DE3530299C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zur Reduzierung des Rauschens nach der Gattung des Hauptanspruchs und einer Schaltungsanordnung hierfür.

Bekannte, einfache Verfahren zur Rauschreduzierung bei Videosignalen nach dem Stand der Technik, wie er beispielsweise aus der US-PS 33 33 055 bekannt ist, arbeiten nach dem Prinzip, daß hochfrequente Signalanteile mit kleinen Amplituden als Rauschen betrachtet und vom Nutzsignal subtrahiert werden. Das Videosignal wird dazu in einem Haupt- und einem Nebenweg übertragen und im Nebenweg hochpaßgefiltert, begrenzt und invertiert.

Anschließend werden die Signalanteile des Haupt- und des Nebenweges zusammengefaßt und so die durch die Hochpaßfilterung und Begrenzung definierten Rauschanteile entfernt. Das Rauschreduzierverfahren unter Anwendung dieser Schaltung hat den Nachteil, daß nach einem Signalsprung im Videosignal aufgrund der Hochpaßfilterung im Nebenweg der Signalpegel die Begrenzerschwelle kurzzeitig überschreitet und für diese Zeitdauer daher die Rauschreduzierung unwirksam ist. Es entstehen sogenannte "Rauschschleppen" an senkrechten Kanten im wiedergegebenen Bild, sowie nichtlineare Verzerrungen, deren Dauer mit zunehmender Störabstandsverbesserung ebenfalls wächst.

Aus der DE-PS 32 23 066 ist eine demgegenüber verbesserte Rauschreduzierschaltung bekannt, die die beschriebenen Nachteile dadurch vermeidet, daß in einer ersten Stufe das zeitlich verzögerte, rauschbehaftete Videosignal von einem tiefpaßgefilterten und daher von Rauschanteilen freien Videosignal subtrahiert wird, wodurch bei größeren Leuchtdichteänderungen im Bereich der Signalflanken des tiefpaßgefilterten Signals Amplitudenwerte entstehen, die die Schwellen eines nachfolgenden Begrenzers übersteigen und daher bei nachfolgender Subtraktion vom Ursprungssignal als Rauschanteile vor den Kanten größerer Leuchtdichteänderungen erscheinen. Diese Rauschanteile werden in einer nachgeschalteten zweiten Rauschreduzierstufe herkömmlicher Art beseitigt. Nachteilig bei der Anordnung nach der DE-PS 32 23 066 ist der erhöhte Schaltungsaufwand.

Aus der DE-OS 33 13 430 ist eine weitere Video-Rauschunterdrückungsschaltung bekannt, bei der zur Verbesserung der Bildqualität das Eingangsvideosignal zum Ausscheiden von Rauschkomponenten an ein Paar von Tiefpaßfiltern mit unterschiedlichen Zeitkonstantenwerten angelegt wird, und die Ausgangssignale der Tiefpaßfilter in geeigneter Weise kombiniert werden. Das Kombinationsprodukt wird mit dem verzögerten Eingangsvideosignal abermals kombiniert und einem Begrenzer zum Erzeugen einer Versetzungsspannung zugeführt. Diese Versetzungsspannung wird von dem verzögerten Videosignal subtrahiert und so die in den Tiefpaßfiltern von Rauschunterdrückungsschaltungen nach dem Stand der Technik infolge der in dem Tiefpaßfilter auftretenden Anstiegszeit erzeugten Weiß- bzw. Schwarzbereiche vor größeren Änderungen des Luminanzsignals vermieden. Die Behandlung des Videosignals mit der bekannten Rauschunterdrückungsschaltung erfordert jedoch einen ähnlich großen Schaltungsaufwand wie die vorher angegebene Schaltung.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, das Kantenrauschen, welches den zur Abtastrichtung senkrecht verlaufenden Kanten im Bildinhalt bei unvollkommener wirksamer Rauschreduzierung folgt, mit möglichst geringem Schaltungsaufwand weitgehend zu beseitigen.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt mit den im kennzeichnenden Teil des Hauptanspruchs angegebenen Maßnahmen.

Vorteile der Erfindung

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Unterdrückung des Rauschens bei der Übertragung von Videosignalen mit den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs hat demgegenüber den Vorteil, daß das den senkrechten Kanten nachfolgende Rauschen wesentlich reduziert wird. Als weiterer Vorteil ist anzusehen, daß diese Verbesserung mit geringerem Schaltungsaufwand als nach dem Stand der Technik erzielt wird. Wird die Zeitkonstante RC bei herkömmlichen Schaltungen vergrößert und damit der Bereich der erfaßten Rauschkomponenten zu niedrigeren Frequenzen hin erweitert, so entstehen nach einem Signalsprung Rauschschleppen, die mit wachsender Zeitkonstante RC zeitlich länger sichtbar sind. Dies wird mit der vorgeschlagenen Schaltung in vorteilhafter Weise vermieden.

Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der im Hauptanspruch angegebenen Schaltungsanordnung möglich. Besonders vorteilhaft ist, daß die vorgeschlagenen Maßnahmen auch für nichtlineare Pre- und Deemphasen verwendet werden können.

Zeichnung

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 eine Rauschminderungsschaltung nach dem Stand der Technik,

Fig. 2 eine Rauschminderungsschaltung nach der Erfindung,

Fig. 3 die Signalformen bei Anwendung der Schaltung nach Fig. 1,

Fig. 4 die Signalformen bei Anwendung der Schaltung nach Fig. 2,

Fig. 5 die zeitliche Darstellung des Hochpaßverhaltens bei verschiedenen Zeitkonstanten,

Fig. 6 die zeitliche Darstellung des Hochpaßverhaltens mit weiteren Zeitkonstantenwerten,

Fig. 7 ein Detailschaltbild entsprechend dem Blockschaltbild nach Fig. 2,

Fig. 8 die Spannungsversorgung für verschiedene Arbeitspunkte in Fig. 7.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Bei einer bekannten Rauschreduzierschaltung, deren Blockschaltbild in Fig. 1 und deren Signalformen in Fig. 3 dargestellt sind, wird das am Eingang E ankommende rauschbehaftete Videosignal im Punkt G in einen Haupt- und einen Nebenzweig aufgeteilt. Im Nebenzweig durchläuft das Signal zunächst eine Hochpaßschaltung HP zur Ausfilterung der hochfrequenten Signalanteile, die auch das Rauschen enthalten. Das ausgefilterte Signalgemisch durchläuft einen nachgeschalteten Begrenzer B zur Abtrennung der Signalanteile mit geringer Amplitude, die als Rauschen betrachtet werden. Diese Rauschanteile werden in der Schaltung V invertiert und mit geeignetem Pegel im Summierpunkt 3 dem Ursprungssignal zugesetzt, wodurch das Rauschen eliminiert wird.

Wie aus der Darstellung der zugehörigen Signalverläufe in Fig. 3 erkennbar ist, überschreitet die Sprungantwort der Hochpaßanordnung auf einen Signalsprung der rauschbehafteten Videospannung U₁₁ (Fig. 3a) infolge des differenzierenden Verhaltens der Hochpaßschaltung HP kurzzeitig die Begrenzerschwelle 2 A (Fig. 3b). Die Signalspannung U₄₁ (Fig. 3c) am Ausgang der Begrenzeranordnung B enthält daher für die Zeitdauer des Überschreitens der Begrenzerschwellen keinen Rauschanteil, so daß bei der nachfolgenden invertierten Zusammenfassung im Summationspunkt 3 nach einer größeren Änderung des Leuchtdichtesignals sogenannte "Rauschschleppen" im Signal verbleiben (Fig. 3d). Die Größe dieser Rauschschleppen sind abhängig von der Zeitkonstanten der Hochpaßanordnung HP.

In der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Unterdrückung des Rauschens im Videosignal wird daher die Zeitkonstante der Hochpaßanordnung pegelabhängig umgeschaltet mit dem Ziel, die Maßnahmen zur Rauschreduzierung nach einem Signalsprung früher wieder wirksam werden zu lassen. Im Blockschaltbild nach Fig. 2 durchläuft das bei E eintreffende rauschbehaftete Videosignal zunächst einen Pufferverstärker 2 zur Entkopplung von der Signalquelle. Im Verzweigungspunkt G am Ausgang des Pufferverstärkers wird das Signal wieder wie bei der bekannten Schaltung in einen Haupt- und einen Nebenzweig aufgeteilt. Haupt- und Nebenzweig werden später im Summationspunkt 3 wieder zusammengefaßt und ergeben am Ausgang 10 der Schaltung das weitgehend rauschfreie Videosignal U₅₂. Die rauschbehaftete Videospannung U₁₁ durchläuft im Nebenzweig ein Hochpaßfilter 4 zur Ausfilterung der das Rauschen enthaltenden hochfrequenten Signalanteile. Im Unterschied zu der Hochpaßanordnung HP in Fig. 1 enthält die Hochpaßschaltung 4 neben dem RC-Glied einen Schalter S zur pegelabhängigen Umschaltung der Zeitkonstanten. Die Ansteuerung des Schalters S erfolgt durch Schaltungsbausteine, die weiter unten beschrieben sind. Der Schalter S ist im Blockschaltbild schematisch als mechanischer Schalter dargestellt. In der realen Ausführungsform ist er jedoch durch Halbleiterelemente verwirklicht, deren Widerstandsänderung zur Änderung der Zeitkonstanten des RC-Gliedes ausgenutzt wird.

Die durch das Hochpaßglied 4 ausgefilterte hochfrequente Spannung U₃₂ wird in einem nachfolgenden Verstärker 5 invertierend verstärkt und anschließend in der Begrenzeranordnung 6 auf Pegelwerte in der Größe 2M symmetrisch zum Nullpunkt begrenzt. Die daraus resultierende Rauschspannung U₄₂ wird in der Schaltung 7 mit einem geeigneten Koeffizienten versehen und gelangt so zum Summationspunkt 3, dessen resultierende Spannung U₅₂ weitgehend vom Rauschanteil befreit ist.

Die Spannung vom Ausgang des Invertierverstärkers 5 wird außerdem einem Pegeldetektor 8 zugeführt, der beim Überschreiten einer voreingestellten Schaltschwelle Impuls an den nachgeschalteten Impulsformer abgibt. Die formierten Impulse des Impulsformers 9 dienen zur Betätigung des Schalters S in der Hochpaßanordnung 4. Dadurch wird für die Zeitdauer der Impulse die Zeitkonstante der Hochpaßanordnung 4 durch Verringerung des Widerstandswertes verkürzt.

Dadurch verkürzt sich die Zeitdauer, in der die Spannung U₃₂ die Begrenzerschwellen 2M überschreitet und damit die Rauschreduzierung unwirksam ist, nach einer senkrecht zur Abtastrichtung verlaufenden Kante auf die Größe T₂ (Fig. 4b). Dementsprechend kurz - nämlich ebenfalls von der Dauer T₂ - ist die Spannung U₄₂ nach dem Begrenzer 6 ohne Rauschanteil (Fig. 4c), so daß die Rauschschleppe im Ausgangssignal U₅₂ der Gesamtanordnung wesentlich kürzer ist und sich dadurch die Kantenschärfe und damit der visuelle Eindruck des wiedergegebenen Bildes wesentlich verbessert (Fig. 4d).

In Fig. 5 ist das Verhalten einer Hochpaßanordnung als Antwort auf eine größere Leuchtdichteänderung dargestellt. Bei einem Ansteigen der Eingangsspannung U₁₁ auf einen bestimmten gleichbleibenden Wert wird die Ausgangsspannung U₂₁ zunächst mitgezogen, da die steile Rampe des Eingangssignals U₁₁ sehr viele hochfrequente Anteile enthält, für die die Kapazität C nur einen geringen Widerstand darstellt. Gleichzeitig wird jedoch über den Widerstand R die Ausgangsspannung gegen Masse abgebaut, so daß die Spannung U₂₁ nicht ganz den Wert der Spannung U₁₁ erreicht und nach dem Übergang der Spannung U₁₁ in den waagrechten Teil nach der bekannten E-Funktion abklingt. Aus der gleichen Figur ist auch erkennbar, daß dann, wenn die Zeitkonstante der Hochpaßanordnung oberhalb einer Schaltschwelle N verkürzt wird, indem der Widerstandswert R durch Parallelschalten eines zweiten Widerstands verkleinert wird, die Ausgangsspannung U₃₂ nur einen relativ kleinen Spitzenwert erreicht und wegen des verringerten Widerstandswertes über den Schalter S diese Spannung auch wieder rasch abgebaut wird, so daß sie nach verhältnismäßig kurzer Zeit die Schaltschwelle N wieder unterschreitet. Beim Umschalten auf die ursprüngliche größere Zeitkonstante klingt dann die Spannung U₃₂ zwar wieder langsamer ab, die Gesamtzeit T₂ bis zum Unterschreiten der Begrenzerschwelle M ist jedoch wesentlich geringer als die Zeit T₁, welche die Spannung U₂₁ infolge der größeren Zeitkonstante benötigt.

In Fig. 6 sind in das Diagramm die Verhältnisse für die Spannungen U₁₁ und U₂₁ in gleicher Weise eingezeichnet wie in Fig. 5, jedoch ist die Zeitkonstante für die Spannung U₃₂ so verkürzt worden, daß die Zeit T₂ bis zum Unterschreiten der Schaltschwelle praktisch mit dem Ende der Steigzeit der Spannung U₁₁ zusammenfällt. Damit reduziert sich die Länge der Rauschschleppe zeitlich auf einen Betrag, der mit der Steigzeit der Signale identisch ist. Hierdurch wird der Bildeindruck ganz wesentlich verbessert.

Der Signalverlauf der Spannung U₃₂ nach den Fig. 5 und 6 ergibt sich aus dem Zeitkonstantenverhältnis τ₂ : τ₁ und der Größe der vorgegebenen Schaltschwelle N des Pegeldetektors 8. Die Zeitkonstante τ₁ ergibt sich die Zeitkonstante τ₂ zu und damit die erwünschte kürzere Zeitkonstante bei geschlossenem Schalter S.

Wird das Verhältnis der Zeitkonstanten wie im Bild 6 gewählt, so kann die Begrenzerstufe 6 entfallen, da die Spannung U₃₂ die Werte ±M nicht überschreiten kann. In diesem Fall ist die Schaltschwelle N des Pegeldetektors gleich der Begrenzerschwelle M. Der Wert K (Verstärkung oder Dämpfung) ist so gewählt, daß die Rauschspannungen in Stufe 3 mit gleichen Amplituden subtrahiert werden.

In Fig. 7 wird das rauschbehaftete Videosignal zunächst einem Pufferverstärker 2 zugeführt, der aus zwei hintereinander geschalteten Transistorverstärkerstufen in Kollektorgrundschaltung (Emitterfolger) besteht. Das Videosignal wird dazu vom Eingang E über den Widerstand R 73 der Basis des ersten Transistors T 27 zugeführt und vom Emitter des Transistors 27 über einen Widerstand R 100 der Basis der zweiten Transistorstufe T 19. Die beiden Transistorstufen T 27, T 19 werden vorteilhaft als NPN- PNP-Stufen ausgeführt, damit die spätere Addition des Haupt- und des Nebenweges ohne Gleichspannungsversatz ausgeführt werden kann.

Im Punkt G am Ausgang der Transistorsstufe T 19 teilt sich der Signalweg in einen Hauptzweig, der über den Widerstand R 66 zum Summierpunkt 3 führt, und einen Nebenweg, der über den Widerstand R 32 und die Emitterfolgerstufe T 7 zu den im Blockschaltbild mit 4, 5, 6 und 7 bezeichneten Stufen ebenfalls zum Summierpunkt 3 führt.

Das in Fig. 2 mit 4 bezeichnete Hochpaßnetzwerk mit Schalter, das schematisch durch den Kondensator C, den Widerstand R und den als mechanischen Schalter dargestellten Schalter S angedeutet ist, besteht in der realen Schaltung nach Fig. 7 aus der Parallelschaltung aus zwei Kondensatoren, welche in ihrer Gesamtheit als C 4 bezeichnet sind, dem Widerstand R 12, der über den Eingang des weiter unten beschriebenen Operationsverstärkers IC 8 virtuell auf Masse liegt. Der in Fig. 2 im Schaltungsbaustein 4 angedeutete Schalter S besteht aus einem Feldeffekttransistor T 9, dessen Drain über den Anschluß H mit der Kondensatorschaltung C 4 und dem Widerstand R 12 verknüpft ist und dessen Source-Anschluß S auf Masse liegt.

Das Verstärkungsverhältnis der Verstärkerstufe 5 bestimmt sich aus dem Verhältnis der Widerstände R 60, R 91 zu dem Widerstandswert R 12. Die beiden antiparallel geschalteten Dioden-Widerstandskombinationen G 2, R 33, R 34 dienen zur Begrenzung des Ausgangssignals U 32 bei großen Amplituden. Die RC-Kombination R 11/C 6 dient zur Frequenzgangkompensation, die Kondensatoren C 5, C 7, C 8 und C 18 zur Abblockung der Versorgungsspannung des Operationsverstärkerbausteins IC 8.

Die der Verstärkerstufe 5 nachgeschaltete Begrenzerstufe 6 besteht im wesentlichen aus in Serie geschalteten Begrenzerstufen, von denen die erste aus den beiden Transistoren T 20, T 21 mit ihren Emittern miteinander verbunden sind und das Signal im negativen Bereich auf einen Wert begrenzen, der um die Basis-Emitter-Spannung unter dem am Widerstand R 62 voreinstellbaren Spannungswert liegt. In gleicher Weise wird das so begrenzte Signal von dem gemeinsamen Emitteranschluß der Transistoren T 20, T 21 über den Widerstand R 64 der Basis eines weiteren Transistors T 31 zugeführt, der zusammen mit dem Transistor T 32 eine zweite Begrenzerstufe bildet, die das Signal im positiven Bereich auf einen Wert begrenzt, der um die Basis-Emitter-Spannung höher liegt als der am Widerstand R 63 voreingestellte Spannungswert.

Das Widerstandsverhältnis der Widerstände R 66 zu der Parallelschaltung aus den Widerständen R 80, R 81 bestimmt die Anteile der aus dem Haupt- und dem Nebenweg am Punkt 3 zusammengefaßten Signale. Vom Summationspunkt 3 durchläuft das Signal eine aus zwei Emitterfolgerstufen T 33, T 22 bestehende Schaltung, die in ähnlicher Weise wie die unter 2 beschriebene Schaltung am Ausgang F das rauschbefreite Videosignal niederohmig zur Verfügung stellt.

Für die zur Betätigung des Schalters S im Baustein 4 erforderliche Pegelerkennung ist in der Stufe 8 das Signal U 32 vom Ausgang der Operationsverstärkerstufe IC 8 über den Widerstand R 36 zur Basis einer ersten Transistorstufe T 23 geführt, an deren Kollektor das Signal invertiert und über den Widerstand RE 39 am Emitter das Signal nicht invertiert abgenommen werden kann. Beide Signale werden über die Transistorstufen T 11 bzw. T 24, die als Emitterfolger arbeiten und über die Reihenschaltung aus dem Kondensator C 11 und dem Widestand R 45 bzw. aus C 19, R 46 den Basen der beiden Transistoren T 13, T 25 zugeleitet, die als Differenzverstärker geschaltet sind. Über den Gleichspannungsanschluß B und die Widerstände R 44, R 45 wird der Basis des Transistors T 13, von dem Gleichspannungsanschluß C über die Widerstände R 42, R 46 wird der Basis des Transistors T 25 jeweils ein Gleichspannungswert angelegt. Bei einem Signalsprung der Spannung U 32, der die an den Basen der Transistoren T 13, T 25 eingestellten Gleichspannungswerte überschreitet, entsteht an den verbundenen Kollektoren dieser Transistoren ein Impuls. Dieser wird über den Widerstand R 17 der Impulsformerstufe 9 zugeleitet. Diese besteht aus der Emitterfolgerstufe T 12, der eigentlichen Impulsformerstufe T 10, welche über den Kondensator C 9 dem Gate des Schalttransistors T 9 einen geeigneten Schaltimpuls zuführt. Der Kondensator C 10 bildet zusammen mit dem Widerstand R 13 eine Zeitkonstante, die zusammen mit dem Transistor T 10 einen Impuls genügender Breite und Höhe für T 9 formt.

In den Hauptweg des Videosignals kann zum Ausgleich der unterschiedlichen Laufzeiten im Haupt- und Nebenweg ein Laufzeitglied eingefügt sein.

Zur Einstellung der Arbeitspunkte A, B und C in Fig. 7 dient die in Fig. 8 gezeigte Schaltung. Dazu wird die von einer Referenzdiode G 3 erzeugte konstante Spannung über den Widerstand R 53 der Basis einer ersten Emitterfolgerstufe T 15 zugeführt, von deren Emitter die Spannung für den Arbeitspunkt A abnehmbar ist. Diese Spannung wird über den Widerstand R 26 der Basis einer Transistorverstärkerstufe T 16 zugeführt, deren Kollektor über die Reihenschaltung aus den Widerständen R 55, R 56 an Masse gelegt ist. Im Verbindungspunkt der beiden Widerstände R 55, R 56 ist die Basis einer zweiten Emitterfolgerstufe T 18 angeschlossen, an deren Emitter die Spannung für den Speisepunkt B abnehmbar ist. Vom Kollektor der Transistorverstärkerstufe T 16 ist die Spannung an eine Seite des einstellbaren Widerstandes R 92 gelegt, dessen andere Seite an Masse liegt. Vom Schleifer des einstellbaren Widestandes R 92 wird eine Gleichspannung an die Basis einer dritten Emitterfolgerstufe T 28 geführt, von deren Emitter schließlich die Arbeitsspannung für den Punkt C abgenommen werden kann. Die Kondensatoren C 16, C 30 dienen als Siebkondensatoren.

Das erfindungsgemäße Verfahren kann auch zum Betrieb, die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Aufbau nichtlinearer Preemphasis- und Deemphasisnetzwerke verwendet werden. Dabei ist der Schaltungsaufbau prinzipiell gleich dem der Schaltungsanordnung nach Fig. 2, jedoch wird bei der Preemphasis- Schaltung das Signal aus dem Haupt- und dem Nebenweg additiv, bei der Deemphasis-Schaltung subtraktiv verknüpft.

Claims (9)

1. Verfahren zur Reduzierung des Rauschens in einem Videosignal, bei dem das rauschbehaftete Signal in einen Haupt- und einen Nebenzweig aufgeteilt und das Eingangssignal im Nebenzweig nacheinander einer Hochpaßfilterung, einer Begrenzung und einer Invertierung unterworfen und das Signal aus dem Haupt- und Nebenzweig wieder zusammengefaßt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstante der Hochpaßanordnung im Nebenzweig während des Überschreitens voreingestellter Pegel des hochpaßgefilterten Signals auf niedrigere Werte umgeschaltet wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Änderung der Zeitkonstanten durch die Herabsetzung des Widerstandswertes des RC-Gliedes erfolgt.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Änderung des Widerstandswertes durch die Widerstandsänderungen eines Halbleiterschalters vom Übergang vom leitenden zum nichtleitenden Zustand und umgekehrt hervorgerufen werden.

4. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche mit einem Haupt- und einem Nebenzweig, wobei im Nebenzweig ein Hochpaßfilter, eine Begrenzerstufe und eine Invertierstufe vorgesehen sind und das Signal des Nebenzweigs, das den Rauschanteil darstellt, mit dem Signal im Hauptzweig zusammengefaßt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstante der Hochpaßanordnung (4) umschaltbar ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch (4), dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstante der Hochpaßanordnung (4) durch Verringerung des Widerstandswertes des RC-Gliedes umschaltbar ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zum Widerstand R ein Halbleiterschalter S vorgesehen ist, dessen Änderung der Widerstandswerte beim Übergang vom nichtleitenden zum leitenden Zustand und umgekehrt zur Änderung der Zeitkonstanten benutzt ist.

7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Pegeldetektor (8) zur Prüfung des hochpaßgefilterten Signals im Nebenzweig auf Überschreiten einer vorgegebenen Schaltschwelle N und ein im Pegeldetektor (8) nachgeschalteter Impulsformer (9) zur Ansteuerung des Halbleiterschalters S zur Änderung der Zeitkonstanten der Hochpaßanordnung (4).

8. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die Anwendung in einer nichtlinearen Preemphasis-Schaltung.

9. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die Anwendung in einer nichtlinearen Deemphasis-Schaltung.