JP2009254062A - 共振型ｄｃチョッパ回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】共振型ＤＣチョッパ回路は、電流または電圧がゼロの時にスイッチングして出力を制御している。ゼロとなる時点は共振素子により定まる。出力を小に制御するにはスイッチング周期を大に変える必要があった。スイッチング周波数が小となり、共振コイルを大型にしておかなければならぬとか、騒音が発生するといった問題点があった。
【解決手段】共振コンデンサを２つの共振コンデンサで構成し、一方の共振コンデンサ１０に並列にスイッチ素子１１，ダイオードを接続する。スイッチ素子１１がオンかオフかにより、２種類の共振回路が得られる。スイッチ素子１１をオンしている時の共振期間は、スイッチ素子１１を適宜の時点でオフすることにより可変し得る。これによりスイッチング周期を変えることなく、スイッチ素子２による出力の制御が可能となる。
【選択図】図１
【解決手段】共振コンデンサを２つの共振コンデンサで構成し、一方の共振コンデンサ１０に並列にスイッチ素子１１，ダイオードを接続する。スイッチ素子１１がオンかオフかにより、２種類の共振回路が得られる。スイッチ素子１１をオンしている時の共振期間は、スイッチ素子１１を適宜の時点でオフすることにより可変し得る。これによりスイッチング周期を変えることなく、スイッチ素子２による出力の制御が可能となる。
【選択図】図１
Description
本発明は、ソフトスイッチングで動作する共振型ＤＣチョッパ回路に関するものである。
ＤＣチョッパ回路では直流電源をオン，オフすることにより出力を制御しているが、そのスイッチング方式には、ハードスイッチング方式とソフトスイッチング方式とがある。ソフトスイッチング方式は、電流または電圧がゼロの時にスイッチングする方式であり、ハードスイッチング方式はそうではない方式である。
電流または電圧がゼロの時にスイッチングすれば、スイッチ素子での電力損失であるスイッチング損失がゼロとなり、消費電力が少なくて済み、効率の点でも望ましい。
電流または電圧がゼロの時にスイッチングすれば、スイッチ素子での電力損失であるスイッチング損失がゼロとなり、消費電力が少なくて済み、効率の点でも望ましい。
ソフトスイッチング方式には、電流がゼロの時にスイッチングするＺＣＳ方式（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）と、電圧がゼロの時にスイッチングするＺＶＳ方式（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）とがある。
共振型ＤＣチョッパ回路は、ＤＣチョッパ回路内に共振する回路を含むよう構成し、電流または電圧に共振を起こさせ、電流または電圧がゼロになった時にスイッチングするようにしたものである。
以下の従来例では、電流に共振を起こさせるものを例にとって説明する。
共振型ＤＣチョッパ回路は、ＤＣチョッパ回路内に共振する回路を含むよう構成し、電流または電圧に共振を起こさせ、電流または電圧がゼロになった時にスイッチングするようにしたものである。
以下の従来例では、電流に共振を起こさせるものを例にとって説明する。
図４は、従来の共振型ＤＣチョッパ回路を示す図である。図４（１）は全体回路を示し、（２）は共振に関与する部分の回路を示している。図４において、１は直流電源、２はスイッチ素子、３はダイオード、４は共振コイル、５は共振コンデンサ、６は還流ダイオード、７は平滑インダクタンス、８は負荷抵抗であり、Ｅは直流電源１の電圧、Ｉ0 は負荷電流である。
スイッチ素子２としては、例えばＭＯＳＦＥＴが用いられる。平滑インダクタンス７は、スイッチング周期のような短い時間においては、負荷電流Ｉ0 を一定に保つのに充分な大きさとされる。
スイッチ素子２としては、例えばＭＯＳＦＥＴが用いられる。平滑インダクタンス７は、スイッチング周期のような短い時間においては、負荷電流Ｉ0 を一定に保つのに充分な大きさとされる。
負荷電流Ｉ0 が一定に保たれるため、平滑インダクタンス７，負荷抵抗８を含む部分はあたかも定電流源のように考えることが出来る。定電流源は高インピーダンスを呈し、共振には関与しない。直流電源１はそのような定電流源に直列に接続されているから、これも共振には関与しない。その結果、共振に関与する回路は、図４（２）のようになる。
以下、従来の共振型ＤＣチョッパ回路の動作を、図５，図６によって説明する。尚、回路素子は全て理想素子とする。
以下、従来の共振型ＤＣチョッパ回路の動作を、図５，図６によって説明する。尚、回路素子は全て理想素子とする。
図５は、図４で示した従来の共振型ＤＣチョッパ回路に、動作を理解し易いようにするため、各種の電流経路を書き込んだ図である。図中に記したＫ1 〜Ｋ4 は、それぞれ次のような電流経路である。
Ｋ1 …平滑インダクタンス７→負荷抵抗８→還流ダイオード６→平滑インダクタンス７
Ｋ2 …直流電源１→スイッチ素子２→ダイオード３→共振コイル４→平滑インダクタンス７→負荷抵抗８→直流電源１
Ｋ3 …共振コンデンサ５→スイッチ素子２→ダイオード３→共振コイル４→共振コンデンサ５
Ｋ4 …直流電源１→共振コンデンサ５→平滑インダクタンス７→負荷抵抗８→直流電源１
Ｋ1 …平滑インダクタンス７→負荷抵抗８→還流ダイオード６→平滑インダクタンス７
Ｋ2 …直流電源１→スイッチ素子２→ダイオード３→共振コイル４→平滑インダクタンス７→負荷抵抗８→直流電源１
Ｋ3 …共振コンデンサ５→スイッチ素子２→ダイオード３→共振コイル４→共振コンデンサ５
Ｋ4 …直流電源１→共振コンデンサ５→平滑インダクタンス７→負荷抵抗８→直流電源１
なお、ｉ2 はスイッチ素子２を流れる電流、ｉ6 は還流ダイオード６を流れる電流、ｖ2 はスイッチ素子２の両端電圧、ｖ5 は共振コンデンサ５の両端電圧、ｖ6 は還流ダイオード６の両端電圧である。
図６は、従来の共振型ＤＣチョッパ回路の動作を説明するタイムチャートである。Ｔはスイッチング周期、ＴONはオン期間、ＴOFF はオフ期間、Ｔ1 〜Ｔ7 は動作モードの境界時刻を示す。
図６は、従来の共振型ＤＣチョッパ回路の動作を説明するタイムチャートである。Ｔはスイッチング周期、ＴONはオン期間、ＴOFF はオフ期間、Ｔ1 〜Ｔ7 は動作モードの境界時刻を示す。
以下、図６の時系列に沿って定常動作について説明するが、前記したように負荷抵抗８には一定の負荷電流Ｉ0 が流れている（図６（６））。また、スイッチ素子２がオンされる直前においては、共振コンデンサ５は図示の極性に充電されている（直流電源１のプラス側に接続されている側がプラス）。
（１）時点Ｔ1 …スイッチ素子２がオンされた時点
図６（１）で示すように、この時点でスイッチ素子２がオンとされる。それまでオフのスイッチ素子２の両端には、図６（９）に示すように直流電源１の電圧Ｅがかかっていた（ｖ2 ＝Ｅ）が、それがゼロとなる。
（１）時点Ｔ1 …スイッチ素子２がオンされた時点
図６（１）で示すように、この時点でスイッチ素子２がオンとされる。それまでオフのスイッチ素子２の両端には、図６（９）に示すように直流電源１の電圧Ｅがかかっていた（ｖ2 ＝Ｅ）が、それがゼロとなる。
スイッチ素子２のオンにより経路Ｋ2 で電流が流れ始めるが、この電流は徐々にしか増加しない。その理由は、経路Ｋ1 の電流は平滑インダクタンス７のエネルギーを放出しつつ流れている電流であるが、この電流は急激には変動しないからである。
一定の負荷電流Ｉ0 は、スイッチ素子２がオンするまでは平滑インダクタンス７のエネルギー放出電流でまかなわれており、オンした後はそれを経路Ｋ1 の電流が少しづつ肩代わりして行く。図６（２）（５）に示されているように、還流ダイオード６を流れる電流ｉ6 は徐々に減少して行き、スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 は徐々に増大して行く。
スイッチ素子２がオンした時点では、経路Ｋ1 の電流は殆ど減少していないから、経路Ｋ2 の電流はほぼゼロである。つまり、スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 はほぼゼロである（図６（２）参照）。これにより、スイッチ素子２のオンはＺＣＳスイッチングで行われる。
一定の負荷電流Ｉ0 は、スイッチ素子２がオンするまでは平滑インダクタンス７のエネルギー放出電流でまかなわれており、オンした後はそれを経路Ｋ1 の電流が少しづつ肩代わりして行く。図６（２）（５）に示されているように、還流ダイオード６を流れる電流ｉ6 は徐々に減少して行き、スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 は徐々に増大して行く。
スイッチ素子２がオンした時点では、経路Ｋ1 の電流は殆ど減少していないから、経路Ｋ2 の電流はほぼゼロである。つまり、スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 はほぼゼロである（図６（２）参照）。これにより、スイッチ素子２のオンはＺＣＳスイッチングで行われる。
（２）時点Ｔ2 …経路Ｋ2 の電流がＩ0 まで増大した時点
経路Ｋ2 の電流が負荷電流Ｉ0 に達すると、肩代わりが終了する。即ち、電流ｉ2 ＝Ｉ0 となり、経路Ｋ1 の電流ｉ6 はゼロとなる（図６（５）でｉ6 ゼロ）。そのため、還流ダイオード６はオフとなる。
還流ダイオード６がオフとなると、共振コンデンサ５の電荷が経路Ｋ3 を通って放電し始め、共振動作を開始する。共振動作による電流は、図６（３）に示すように共振波形で変化するが、この波形は共振コンデンサ５の容量Ｃ5 ，共振コイル４のリアクタンスＬの大きさによって定まる。
スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 は、直流電源１から供給されている一定な電流Ｉ0 に、共振電流が重畳された電流となる。共振コンデンサ５の両端電圧ｖ5 は、図６（７）に示すように、共振コンデンサ５の放電と共に減少して行く。また、還流ダイオード６の両端にかかる電圧ｖ6 は、回路構成より明らかなようにｖ6 ＝Ｅ−ｖ5 で算出されるが、ｖ5 の減少と共に増大する（図６（８））。
経路Ｋ2 の電流が負荷電流Ｉ0 に達すると、肩代わりが終了する。即ち、電流ｉ2 ＝Ｉ0 となり、経路Ｋ1 の電流ｉ6 はゼロとなる（図６（５）でｉ6 ゼロ）。そのため、還流ダイオード６はオフとなる。
還流ダイオード６がオフとなると、共振コンデンサ５の電荷が経路Ｋ3 を通って放電し始め、共振動作を開始する。共振動作による電流は、図６（３）に示すように共振波形で変化するが、この波形は共振コンデンサ５の容量Ｃ5 ，共振コイル４のリアクタンスＬの大きさによって定まる。
スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 は、直流電源１から供給されている一定な電流Ｉ0 に、共振電流が重畳された電流となる。共振コンデンサ５の両端電圧ｖ5 は、図６（７）に示すように、共振コンデンサ５の放電と共に減少して行く。また、還流ダイオード６の両端にかかる電圧ｖ6 は、回路構成より明らかなようにｖ6 ＝Ｅ−ｖ5 で算出されるが、ｖ5 の減少と共に増大する（図６（８））。
（３）時点Ｔ3 …共振コンデンサ５の電圧ｖ5 がゼロになった時点
共振動作では周知のように、共振コンデンサ５の電圧ｖ5 がゼロとなった時、共振電流は最大となっている。その後は、それまでの共振電流で共振コイル４に蓄えられたエネルギーが放出される形で、電流が同方向に流れ続ける。しかし、共振コイル４に蓄えられたエネルギーが減少して行くと共に、共振電流も減少して行く。
共振コンデンサ５の電圧ｖ5 がゼロとなった後に流れる共振電流により、共振コンデンサ５は今度は図示と逆極性に充電されて行く。
共振動作では周知のように、共振コンデンサ５の電圧ｖ5 がゼロとなった時、共振電流は最大となっている。その後は、それまでの共振電流で共振コイル４に蓄えられたエネルギーが放出される形で、電流が同方向に流れ続ける。しかし、共振コイル４に蓄えられたエネルギーが減少して行くと共に、共振電流も減少して行く。
共振コンデンサ５の電圧ｖ5 がゼロとなった後に流れる共振電流により、共振コンデンサ５は今度は図示と逆極性に充電されて行く。
（４）時点Ｔ4 …共振電流がゼロになった時点
共振電流がゼロとなった時には逆極性でＥの電圧となる（図６（７））。この時には、還流ダイオード６の両端電圧ｖ6 は、２Ｅとなる（ｖ6 ＝Ｅ−（−Ｅ）＝２Ｅ）。共振電流がゼロになると、次には共振電流が反転する。即ち、逆極性に充電された共振コンデンサ５が、経路Ｋ3 とは逆の経路で放電し始める。ダイオード３には、経路Ｋ2 で一定電流Ｉ0 が流れているから、それに逆方向の共振電流は、それがＩ0 の大きさになるまでは流れ得る。
共振電流がゼロとなった時には逆極性でＥの電圧となる（図６（７））。この時には、還流ダイオード６の両端電圧ｖ6 は、２Ｅとなる（ｖ6 ＝Ｅ−（−Ｅ）＝２Ｅ）。共振電流がゼロになると、次には共振電流が反転する。即ち、逆極性に充電された共振コンデンサ５が、経路Ｋ3 とは逆の経路で放電し始める。ダイオード３には、経路Ｋ2 で一定電流Ｉ0 が流れているから、それに逆方向の共振電流は、それがＩ0 の大きさになるまでは流れ得る。
（５）時点Ｔ5 …スイッチ素子２の電流ｉ2 ゼロになった時点
逆方向の共振電流が増大してＩ0 に達すると、経路Ｋ2 の電流Ｉ0 と丁度打ち消し合い、スイッチ素子２の電流ｉ2 はゼロになる。すると、スイッチ素子２，ダイオード３はオフとなる。その結果、スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 も共振電流も共にゼロとなる。
これらがゼロとなった後、負荷抵抗８への一定電流Ｉ0 は、直流電源１から経路Ｋ4 で供給される（図６（４））。この電流により共振コンデンサ５は充電されて行く。
逆方向の共振電流が増大してＩ0 に達すると、経路Ｋ2 の電流Ｉ0 と丁度打ち消し合い、スイッチ素子２の電流ｉ2 はゼロになる。すると、スイッチ素子２，ダイオード３はオフとなる。その結果、スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 も共振電流も共にゼロとなる。
これらがゼロとなった後、負荷抵抗８への一定電流Ｉ0 は、直流電源１から経路Ｋ4 で供給される（図６（４））。この電流により共振コンデンサ５は充電されて行く。
スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 がゼロとなったから、この状態の時にスイッチ素子２をオフしてやれば（図６（１））、そのオフはＺＣＳスイッチングで行われる。
共振は、時点Ｔ5 で終了する。図６（３）中に記した時点Ｔ2 〜Ｔ5 までの期間ＴR は、共振により決まる期間である。これを、説明の便宜上「共振関与期間ＴR 」と言うことにする。
図６（１）（３）を観察すれば分かるように、ソフトスイッチングを維持しようとすると、スイッチ素子２のオン期間ＴONは共振関与期間ＴR によって定まることになる。
共振は、時点Ｔ5 で終了する。図６（３）中に記した時点Ｔ2 〜Ｔ5 までの期間ＴR は、共振により決まる期間である。これを、説明の便宜上「共振関与期間ＴR 」と言うことにする。
図６（１）（３）を観察すれば分かるように、ソフトスイッチングを維持しようとすると、スイッチ素子２のオン期間ＴONは共振関与期間ＴR によって定まることになる。
（６）時点Ｔ6 …共振コンデンサ５の電圧が逆極性電圧からゼロまで上昇した時点
経路Ｋ4 の電流により充電されていた共振コンデンサ５の電圧ｖ5 は、この時点で逆極性電圧からゼロに達する。その後は、充電の進行と共に、図示の極性でＥに向かって上昇して行く。これに伴い、スイッチ素子２の両端電圧ｖ2 もＥに向かって上昇して行く。
経路Ｋ4 の電流により充電されていた共振コンデンサ５の電圧ｖ5 は、この時点で逆極性電圧からゼロに達する。その後は、充電の進行と共に、図示の極性でＥに向かって上昇して行く。これに伴い、スイッチ素子２の両端電圧ｖ2 もＥに向かって上昇して行く。
（７）時点Ｔ7 …共振コンデンサ５の充電電圧がＥに達した時点
共振コンデンサ５の充電の結果、電圧ｖ5 ，電圧ｖ2 等が図示の極性でＥに達すると、回路構成から明らかなように、還流ダイオード６のカソード電位は下がり、還流ダイオード６は順バイアスとなりオンとなる。すると、平滑インダクタンス７に蓄えられたエネルギーが経路Ｋ1 で放出され、負荷抵抗８に負荷電流Ｉ0 が供給され始める。
かくして、時点Ｔ1 の前の状態に戻る。次のスイッチ素子２のオンで（１）〜（７）の動作が繰り返される。
共振コンデンサ５の充電の結果、電圧ｖ5 ，電圧ｖ2 等が図示の極性でＥに達すると、回路構成から明らかなように、還流ダイオード６のカソード電位は下がり、還流ダイオード６は順バイアスとなりオンとなる。すると、平滑インダクタンス７に蓄えられたエネルギーが経路Ｋ1 で放出され、負荷抵抗８に負荷電流Ｉ0 が供給され始める。
かくして、時点Ｔ1 の前の状態に戻る。次のスイッチ素子２のオンで（１）〜（７）の動作が繰り返される。
以上述べた従来例は、電流に共振を起こさせてＺＣＳスイッチングするものであり、共振関与期間ＴR はスイッチ素子２のオン期間ＴONを規定する。
他方、詳細な説明は省略するが、電圧に共振を起こさせるようにしたものではＺＶＳスイッチングが行われ、共振関与期間ＴR はスイッチ素子２のオフ期間を規定する。
これらの共振型ＤＣチョッパ回路において、出力の制御は、スイッチング周期に対しオン期間またはオフ期間の占める割合を変えることにより行われる。
特開２００６−２７１０９９号公報
特開２００６−２７１１９６号公報
他方、詳細な説明は省略するが、電圧に共振を起こさせるようにしたものではＺＶＳスイッチングが行われ、共振関与期間ＴR はスイッチ素子２のオフ期間を規定する。
これらの共振型ＤＣチョッパ回路において、出力の制御は、スイッチング周期に対しオン期間またはオフ期間の占める割合を変えることにより行われる。
（問題点）
前記した従来の共振型ＤＣチョッパ回路には、次のような問題点があった。
第１の問題点は、共振関与期間ＴR で規定される期間（電流共振型ではオン期間、電圧共振型ではオフ期間）を変えて出力を制御しようとすると、ソフトスイッチングが出来なくなるという点である。
第２の問題点は、共振関与期間ＴR で規定される期間を変えずに出力を制御しようとすると、共振コイル４を大型のものとしておく必要があると共に、騒音問題が発生するという点である。
前記した従来の共振型ＤＣチョッパ回路には、次のような問題点があった。
第１の問題点は、共振関与期間ＴR で規定される期間（電流共振型ではオン期間、電圧共振型ではオフ期間）を変えて出力を制御しようとすると、ソフトスイッチングが出来なくなるという点である。
第２の問題点は、共振関与期間ＴR で規定される期間を変えずに出力を制御しようとすると、共振コイル４を大型のものとしておく必要があると共に、騒音問題が発生するという点である。
（問題点の説明）
まず第１の問題点について説明する。図４の共振型ＤＣチョッパ回路では、図６の（１）（３）の波形で理解されるように、スイッチ素子２のオン期間ＴONは共振関与期間ＴR により規定される。そのため、この期間より早い時点や、遅い時点でオフすると、スイッチ素子２の電流ｉ2 はまだゼロとなっておらず、ＺＣＳスイッチングをすることが出来ない。
同様に、スイッチ素子２のオフ期間が共振関与期間ＴR により規定される共振型ＤＣチョッパ回路では、この期間より早い時点や、遅い時点でオンすると、スイッチ素子２の電圧ｖ2 はまだゼロとなっておらず、ＺＶＳスイッチングをすることが出来ない。
まず第１の問題点について説明する。図４の共振型ＤＣチョッパ回路では、図６の（１）（３）の波形で理解されるように、スイッチ素子２のオン期間ＴONは共振関与期間ＴR により規定される。そのため、この期間より早い時点や、遅い時点でオフすると、スイッチ素子２の電流ｉ2 はまだゼロとなっておらず、ＺＣＳスイッチングをすることが出来ない。
同様に、スイッチ素子２のオフ期間が共振関与期間ＴR により規定される共振型ＤＣチョッパ回路では、この期間より早い時点や、遅い時点でオンすると、スイッチ素子２の電圧ｖ2 はまだゼロとなっておらず、ＺＶＳスイッチングをすることが出来ない。
次に第２の問題点について説明する。図４の共振型ＤＣチョッパ回路で、ＺＣＳスイッチングを行いつつ出力を制御しようとすると、オン期間ＴONは変えずにスイッチング周期Ｔを変えることになる（図６（１）参照）。
従って、出力を小にしようとする場合、スイッチング周期Ｔを大にしなければならない。スイッチング周期Ｔを大にするとはスイッチング周波数ｆを小にするということであり、その場合には次のような問題が生ずる。
従って、出力を小にしようとする場合、スイッチング周期Ｔを大にしなければならない。スイッチング周期Ｔを大にするとはスイッチング周波数ｆを小にするということであり、その場合には次のような問題が生ずる。
第１に、共振コイル４のインピーダンスは２πｆＬであるから、ｆが小になるとインピーダンスは小になってしまい、所定のインピーダンスを得るためにはリアクタンスＬを大なものとしておく必要がある。リアクタンスＬを大にするためには、共振コイル４を大型なものとする必要がある。共振コイル４が大型となると、共振型ＤＣチョッパ回路のサイズも大型となってしまう。
第２に、出力を小にしようとしてスイッチング周期Ｔを大にすると、スイッチング周波数ｆを低下させることになる。低下させた周波数が可聴周波数の領域に入ると、ノイズとして人の耳に聞こえて来ることになり、共振型ＤＣチョッパ回路は騒音発生源となってしまう。
本発明は、以上のような問題点を解決することを課題とするものである。
第２に、出力を小にしようとしてスイッチング周期Ｔを大にすると、スイッチング周波数ｆを低下させることになる。低下させた周波数が可聴周波数の領域に入ると、ノイズとして人の耳に聞こえて来ることになり、共振型ＤＣチョッパ回路は騒音発生源となってしまう。
本発明は、以上のような問題点を解決することを課題とするものである。
前記課題を解決するため、本発明では、第１のスイッチ素子，共振コイルおよび共振コンデンサを具え、該第１のスイッチ素子のオン期間，オフ期間を制御することにより出力を制御する共振型ＤＣチョッパ回路において、前記共振コンデンサを第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとで構成すると共に、該第２の共振コンデンサに第２のスイッチ素子およびダイオードをそれぞれ並列に接続した構成とし、該第２のスイッチ素子のオン期間，オフ期間を制御することにより、スイッチング周期を変えることなく前記第１のスイッチ素子のオン期間，オフ期間を制御し得るようにした。
なお、直流電源から負荷への直列回路中に第１のスイッチ素子，ダイオード，共振コイルおよび平滑インダクタンスが接続され、該第１のスイッチ素子，ダイオードおよび共振コイルの直列回路に対し共振コンデンサが並列に接続され、前記平滑インダクタンスと負荷とに対し並列となる箇所に還流ダイオードが接続されて成る共振型ＤＣチョッパ回路において、前記共振コンデンサを第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとで構成すると共に、該第２の共振コンデンサに第２のスイッチ素子およびダイオードをそれぞれ並列に接続した構成とし、該第２のスイッチ素子のオン期間，オフ期間を制御することにより、スイッチング周期を変えることなく前記第１のスイッチ素子のオン期間，オフ期間を制御し得るようにすることも出来る。
また、直流電源から負荷への直列回路中に第１のスイッチ素子，共振コイルおよび平滑インダクタンスが接続され、該第１のスイッチ素子に対し共振コンデンサが並列に接続され、前記平滑インダクタンスと負荷とに対し並列となる箇所に還流ダイオードが接続されて成る共振型ＤＣチョッパ回路において、前記共振コンデンサを第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとで構成すると共に、該第２の共振コンデンサに第２のスイッチ素子およびダイオードをそれぞれ並列に接続した構成とし、該第２のスイッチ素子のオン期間，オフ期間を制御することにより、スイッチング周期を変えることなく前記第１のスイッチ素子のオン期間，オフ期間を制御し得るようにすることも出来る。
本発明の共振型ＤＣチョッパ回路によれば、次のような効果を奏する。
１．共振関与期間ＴR で規定される期間（電流共振型ではオン期間、電圧共振型ではオフ期間）が可変となるので、共振関与期間ＴR で規定されるオン期間あるいはオフ期間を変えることにより出力を制御しても、ソフトスイッチングを行うことが可能となる。
２．スイッチング周期Ｔ（スイッチング周波数ｆ）は変えずに、共振関与期間ＴR で規定されるオン期間あるいはオフ期間の方を変えることにより出力が制御出来るので、スイッチング周波数ｆの低下に備えて共振コイル４を大型のものにしておく必要もないし、出力を小に制御する場合、スイッチング周波数ｆの低下により騒音問題が発生することもなくなる。
１．共振関与期間ＴR で規定される期間（電流共振型ではオン期間、電圧共振型ではオフ期間）が可変となるので、共振関与期間ＴR で規定されるオン期間あるいはオフ期間を変えることにより出力を制御しても、ソフトスイッチングを行うことが可能となる。
２．スイッチング周期Ｔ（スイッチング周波数ｆ）は変えずに、共振関与期間ＴR で規定されるオン期間あるいはオフ期間の方を変えることにより出力が制御出来るので、スイッチング周波数ｆの低下に備えて共振コイル４を大型のものにしておく必要もないし、出力を小に制御する場合、スイッチング周波数ｆの低下により騒音問題が発生することもなくなる。
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。
図１の（１）は、本発明の共振型ＤＣチョッパ回路を示す図である。この回路は図４の従来例に対応させた例であり、符号は図４のものに対応し、９，１０は共振コンデンサ、１１はスイッチ素子、１２はダイオードである。図４に対応した部分についての説明は省略する。
この回路でも、図４の回路と同様、スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 中に共振電流が含まれるようにし、電流ｉ2 がゼロになった状態の時に、スイッチ素子２がＺＣＳスイッチングされるようにしたものである。
図４の従来例と構成上相違する点は、共振コンデンサを２つのコンデンサ９，１０との直列接続で構成し、一方のコンデンサ１０に対しスイッチ素子１１，ダイオード１２をそれぞれ並列接続した点である。
図１の（１）は、本発明の共振型ＤＣチョッパ回路を示す図である。この回路は図４の従来例に対応させた例であり、符号は図４のものに対応し、９，１０は共振コンデンサ、１１はスイッチ素子、１２はダイオードである。図４に対応した部分についての説明は省略する。
この回路でも、図４の回路と同様、スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 中に共振電流が含まれるようにし、電流ｉ2 がゼロになった状態の時に、スイッチ素子２がＺＣＳスイッチングされるようにしたものである。
図４の従来例と構成上相違する点は、共振コンデンサを２つのコンデンサ９，１０との直列接続で構成し、一方のコンデンサ１０に対しスイッチ素子１１，ダイオード１２をそれぞれ並列接続した点である。
そのため、共振回路の構成は、スイッチ素子１１がオンされている場合とオフされている場合とでは異なることになる。
図１（２）は、スイッチ素子１１がオンされている場合の共振回路である。この場合には、共振コンデンサ１０はスイッチ素子１１にバイパスされるから、共振は共振コンデンサ９と共振コイル４とにより発生する。図４の共振コンデンサ５の容量に対応した作用をするのは、共振コンデンサ９の容量だけである。
図１（３）は、スイッチ素子１１がオフされている場合の共振回路である。この場合には、共振コンデンサ１０はスイッチ素子１１にバイパスされていないから、共振は共振コンデンサ９，１０と共振コイル４とにより発生する。即ち、共振コンデンサ９，１０の合成容量が、図４の共振コンデンサ５の容量に対応した作用をする。
つまり、スイッチ素子１１をオンした場合とオフした場合とで、共振に関与する容量の大きさが変えられることになる。
以下、本発明の共振型ＤＣチョッパ回路の動作を、図２，図３によって説明する。
図１（２）は、スイッチ素子１１がオンされている場合の共振回路である。この場合には、共振コンデンサ１０はスイッチ素子１１にバイパスされるから、共振は共振コンデンサ９と共振コイル４とにより発生する。図４の共振コンデンサ５の容量に対応した作用をするのは、共振コンデンサ９の容量だけである。
図１（３）は、スイッチ素子１１がオフされている場合の共振回路である。この場合には、共振コンデンサ１０はスイッチ素子１１にバイパスされていないから、共振は共振コンデンサ９，１０と共振コイル４とにより発生する。即ち、共振コンデンサ９，１０の合成容量が、図４の共振コンデンサ５の容量に対応した作用をする。
つまり、スイッチ素子１１をオンした場合とオフした場合とで、共振に関与する容量の大きさが変えられることになる。
以下、本発明の共振型ＤＣチョッパ回路の動作を、図２，図３によって説明する。
図２は、図１で示した本発明の共振型ＤＣチョッパ回路に、動作を理解し易いようにするため、各種の電流経路を書き込んだ図である。図中に記したＫ1 〜Ｋ42は、それぞれ次のような電流経路である。
Ｋ1 …平滑インダクタンス７→負荷抵抗８→還流ダイオード６→平滑インダクタンス７
Ｋ2 …直流電源１→スイッチ素子２→ダイオード３→共振コイル４→平滑インダクタンス７→負荷抵抗８→直流電源１
Ｋ31…共振コンデンサ９→スイッチ素子２→ダイオード３→共振コイル４→スイッチ素子１１→共振コンデンサ９
Ｋ32…共振コンデンサ９→スイッチ素子２→ダイオード３→共振コイル４→共振コンデンサ１０→共振コンデンサ９
Ｋ41…直流電源１→共振コンデンサ９→共振コンデンサ１０→平滑インダクタンス７→負荷抵抗８→直流電源１
Ｋ42…直流電源１→共振コンデンサ９→ダイオード１２→平滑インダクタンス７→負荷抵抗８→直流電源１
Ｋ1 …平滑インダクタンス７→負荷抵抗８→還流ダイオード６→平滑インダクタンス７
Ｋ2 …直流電源１→スイッチ素子２→ダイオード３→共振コイル４→平滑インダクタンス７→負荷抵抗８→直流電源１
Ｋ31…共振コンデンサ９→スイッチ素子２→ダイオード３→共振コイル４→スイッチ素子１１→共振コンデンサ９
Ｋ32…共振コンデンサ９→スイッチ素子２→ダイオード３→共振コイル４→共振コンデンサ１０→共振コンデンサ９
Ｋ41…直流電源１→共振コンデンサ９→共振コンデンサ１０→平滑インダクタンス７→負荷抵抗８→直流電源１
Ｋ42…直流電源１→共振コンデンサ９→ダイオード１２→平滑インダクタンス７→負荷抵抗８→直流電源１
なお、ｉ1 は直流電源１から流れ出る電流、ｉ2 はスイッチ素子２を流れる電流、ｉ6 は還流ダイオード６を流れる電流、ｉ910 は共振コンデンサ１０→９の方向へ流れる電流、ｉ11はスイッチ素子１１を流れる電流、ｖ6 は還流ダイオード６の両端電圧、ｖ11はスイッチ素子１１の両端電圧である。
図３は、本発明の共振型ＤＣチョッパ回路の動作を説明するタイムチャートである。ｔ1 〜ｔ8 は動作モードの境界時刻を示す。
図３は、本発明の共振型ＤＣチョッパ回路の動作を説明するタイムチャートである。ｔ1 〜ｔ8 は動作モードの境界時刻を示す。
以下、図３の時系列に沿って定常動作について説明するが、負荷抵抗８には一定の負荷電流Ｉ0 が流れている（図３（６））。また、スイッチ素子２がオンされる直前においては、共振コンデンサ９は図示の極性に充電されている（直流電源１のプラス側に接続されている側がプラス）。
なお、従来例と同様の動作あるいはそれより容易に類推し得る動作についての説明は、適宜省略するか簡略に済ますこともある。
なお、従来例と同様の動作あるいはそれより容易に類推し得る動作についての説明は、適宜省略するか簡略に済ますこともある。
（１）時点ｔ1 …スイッチ素子２，１１へゲート信号が印加された時点
図３（１）はスイッチ素子２へのゲート信号２を表し、図３（２）はスイッチ素子１１へのゲート信号１１を表している。この時点でスイッチ素子２はオンとされる（図３（３））。それまでオフのスイッチ素子２の両端には、図３（８）に示すように直流電源１の電圧Ｅがかかっていた（ｖ2 ＝Ｅ）が、それがゼロとなる。
図３（１）はスイッチ素子２へのゲート信号２を表し、図３（２）はスイッチ素子１１へのゲート信号１１を表している。この時点でスイッチ素子２はオンとされる（図３（３））。それまでオフのスイッチ素子２の両端には、図３（８）に示すように直流電源１の電圧Ｅがかかっていた（ｖ2 ＝Ｅ）が、それがゼロとなる。
スイッチ素子２がオンする直前に負荷抵抗８への一定の電流Ｉ0 をまかなっていたのは、経路Ｋ6 を流れる電流ｉ6 であるが、それを経路Ｋ1 の電流が少しづつ肩代わりして行く。即ち、図３（１３）（７）に示されているように、還流ダイオード６を流れる電流ｉ6 は徐々に減少して行き、スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 は徐々に増大して行く。
スイッチ素子２がオンした時点では、経路Ｋ1 の電流は殆ど減少していないから、経路Ｋ2 の電流はほぼゼロである。つまり、スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 はほぼゼロである（図３（７）参照）。これにより、スイッチ素子２のオンはＺＣＳスイッチングで行われる。
なお、この時点より次の時点ｔ2 までは、直流電源１から供給される電流ｉ1 は、そのままスイッチ素子２を流れるから、ｉ1 ＝ｉ2 である（図３（５））。
スイッチ素子２がオンした時点では、経路Ｋ1 の電流は殆ど減少していないから、経路Ｋ2 の電流はほぼゼロである。つまり、スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 はほぼゼロである（図３（７）参照）。これにより、スイッチ素子２のオンはＺＣＳスイッチングで行われる。
なお、この時点より次の時点ｔ2 までは、直流電源１から供給される電流ｉ1 は、そのままスイッチ素子２を流れるから、ｉ1 ＝ｉ2 である（図３（５））。
（２）時点ｔ2 …経路Ｋ2 の電流がＩ0 まで増大した時点
経路Ｋ2 の電流が負荷電流Ｉ0 に達すると、肩代わりが終了する。即ち、電流ｉ2 ＝Ｉ0 となり、経路Ｋ1 の電流ｉ6 はゼロとなる（図３（１３）でｉ6 ゼロ）。そのため、還流ダイオード６はオフとなる。
還流ダイオード６がオフとなると、共振コンデンサ９の電荷が経路Ｋ31を通って放電しようとする。スイッチ素子１１のゲートへは既にゲート信号１１が与えられているから、スイッチ素子１１はこの時点でオンする（図３（４））。この時にスイッチ素子１１に流れようとする電流は、電流ｉ2 から負荷抵抗８へ流れてゆく負荷電流Ｉ0 を差し引いた分であるから、ほぼゼロである。従って、スイッチ素子１１のオンはＺＣＳスイッチングで行われる。
経路Ｋ2 の電流が負荷電流Ｉ0 に達すると、肩代わりが終了する。即ち、電流ｉ2 ＝Ｉ0 となり、経路Ｋ1 の電流ｉ6 はゼロとなる（図３（１３）でｉ6 ゼロ）。そのため、還流ダイオード６はオフとなる。
還流ダイオード６がオフとなると、共振コンデンサ９の電荷が経路Ｋ31を通って放電しようとする。スイッチ素子１１のゲートへは既にゲート信号１１が与えられているから、スイッチ素子１１はこの時点でオンする（図３（４））。この時にスイッチ素子１１に流れようとする電流は、電流ｉ2 から負荷抵抗８へ流れてゆく負荷電流Ｉ0 を差し引いた分であるから、ほぼゼロである。従って、スイッチ素子１１のオンはＺＣＳスイッチングで行われる。
これ以後、経路Ｋ31を舞台にした共振動作が開始される。この共振動作による電流ｉ11は、図３（９）に示されるように共振波形で変化する。この波形は、共振コンデンサ９の容量Ｃ9 ，共振コイル４のリアクタンスＬの大きさによって定まる。
スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 は、直流電源１から供給されている一定の電流Ｉ0 に、共振電流ｉ11が重畳された電流となる。
スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 は、直流電源１から供給されている一定の電流Ｉ0 に、共振電流ｉ11が重畳された電流となる。
（３）時点ｔ3 …ゲート信号１１がオフされた時点
制御指令に従い、ここでゲート信号１１がオフされたとする。すると、スイッチ素子１１がオフとされ、スイッチ素子１１に流れていた共振電流ｉ11は、共振コンデンサ１０へ転流される。つまり、共振コンデンサ９と共振コイル４による共振はこの時点で終了する。時点ｔ2 〜ｔ3 の期間ＴR1を、説明の便宜上、第１の共振期間と言うことにする。この第１の共振期間ＴR1は、オンしているスイッチ素子１１を、任意の時点でオフすることにより可変することが可能である。
制御指令に従い、ここでゲート信号１１がオフされたとする。すると、スイッチ素子１１がオフとされ、スイッチ素子１１に流れていた共振電流ｉ11は、共振コンデンサ１０へ転流される。つまり、共振コンデンサ９と共振コイル４による共振はこの時点で終了する。時点ｔ2 〜ｔ3 の期間ＴR1を、説明の便宜上、第１の共振期間と言うことにする。この第１の共振期間ＴR1は、オンしているスイッチ素子１１を、任意の時点でオフすることにより可変することが可能である。
さて、共振コンデンサ１０は転流電流により充電が開始され、その両端電圧（図で右側がプラス、左側がマイナス）は徐々に増加する。スイッチ素子１１の両端間の電圧は共振コンデンサ１０の両端間電圧に他ならないが、スイッチ素子１１オフ直前の共振コンデンサ１０の両端間電圧は、スイッチ素子１１がオンしていたためゼロであった。コンデンサの電圧は急に変われないから、スイッチ素子１１のオフは、その両端電圧がゼロの状態で行われることになり、ＺＶＳスイッチングで行われる。
共振コンデンサ１０へ転流した後は、共振電流は経路Ｋ32で流れる。この時の共振電流ｉ910 の波形は、直列接続された共振コンデンサ９，１０の合成容量（これをＣT とする）と共振コイル４のリアクタンスＬにより決まる（図３（１０）参照）。
スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 は、一定電流Ｉ0 にこの共振電流ｉ910 が重畳されたものとなる。
共振電流ｉ910 による充電の進行により、共振コンデンサ１０の両端電圧は増加する。それに伴い、スイッチ素子１１の両端電圧も増加する（図３（１２））。一方、共振電流ｉ910 は徐々に減少する（図３（１０））。
スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 は、一定電流Ｉ0 にこの共振電流ｉ910 が重畳されたものとなる。
共振電流ｉ910 による充電の進行により、共振コンデンサ１０の両端電圧は増加する。それに伴い、スイッチ素子１１の両端電圧も増加する（図３（１２））。一方、共振電流ｉ910 は徐々に減少する（図３（１０））。
（４）時点ｔ4 …共振電流ｉ910 が反転する時点
経路Ｋ32で共振コンデンサ１０に流れ込んでいた共振電流ｉ910 は、やがてゼロとなり反転する。即ち、経路Ｋ32を逆方向にたどって流れ始める。その結果、スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 は、直流電源１から供給されている一定電流Ｉ0 から共振電流ｉ910 を差し引いた電流となる。
経路Ｋ32で共振コンデンサ１０に流れ込んでいた共振電流ｉ910 は、やがてゼロとなり反転する。即ち、経路Ｋ32を逆方向にたどって流れ始める。その結果、スイッチ素子２を流れる電流ｉ2 は、直流電源１から供給されている一定電流Ｉ0 から共振電流ｉ910 を差し引いた電流となる。
（５）時点ｔ5 …反転した共振電流ｉ910 がＩ0 に達した時点
反転した共振電流ｉ910 がＩ0 に達すると、電流Ｉ0 と打ち消し合う。ダイオード３はオンを維持出来なくなり、オフとなる。そのため、共振電流ｉ910 はもはや流れなくなり、ここで共振は終了する。ダイオード３オフのため、スイッチ素子２の電流ｉ2 はゼロとなる。
時点ｔ3 〜ｔ5 までの期間ＴR2は、共振コンデンサ９，１０の合成容量ＣT と共振コイル４のリアクタンスＬにて定まる共振が行われた期間であるが、この期間を説明の便宜上、第２の共振期間と言うことにする。第２の共振期間ＴR2は共振周期のほぼ半分であるが、共振周期は合成容量ＣT とリアクタンスＬで定まってしまうから（πｆ√（ＬＣT ））、第２の共振期間ＴR2の長さ（≒πｆ√（ＬＣT ）÷２）を可変することは出来ない。
反転した共振電流ｉ910 がＩ0 に達すると、電流Ｉ0 と打ち消し合う。ダイオード３はオンを維持出来なくなり、オフとなる。そのため、共振電流ｉ910 はもはや流れなくなり、ここで共振は終了する。ダイオード３オフのため、スイッチ素子２の電流ｉ2 はゼロとなる。
時点ｔ3 〜ｔ5 までの期間ＴR2は、共振コンデンサ９，１０の合成容量ＣT と共振コイル４のリアクタンスＬにて定まる共振が行われた期間であるが、この期間を説明の便宜上、第２の共振期間と言うことにする。第２の共振期間ＴR2は共振周期のほぼ半分であるが、共振周期は合成容量ＣT とリアクタンスＬで定まってしまうから（πｆ√（ＬＣT ））、第２の共振期間ＴR2の長さ（≒πｆ√（ＬＣT ）÷２）を可変することは出来ない。
なお、共振コンデンサ９，１０の容量をそれぞれＣ9 ，Ｃ10とした場合、これらが直列接続された合成容量ＣT は、下記の式で求められる。
ＣT ＝Ｃ9 ・Ｃ10／（Ｃ9 ＋Ｃ10）
仮にＣ9 ≫Ｃ10とすると、ＣT ≒Ｃ10となり、ＴR2≒πｆ√（ＬＣ10）÷２となる。
さて、経路Ｋ32がオフとなると、負荷抵抗８への負荷電流Ｉ0 は、直流電源１から経路Ｋ41を通って供給される。この電流は、反転した共振電流ｉ910 で放電しつつあった共振コンデンサ１０の残留電荷を放電して行く。従って、スイッチ素子１１の両端電圧ｖ11（＝共振コンデンサ１０の充電電圧）は減少して行く。
ＣT ＝Ｃ9 ・Ｃ10／（Ｃ9 ＋Ｃ10）
仮にＣ9 ≫Ｃ10とすると、ＣT ≒Ｃ10となり、ＴR2≒πｆ√（ＬＣ10）÷２となる。
さて、経路Ｋ32がオフとなると、負荷抵抗８への負荷電流Ｉ0 は、直流電源１から経路Ｋ41を通って供給される。この電流は、反転した共振電流ｉ910 で放電しつつあった共振コンデンサ１０の残留電荷を放電して行く。従って、スイッチ素子１１の両端電圧ｖ11（＝共振コンデンサ１０の充電電圧）は減少して行く。
（６）時点ｔ6 …スイッチ素子２へのゲート信号２をオフした時点
時点ｔ5 以後、スイッチ素子２の電流ｉ2 はゼロとなっているから、時点ｔ5 以後の時点ｔ6 でスイッチ素子２へのゲート信号２をオフにしてやれば、そのオフはＺＣＳスイッチングで行われる。
（７）時点ｔ7 …共振コンデンサ１０の電圧が逆極性電圧からゼロまで上昇した時点
経路Ｋ41を流れる電流で共振コンデンサ１０が放電し、その両端電圧がゼロとなると、共振コンデンサ１０に並列接続されているダイオード１２がオンする（図３（１１））。 ダイオード１２がオンすると、負荷抵抗８への負荷電流Ｉ0 は、今度は経路Ｋ42で流れ始める。共振コンデンサ９は、直流電源１に接続される側をプラスとして充電され、その充電電圧は徐々に増加して行く。
時点ｔ5 以後、スイッチ素子２の電流ｉ2 はゼロとなっているから、時点ｔ5 以後の時点ｔ6 でスイッチ素子２へのゲート信号２をオフにしてやれば、そのオフはＺＣＳスイッチングで行われる。
（７）時点ｔ7 …共振コンデンサ１０の電圧が逆極性電圧からゼロまで上昇した時点
経路Ｋ41を流れる電流で共振コンデンサ１０が放電し、その両端電圧がゼロとなると、共振コンデンサ１０に並列接続されているダイオード１２がオンする（図３（１１））。 ダイオード１２がオンすると、負荷抵抗８への負荷電流Ｉ0 は、今度は経路Ｋ42で流れ始める。共振コンデンサ９は、直流電源１に接続される側をプラスとして充電され、その充電電圧は徐々に増加して行く。
（８）時点ｔ8 …共振コンデンサ９の充電電圧がＥに達した時点
共振コンデンサ９の充電電圧がＥに達すると、スイッチ素子２の両端電圧ｖ2 もＥとなる。この時、回路構成から明らかなように、還流ダイオード６のカソード電位は下がり、還流ダイオード６は順バイアスとなりオンとなる。すると、平滑インダクタンス７に蓄えられたエネルギーが経路Ｋ1 で放出され、負荷抵抗８に負荷電流Ｉ0 が供給され始める。 かくして時点ｔ1 の前の状態に戻る。次のスイッチ素子２のオンで（１）〜（８）の動作が繰り返される。
共振コンデンサ９の充電電圧がＥに達すると、スイッチ素子２の両端電圧ｖ2 もＥとなる。この時、回路構成から明らかなように、還流ダイオード６のカソード電位は下がり、還流ダイオード６は順バイアスとなりオンとなる。すると、平滑インダクタンス７に蓄えられたエネルギーが経路Ｋ1 で放出され、負荷抵抗８に負荷電流Ｉ0 が供給され始める。 かくして時点ｔ1 の前の状態に戻る。次のスイッチ素子２のオンで（１）〜（８）の動作が繰り返される。
図７は、本発明の共振型ＤＣチョッパ回路の他の例を示す図であり、符号は図１のものに対応している。図１の回路は電流共振型のものであるが、図７の回路は電圧共振型のものである。電圧共振型ＤＣチョッパ回路の動作は公知であり、共振コンデンサの部分に加えた本発明の工夫部分は、図１の回路で説明したのと同様の作用を果たすので、それについての説明は省略する。
以上述べたように、本発明によれば、スイッチ素子２，１１のスイッチングは、全てソフトスイッチングで行われる。
また、スイッチ素子２のオン期間ＴONは、共振関与期間ＴR によって規定されるが、本発明ではその共振関与期間ＴR は第１の共振期間ＴR1と第２の共振期間ＴR2との和となっており、その内の第１の共振期間ＴR1はスイッチ素子１１のスイッチングにより可変し得る期間である。従って、スイッチング周期Ｔを変えなくとも、第１の共振期間ＴR1を可変することにより、スイッチ素子２のオン期間ＴONを制御し得ることになる。
そのため、出力を小にする場合、従来のようにスイッチング周期Ｔを大（スイッチング周波数ｆを小に）する必要がなくなるので、共振コイル４を大型にしておく必要もないし、騒音問題が発生することもない。
また、スイッチ素子２のオン期間ＴONは、共振関与期間ＴR によって規定されるが、本発明ではその共振関与期間ＴR は第１の共振期間ＴR1と第２の共振期間ＴR2との和となっており、その内の第１の共振期間ＴR1はスイッチ素子１１のスイッチングにより可変し得る期間である。従って、スイッチング周期Ｔを変えなくとも、第１の共振期間ＴR1を可変することにより、スイッチ素子２のオン期間ＴONを制御し得ることになる。
そのため、出力を小にする場合、従来のようにスイッチング周期Ｔを大（スイッチング周波数ｆを小に）する必要がなくなるので、共振コイル４を大型にしておく必要もないし、騒音問題が発生することもない。
１…直流電源、２…スイッチ素子、３…ダイオード、４…共振コイル、５…共振コンデンサ、６…還流ダイオード、７…平滑インダクタンス、８…負荷抵抗、９，１０…共振コンデンサ、１１…スイッチ素子、１２…ダイオード
Claims (3)
- 第１のスイッチ素子，共振コイルおよび共振コンデンサを具え、該第１のスイッチ素子のオン期間，オフ期間を制御することにより出力を制御する共振型ＤＣチョッパ回路において、
前記共振コンデンサを第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとで構成すると共に、
該第２の共振コンデンサに第２のスイッチ素子およびダイオードをそれぞれ並列に接続した構成とし、
該第２のスイッチ素子のオン期間，オフ期間を制御することにより、スイッチング周期を変えることなく前記第１のスイッチ素子のオン期間，オフ期間を制御し得るようにした
ことを特徴とする共振型ＤＣチョッパ回路。 - 直流電源から負荷への直列回路中に第１のスイッチ素子，ダイオード，共振コイルおよび平滑インダクタンスが接続され、該第１のスイッチ素子，ダイオードおよび共振コイルの直列回路に対し共振コンデンサが並列に接続され、前記平滑インダクタンスと負荷とに対し並列となる箇所に還流ダイオードが接続されて成る共振型ＤＣチョッパ回路において、
前記共振コンデンサを第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとで構成すると共に、
該第２の共振コンデンサに第２のスイッチ素子およびダイオードをそれぞれ並列に接続した構成とし、
該第２のスイッチ素子のオン期間，オフ期間を制御することにより、スイッチング周期を変えることなく前記第１のスイッチ素子のオン期間，オフ期間を制御し得るようにした
ことを特徴とする共振型ＤＣチョッパ回路。 - 直流電源から負荷への直列回路中に第１のスイッチ素子，共振コイルおよび平滑インダクタンスが接続され、該第１のスイッチ素子に対し共振コンデンサが並列に接続され、前記平滑インダクタンスと負荷とに対し並列となる箇所に還流ダイオードが接続されて成る共振型ＤＣチョッパ回路において、
前記共振コンデンサを第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとで構成すると共に、
該第２の共振コンデンサに第２のスイッチ素子およびダイオードをそれぞれ並列に接続した構成とし、
該第２のスイッチ素子のオン期間，オフ期間を制御することにより、スイッチング周期を変えることなく前記第１のスイッチ素子のオン期間，オフ期間を制御し得るようにした
ことを特徴とする共振型ＤＣチョッパ回路。
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2022096907A1 (ja) * | 2020-11-06 | 2022-05-12 | 日産自動車株式会社 | 共振型電力変換装置 |
-
2008
- 2008-04-03 JP JP2008096813A patent/JP2009254062A/ja active Pending
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| CN116491056A (zh) * | 2020-11-06 | 2023-07-25 | 日产自动车株式会社 | 共振型电力变换装置 |
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