WO2022096907A1 - 共振型電力変換装置 - Google Patents

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下村卓
沼倉啓一郎
大久保明範
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日産自動車株式会社
ルノー エス． ア． エス．
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Definitions

  • the present invention relates to a resonance type power conversion device.
  • Patent Document 1 discloses a class E amplifier circuit including a series circuit including a resonance coil and a resonance capacitor having a resonance point near the operating frequency.
  • a series circuit of the capacitor and the switching element is connected in parallel with the resonance capacitor. By switching between open and short circuit of the switching element, the combined capacitance in parallel with the resonance capacitor can be changed.
  • Patent Document 1 has a problem that a circuit component such as a capacitor and a switching element needs to be added to the main circuit, and the circuit configuration becomes complicated.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a resonance type power conversion device capable of reducing switching loss while having a simple circuit configuration.
  • the resonance type power conversion device includes a switching element, a main circuit including a capacitor and an inductor connected in series or in parallel with switching, and a drive circuit for driving the switching element. ..
  • the drive circuit has two or more types of signal values as signal values of the control signal in which the switching element is turned off.
  • switching loss can be reduced while having a simple circuit configuration.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing a resonance type power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a timing chart showing the control timing of the semiconductor switch.
  • FIG. 3 is a timing chart showing the control timing of the semiconductor switch according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the control voltage and the output capacity of the semiconductor switch.
  • FIG. 5 is a timing chart showing the control timing of the semiconductor switch according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a timing chart showing the control timing of the semiconductor switch according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a modified example of the resonance type power conversion device.
  • FIG. 8 is a diagram showing a modified example of the resonance type power conversion device.
  • the resonance type power conversion device according to the present embodiment includes a main circuit 10 that converts and outputs the input power, and a drive circuit 20 that drives the main circuit 10.
  • the power supply 1 and the load 2 are connected to the main circuit 10.
  • the power supply 1 is, for example, a DC power supply.
  • the main circuit 10 includes a capacitor 3, an inductor 4, and a semiconductor switch 5.
  • the main circuit 10 is a voltage-type resonant circuit in which the voltage resonates while the semiconductor switch 5 is in the off state.
  • the capacitor 3 and the inductor 4 are connected in series between the power supply 1 and the load 2 in the order of the capacitor 3 and the inductor 4.
  • the semiconductor switch 5 is a switching element having a high potential terminal, a low potential terminal, and a control terminal.
  • the semiconductor switch 5 is, for example, a MOSFET, and the drain terminal D, the source terminal S, and the gate terminal G correspond to a high potential terminal, a low potential terminal, and a control terminal, respectively.
  • the drain terminal D of the semiconductor switch 5 is connected to the connection point between the capacitor 3 and the inductor 4.
  • the source terminal S of the semiconductor switch 5 is connected to the power supply 1.
  • the drive circuit 20 outputs a control signal to the gate terminal G to drive the semiconductor switch 5.
  • the semiconductor switch 5 is turned off or on depending on the signal value of the control signal input to the gate terminal G, specifically, the voltage applied to the gate terminal G (hereinafter referred to as “control voltage”).
  • the semiconductor switch 5 is turned on when the control voltage exceeds the threshold value, that is, between the drain terminal D and the source terminal S. Further, when the control voltage of the semiconductor switch 5 is equal to or lower than the threshold value, the semiconductor switch 5 is turned off, that is, between the drain terminal D and the source terminal S.
  • the control voltage in which the semiconductor switch 5 is in the on state is referred to as “on control voltage”
  • the control voltage in which the semiconductor switch 5 is in the off state is referred to as “off control voltage”.
  • the drive circuit 20 has two or more types of off control voltages, that is, two or more types of control voltages having a voltage equal to or less than the threshold value. Then, the drive circuit 20 can change the off control voltage by using two or more kinds of off control voltages. As will be described later, each of the two or more types of off control voltages is set according to the resonance frequency to be generated in the main circuit 10.
  • 2 and 3 show the amount of change in the drain-source voltage ⁇ Vds with respect to the control voltage Vgs applied to the gate terminal G.
  • FIG. 4 shows a change in the output capacitance Cass of the semiconductor switch 5 with respect to the control voltage Vgs.
  • the drive circuit 20 alternately switches the semiconductor switch 5 between an on state and an off state.
  • the main circuit 10 which is a voltage type resonance circuit
  • the drain-source voltage ⁇ Vds vibrates when the semiconductor switch 5 is off, and a resonance waveform is generated in the voltage change amount of the drain-source voltage ⁇ Vds.
  • the resonance waveform is generated by the capacitor 3, the inductor 4, and the output capacitance Cass of the semiconductor switch 5, and the period thereof depends on the capacitor 3, the inductor 4, and the output capacitance Cass of the semiconductor switch 5. It is related to the resonance frequency of. If the output capacitance Coss of the capacitor 3, the inductor 4, and the semiconductor switch 5 is the same, the resonance frequency is also constant, so that the voltage change amount of the drain-source voltage ⁇ Vds also becomes a resonance waveform with a constant period Ta. ..
  • the drive circuit 20 applies an on control voltage or an off control voltage to the gate terminal G at a switching frequency that matches the resonance frequency of the main circuit 10. This enables soft switching or low loss switching.
  • FIG. 2 illustrates half-wave resonance, it may be full-wave resonance.
  • soft switching or low-loss switching is realized by changing the resonance frequency of the main circuit 10 according to the required switching frequency.
  • FIG. 3 shows three types of off control voltages V0, V1 and V2.
  • the off control voltages V0, V1 and V2 are voltage values equal to or lower than the threshold value of the semiconductor switch 5, respectively, and V1 has a lower voltage than V0 and V2 has a lower voltage than V1.
  • the off control voltage V0 is applied during the first off period shown in FIG. 3, and the off control voltage V1 is applied during the second off period that comes after the first off period and after the on period.
  • the off control voltage V2 is applied during the third off period, which arrives after the second off period and after the on period.
  • the off-control voltages V0, V1, and V2 of the drive circuit 20 are set based on the resonance frequency to be generated in the main circuit 10.
  • the drive circuit 20 has two or more types of off control voltages.
  • the output capacitance Coss of the semiconductor switch 5 differs depending on the voltage value (type of off control voltage). Therefore, the output capacitance Coss of the semiconductor switch 5 behaves like a variable capacitance according to the type of the off control voltage output by the drive circuit 20. Thereby, the resonance frequency generated in the main circuit 10 can be freely controlled. Then, by harmonizing the resonance frequency generated in the main circuit 10 with the switching frequency, the switching loss can be reduced. Further, since it is only necessary to use two or more types of off control voltages, it is not necessary to add circuit components to the main circuit 10. As a result, switching loss can be reduced even with a simple configuration.
  • each of the two or more types of off control voltages of the drive circuit 20 is set according to the resonance frequency to be generated in the main circuit 10.
  • the resonance frequency generated in the main circuit 10 can be arbitrarily controlled according to two or more types of off control voltages. Then, by harmonizing the resonance frequency generated in the main circuit 10 with the switching frequency, the situation where soft switching can be performed increases, so that the switching loss can be reduced.
  • the drive circuit 20 can change the off control voltage by using two or more kinds of off control voltages. According to this configuration, when the drive circuit 20 changes the off control voltage, the output capacitance Cass of the semiconductor switch 5 behaves like a variable capacitance, so that the resonance frequency generated in the main circuit 10 is controlled. Can be done. Then, by harmonizing the resonance frequency generated in the main circuit 10 with the switching frequency, the situation where soft switching can be performed increases, so that the switching loss can be reduced.
  • the off control voltage in the next off period is changed from the off control voltage in the preceding off period. Can be done. According to this configuration, the off control voltage applied to the gate terminal G can be changed for each off period, so that the number of times for optimizing the resonance frequency can be increased. This makes it possible to reduce the switching loss.
  • the drive circuit 20 can change the off control voltage in the next off period based on the output of the main circuit 10.
  • the resonance frequency generated in the main circuit 10 and the switching frequency corresponding to the output of the main circuit 10 can be harmonized. As a result, the number of situations in which soft switching can be performed increases, and switching loss can be reduced.
  • the drive circuit 20 makes the off control voltage in the next off period higher than the off control voltage in the preceding off period. According to this configuration, it is possible to make the change of the switching frequency corresponding to the increase in the output of the main circuit 10 correspond to the change of the resonance frequency of the main circuit 10. This makes it possible to reduce the switching loss.
  • the drive circuit 20 may change the off control voltage based on the input of the main circuit 10. Further, the resonance frequency of the main circuit 10 is changed by changes in the voltage, current and temperature of the semiconductor switch 5, the capacitor 3 and the inductor 4. Therefore, the drive circuit 20 may change the off control voltage based on the voltage, current, and temperature of the semiconductor switch 5, the capacitor 3, and the inductor 4. Thereby, the switching loss can be reduced regardless of the input / output fluctuation of the main circuit 10 or the environmental fluctuation.
  • the resonance type power conversion device according to the second embodiment will be described.
  • the difference between the resonance type power conversion device according to the second embodiment and the resonance type power conversion device according to the first embodiment is the control method of the off control voltage.
  • the description common to the first embodiment will be omitted, and the differences will be mainly described below.
  • the drive circuit 20 of the first embodiment described above constantly controls the off control voltage regardless of the transition of time within one off period.
  • the drive circuit 20 of the present embodiment switches between two types of off control voltages V0 and V1 within one off period. Specifically, the drive circuit 20 outputs the off control voltage V1 in the first period from the timing T0 where the off period starts to the timing T1, and off control in the second period from the timing T1 to the timing T2 where the off period ends.
  • the voltage V0 is output.
  • the resonance waveform of the drain-source voltage ⁇ Vds shows the response corresponding to the off control voltage V1 in the first period from the timing T0 to the timing T1, and the off control voltage V0 in the second period from the timing T1 to the timing T2.
  • the response corresponding to is shown.
  • a resonance waveform having a short period is generated, so that the period of the resonance waveform is shorter than in the case where the off control voltage V0 is uniformly applied over the entire off period.
  • the resonance frequency can be increased.
  • the period of the resonance waveform is different. Specifically, if the ratio of the first period is increased, the period of the resonance waveform becomes relatively short. As a result, the resonance frequency generated in the main circuit 10 can be increased.
  • the off control voltage applied in the first period is not limited to the off control voltage V1 and may be a voltage value lower than the off control voltage V0.
  • the off control voltage applied in the first period is lower than the off control voltage applied in the second period, the period of the resonance waveform becomes relatively short. As a result, the resonance frequency generated in the main circuit 10 can be increased.
  • the drive circuit 20 can change the off control voltage within one off period, the resonance frequency generated in the main circuit 10 can be arbitrarily controlled. As a result, the resonance frequency generated in the main circuit 10 and the switching frequency can be harmonized. As a result, the number of situations in which soft switching can be performed increases, so that switching loss can be reduced.
  • the drive circuit 20 changes the ratio between the first period and the second period, and changes the voltage ratio between the off control voltage applied in the first period and the off control voltage applied in the second period. be able to. As a result, the resonance frequency generated in the main circuit 10 can be flexibly controlled.
  • the drive circuit 20 is based on the input and output of the main circuit 10 and the voltage, current and temperature of the semiconductor switch 5, the capacitor 3 and the inductor 4 as in the first embodiment. Therefore, the ratio between the first period and the second period, or the voltage ratio can be changed. This makes it possible to reduce the switching loss regardless of the input / output fluctuation or the environmental fluctuation of the main circuit 10.
  • the drive circuit 20 uses two types of off control voltages to switch within one off period. However, the drive circuit 20 may be switched using three or more types of off-control voltages.
  • the drive circuit 20 switches from a low off control voltage to a high off control voltage when switching from the first period to the second period.
  • the voltage at the end of the off period becomes a high off control voltage. Therefore, since the deviation from the on-control voltage is small, it is possible to smoothly shift to the on-period.
  • the drive circuit 20 may switch from the high off control voltage to the low off control voltage when switching from the first period to the second period.
  • the drive circuit 20 changes the off control voltage step by step.
  • the method of switching the off control voltage within one off period is not limited to this.
  • the drive circuit 20 may continuously change the off control voltage according to the transition of time in one off period.
  • the off control voltage becomes V1 at the beginning of the off period, continuously increases with the passage of time, and becomes V0 at the beginning of the off period.
  • the period of the resonance waveform is relatively short as compared with the case where the off control voltage V0 is uniformly applied during the entire off period. Thereby, the resonance frequency generated in the main circuit 10 can be appropriately controlled.
  • the drive circuit 20 can change the slope of the off control voltage by changing one or both of the off control voltage at the beginning of the off period and the off control voltage at the end of the off period. Thereby, the resonance frequency generated in the main circuit 10 can be appropriately controlled.
  • the drive circuit 20 linearly changes the off control voltage from the beginning to the end of the off period, but the present invention is not limited to this.
  • the drive circuit 20 may change the off control voltage non-linearly.
  • the configuration shown in FIG. 1 is shown as the main circuit 10.
  • the main circuit 10 is not limited to the voltage-type resonant circuit, and may be a current-type resonant circuit in which the current resonates while the semiconductor switch 5 is on.
  • a capacitor 3 may be connected in parallel to the power supply 1 to form a resonance circuit.
  • the main circuit 10 further includes a capacitor 7 and an inductor 8 and functions as a class E amplifier circuit.
  • the inductor 8 has a function of making the current constant, and the capacitor 7 is provided so that the current flows through the load 2 in the time domain in which the semiconductor switch 5 is in the off state.
  • the MOSFET is shown as an example of the semiconductor switch 5.
  • the switching element of the main circuit 10 is not limited to the unipolar type, the bipolar type, the band gap of the element material, and the like, and can be used.
  • the semiconductor switch may be turned off or on depending on the signal value of the control signal input to the control terminal, specifically, the current supplied to the control terminal (hereinafter referred to as “control current”). good. Therefore, the semiconductor switch is turned on when the control current exceeds the threshold value. Further, the semiconductor switch is turned off when the control current is equal to or less than the threshold value.
  • control current the control voltage in which the semiconductor switch 5 is in the on state
  • off control voltage the control voltage in which the semiconductor switch 5 is in the off state
  • the drive circuit 20 has two or more types of off control currents, that is, two or more types of control currents, each of which is a current equal to or less than the threshold value.
  • the drive circuit 20 can arbitrarily change two or more types of off control currents, and as in the above-described embodiment, each of the two or more types of off control voltages is a resonance to be generated in the main circuit 10. It is set based on the frequency.

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Abstract

共振型電力変換装置は、半導体スイッチ（5）と半導体スイッチ（5）に直列又は並列に接続されたコンデンサ（3）及びインダクタ（4）とを備る主回路（10）と、半導体スイッチ（5）を駆動する駆動回路（20）と、を有している。半導体スイッチ（5）は、ゲート端子（◦）に入力される制御電圧に応じてオフ状態又はオン状態となり、駆動回路（20）は、半導体スイッチ5がオフ状態となる制御電圧として、2種類以上の制御電圧を有している。

Description

共振型電力変換装置
　本発明は、共振型電力変換装置に関する。
　特許文献１には、動作周波数付近に共振点をもつ共振用コイルと共振用コンデンサとからなる直列回路を含んだＥ級増幅回路が開示されている。このＥ級増幅回路には、共振用コンデンサと並列に、コンデンサとスイッチング素子との直列回路が接続されている。スイッチング素子の開放と短絡とを切り替えることで、共振用コンデンサと並列の合成容量を変更することができる。
特開平６−２４３９８５号公報
　しかしながら、特許文献１に開示された手法は、コンデンサ及びスイッチング素子などの回路部品を主回路に追加する必要があり、回路構成が複雑になるという問題がある。
　本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、簡素な回路構成でありながら、スイッチング損失の低減を図ることができる共振型電力変換装置を提供することである。
　本発明の一態様に係る共振型電力変換装置は、スイッチング素子と、スイッチングに直列又は並列に接続されたコンデンサ及びインダクタとを備える主回路と、スイッチング素子を駆動する駆動回路とを有している。駆動回路は、スイッチング素子がオフ状態となる制御信号の信号値として、２種類以上の信号値を有している。
　本発明によれば、簡素な回路構成でありながら、スイッチング損失の低減を図ることができる。
図１は、第１の実施形態に係る共振型電力変換装置を示す構成図である。 図２は、半導体スイッチの制御タイミングを示すタイミングチャートである。 図３は、第１の実施形態に係る半導体スイッチの制御タイミングを示すタイミングチャートである。 図４は、制御電圧と半導体スイッチの出力容量との関係を示す図である。 図５は、第２の実施形態に係る半導体スイッチの制御タイミングを示すタイミングチャートである。 図６は、第２の実施形態に係る半導体スイッチの制御タイミングを示すタイミングチャートである。 図７は、共振型電力変換装置の変形例を示す図である。 図８は、共振型電力変換装置の変形例を示す図である。
　以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。図面の記載において同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
　図１を参照して、本実施形態に係る共振型電力変換装置の構成を説明する。本実施形態に係る共振型電力変換装置は、入力される電力を変換して出力する主回路１０と、主回路１０を駆動する駆動回路２０とを備えている。主回路１０には、電源１と負荷２とが接続されている。電源１は、例えば直流電源である。
　主回路１０は、コンデンサ３、インダクタ４、及び半導体スイッチ５を備えている。主回路１０は、半導体スイッチ５がオフ状態の期間において電圧が共振している電圧型共振回路となる。
　コンデンサ３及びインダクタ４は、電源１から負荷２までの間に、コンデンサ３及びインダクタ４の順番で直列に接続されている。
　半導体スイッチ５は、高電位端子と低電位端子と制御端子を有するスイッチング素子である。半導体スイッチ５は、例えばＭＯＳＦＥＴであり、ドレイン端子Ｄ、ソース端子Ｓ及びゲート端子Ｇが、それぞれ高電位端子、低電位端子及び制御端子に相当する。
　半導体スイッチ５のドレイン端子Ｄは、コンデンサ３とインダクタ４との接続点に接続されている。半導体スイッチ５のソース端子Ｓは、電源１に接続されている。
　駆動回路２０は、ゲート端子Ｇに制御信号を出力して、半導体スイッチ５を駆動する。半導体スイッチ５は、ゲート端子Ｇに入力される制御信号の信号値、具体的には、ゲート端子Ｇに印加される電圧（以下「制御電圧」という）に応じてオフ状態又はオン状態となる。
　半導体スイッチ５は、制御電圧がしきい値を超えたときに、オン状態、すなわち、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとの間がオンする。また、半導体スイッチ５は、制御電圧がしきい値以下のときに、オフ状態、すなわち、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとの間がオフする。以下、半導体スイッチ５がオン状態となる制御電圧を「オン制御電圧」、半導体スイッチ５がオフ状態となる制御電圧を「オフ制御電圧」という。
　本実施形態において、駆動回路２０は、２種類以上のオフ制御電圧、すなわち、それぞれしきい値以下の電圧となる２種類以上の制御電圧を有している。そして、駆動回路２０は、２種類以上のオフ制御電圧を用いて、オフ制御電圧を変更することができる。後述するように、２種類以上のオフ制御電圧のそれぞれは、主回路１０で発生すべき共振周波数に従って設定される。
　以下、図２から図４を参照し、駆動回路２０による半導体スイッチ５の制御方法を説明する。図２及び図３は、ゲート端子Ｇに印加される制御電圧Ｖｇｓに対する、ドレイン−ソース電圧ΔＶｄｓの電圧変化量を示す。図４は、制御電圧Ｖｇｓに対する、半導体スイッチ５の出力容量Ｃｏｓｓの変化を示す。
　まず、一般的なソフトスイッチングの概念を説明する。図２に示すように、駆動回路２０は、半導体スイッチ５をオン状態とオフ状態とで交互に切り替える。電圧型共振回路である主回路１０では、半導体スイッチ５がオフ状態のときにドレイン−ソース電圧ΔＶｄｓが振動し、ドレイン−ソース電圧ΔＶｄｓの電圧変化量には共振波形が発生する。
　共振波形は、コンデンサ３と、インダクタ４と、半導体スイッチ５の出力容量Ｃｏｓｓとにより発生し、その周期は、コンデンサ３と、インダクタ４と、半導体スイッチ５の出力容量Ｃｏｓｓとに依存する主回路１０の共振周波数に関係する。コンデンサ３と、インダクタ４と、半導体スイッチ５の出力容量Ｃｏｓｓが同一の条件であれば、共振周波数も一定であるため、ドレイン−ソース電圧ΔＶｄｓの電圧変化量も一定の周期Ｔａの共振波形となる。
　そこで、駆動回路２０は、主回路１０の共振周波数に合わせたスイッチング周波数でオン制御電圧又はオフ制御電圧をゲート端子Ｇに印加する。これにより、ソフトスイッチング又は低損失なスイッチングが可能となる。図２は、半波共振を例示しているが、全波共振であってもよい。
　ところで、主回路１０の出力などの変更に応じてスイッチングタイミングを変化させる場合には、スイッチング周波数と共振周波数との間にずれが発生する。そのため、ソフトスイッチング又は低損失なスイッチングができなくなる虞がある。本実施形態では、必要なスイッチング周波数に合わせて、主回路１０の共振周波数を変更することで、ソフトスイッチング又は低損失なスイッチングを実現することとしている。
　駆動回路２０が３種類のオフ制御電圧を有するものとし、図３には、３種類のオフ制御電圧Ｖ０、Ｖ１、Ｖ２が示されている。オフ制御電圧Ｖ０、Ｖ１、Ｖ２は、それぞれ半導体スイッチ５のしきい値以下の電圧値であり、Ｖ１の方がＶ０よりも電圧が低く、Ｖ２の方がＶ１よりも電圧が低くなっている。オフ制御電圧Ｖ０は、図３に示す１番目のオフ期間に印加され、オフ制御電圧Ｖ１は、１番目のオフ期間の後、オン期間を経て到来する２番目のオフ期間に印加される。同様に、オフ制御電圧Ｖ２は、２番目のオフ期間の後、オン期間を経て到来する３番目のオフ期間に印加される。
　ここで、図４に示すように、制御電圧Ｖｇｓと出力容量Ｃｏｓｓとの間には、制御電圧Ｖｇｓが下がると出力容量Ｃｏｓｓが小さくなるという関係がある。よって、駆動回路２０からゲート端子Ｇに印加するオフ制御電圧を下げることにより、出力容量Ｃｏｓｓが減少する。
　そのため、図３に示すように、オフ制御電圧Ｖ０、Ｖ１、Ｖ２を下げることにより、共振波形の周期Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃが短くなる、すなわち、主回路１０に発生する共振周波数が高くなるのである。このような関係を踏まえ、駆動回路２０が有するオフ制御電圧Ｖ０、Ｖ１、Ｖ２は、主回路１０に発生すべき共振周波数に基づいて設定される。
　そして、オフ制御電圧Ｖ０、Ｖ１、Ｖ２に対応する共振波形の周期Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃに合わせてスイッチング周期を変更することで、ソフトスイッチング又は低損失なスイッチングを実現することができる。例えば、主回路１０の出力が増加するような状況であれば、先行するオフ期間に対して次に到来するオフ期間では、スイッチング周期を長くする必要がある。よって、先行するオフ期間のオフ制御電圧に比べ、次に到来するオフ期間のオフ制御電圧を高くする。これにより、主回路１０の出力変更に応じてスイッチング周期を変更しつつ、ソフトスイッチング又は低損失なスイッチングを実現することができるのである。
　このように本実施形態によれば、駆動回路２０は、２種類以上のオフ制御電圧を有している。オフ制御電圧がゲート端子Ｇに印加されている場合、その電圧値（オフ制御電圧の種類）によって半導体スイッチ５の出力容量Ｃｏｓｓが相違する。したがって、駆動回路２０が出力するオフ制御電圧の種類に応じて、半導体スイッチ５の出力容量Ｃｏｓｓが可変容量のように振る舞うこととなる。これにより、主回路１０に発生する共振周波数を自在に制御することができる。そして、主回路１０に発生する共振周波数と、スイッチング周波数とを調和させることで、スイッチング損失の低減を図ることができる。また、２種類以上のオフ制御電圧を利用するだけでよいので、主回路１０に回路部品を追加する必要がない。これにより、簡素な構成でありながら、スイッチング損失の低減を図ることができる。
　また、駆動回路２０が有する２種類以上のオフ制御電圧のそれぞれは、主回路１０で発生すべき共振周波数に従って設定される。この構成によれば、２種類以上のオフ制御電圧に応じて、主回路１０に発生する共振周波数を任意に制御することができる。そして、主回路１０に発生する共振周波数と、スイッチング周波数とを調和させることで、ソフトスイッチングを行うことができる状況が増えるので、スイッチング損失の低減を図ることができる。
　また、駆動回路２０は、２種類以上のオフ制御電圧を用いて、オフ制御電圧を変更することができる。この構成によれば、駆動回路２０がオフ制御電圧を変更することで、半導体スイッチ５の出力容量Ｃｏｓｓが可変容量のように振る舞うこととなるので、主回路１０で発生する共振周波数を制御することができる。そして、主回路１０に発生する共振周波数と、スイッチング周波数とを調和させることで、ソフトスイッチングを行うことができる状況が増えるので、スイッチング損失の低減を図ることができる。
　また、駆動回路２０は、先行するオフ期間の後、オン期間を経て次のオフ期間へと変更する場合、次のオフ期間におけるオフ制御電圧を、先行するオフ期間のオフ制御電圧から変更することができる。この構成によれば、オフ期間毎に、ゲート端子Ｇに印加されるオフ制御電圧を変更することができるので、共振周波数を最適化する回数を増やすことができる。これにより、スイッチング損失の低減を図ることができる。
　この場合、駆動回路２０は、主回路１０の出力に基づいて、次のオフ期間におけるオフ制御電圧を変更することができる。主回路１０に発生する共振周波数と、主回路１０の出力に対応するスイッチング周波数とを調和させることができる。これにより、ソフトスイッチングを行うことができる状況が増えるので、スイッチング損失の低減を図ることができる。
　具体的には、駆動回路２０は、主回路１０の出力が増加する場合、次に到来するオフ期間のオフ制御電圧を、先行するオフ期間のオフ制御電圧よりも高くしている。この構成によれば、主回路１０の出力増加に応じたスイッチング周波数の変更と、主回路１０の共振周波数の変更とを対応させせることができる。これにより、スイッチング損失の低減を図ることができる。
　なお、本実施形態では、駆動回路２０が、主回路１０の出力に基づいて、オフ制御電圧を変更する内容を説明した。しかしながら、駆動回路２０は、主回路１０の入力に基づいて、オフ制御電圧を変更してもよい。また、半導体スイッチ５、コンデンサ３及びインダクタ４の電圧、電流及び温度の変化によって主回路１０の共振周波数が変更する。そこで、駆動回路２０は、半導体スイッチ５、コンデンサ３及びインダクタ４の電圧、電流及び温度に基づいて、オフ制御電圧を変更してもよい。これにより、主回路１０の入出力変動、或いは、環境変動に係わらず、スイッチング損失の低減を図ることができる。
（第２の実施形態）
　以下、第２の実施形態に係る共振型電力変換装置について説明する。第２の実施形態に係る共振型電力変換装置が、第１の実施形態に係る共振型電力変換装置と相違する点は、オフ制御電圧の制御方法である。第１の実施形態と共通する説明は省略し、以下、相違点を中心に説明する。
　上述した第１の実施形態の駆動回路２０は、１つのオフ期間内であれば、時間の推移に関わらずオフ制御電圧を一定に制御している。一方、図５に示すように、本実施形態の駆動回路２０は、１つのオフ期間内で、２種類のオフ制御電圧Ｖ０、Ｖ１を切り替えている。具体的には、駆動回路２０は、オフ期間が始まるタイミングＴ０からタイミングＴ１までの第１期間ではオフ制御電圧Ｖ１を出力し、タイミングＴ１からオフ期間が終わるタイミングＴ２までの第２期間ではオフ制御電圧Ｖ０を出力している。
　この場合、ドレイン−ソース電圧ΔＶｄｓの共振波形は、タイミングＴ０からタイミングＴ１までの第１期間においてオフ制御電圧Ｖ１に対応した応答を示し、タイミングＴ１からタイミングＴ２までの第２期間においてオフ制御電圧Ｖ０に対応した応答を示す。オフ制御電圧Ｖ１に対応した第１期間では、周期の短い共振波形が生じるので、オフ期間の全部でオフ制御電圧Ｖ０を一律に印加した場合と比べ、共振波形の周期が短くなる。
　このように、１つのオフ期間の中に、オフ制御電圧Ｖ１の第１期間と、オフ制御電圧Ｖ１よりも高いオフ制御電圧Ｖ０の第２期間とを設定することで、主回路１０に発生する共振周波数を高くすることができる。
　また、第１期間と第２期間との割合を変更することで、共振波形の周期が相違する。具体的には、第１期間の割合を増やせば、共振波形の周期が相対的に短くなる。これにより、主回路１０に発生する共振周波数を高くすることができる。
　また、第１期間に印加するオフ制御電圧は、オフ制御電圧Ｖ１に限らず、オフ制御電圧Ｖ０よりも低い電圧値であればよい。このとき、第１期間に印加するオフ制御電圧が第２期間に印加するオフ制御電圧よりも低い程、共振波形の周期が相対的に短くなる。これにより、主回路１０に発生する共振周波数を高くすることができる。
　このように本実施形態によれば、駆動回路２０は、１つのオフ期間内で、オフ制御電圧を変更することができるので、主回路１０で発生する共振周波数を任意に制御することができる。これにより、主回路１０に発生する共振周波数と、スイッチング周波数とを調和させることができる。その結果、ソフトスイッチングを行うことができる状況が増えるので、スイッチング損失の低減を図ることができる。
　また、駆動回路２０は、第１期間と第２期間との割合を変更したり、第１期間に印加するオフ制御電圧と第２期間に印加するオフ制御電圧との電圧比率を変更したりすることができる。これにより、主回路１０で発生する共振周波数を柔軟に制御することができる。
　このとき、駆動回路２０は、第１の実施形態と同様、主回路１０の入力及び出力、並びに、半導体スイッチ５、コンデンサ３及びインダクタ４の電圧、電流及び温度のうち１つ以上の値に基づいて、第１期間と第２期間との割合、或いは、電圧比率を変更することができる。これにより、主回路１０の入出力変動、或いは環境変動に係わらず、スイッチング損失の低減を図ることができる。
　なお、駆動回路２０は、２種類のオフ制御電圧を用いて、１つのオフ期間の中で切り替えを行っている。しかしながら、駆動回路２０は、３種類以上のオフ制御電圧を用いて切り替えを行ってもよい。
　また、本実施形態では、駆動回路２０は、第１期間から第２期間への切り替える際に、低いオフ制御電圧から高いオフ制御電圧へと切り替えている。これにより、オフ期間の終わりの電圧は、高いオフ制御電圧となる。したがって、オン制御電圧との乖離が少ないので、オン期間へとスムーズに移行することができる。ただし、駆動回路２０は、第１期間から第２期間への切り替える際に、高いオフ制御電圧から低いオフ制御電圧へと切り替えてもよい。
　また、上述した実施形態において、駆動回路２０は、オフ制御電圧をステップ的に変更している。しかしながら、１つのオフ期間の中でオフ制御電圧の切り替え方法は、これに限定されない。
　図６に示すように、駆動回路２０は、１つのオフ期間の中で、オフ制御電圧を時間の推移に合わせて連続的に変更してもよい。同図に示す例では、オフ制御電圧は、オフ期間の始まりでＶ１となり、時間の推移に合わせて連続的に上昇し、オフ期間の始まりでＶ０となる。この構成によれば、オフ期間の全部でオフ制御電圧Ｖ０を一律に印加した場合と比べ、共振波形の周期が相対的に短くなる。これにより、主回路１０で発生する共振周波数を適切に制御することができる。
　この場合、駆動回路２０は、オフ期間の始まりのオフ制御電圧、及び、オフ期間の終わりのオフ制御電圧の一方又は両方を変更することで、オフ制御電圧の傾きを変更することができる。これにより、主回路１０で発生する共振周波数を適切に制御することができる。
　図６に示す例では、駆動回路２０は、オフ期間の始まりから終わりまで、オフ制御電圧を線形的に変更しているが、これに限らない。駆動回路２０は、オフ制御電圧を非線形的に変更してもよい。
　なお、上述した第１の実施形態及び第２の実施形態では、主回路１０として、図１に示す構成を示した。しかしながら、主回路１０は、電圧型共振回路に限らず、半導体スイッチ５がオン状態の期間において電流が共振している電流型共振回路であってもよい。
　例えば、図７に示すように、主回路１０は、電源１に対してコンデンサ３を並列接続して共振回路を構成してもよい。例えば、図８に示すように、主回路１０は、コンデンサ７と、インダクタ８とをさらに有し、Ｅ級増幅回路として機能する。この主回路１０において、インダクタ８は、電流を一定にする作用を持ち、コンデンサ７は、半導体スイッチ５がオフ状態となる時間領域で負荷２に電流が流れるようにするために設けられている。
　また、本実施形態では、半導体スイッチ５の一例としてＭＯＳＦＥＴを示した。しかしながら、主回路１０のスイッチング素子は、ユニポーラ型、バイポーラ型、素子材料のバンドギャップなどに限らず使用可能である。
　例えば、半導体スイッチは、制御端子に入力される制御信号の信号値、具体的には、制御端子に供給される電流（以下「制御電流」という）に応じてオフ状態又はオン状態となってもよい。従って、半導体スイッチは、制御電流がしきい値を超えたときに、オン状態となる。また、半導体スイッチは、制御電流がしきい値以下のときに、オフ状態となる。以下、半導体スイッチ５がオン状態となる制御電圧を「オン制御電圧」、半導体スイッチ５がオフ状態となる制御電圧を「オフ制御電圧」という。
　この場合、駆動回路２０は、２種類以上のオフ制御電流、すなわち、それぞれしきい値以下の電流となる２種類以上の制御電流を有している。この場合、駆動回路２０は、２種類以上のオフ制御電流を任意に変更することができ、上述した実施形態と同様、２種類以上のオフ制御電圧のそれぞれは、主回路１０で発生すべき共振周波数に基づいて設定されている。
　上記のように、本発明の実施形態を記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。
　　１　　電源
　　２　　負荷
　１０　　主回路
　　３　　コンデンサ
　　４　　インダクタ
　　５　　半導体スイッチ
　２０　　駆動回路
　　Ｇ　　ゲート端子（制御端子）
　　Ｄ　　ドレイン端子（高電位端子）
　　Ｓ　　ソース端子（低電位端子）

Claims (10)

  1. 　高電位端子、低電位端子及び制御端子を有するスイッチング素子と、前記高電位端子又は低電位端子に直列又は並列に接続されたコンデンサ及びインダクタとを備え、入力される電力を変換して出力する主回路と、
    　前記制御端子に制御信号を出力して、前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、を有し、
    　前記スイッチング素子は、
    　前記制御端子に入力される前記制御信号の信号値に応じてオフ状態又はオン状態となり、
    　前記駆動回路は、
    　前記スイッチング素子がオフ状態となる前記制御信号の信号値として、２種類以上の信号値を有する
    　共振型電力変換装置。
  2. 　前記２種類以上の信号値のそれぞれは、
    　前記主回路で発生すべき共振周波数に従って設定される
    　請求項１記載の共振型電力変換装置。
  3. 　前記駆動回路は、
    　前記２種類以上の信号値を用いて、前記スイッチング素子がオフ状態となる前記制御信号の信号値を変更する
    　請求項１又は２記載の共振型電力変換装置。
  4. 　前記駆動回路は、
    　前記スイッチング素子を第１オフ期間の後にオン期間を経て第２オフ期間へと変化させる場合に、前記第２オフ期間における前記制御信号の信号値を、前記第１オフ期間における前記制御信号の信号値から変更する
    　請求項３記載の共振型電力変換装置。
  5. 　前記駆動回路は、
    　前記主回路の入力及び出力、並びに、前記スイッチング素子、前記コンデンサ及び前記インダクタの電圧、電流及び温度のうち１つ以上の値に基づいて、前記第２オフ期間における前記制御信号の信号値を、前記第１オフ期間における前記制御信号の信号値から変更する
    　請求項４記載の共振型電力変換装置。
  6. 　前記駆動回路は、
    　前記主回路の出力が増加する場合、前記第２オフ期間における前記制御信号の信号値を、前記第１オフ期間における前記制御信号の信号値よりも高くする
    　請求項５記載の共振型電力変換装置。
  7. 　前記駆動回路は、
    　１つのオフ期間の中で前記制御信号の信号値を１回以上変更し、前記オフ期間の中に、前記制御信号の信号値が低い第１期間と前記制御信号の信号値が前記第１期間よりも高い第２期間とを設定する
    　請求項３記載の共振型電力変換装置。
  8. 　前記駆動回路は、
    　前記主回路の入力及び出力、並びに、前記スイッチング素子、前記コンデンサ及び前記インダクタの電圧、電流及び温度のうち１つ以上の値に基づいて、前記オフ期間における前記第１期間と前記第２期間との割合、及び、前記第１期間における前記制御信号の信号値と前記第２期間における前記制御信号の信号値との比率の一方又は両方を変更する
    　請求項７記載の共振型電力変換装置。
  9. 　前記駆動回路は、
    　前記第１期間、前記第２期間の順番で、前記オフ期間の中に前記第１期間と前記第２期間とを設定する
    　請求項７又は８記載の共振型電力変換装置。
  10. 　前記駆動回路は、
    　１つのオフ期間の中で、前記制御信号の信号値を時間の推移に合わせて連続的に変更する
    　請求項３記載の共振型電力変換装置。
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