, bezeichnet man derartige nichtlineare Amplituden- und Phasenverzerrungen als "Trägerabfall" ("carrier drop") oder "Übermodulation". Ist das zweipegelige Signal ein digitales Signal, dessen Bits die Information darstellen, beispielsweise ein PCM-Signal, ein binärkodiertes Dezimalsignal oder ähnliches, dann wird eine derartige nichtlineare Verzerrung als "Spitzenverschiebung" bezeichnet.

Der Trägerabfall- oder Übermodulationseffekt ist dann am stärksten ausgebildet, wenn sich die Frequenz des FM-Impulsträgers plötzlich von einer relativ niedrigen Frequenz auf eine höhere Frequenz ändert. Der Spitzenverschiebungseffekt ist dann am stärksten ausgeprägt, wenn sich der Bit-Inhalt des Digitalsignals beispielsweise von einer Kette von "0" (oder einer Kette von 1") auf ein alternierendes Bit-Muster von "0" und "1" ändert. Wenn sich also die Bit-Dichte des aufgezeichneten Digitalsignals erhöht, kann die Spitzenverschiebungserscheinung am besten wahrgenommen werden. In den meisten Fällen, d. h. bei einem plötzlichen Ansteigen in der Frequenz des FM-Impulsträgers oder einem plötzlichen Ansteigen der Bit-Dichte des digitalen Signals, sind die nichtlinearen Amplituden- und Phasenverzerrungen am Beginn der Änderung am größten, wobei sie sich nachher allmählich auflösen. Wenn somit die höhere FM-Impulsträgerfrequenz oder die höhere Bit-Dichte des digitalen Signals fortbesteht, wird die nichtlineare Verzerrung im wiedergegebenen Signal allmählich vermindert. Aus diesem Grund wird nach einer Anzahl von Schwingungen des FM-Impulsträgers oder nach einer Anzahl von Bit-Wechselungen im digitalen Signal das wiedergegebene Signal ohne eine derartige nichtlineare Verzerrung wiedergewonnen.

Die oben genannte nichtlineare Verzerrung wird dann vergrößert, wenn die FM- oder die digitalen Signale mit relativ hohen Aufzeichnungsströmen aufgezeichnet werden. Wenn daher die Wellenlänge des Aufzeichnungssignals relativ kurz oder der wirksame Abstand oder der Spalt zwischen dem Aufzeichnungskopf und dem Magnetträger relativ groß sind, neigt das Signal bei der Wiedergabe stärker zu nichtlinearen Verzerrungen.

Wenn der FM-Impulsträger beispielsweise eine Videoinformation kennzeichnet, führt eine nichtlineare Verzerrung darin zu einem verzerrten wiedergegebenen Videosignal, das als verzerrtes Videobild wahrgenommen werden kann. Wenn es sich beim aufgezeichneten Signal um ein digitales Signal handelt, wird, da die binäre "Γ und "0" als Funktion der "Nulldurchgänge" des wiedergegebenen Signals abgetastet werden, die nichtlineare Verzerrung, die als Spitzenverschiebungen im wiedergegebenen digitalen Signal auftritt, eine zufriedenstellende Abtastung der Nulldurchgänge erschweren, sodaß es schwierig wird, das wiedergegebene digitale Signal hinreichend abzutasten.

Es wurde überlegt, daß die im wiedergebenen FM-Impulsträger auftretende nichtlineare Verzerrung dadurch kompensiert werden kann, daß der Aufzeichnungsstrom in dem Moment plötzlich angehoben wird, in dem die Frequenz des FM-Impulsträgers sich von Pegeln mit niedrigerer Frequenz auf Pegel mit höherer Frequenz ändert. Diese Kompensationsart hängt jedoch von einer Detektorstufe ab, die dazu dient, diese Änderungen von einer niedrigen auf eine höhere Frequenz genau abzutasten. Eine derartige Detektorstufe ist nicht leicht aufzubauen, wodurch sie dazu beiträgt, daß die Aufzeichnungsstufe kompliziert und teuer wird. Aber auch dann, wenn diese Frequenzänderung genau abgetastet werden kann, ist es schwierig, optimale Pegel des Aufzeichnungsstromes beizubehalten. Wenn der Aufzeichnungsstrom den optimale Pegel überschreitet, wie dies leicht Vorkommen kann, dann stellt der resultierende große Aufzeichnungsstrom für sich selbst eine Quelle von nichtlinearen Verzerrungen dar, wie dies oben beschrieben wurde. Um die Pegel des Aufzeichnungsstromes passend zu regeln, muß weiters der übliche Aufzeichnungsverstärker aus einem Analogverstärker bestehen, was im Gegensatz zu einem relativ einfacheren, billigeren Schaltverstärker steht.

Es bestand somit ein Bedarf daran, die FM-Impulsträger und die digitalen Signale während ihrer Aufzeichnung so zu kompensieren, daß die Signale mit einer minimalen nichtlinearen Verzerrung wiedergegeben werden können.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein verbessertes Verfahren und eine Schaltungsanordnung für die Aufzeichnung von zweipegeligen Signalen zu schaffen, wobei die oben beschriebenen Nachteile herkömmlicher Systeme vermieden werden.

Diese Aufgabe wird bei dem erfindungsgemäßen Verfahren gelöst durch Siebung des zweipegeligen Signals, um höherfrequente Anteile zu beseitigen, Vorverzerrung des gesiebten zweipegeligen Signals durch eine Phasenänderung, Verstärkung des in seiner Phase geänderten zweipegeligen Signals und Aufzeichnung des verstärkten, in seiner Phase geänderten zweipegeligen Signals. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Vorverzemmgsstufe aufweist, die das zweipegelige Signal durch ein Anheben des Tastverhältnisses verzerrt, wenn die Wiederholungsfrequenz, mit der sich das zweipegelige Signal zwischen Pegeln ändert, plötzlich ansteigt -2-

Nr. 389786

Die Erfindung wird nun anhand eines Beispiels und in Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen zeigt: Fig. 1 ein Teilblock-Teilschaltbild von einer Ausführungsform dieser Erfindung, Fig. 2A - 2E Schwingungsformdiagramme, die zum Verständnis der Arbeitsweise dieser Erfindung dienen, Fig. 3A und 3B Schwingungsformdiagramme, die dazu dienen, um Vorteile verstehen zu können, die durch diese Erfindung erreicht werden.

Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform einer Aufzeichnungsstufe, die diese Erfindung aufweist. Diese Aufzeichnungsstufe besteht aus einer Pufferstufe (3), einem Tiefpaßfilter (4), einer Phasenänderungsstufe (6), einer Vergleicherstufe (7), einem Verstärker (8) und einem Aufzeichnungskopf (9). Die Pufferstufe (3), die einen Operationsverstärker oder einen anderen herkömmlichen Schaltkreis aufweisen kann, besitzt eine relativ hohe Eingangsimpedanz und eine niedrige Ausgangsimpedanz, liegt an den Eingängen (1) und (2) und kann ein zweipegeliges Eingangssignal (Sj) empfangen. Dieses zweipegelige Signal (Sj) kann ein FM-Impulsträger sein, dessen Frequenz moduliert wird, um die Information darzustellen. Andererseits kann das zweipegelige Signal (Si) ein digitales Signal sein, das aus binären "Γ und "0” besteht Der Ausgang der Pufferstufe (3) liegt über einen Strombegrenzerwiderstand (Rq) am Tiefpaßfilter (4).

Das Tiefpaßfilter ist so aufgebaut, daß vom zweipegeligen Signal höherfiequente Anteile beseitigt werden. Wie man aus der folgenden Beschreibung erkennt, dient das Tiefpaßfilter (4) dazu, um die scharfen senkrechten Vorder- und Rückflanken des zweipegeligen Signals in allmählich ansteigende und abfallende Flanken zu ändern. Wenn das zweipegelige Eingangssignal (Sj) aus derartigen allmählich ansteigenden und abfallenden Vorder- und Rückflanken aufgebaut ist, d. h. wenn das zweipegelige Signal geeignete Anstiege aufweist kann man auf das Tiefpaßfilter (4) verzichten. Der Ausgang des Tiefpaßfilters liegt über eine andere Pufferstufe (5) an der Phasenänderungsstufe (6). Bei dem hier gezeigten Beispiel besteht die Pufferstufe (5) aus einem Operationsverstärker, bei dem beispielsweise ein nichtinvertierender Eingang am Ausgang des Tiefpaßfilters (4) liegt und ein invertierender Eingang (in Fig. 1 mit einem Kreis dargestellt) mit dem Ausgang des Operationsverstärkers rückgekoppelt ist.

Die Phasenänderungsstufe (6) arbeitet analog zur RC-Differenzierstufe und besteht aus einem Kondensator (Cj), der mit dem Ausgang der Pufferstufe (5) in Serie liegt, und einem Widerstand (R2), der als Ableitwiderstand mit Masse verbunden ist. Parallel zum Kondensator (Cj) ist zusätzlich ein regelbarer Widerstand (Rj) angeschlossen. In einem Beispiel kann der regelbare Widerstand (Rj) ein spannungsgeregelter

Widerstand sein, beispielsweise der Kollektor-Emitter-Widerstand eines bipolaren Transistors oder der Senke-Abfluß-Widerstand eines Feldeffekttransistors oder ähnlichens. Dabei erkennt man, daß die Phasenänderungsstufe (6) so arbeitet, daß sie die Phase des anliegenden Signals als Funktion der Frequenz dieses Signals verändert Der Ausgang der Phasenänderungsstufe, d. h. der Verbindungspunkt des Kondensators (Cj) und des

Widerstandes (R2) liegt an der Vergleicherstufe (7). Die Vergleicherstufe ist so aufgebaut, daß sie das phasengeänderte zweipegelige Signal, das von der Phasenänderungsstufe anliegt, mit einem vorgegebenen Schwellwertpegel vergleicht. Bei der bevorzugten Ausführungsform dieser Erfindung ist der vorgegebene Schwellwertpegel der Nullpegel. Die Vergleicherstufe (7) arbeitet daher so, daß sie die Nulldurchgänge des anliegenden, in seiner Phase geänderten zweipegeligen Signals abtastet. Andererseits kann die Vergleicherstufe (7) auch so arbeiten, daß sie das phasengeänderte zweipegelige Signal mit einem Mittelwert oder einem Wechselspannungsbezugspotential vergleicht. Wie man erkennt, weist die Vergleicherstufe zwei Eingänge auf, von denen einer mit dem Ausgang der Phasenänderungsstufe (6) verbunden ist und der andere über einen Widerstand an Masse liegt. Der Ausgang der Vergleicherstufe (7) ist über den Verstärker (8) mit dem Aufzeichnungskopf (9) verbunden. Bei der bevorzugten Ausführungsform handelt es sich beim Verstärker (8) um einen sogenannten Schaltverstärker, dessen Aufbau den Fachleuten bekannt ist. Der Aufzeichnungskopf (9) dient als Aufzeichnungswandler und ist so aufgebaut, daß er das verstärkte, in seiner Phase geänderte zweipegelige Signal auf dem Magnetträger (10) aufzeichnet. Bei einem Beispiel kann der Magnetträger (10) ein Magnetband sein.

Anhand der Schwingungsformen von Fig. 2a - 2E wird nun die Arbeitsweise der Aufzeichnungsstufe von Fig. 1 beschrieben. In Fig. 2A ist das zweipegelige Eingangssignal (Sj) dargestellt. Wenn es sich bei diesem zweipegeligen Signal um ein digitales Signal handelt, soll angenommen werden, daß vor dem Zeitpunkt (T) eine Kette vom binären "0" vorhanden war und sich das digitale Signal nachher zwischen binär "Γ und "0" ändert Ab dem Zeitpunkt T( )zeigt das zweipegelige Eingangssignal (Sj) somit die Bit-Folge [10101010], Andererseits kann das zweipegelige Signal (Sj) auch ein FM-Impulsträger-Signal sein, das vor dem Zeitpunkt (T) eine relativ niedrige Frequenz und beginnend mit dem Zeitpunkt (T) eine relativ höhere Frequenz aufweist. In beiden Fällen, d. h. egal, ob jetzt das zweipegelige Eingangssignal (Sj) ein digitales Signal oder ein FM-lmpulsträger ist, steigt die Pegeländerungsfrequenz zum Zeitpunkt (T) plötzlich an.

Dieses zweipegelige Eingangssignal (Sj) wird von der Pufferstufe (3) an das Tiefpaßfilter (4) gelegt. Wie bereits oben erwähnt, beseitigt das Tiefpaßfilter die höherfrequenten Anteile vom zweipegeligen Signal (Sj), wodurch das gesiebte zweipegelige Signal (Sa) entsteht, das Fig. 2B zeigt. Wenn, wie oben erwähnt, das -3-

Nr. 389786 zweipegelige Signal (Sj) allmählich ansteigende und abfallende Vorder· und Rückflanken statt der senkrechten

Vorder- und Rückflanken von Fig. 2A besitzt, d. h. wenn das zweipegelige Eingangssignal die Schwingungsform von Fig. 2B aufweist, kann das Tiefpaßfilter (4) weggelassen werden.

Das gesiebte zweipegelige Signal (Sa) wird über die Pufferstufe (5) an die Phasenänderungsstufe (6) gelegt

Durch die Differenzierwirkung der Phasenänderungsstufe wird die Schwingungsform des gesiebten zweipegeligen Signals so verändert, daß das phasengeänderte zweipegelige Signal (Sb) von Fig. 2C entsteht. Obwohl die

Schwingungsform des phasengeänderten zweipegeligen Signals (Sb) der Schwingungsform des gesiebten zweipegeligen Signals (Sa) ähnlich ist, erkennt man, daß der mittlere Pegel des phasengeänderten Signals (Sb) relativ zu einem mittleren oder Nullpegel für die erste Schwingung beginnend mit dem Zeitpunkt (T) nach oben verschoben erscheint und dieser mittlere Pegel allmählich auf den normalen Nullpegel zurückkehrt. In Fig. 2C ist diese Rückkehr auf den mittleren Pegel des in seiner Phase geänderten Signals (Sb) von der ursprünglichen höheren Amplitude auf seine normale Amplitude strichliert dargestellt.

Infolge dieser Pegelverschiebung im phasengeänderten zweipegeligen Signal (Sb) sind die Nulldurchgänge verschoben, d. h. der ursprüngliche oder positiv verlaufende Nulldurchgang des phasengeänderten Signals (Sb) tritt vor dem normalen positiv verlaufenden Nulldurchgang auf, den Fig. 2B zeigt. Der negativ verlaufende Nulldurchgang dieser Schwingung des phasengeänderten Signals (Sb) erscheint zu einem Zeitpunkt, der zum normalen negativ verlaufenden Nulldurchgang verzögert ist. Bei der nächsten Schwingung tritt der positiv verlaufende Nulldurchgang des phasegeänderten Signals (Sb) zu einem Zeitpunkt auf, der zum normalen positiv verlaufenden Nulldurchgang näher liegt, diesem jedoch noch immer voreilt. Der negativ verlaufende Nulldurchgang dieser Schwingung erscheint zum normalen negativ verlaufenden Nulldurchgang verzögert Bei der nächsten und den darauffolgenden Schwingungen des in seiner Phase geänderten zweipegeligen Signals (Sb) fallen die Nulldurchgänge mit den normalen Nulldurchgängen von Fig. 2B zusammen. Diese Verzerrung in den Nulldurchgängen des phasegeänderten Signals (Sb) werden als Phasenverzerrung bezeichnet. Die Phasenänderungsstufe (6) verzerrt somit das gesiebte zweipegelige Signal (Sa) in seiner Phase. Diese Phasenverzerrung ist bei der Anfangsschwingung beginnend mit dem Zeitpunkt (T) ein Maximum und wird dann allmählich kleiner. Bei dem hier gezeigten Beispiel ist diese Phasenverzerrung etwa ab der dritten Schwingung des gesiebten zweipegeligen Signals nicht mehr vorhanden.

Das phasengeänderte zweipegelige Signal (Sb), das am Ausgang der Phasenänderungsstufe (6) erzeugt wird, wird an die Vergleicherstufe (7) gelegt, in der es mit dem oben genannten Schwellenwat, dem Mittelwert oder dem Wechselspannungsbezugspotential verglichen wird. Wie man erkennt, arbeitet die Vergleicherstufe (7) als Amplitudenbegrenzer, um das in seiner Phase geänderte Signal so zu formen, daß die allmählich ansteigenden und abfallenden Vorder- und Rückflanken als sich plötzlich ändernde senkrechte Flanken erscheinen, wie dies Fig. 2D zeigt. Die Vergleicherstufe (7) formt somit das phasengeänderte Signal (Sb) so, daß es als ein schärfer definiertes Impulssignal (Sc) erscheint

Aus Fig. 2C erkennt man, daß das phasengeänderte zweipegelige Signal (Sb) dann ein höheres Tastverhältnis aufweist, wenn die Wiederholungsfrequenz des zweipegeligen Eingangssignals (Sj) plötzlich ansteigt. D. h. während der ersten Schwingungen des höher frequenten zweipegeligen Signals treten die positiv verlaufenden Nulldurchgänge des phasegeänderten Signals (Sb) vor dem nicht geänderten Signal (Sa) auf und die negativ verlaufenden Nulldurchgänge sind zu den nichtgeänderten negativ verlaufenden Nulldurchgängen verzögert Infolgedessen wird das Tastverhältnis des geformten Impulssignals (Sc), das am Ausgang der Vergleicherstufe (7) erzeugt wird, entsprechend erhöht, wie dies Fig. 2D zeigt. An einer Stelle, an der die Frequenz oder die Wiederholungsfrequenz des zweipegeligen Signals ansteigt (in Fig. 2D als Stelle ("a") dargestellt), wird daher das Tastverhältnis des geformten, in seiner Phase geänderten zweipegeligen Signals (Sc) über das normale Tastverhältnis angehoben, wobei dieses höhere Tastverhältnis im Laufe der nächsten paar Schwingungen allmählich auf das normale Tastverhältnis verkleinert wird. Wie Fig. 2D zeigt, ist das Tastverhätlnis des geformten zweipegeligen Signals (Sc) in der dritten Schwingung dem normalen Tastverhältnis im wesentlichen gleich. Das bedeutet, daß die Breite da positiv verlaufenden Impulse des geformten, in seiner Phase geänderten zweipegeligen Signals (Sc) beginnend mit dem Punkt ("a") über die normale Impulsbreite angehoben wird und dann während der nächsten paar Schwingungen allmählich auf die normale Impulsbreite zurückkehn. Da die Wiederholungsfrequenz dieses geformten, phasegeänderten zweipegeligen Signals (Sc) gleich der Wiederholungsfrequenz des zweipegeligen Eingangssignals (Sj) bleibt, erkennt man, daß die Impulsbreite der negativ verlaufenden Impulse während jener Schwingungen verkleinert wird, in denen die Impulsbreite der positiv verlaufenden Impulse zunimmt.

Das geformte phasengeänderte zweipegelige Signal (Sc) wird vom Schaltverstärker (8) verstärkt und dann von einem geeigneten Magnetaufzeichnungswandler, beispielsweise einem Aufzeichnungskopf (9), -4-

Nr. 389786 aufgezeichnet Wie bereits oben erwähnt, kann erwartet werden, daß während der Wiedergabe das aufgezeichnete zweipegelige Signal einer nichtlinearen Verzerrung unterworfen wird, da die Folgefrequenz des zweipegeligen Signals (Sc) am Punkt ("a") plötzlich zunimmt. Wenn das zweipegelige Eingangssignal (Sj) von der Phasenänderungsstufe (6) nicht vorverzerrt worden wäre, d. h., wenn das zweipegelige Eingangssignals von Fig. 2A oder Fig. 2B aufgezeichnet wurde, entsteht bei der Wiedergabe jene Schwingungsform, die in Fig. 2E strichliert dargestellt ist. Fig. 2E zeigt die nichtlineare Verzerrung, wobei das wiedergegebene zweipegelige Signal, das am Punkt ("a") beginnt, d. h. an dem Punkt, an dem die Wiederholungsfrequenz plötzlich zunimmt, eine Verminderung des Signalpegels erfährt. Eine derartige nichtlineare Verzerrung nimmt allmählich ab, wodurch der wiedergegebene zweipegelige Signalpegel dem aufgezeichneten Signalpegel entspricht, wie dies in Fig. 2E strichliert dargestellt ist.

In Übereinstimmung mit dieser Erfindung wird das aufgezeichnete zweipegelige Signal (Sc) (Fig. 2E) jedoch so vorverzerrt, daß sein Tastverhältnis an der Stelle, an der die Wiederholungsfrequenz plötzlich ansteigt, angehoben wird und dieses Tastverhältnis nachher allmählich auf das normale Tastverhältnis zurückkehrt. Infolgedessen wird die nichtlineare Verzerrung, der das vorverzerrte zweipegelige Signal (Sc) während der

Wiedergabe unterworfen ist, durch diese Vorverzerrung ausgelöscht. In Fig. 2E ist mit durchgehenden Linien dargestellt, daß das wiedergegebene zweipegelige Signal (S^) seine normale Amplitude auch während jener paar

Schwingungen aufweist, die auf die plötzliche Zunahme in der Wiederholungsfrequenz des aufgezeichneten zweipegeligen Signals folgen. Eine Erklärung für diese Verbesserung liegt darin, daß die nichtlineare Verzerrung auf eine tatsächliche Herabsetzung des Tastverhältnisses des wiedergegebenen Signals hinausläuft, wie dies in Fig. 2E strichliert dargestellt ist. Diese Verminderung des Tastverhältnisses wird durch die vorverzerrte Zunahme im Tastverhältnis des aufgezeichneten zweipegeligen Signals (S£) ausgelöscht oder kompensiert.

Fig. 3A zeigt die Schwingungsform eines wiedergegebenen zweipegeligen Signals, dessen Wiederholungsfrequenz zum Zeitpunkt (T) plötzlich zunimmt und das keiner Vorverzerrung unterworfen wurde. Bei einem Beispiel kann die Wellenlänge der höheren Wiederholungsfrequenz in der Größenordnung von etwa 0,9 Mikron liegen und der Magnetträger beispielsweise ein Co·«· Magnetband sein. In Fig. 3A ist strichliert der verminderte Signalpegel des wiedergegebenen zweipegeligen Signals beginnend mit dem Zeitpunkt (T) dargestellt, wobei dieser Signalpegel allmählich auf den Normalpegel ansteigt. Fig. 3B zeigt eine Schwingungsform desselben wiedergegebenen zweipeligen Signals, das der oben erwähnten phasenändemden Vorverzerrung unterworfen wurde. Man erkennt, daß infolge dieser Vorverzerrung das wiedergegebene zweipegelige Signal von Fig. 3B auch dann keinem unerwünschten Abfall im Signalpegel unterworfen ist, wenn die Wiederholungsfrequenz des zweipegeligen Signals plötzlich ansteigt. Aus einem Vergleich der Fig. 3A und 3B »kennt man, daß die Nulldurchgänge für die Schwingungsform von Fig. 3B betriebssicherer abgetastet werden, als die Nulldurchgänge der Schwingungsform von Fig. 3A. Wenn somit das zweipegelige Signal ein digitales Signal ist, weiden die binären T und "0”, die die brauchbare Information kennzeichnen, durch einfache, herkömmliche Nulldurchgangsabtastverfahren betriebssicher abgetastet. Die brauchbare Information wird somit betriebssicher wiedergewonnen. In Fig. 3A werden jedoch zumindest die Anfangsnulldurchgänge des zweipegeligen Signals mit einer höheren Wiederholungsfrequenz nicht leicht abgetastet. Die brauchbare Information, die durch diesen Teil des wiedergegebenen Signals gekennzeichnet ist, kann damit nicht leicht wiedergewonnen werden.

Bei der Ausführungsform von Fig. 1 ist das Tiefpaßfilter (4) vorgesehen, um die höherfrequenten Anteile des zweipegeligen Eingangssignals (Sj) zu beseitigen. Wenn der Schaltkreis, der das zweipegelige Signal (Sj) erzeugt, aus logischen Hochgeschwindigkeitsschaltkreisen gebildet wird, beispielsweise aus emittergekoppelten logischen Schaltkreisen, ist die Ansprechzeit eines derartigen Schaltkreises genügend hoch, daß die Anstiegs- und Abfallzeiten der Vorder- und Rückflanken des zweipegeligen Signals (Sj) extrem kurz werden. Das bedeutet, daß die Vorder· und Rückflanken scharf definiert sind und rasch ansteigen und abfallen. Eine geeignete Phasenänderungsstufe, mit der das Tastverhältnis eines scharf definierten zweipegeligen Signals wirkungsvoll erhöht werden kann, dessen Wiederholungsfrequenz plötzlich zunimmt, ist sehr kompliziert Um den Aufbau der Phasenänderungsstufe (6) zu vereinfachen, wird daher das Tiefpaßfilter (4) verwendet, um die höherfrequenten Anteile des zweipegeligen Eingangssignals (Sj) zu beseitigen und dadurch die Anstiegs- und Abfallzeiten der

Vorderund Rückflanken zu »höhen. Das Tiefpaßfilter (4) dient also dazu, um den dargestellten Anstieg des zweipegeligen Eingangssignals hervorzurufen, wodurch die Schwingungsform (Sa) von Fig. 2B entsteht Das Tiefpaßfilter kann jedoch dann weggelassen werden, wenn der zweipegelige Eingang eine Schwingungsform aufweist, wie sie Fig. 2B zeigt

Aus Fig. 3A erkennt man, daß die nichtlineare Verzerrung, die dem wiedergegebenen zweipegeligen Signal aufgeprägt ist von d» Wellenlänge des Signals abhängt. Wenn daher die Wellenlänge des wiedergegebenen zweipegeligen Signals relativ klein ist wie dies bei einer plötzlichen Zunahme der Wiederholungsfrequenz d» Fall ist, führt die nichtlineare Verzerrung zu einem entsprechend niedrigen wiedergegebenen Signalpegel. Dabei »kennt man, daß die Vorverzerrung des zweipegeligen Signals vor der Aufzeichnung dazu dient um diese unerwünschte nichtlineare Verzerrung im wiedergegebenen zweipegeligen Signal auszulöschen oder zu -5-

Claims (10)

1. Nr. 389786 kompensieren. Durch die Anwendung dieser Erfindung wird nur die Phase des zweipegeligen Signals verändert. Aus diesem Grund muß der Aufzeichnungsverstärker, beispielsweise der Verstärker (8), nicht auf einen Analogverstärker eingeschränkt werden, sondern kann als Schaltverstärker aufgebaut sein, der bekanntlich einen wesentlich einfacheren Verstärkerkreis besitzt Weiters erkennt man, daß die Vorverzerrung des zweipegeligen Signals vor dessen Aufzeichnung, d. h. die Änderung im Tastverhältnis des zweipegeligen Signals, eine Funktion des Informationsgehalts des zweipegeligen Signals ist. Wenn beispielsweise das zweipegelige Signal ein FM-Impulsträger ist, dessen Frequenz die Information kennzeichnet, dann nimmt das Tastverhältnis des zweipegeligen Signals zu, wenn die Frequenz des Trägers plötzlich ansteigt. Wenn auf ähnliche Weise das zweipegelige Signal ein digitales Signal ist, dessen binäre "1" und "0" die Information darstellen, dann nimmt das Tastverhältnis der digitalen Impulssignale zu, wenn die Bit-Dichte des digitalen Signals plötzlich ansteigt. Mit Hilfe dieser Erfindung wird die nichtlineare Verzerrung durch eine Vorverzerrung des zweipegeligen Signals im wesentlichen ausgelöscht oder kompensiert. Aus diesem Grund kann der optimale Signalaufzeichnungsstrompegel unabhängig von den Phasenänderungskennlinien der Phasenänderungsstufe (6) gewählt werden. Einstellungen, die für die Pegel des Aufzeichnungsstroms oder die Phasenänderungskennlinien wünschenswert sein können, müssen damit nicht miteinander Zusammenhängen. Die Aufzeichnung der zweipegeligen Signale kann somit bei optimalen Pegeln mit einer minimalen nichtlinearen Verzerrung während der Wiedergabe erfolgen. Obwohl die Erfindung hier im Zusammenhang mit einer bevorzugten Ausführungsform dargestellt und beschrieben wurde, ist für Fachleute ersichtlich, daß verschiedene Änderungen und Abarten vorgenommen werden können, ohne vom Geist und Bereich der Erfindung abzuweichen. Beispielsweise kann eine der RC-Stufe von Fig. 1 äquivalente Phasenänderungsstufe verwendet werden, um eine vergleichbare Änderung im Tastverhältnis des zweipegeligen Signals durchzuführen, wenn dessen Wiederholungsfireguenz ansteigt Auf ähnliche Weise kann ein anderer geeigneter Schaltkreis als Vergleicherstufe (7) verwendet werden, der zur Formung des phasengeänderten zweipegeligen Signals S^ dient, so daß dieses als Impulssignal (Sc) auftritt, das scharf definierte, plötzlich ansteigende und abfallende Vorder- und Rückflanken besitzt. Weiters erkennt man, daß die Pufferstufe (3) und (5) herkömmlich aufgebaut sein können und dazu dienen, um die mit dem Eingang verbundenen Schaltkreise von jenen Schaltkreisen zu nennen, die am Ausgang liegen. Darüberhinaus kann, wie oben erwähnt, das Tiefpaßfilter (4) dazu verwendet werden, um höherfrequente Anteile vom zweipegeligen Eingangssignals (Sj) zu beseitigen, wobei dieses Tiefpaßfilter dann weggelassen werden kann, wenn das zweipegelige Eingangssignal allmählich ansteigende und abfallende Vorder- bzw. Rückflanken besitzt wie dies Fig. 2B zeigt. PATENTANSPRÜCHE 1. Verfahren zur Aufzeichnung eines zweipegeligen Signals auf einem Magnetträger, um eine Verzerrung des Signals bei der Signalwiedergabe auf ein Minimum herabzusetzen, gekennzeichnet durch Siebung des zweipegeligen Signals, um höherfrequente Anteile zu beseitigen, Vorverzerrung des gesiebten zweipegeligen Signals durch eine Phasenänderung, Verstärkung des in seiner Phase geänderten zweipegeligen Signals und Aufzeichnung des verstärkten, in seiner Phase geänderten zweipegeligen Signals.
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß die Vorverzerrung des zweipegeligen Signals ein Anheben des Tastverhältnisses des zweipegeligen Signals enthält wenn die Geschwindigkeit mit der sich das zweipegelige Signal von einem Pegel auf einen anderen ändert plötzlich zunimmL
3. 3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Anhebung des Tastverhältnisses des zweipegeligen Signals ein Anheben des Tastverhältnisses über ein normales Tastverhältnis für mehrere Schwingungen des zweipegeligen Signals enthält wenn die Pegeländerungsgeschwindigkeit plötzlich zunimmt wobei anschließend das Tastverhältnis auf das normale Tastverhältnis zurückgeführt wird.
4. 4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückführung des Tastverhältnisses auf das normale Tastverhältnis allmählich über mehrere Schwingungen erfolgt -6- Nr. 389786
5. 5. Schaltungsanordnung zur Aufzeichnung eines zweipegeligen Signals auf einem Aufzeichnungsträger mit einer Aufeichnungsstufe, wobei die Verzerrung des zweipegeligen Signals während der Wiedergabe auf ein Minimum reduziert ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung eine Vorverzerrungsstufe (4,5,6,7) 5 aufweist, die das zweipegelige Signal durch ein Anheben des Tastverhältnisses verzerrt,' wenn die Wiederholungsfrequenz, mit der sich das zweipegelige Signal zwischen Pegeln ändert, plötzlich ansteigt
6. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorverzerrungsstufe eine Phasenänderungsstufe (6) aufweist, welche die Phase des zweipegeligen Signals ändert wenn dessen 10 Wiederholungsfrequenz plötzlich ansteigt.
7. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenänderungsstufe eine RC-Differenzierstufe (Rj, Cj) enthält und parallel zur Kapazität dieser RC-Differenzierstufe ein zusätzlicher Ohmscher Widerstand (RI) liegt 15
8. 8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der zusätzliche Ohmsche Widerstand (RI) ein regelbarer Widerstand ist
9. 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorverzerrungsstufe ein 20 Tiefpaßfilter (4) enthält, welches das zweipegelige Signal siebt, um höherfrequente Anteile zu beseitigen und das gesiebte zweipegelige Signal an die Phasenänderungsstufe (6) zu legen.
10. 10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorverzerrungsstufe eine Vergleicherstufe (7) enthält, die mit der Phasenänderungsstufe (6) verbunden ist, und das in seiner Phase 25 geänderte zweipegelige Signal mit einem vorgegebenen Schwellwertpegel vergleicht um ein positiv verlaufendes Impulssignal zu erzeugen, wenn der Pegel des in seiner Phase geänderten zweipegeligen Signals den Schwellwalpegel in positiver Richtung kreuzt, und ein negativ verlaufendes Impulssignal zu »zeugen, wenn der Pegel des in seiner Phase veränderten zweipegeligen Signals den Schwellwertpegel in negativer Richtung kreuzt 30 Hiezu 3 Blatt Zeichnungen -7-