WO2021255875A1 - パルス電源装置 - Google Patents

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WO2021255875A1
WO2021255875A1 PCT/JP2020/023842 JP2020023842W WO2021255875A1 WO 2021255875 A1 WO2021255875 A1 WO 2021255875A1 JP 2020023842 W JP2020023842 W JP 2020023842W WO 2021255875 A1 WO2021255875 A1 WO 2021255875A1
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power supply
circuit
series
voltage
pulse power
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Application number
PCT/JP2020/023842
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French (fr)
Inventor
真吾 津田
太一郎 民田
Original Assignee
三菱電機株式会社
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Publication date
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Priority to CN202080101900.9A priority patent/CN115943556A/zh
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/53—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of an energy-accumulating element discharged through the load by a switching device controlled by an external signal and not incorporating positive feedback
    • H03K3/57—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of an energy-accumulating element discharged through the load by a switching device controlled by an external signal and not incorporating positive feedback the switching device being a semiconductor device

Definitions

  • the present disclosure relates to a pulse power supply device that generates a unipolar high voltage pulse by superimposing a voltage by the operation of a plurality of switching elements.
  • Pulse power supply devices that generate high-voltage pulses are used for sterilization devices, water treatment devices, laser oscillators, exhaust gas purification devices, ozone generators, extreme ultraviolet light (EUV) light sources, etc. that utilize pulse arc discharge. used. These devices momentarily require extremely high pulse power. Therefore, the pulse power supply device used in these devices is required to emit pulse power, which is electrical energy emitted in a pulsed manner, within an extremely short time.
  • EUV extreme ultraviolet light
  • a gas discharge switch has been used in this type of pulse power supply device.
  • the gas discharge switch has a problem that the discharge duration is short and the stability is low.
  • semiconductor switching elements have come to be used, and by superimposing an induced voltage generated by the semiconductor switching element on a transformer, it has become possible to generate a high voltage pulse having a unipolarity and a short pulse width.
  • Patent Document 1 states that in order to reduce the magnetic saturation of a supersaturated reactor, a reset current is supplied to the reset winding of the supersaturated reactor to reverse-excite the iron core of the supersaturated reactor.
  • a configuration for providing a reset circuit is disclosed.
  • the magnetic reset circuit requires a power supply for passing a reset current and a suppression coil for suppressing an excessive current caused by an induced voltage.
  • a suppression coil for suppressing an excessive current caused by an induced voltage.
  • it is necessary to increase the inductance value of the suppression coil.
  • the inductance value of the suppression coil is large, it affects the output impedance of the power supply unit in the pulse power supply device, and there is a problem that it becomes difficult to obtain an output voltage having a desired pulse width.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a pulse power supply device capable of obtaining an output voltage having a desired pulse width by suppressing the influence of the output impedance of the power supply unit. ..
  • the pulse power supply device includes a plurality of pulse power supplies, each of which outputs a unipolar pulse voltage, and a plurality of transformers.
  • Each of the plurality of transformers has a primary winding, a secondary winding and a tertiary winding, and one pulse power source is connected to one primary winding one by one.
  • the plurality of secondary windings are sequentially connected in series, and both ends of the plurality of secondary windings connected in series form output terminals.
  • a load is connected to the output terminal to form a first closed circuit.
  • the plurality of tertiary windings are sequentially connected in series, and both ends of the plurality of tertiary windings connected in series form a voltage application terminal.
  • a magnetic reset circuit is connected to the voltage application terminal, and a plurality of tertiary windings and a magnetic reset circuit form a second closed circuit.
  • the magnetic reset circuit includes a magnetic reset power supply, which is a power source for passing a reset current through the tertiary winding, and an impedance changing circuit.
  • the impedance changing circuit is configured to be able to change the impedance for limiting the induced current that can flow in the second closed circuit by the voltage induced in the tertiary winding.
  • the pulse power supply device it is possible to suppress the influence of the output impedance of the power supply unit and obtain an output voltage having a desired pulse width.
  • the figure which shows the 1st example of the induced superimposition voltage generated in the pulse power supply apparatus shown in FIG. The figure which shows the 2nd example of the induced superimposition voltage generated in the pulse power supply apparatus shown in FIG.
  • the figure which shows the structural example of the control part which concerns on Embodiment 1. A flowchart used to explain the operation of the control unit according to the first embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a pulse power supply device according to the first embodiment.
  • the pulse power supply device 100 according to the first embodiment includes a control unit 1, a power supply unit 2, a transformer group 3, and a magnetic reset circuit 4.
  • the power supply unit 2 has a plurality of pulse power supplies P1, P2, ..., Pn, each of which outputs a unipolar pulse voltage.
  • n represents an integer of 2 or more.
  • the transformer group 3 has n transformers, that is, the same number of transformers Tr1, Tr2, ..., Trn as the pulse power supplies P1 to Pn.
  • the plurality of transformers Tr1 to Trn are primary windings La1, La2, ..., Lan, secondary windings T1, T2, ..., Tn, tertiary windings T1s, T2s, ..., Tns and magnetic core 3e, respectively.
  • the primary windings La1 to Lan and the secondary windings T1 to Tn and the tertiary windings T1s to Tns are magnetically coupled to each other via the magnetic core 3e.
  • the pulse power supply P1 is connected to the primary winding La1
  • the pulse power supply P2 is connected to the primary winding La2
  • the pulse power supply Pn is connected to the primary winding Lan. That is, one pulse power supply is connected to one primary winding one by one.
  • the secondary windings T1 to Tn are sequentially connected in series, and both ends of the secondary windings T1 and Tn connected in series form output terminals 3a and 3b.
  • a load 8 is connected to the output terminals 3a and 3b, and the secondary windings T1 to Tn and the load 8 form a first closed circuit 5. Examples of the load 8 are the above-mentioned sterilizer, water treatment device, laser oscillator, exhaust gas purification device, ozone generator, EUV light source, and the like.
  • the tertiary windings T1s to Tns are sequentially connected in series, and both ends of the tertiary windings T1s and Tns connected in series form voltage application terminals 3c and 3d.
  • a magnetic reset circuit 4 is connected to the voltage application terminals 3c and 3d, and a second closed circuit 6 is configured by the tertiary windings T1s to Tns and the magnetic reset circuit 4.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of a pulse power supply according to the first embodiment.
  • the configuration of the pulse power supply P1 among the pulse power supplies P1 to Pn shown in FIG. 1 is typically shown.
  • the pulse power supply P1 has a plurality of switching elements S11, S12, ..., S1j, a plurality of capacitors C11, C12, ..., C1j, a DC power supply DC1, and a drive circuit 7.
  • j represents an integer of 2 or more.
  • the plurality of capacitors C11 to C1j are connected in parallel to each other, and each is connected in series to each of the switching elements S11 to S1j.
  • the drive circuit 7 drives the switching elements S11, S12, ..., S1j on or off. The operation of the drive circuit 7 is controlled by the control unit 1.
  • the DC power supply DC1 applies a DC voltage to both ends of the capacitors C11 to C1j to charge each of the capacitors C11 to C1j.
  • the DC power supply DC1 and the capacitors C11 to C1j are shown to be always connected, but the DC power supply DC1 and the capacitors C11 to C1j are connected each time they are charged. Other than that, it is electrically separated. However, when each of the capacitors C11 to C1j has a DC power supply individually, they may be always connected.
  • the pulse power supply P1 has a plurality of series circuits in which one switching element and one capacitor are connected in series, and a plurality of series circuits are connected in parallel to each other to form a series-parallel circuit. do.
  • the pulse power supplies P2 to Pn are also configured in the same manner as the pulse power supplies P1. Since the contents are duplicated, detailed explanations are omitted.
  • switching elements S11 to S1j having high speed and high withstand voltage so that a pulse voltage having a desired pulse width can be obtained. Further, the voltage value of the DC power supply DC1 in the pulse power supplies P1 to Pn is selected so that the voltage exceeding the withstand voltage is not applied to the switching elements S11 to S1j.
  • the pulse voltages output by the n pulse power supplies P1 to Pn are induced and superimposed on the n transformers Tr1 to Trn.
  • a high voltage pulse output can be obtained on the secondary side of the transformers Tr1 to Trn.
  • the charging voltage of the pulse power supplies P1 to Pn is 1 [kV]
  • the induced superimposed voltage is 1 ⁇ n [kV].
  • the voltage to be induced superposed is referred to as "induced superimposition voltage”.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration example used for explaining the operation of the pulse power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a configuration example in the case where the number of transformers in the configuration of FIG. 1 is 2, and two pulse power supplies P1 and P2 are shown according to the number of transformers.
  • FIG. 4 is a diagram showing a first example of an induced superimposed voltage generated in the pulse power supply device shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing a second example of the induced superimposed voltage generated in the pulse power supply device shown in FIG.
  • the upper part on the left side shows the T1 output voltage output from the secondary winding T1 of the transformer Tr1
  • the lower part on the left side shows the T2 output output from the secondary winding T2 of the transformer Tr2.
  • the voltage is shown.
  • the induced superimposed voltage induced and superimposed by the secondary windings T1 and T2 is shown.
  • the horizontal axis of each figure represents time.
  • FIG. 4 if the amplitude value and the pulse width of the pulse voltage output from the secondary windings T1 and T2 are the same, a double pulse voltage can be obtained as the output voltage. On the other hand, even if the amplitude values of the pulse voltages output from the secondary windings T1 and T2 are the same, if the pulse width of the pulse voltage is different as shown in FIG. 5, a stepped pulse voltage is obtained as the output voltage. Be done. Note that FIGS. 4 and 5 show an example of changing the pulse voltage waveform by changing only the pulse width, but the number of transformers to be operated, the timing of the pulse voltage output, and the like are changed. May be good. By doing so, it is possible to form various pulse voltage waveforms.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration example of the magnetic reset circuit according to the first embodiment.
  • the magnetic reset circuit 4 is a circuit unit for preventing the magnetic cores 3e of the transformers Tr1 to Trn from being magnetically saturated by the output of the unipolar pulse.
  • the magnetic reset circuit 4 has a magnetic reset power supply E1.
  • the second closed circuit 6 is configured by the tertiary windings T1s to Tns and the magnetic reset circuit 4. Therefore, the magnetic reset of the magnetic core 3e can be performed by passing a reverse excitation current through the tertiary windings T1s to Tns of the transformers Tr1 to Trn by the magnetic reset power supply E1. By performing this control, magnetic saturation can be reduced by the time of the next operation, and the transformers Tr1 to Trn can be repeatedly operated. If the voltage-time product in the magnetic reset is increased, the transformers Tr1 to Trn can be further miniaturized.
  • FIG. 6 illustrates a case where the magnetic reset power supply E1 is a DC power supply, but the present invention is not limited to this.
  • the magnetic reset power supply E1 may be a pulse power supply.
  • the magnetic reset power supply E1 is a pulse power supply.
  • the magnetic reset circuit 4 has an impedance changing circuit U1. As shown in FIG. 6, the impedance change circuit U1 is inserted in series between the magnetic reset power supply E1 and the tertiary windings T1s to Tns.
  • the impedance change circuit U1 has a plurality of suppression coils UL1 to ULk, each of which is connected in parallel to each other, and a plurality of switching elements H1 to Hk, each of which is connected in series to each of the suppression coils UL1 to ULk.
  • k represents an integer of 2 or more.
  • one switchable suppression coil is configured by the series circuit unit in which one suppression coil and one switching element are connected in series. Further, k switchable suppression coils are connected in parallel to each other.
  • the suppression coils UL1 to ULk are circuit elements having an inductance value.
  • the suppression coils UL1 to ULk protect the magnetic reset power supply E1 by limiting the induced current that can flow due to the induced voltage induced in the tertiary windings T1s to Tns.
  • the suppression coils UL1 to ULk are selected so that an excessive current due to the induced voltage of the tertiary windings T1s to Tns does not flow to the magnetic reset power supply E1.
  • the inductance values of the suppression coils UL1 to ULk may all be the same, but may be configured with different inductance values. If it is configured with different inductance values, it is possible to arbitrarily set the inductance value to be inserted into the second closed circuit 6.
  • the inductance value inserted into the second closed circuit 6 is directly proportional to the magnitude of the output voltage.
  • the inductance value inserted into the second closed circuit 6 is large, it affects the output impedance of the pulse power supplies P1 to Pn magnetically coupled to the magnetic reset circuit 4. In this case, in the pulse power supply device 100, it becomes difficult to obtain an output voltage having a desired pulse width, particularly a short pulse width of 100 [ns] or less.
  • FIG. 7 is a diagram used for explaining the influence of the inductance value of the impedance changing circuit according to the first embodiment on the output impedance of the power supply unit in the pulse power supply device.
  • the horizontal axis represents time and the vertical axis represents the induced superimposed voltage.
  • the broken line is an example of the waveform of the induced superimposed voltage when the inductance value inserted into the second closed circuit 6 is L1.
  • the solid line is an example of the waveform of the induced superimposed voltage when the inductance value inserted into the second closed circuit 6 is L2.
  • the inductance values L1 and L2 have a relationship of L1> L2.
  • the switching elements H1 to Hk are operated so as to be switched according to the output voltage, that is, the number of transformers to be driven.
  • the control unit 1 performs switching between the switching elements H1 to Hk.
  • the control unit 1 selects a combination of inductance values of the suppression coils UL1 to ULk within a range in which an excessive current does not flow in the magnetic reset power supply E1. As a result, it is possible to prevent the impedance seen from the power supply unit 2 in the pulse power supply device 100, that is, the output impedance of the pulse power supply device 100 from becoming larger than necessary.
  • the inductance value of the impedance change circuit U1 is relatively increased, and when the pulse voltage is output from the transformers Tr1 to Trn, the impedance is changed.
  • the inductance value of the circuit U1 is made relatively small. As a result, it is possible to obtain an output voltage having a desired pulse width while appropriately performing a magnetic reset of the magnetic core 3e. In addition, an output voltage having a shorter pulse width than that of a conventional pulse power supply device can be easily obtained. Further, even if the specifications of the transformers Tr1 to Trn, the magnitude of the output voltage, and the like are changed, these can be flexibly dealt with.
  • FIG. 8 is a diagram showing a configuration example of the control unit according to the first embodiment.
  • the control unit 1 according to the first embodiment includes an operating condition generation unit 11, a command signal generation unit 12, a command signal data set 13, and a command signal data set generation unit 14.
  • a command voltage is input to the operating condition generation unit 11 from the outside.
  • the command signal generation unit 12 generates a command signal Sigma pq and outputs it to each drive circuit 7 of the pulse power supplies P1 to Pn.
  • p is an arbitrary integer from 1 to n
  • q is an arbitrary integer from 1 to j.
  • FIG. 9 is a flowchart used for explaining the operation of the control unit according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of operating conditions when operating the pulse power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 10 shows a set of a pulse voltage, a pulse width, and a number of transformers as an operating condition (A) corresponding to a command voltage input to the control unit 1.
  • the pulse voltage is an amplitude value of the output voltage output from the output terminals 3a and 3b.
  • the pulse width is the pulse width of the output voltage output from the output terminals 3a and 3b.
  • the number of transformers is the number of transformers Tr1 to Trn that are operated at the same time when the output voltage is output.
  • the command signal data set generation unit 14 determines the number of transformers required to achieve the operating condition (A) shown in FIG. Then, the command signal Sig pq is determined for the operating condition (A).
  • the command signal data set generation unit 14 operates the switching elements H1 when selecting the operating conditions of the switching elements S11 to Snj of the pulse power supplies P1 to Pn and the suppression coils UL1 to ULk based on the operating condition (A). Generate operating conditions of ⁇ Hk.
  • the command signal Sign pq is used as a criterion for determining whether or not the operation based on the operating conditions is within the reference range for the set of the pulse voltage, the pulse width, and the number of transformers. Can be determined. Further, regarding the operating conditions of the switching elements H1 to Hk, whether or not the operation based on the operating conditions is within the range of the current allowed for the magnetic reset power supply E1 can be determined as a determination criterion.
  • the command signal data set generation unit 14 is shown as a component of the control unit 1, but the present invention is not limited to this.
  • the command signal data set generation unit 14 may be an external component of the control unit 1.
  • the control unit 1 may include an input unit instead of the command signal data set generation unit 14.
  • the control unit 1 may be configured to input the command signal data set 13 created by the operator via the input unit.
  • command signal data set 13 may be provided inside the control unit 1 or may be provided outside. Further, the command signal data set 13 may be generated based on the specifications of the switching elements S11 to Snj, the specifications of the load 8, the test result, the calculation result, and the like.
  • the operating condition generation unit 11 generates the operating condition of the pulse voltage to be generated based on the command voltage, the measurement result of the past pulse operation, or a combination thereof (step S102).
  • the command signal generation unit 12 refers to the command signal data set 13 generated in step S101. Then, the command signal Sigma pq corresponding to the operating condition range including the operating condition for generating the pulse voltage generated in step S102 is output to the drive circuit 7 (step S103).
  • step S101 and the process of step S102 can be arbitrarily exchanged and carried out. If the process of step S101 is completed before the pulse power supply device 100 completes the operation of generating the pulse voltage, step S103 can be performed immediately after the operating condition is generated by step S102. As a result, the time required for processing can be shortened. Further, when the command signal data set generation unit 14 is provided outside the control unit 1, the processing of step S101 in FIG. 9 can be omitted, so that the burden required for the calculation of the control unit 1 can be reduced.
  • the command signal data set 13 can be created for the generated operating conditions after the operating conditions are generated. This has the advantage that the command signal data set 13 can be created for a wider variety of operating conditions. Further, the storage device for storing the command signal data set 13 can be omitted.
  • the processing procedure may be a combination of both.
  • the frequently used command signal data is stored in the command signal data set 13 by performing the process of step S101 before step S102. Then, for the command signal data that is rarely used, the process of step S101 may be executed again after the process of step S102 is executed, and only the necessary command signal data may be generated.
  • the control unit 1 may be configured as shown in FIG.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration example of the control unit according to the modified example of the first embodiment.
  • the control unit 1a according to the modification of the first embodiment includes an operating condition generation unit 11, a command signal candidate generation unit 15, a determination unit 16, and a command signal output unit 17.
  • a command voltage is input to the operating condition generation unit 11 from the outside.
  • the command signal output unit 17 generates a command signal Sigma pq and outputs it to each drive circuit 7 of the pulse power supplies P1 to Pn.
  • FIG. 12 is a flowchart used for explaining the operation of the control unit according to the modified example of the first embodiment.
  • the same or equivalent processing as in FIG. 9 is indicated by the same reference numerals.
  • the operating condition generation unit 11 generates operating conditions for the pulse voltage to be generated based on the command voltage, the measurement result of the past pulse operation, or a combination thereof (step S102).
  • the command signal candidate generation unit 15 generates candidates for the command signal Sign pq based on the operating conditions generated in step S102 (step S104).
  • the number of candidates generated may be one or plural.
  • the word "candidate" means that the command signal to be output is not determined as Sig pq , and the method of the control unit 1 can be used as the generation method itself.
  • the determination unit 16 determines whether or not the candidate of the command signal Sign pq generated by the command signal candidate generation unit 15 is within the range of the predetermined standard, that is, whether or not the predetermined standard is satisfied. Determination (step S105). When the candidate of the command signal Sign pq satisfies a predetermined criterion (step S105, Yes), the process proceeds to step S106. On the other hand, when the candidate of the command signal Sig pq does not satisfy the predetermined criteria (steps S105 and No), the process proceeds to step S104, and the processing of steps S104 and S105 is repeated until the candidate of the command signal Sig pq is found. ..
  • the command signal output section 17 outputs to the driving circuit 7 candidate command signal Sig pq which is within the range of the reference as a command signal Sig pq (step S106).
  • the determination process in step S105 may be determined using any standard. As an example, it goes without saying that the operation condition generated in step S102 is satisfied, and the determination process is performed based on the measurement result of the past pulse operation, the energy saving condition, the frequency of use of the pulse power supplies P1 to Pn, and the like. Can be done.
  • control units 1, 1a for realizing the functions of the control units 1, 1a described above will be described.
  • the functions of the operating condition generation unit 11, the command signal generation unit 12, the command signal data set generation unit 14, the command signal candidate generation unit 15, the determination unit 16, and the command signal output unit 17 in the control units 1 and 1a described above are It can be realized by using a processor or a processing circuit. Further, the command signal data set 13 can be realized by using a storage device.
  • the functions of the control units 1 and 1a may be realized by using both the processor and the processing circuit.
  • control units 1 and 1a may be provided outside the pulse power supply device 100.
  • the control units 1 and 1a may be a computer including a processor and a storage device connected to the power supply device via a network.
  • the above-mentioned function can be realized by operating software, firmware or a combination thereof by a processor or a processing circuit.
  • the software or firmware may be described as a program, stored in a storage device, read by a processor or a processing circuit, and executed. It can be said that these programs cause the computer to execute the above-mentioned operation, that is, the procedure and method of execution.
  • Examples of the semiconductor memory used as the storage device include RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, and the like. Further, EPROM (Erasable Project Read Only Memory), EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Program Read Only Memory) and the like can be mentioned.
  • the semiconductor memory may be a non-volatile memory or a volatile memory.
  • a magnetic disk, a flexible disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, or a DVD (Digital Versaille Disc) other than the semiconductor memory may be used.
  • the command signal data set 13 generated in step S101 of FIG. 9 is stored in the storage device as a look-up table (Lookup table).
  • the command signal Sig pq corresponding to the operating condition range can be output by referring to the look-up table.
  • control units 1 and 1a may be realized by one dedicated processing circuit. Further, one dedicated processing circuit may be provided for each of the processes of FIGS. 9 and 12 in the control units 1 and 1a, and each process may be performed by each dedicated processing circuit.
  • Examples of the dedicated processing circuit include a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), and an FPGA (Field Programmable Gate Array). In addition, a combination of these can be given as an example.
  • the pulse power supply device includes a plurality of pulse power supplies and a plurality of transformers, each of which outputs a unipolar pulse voltage.
  • Each of the plurality of transformers has a primary winding, a secondary winding and a tertiary winding. Both ends of a plurality of secondary windings connected in series form an output terminal, and a load is connected to the output terminal. Both ends of a plurality of tertiary windings connected in series form a voltage application terminal, and a magnetic reset circuit is connected to the voltage application terminal.
  • the magnetic reset circuit includes a magnetic reset power supply, which is a power source for passing a reset current through the tertiary winding, and an impedance changing circuit.
  • the impedance changing circuit is configured to be able to change the inductance value for limiting the induced current that can flow in the second closed circuit by the voltage induced in the tertiary winding.
  • the impedance change circuit U1 of the magnetic reset circuit 4 is configured to change the inductor value, but may be configured to change the capacitance value.
  • FIG. 13 is a diagram showing a configuration example of the magnetic reset circuit according to the second embodiment.
  • the impedance changing circuit U1 is replaced with the impedance changing circuit U1A with respect to the magnetic reset circuit 4 shown in FIG.
  • Other configurations are the same as or equivalent to those in FIG. 6, and the same or equivalent components are indicated by the same reference numerals, and duplicate explanations are omitted.
  • the impedance change circuit U1A is inserted in series between the magnetic reset power supply E1 and the tertiary windings T1s to Tns.
  • the impedance change circuit U1A has a suppression coil ULa, a switching element H1 connected in series with the suppression coil ULa, and a capacitor UCa which is a capacitance variable capacitor connected in parallel with the switching element H1.
  • the inductance value of the suppression coil ULa is set to a value at which an excessive current due to the induced voltage of the tertiary windings T1s to Tns does not flow to the magnetic reset power supply E1.
  • the switching element H1 is controlled to be turned on, both ends of the capacitor UCa are short-circuited, and a reset current is passed through the tertiary windings T1s to Tns by the magnetic reset power supply E1.
  • the output impedance of the power supply unit 2 is determined by the combined impedance determined by the inductance value of the suppression coil ULa and the capacitance value of the capacitor UCa. ..
  • the output impedance can be appropriately set by changing the capacitance value of the capacitor UCa according to the output of the pulse power supply device 100.
  • an output voltage having a shorter pulse width than that of a conventional pulse power supply device can be easily obtained. Further, even if the specifications of the transformers Tr1 to Trn, the magnitude of the output voltage, and the like are changed, these can be flexibly dealt with.
  • the capacitor UCa is composed of a variable capacitance capacitor, but the present invention is not limited to this.
  • a plurality of capacitors may be prepared and some or all of them may be combined to change the capacitance value.
  • the magnetic reset circuit provided in the pulse power supply device according to the second embodiment is configured so that the capacitance value can be changed.
  • this configuration as in the first embodiment, it is possible to appropriately perform the magnetic reset of the magnetic cores in the plurality of transformers and prevent the output impedance of the pulse power supply device from becoming unnecessarily large. This makes it possible to suppress the influence of the output impedance of the pulse power supply device and obtain an output voltage having a desired pulse width.
  • the impedance change circuit U1 of the magnetic reset circuit 4 is configured to change the inductance value, but may be configured to change the impedance via a transformer.
  • FIG. 14 is a diagram showing a configuration example of the magnetic reset circuit according to the third embodiment.
  • the impedance changing circuit U1 is replaced with the impedance changing circuit U1B with respect to the magnetic reset circuit 4 shown in FIG.
  • Other configurations are the same as or equivalent to those in FIG. 6, and the same or equivalent components are indicated by the same reference numerals, and duplicate explanations are omitted.
  • the impedance change circuit U1B is inserted in series between the magnetic reset power supply E1 and the tertiary windings T1s to Tns.
  • the impedance change circuit U1B includes a suppression coil ULb, a switching element H1, a capacitor UCb which is a capacitance variable capacitor, and an impedance conversion transformer Trb.
  • the switching element H1 is connected in series with the suppression coil ULb.
  • the capacitor UCb is connected in series with the suppression coil ULb and the switching element H1.
  • the impedance conversion transformer Trb has a primary winding Trb1 and a secondary winding Trb2.
  • the primary winding Trb1 is inserted into the second closed circuit 6.
  • the secondary winding Trb2 is connected in series with the suppression coil ULb, the switching element H1 and the capacitor UCb to form a closed circuit.
  • the impedance change circuit U1B changes the voltage across the impedance change circuit U1B by the transformer ratio, which is the ratio of the number of turns of the primary winding Trb1 to the number of turns of the secondary winding Trb2, that is, boosts or lowers the voltage. be able to. Since a reactor and a capacitor are not required for the step-up / down pressure of the voltage, it is possible to increase the withstand voltage without increasing the size.
  • the output impedance can be appropriately set by changing the capacitance value of the capacitor UCb for each voltage pulse as in the second embodiment. As a result, it is possible to obtain an output voltage having a desired pulse width while appropriately performing a magnetic reset of the magnetic core 3e.
  • an output voltage having a shorter pulse width than that of a conventional pulse power supply device can be easily obtained. Further, even if the specifications of the transformers Tr1 to Trn, the magnitude of the output voltage, and the like are changed, these can be flexibly dealt with.
  • the capacitor UCb is composed of a variable capacitance capacitor, but the present invention is not limited to this.
  • a plurality of capacitors may be prepared and some or all of them may be combined to change the capacitance value.
  • a plurality of suppression coils may be prepared and a part or all of them may be combined to change the inductance value.
  • the magnetic reset circuit provided in the pulse power supply device has an impedance conversion transformer and is configured to be able to change the impedance.
  • the configuration shown in the above embodiments is an example, and can be combined with another known technique, can be combined with each other, and does not deviate from the gist. It is also possible to omit or change a part of the configuration.
  • 1,1a control unit 2 power supply unit, 3 transformer group, 3a, 3b output terminal, 3c, 3d voltage application terminal, 3e magnetic core, 4,4A, 4B magnetic reset circuit, 5th closed circuit, 6th 2 closed circuit, 7 drive circuit, 8 load, 11 operating condition generation unit, 12 command signal generation unit, 13 command signal data set, 14 command signal data set generation unit, 15 command signal candidate generation unit, 16 judgment unit, 17 Command signal output unit, 100 pulse power supply, C11 to C1j, UCa, UCb capacitor, DC1 DC power supply, E1 magnetic reset power supply, H1 to Hk, S11 to S1j switching element, L1, L2 inductance value, La1 to Lan, Trb1 1 Next winding, P1 to Pn pulse power supply, T1 to Tn, Trb2 secondary winding, T1s to Tns tertiary winding, Tr1 to Trn transformer, Trb impedance conversion transformer, U1, U1A, U1B impedance change circuit, UL1 to ULk ,

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Abstract

パルス電源装置（１００）は、各々が片極性のパルス電圧を出力するパルス電源（Ｐ１～Ｐｎ）と、トランス（Ｔｒ１～Ｔｒｎ）とを備える。トランス（Ｔｒ１～Ｔｒｎ）は、１次巻線（Ｌａ１～Ｌａｎ）、２次巻線（Ｔ１～Ｔｎ）及び３次巻線（Ｔ１ｓ～Ｔｎｓ）を有し、１つのパルス電源が１つの１次巻線に１つずつ接続される。２次巻線（Ｔ１～Ｔｎ）は順次直列に接続され、２次巻線（Ｔ１～Ｔｎ）の両端には負荷（８）が接続される。３次巻線（Ｔ１ｓ～Ｔｎｓ）は順次直列に接続され、３次巻線（Ｔ１ｓ～Ｔｎｓ）の両端には磁気リセット回路（４）が接続される。磁気リセット回路（４）は、磁気リセット電源（Ｅ１）と、３次巻線（Ｔ１ｓ～Ｔｎｓ）に誘起される電圧によって流れ得る誘導電流を制限するためのインピーダンス変更回路（Ｕ１）とを備える。インピーダンス変更回路（Ｕ１）は、インピーダンスを変更可能に構成される。

Description

パルス電源装置
　本開示は、複数のスイッチング素子の動作により電圧を重畳させて片極性の高電圧パルスを発生するパルス電源装置に関する。
　高電圧パルスを発生させるパルス電源装置は、パルスアーク放電を利用した殺菌装置、水処理装置、レーザ発振器、排気ガス浄化装置、オゾン発生機、極端紫外光（Ｅｘｔｒｅｍｅ　Ｕｌｔｒａ－Ｖｉｏｌｅｔ：ＥＵＶ）光源等に使用される。これらの装置は、瞬間的に極めて高いパルス電力が必要とされる。このため、これらの装置に使用されるパルス電源装置は、パルス的に放出される電気エネルギーであるパルスパワーを極めて短い時間内に放出することが要求される。
　従来、この種のパルス電源装置では、気体放電スイッチが用いられていた。しかしながら、気体放電スイッチにおいては、放電の持続時間が短く、安定性が低いという課題があった。近年、半導体スイッチング素子が使用されるようになり、半導体スイッチング素子により生成した誘導電圧をトランスにより重畳することで、片極性且つ短パルス幅の高電圧パルスを発生することができるようになった。
　片極性の高電圧パルスを繰り返し出力する場合、誘導電圧を重畳するトランスの磁性体には、磁気飽和に起因して発生する残留磁気が残る。この残留磁気が大きい場合、トランスにおける磁束変化が小さくなり、誘導電圧の重畳量が小さくなって高電圧パルスの発生が困難になるという問題がある。
　このような技術的背景の下、下記特許文献１には、過飽和リアクトルの磁気飽和を低減するため、過飽和リアクトルのリセット巻線にリセット電流を供給して過飽和リアクトルの鉄心を逆励磁しておく磁気リセット回路を設ける構成が開示されている。
特開平９－８３０５２号公報
　磁気リセット回路には、リセット電流を流すための電源と、誘導電圧に起因する過大電流を抑制するための抑制コイルとが必要とされる。誘起電圧に起因する過大電流を電源に流さないためには、抑制コイルのインダクタンス値を大きくする必要がある。ところが、抑制コイルのインダクタンス値が大きいと、パルス電源装置における電源部の出力インピーダンスに影響を及ぼし、所望のパルス幅の出力電圧を得ることが困難になるという問題がある。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、電源部の出力インピーダンスの影響を抑制して、所望のパルス幅の出力電圧を得ることが可能なパルス電源装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係るパルス電源装置は、各々が片極性のパルス電圧を出力する複数のパルス電源と、複数のトランスとを備える。複数のトランスは、各々が１次巻線、２次巻線及び３次巻線を有し、１つのパルス電源が１つの１次巻線に１つずつ接続される。複数の２次巻線は順次直列に接続され、直列に接続された複数の２次巻線の両端は出力端子を構成する。出力端子には負荷が接続されて第１の閉回路を構成する。複数の３次巻線は順次直列に接続され、直列に接続された複数の３次巻線の両端は電圧印加端子を構成する。電圧印加端子には磁気リセット回路が接続され、複数の３次巻線と磁気リセット回路とで第２の閉回路を構成する。磁気リセット回路は、３次巻線にリセット電流を流すための電源である磁気リセット電源と、インピーダンス変更回路とを備える。インピーダンス変更回路は、３次巻線に誘起される電圧によって第２の閉回路に流れ得る誘導電流を制限するためのインピーダンスを変更可能に構成される。
　本開示に係るパルス電源装置によれば、電源部の出力インピーダンスの影響を抑制して、所望のパルス幅の出力電圧を得ることができるという効果を奏する。
実施の形態１に係るパルス電源装置の構成例を示す図 実施の形態１におけるパルス電源の構成例を示す図 実施の形態１に係るパルス電源装置の動作説明に使用する構成例を示す図 図３に示すパルス電源装置において生成される誘導重畳電圧の第１の例を示す図 図３に示すパルス電源装置において生成される誘導重畳電圧の第２の例を示す図 実施の形態１に係る磁気リセット回路の構成例を示す図 実施の形態１に係るインピーダンス変更回路のインダクタンス値がパルス電源装置における電源部の出力インピーダンスに及ぼす影響の説明に使用する図 実施の形態１に係る制御部の構成例を示す図 実施の形態１に係る制御部の動作説明に使用するフローチャート 実施の形態１に係るパルス電源装置を動作させるときの動作条件の例を示す図 実施の形態１の変形例に係る制御部の構成例を示す図 実施の形態１の変形例に係る制御部の動作説明に使用するフローチャート 実施の形態２に係る磁気リセット回路の構成例を示す図 実施の形態３に係る磁気リセット回路の構成例を示す図
　以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係るパルス電源装置について詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るパルス電源装置の構成例を示す図である。実施の形態１に係るパルス電源装置１００は、図１に示すように、制御部１と、電源部２と、トランス群３と、磁気リセット回路４とを備える。電源部２は、各々が片極性のパルス電圧を出力する複数のパルス電源Ｐ１，Ｐ２，…，Ｐｎを有する。ｎは２以上の整数を表す。トランス群３は、ｎ個、即ちパルス電源Ｐ１～Ｐｎと同数のトランスＴｒ１，Ｔｒ２，…，Ｔｒｎを有する。複数のトランスＴｒ１～Ｔｒｎは、各々が１次巻線Ｌａ１，Ｌａ２，…，Ｌａｎ、２次巻線Ｔ１，Ｔ２，…，Ｔｎ、３次巻線Ｔ１ｓ，Ｔ２ｓ，…，Ｔｎｓ及び磁性体コア３ｅを有する。１次巻線Ｌａ１～Ｌａｎ、２次巻線Ｔ１～Ｔｎ及び３次巻線Ｔ１ｓ～Ｔｎｓは、磁性体コア３ｅを介して互いに磁気結合している。
　パルス電源Ｐ１は１次巻線Ｌａ１に接続され、パルス電源Ｐ２は１次巻線Ｌａ２に接続され、パルス電源Ｐｎは１次巻線Ｌａｎに接続される。即ち、１つのパルス電源は、１つの１次巻線に１つずつ接続される。
　２次巻線Ｔ１～Ｔｎは順次直列に接続され、直列に接続された２次巻線Ｔ１，Ｔｎの両端は出力端子３ａ，３ｂを構成する。出力端子３ａ，３ｂには負荷８が接続され、２次巻線Ｔ１～Ｔｎと負荷８とで第１の閉回路５が構成される。負荷８の例は、前述した殺菌装置、水処理装置、レーザ発振器、排気ガス浄化装置、オゾン発生機、ＥＵＶ光源等である。
　３次巻線Ｔ１ｓ～Ｔｎｓは順次直列に接続され、直列に接続された３次巻線Ｔ１ｓ，Ｔｎｓの両端は電圧印加端子３ｃ，３ｄを構成する。電圧印加端子３ｃ，３ｄには磁気リセット回路４が接続され、３次巻線Ｔ１ｓ～Ｔｎｓと磁気リセット回路４とで第２の閉回路６が構成される。
　図２は、実施の形態１に係るパルス電源の構成例を示す図である。図２では、図１に示すパルス電源Ｐ１～Ｐｎのうちのパルス電源Ｐ１の構成が代表的に示されている。
　パルス電源Ｐ１は、複数のスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２，…，Ｓ１ｊと、複数のコンデンサＣ１１，Ｃ１２，…，Ｃ１ｊと、直流電源ＤＣ１と、駆動回路７とを有する。ｊは２以上の整数を表す。複数のコンデンサＣ１１～Ｃ１ｊは、互いに並列に接続され、且つ各々がスイッチング素子Ｓ１１～Ｓ１ｊの各々に直列に接続される。駆動回路７は、スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２，…，Ｓ１ｊをオン又はオフに駆動する。駆動回路７の動作は、制御部１によって制御される。直流電源ＤＣ１は、コンデンサＣ１１～Ｃ１ｊの各両端に直流電圧を印加して、コンデンサＣ１１～Ｃ１ｊの各々を充電する。なお、図２では、直流電源ＤＣ１とコンデンサＣ１１～Ｃ１ｊの各々とが常時接続されているように図示されているが、直流電源ＤＣ１とコンデンサＣ１１～Ｃ１ｊの各々とは、充電の都度接続され、それ以外は電気的に切り離されている。但し、コンデンサＣ１１～Ｃ１ｊの各々が個別に直流電源を有する場合には、常時接続されていてもよい。
　上記のように、パルス電源Ｐ１は、１つのスイッチング素子と１つのコンデンサとが直列に接続された直列回路を複数有し、且つ、複数の直列回路が互いに並列に接続されて直並列回路を構成する。この構成により、スイッチング素子Ｓ１１～Ｓ１ｊの少なくとも１つをオンすることで、オンに制御されたスイッチング素子に接続されるコンデンサの電荷が放出される。これにより、直並列回路の両端から片極性のパルス電圧が出力され、トランスＴｒ１の１次巻線Ｌａ１に印加される。なお、パルス電源Ｐ２～Ｐｎもパルス電源Ｐ１と同様に構成される。内容が重複するので、詳細な説明は割愛する。
　スイッチング素子Ｓ１１～Ｓ１ｊは、所望のパルス幅のパルス電圧が得られるように、高速且つ高耐圧のものを選定することが好ましい。また、スイッチング素子Ｓ１１～Ｓ１ｊに耐圧を超える電圧が印加されないように、パルス電源Ｐ１～Ｐｎにおける直流電源ＤＣ１の電圧値が選定される。
　パルス電源装置１００では、ｎ個のパルス電源Ｐ１～Ｐｎが出力したパルス電圧がｎ個のトランスＴｒ１～Ｔｒｎにおいて誘導重畳される。これにより、トランスＴｒ１～Ｔｒｎの２次側において高電圧のパルス出力が得られる。例えば、パルス電源Ｐ１～Ｐｎの充電電圧が１［ｋＶ］であれば、誘導重畳される電圧は、１×ｎ［ｋＶ］となる。以下、誘導重畳される電圧を「誘導重畳電圧」と呼ぶ。
　図３は、実施の形態１に係るパルス電源装置の動作説明に使用する構成例を示す図である。図３は、図１の構成におけるトランス数が２である場合の構成例であり、トランス数に合わせて２つのパルス電源Ｐ１，Ｐ２が示されている。
　図４は、図３に示すパルス電源装置において生成される誘導重畳電圧の第１の例を示す図である。図５は、図３に示すパルス電源装置において生成される誘導重畳電圧の第２の例を示す図である。図４及び図５において、左側の上部にはトランスＴｒ１の２次巻線Ｔ１から出力されるＴ１出力電圧が示され、左側の下部にはトランスＴｒ２の２次巻線Ｔ２から出力されるＴ２出力電圧が示されている。また、図４及び図５の右側には、２次巻線Ｔ１，Ｔ２で誘導重畳される誘導重畳電圧が示されている。各図の横軸は、時間を表している。
　図４のように、２次巻線Ｔ１，Ｔ２から出力されるパルス電圧の振幅値及びパルス幅が同じであれば、出力電圧として２倍のパルス電圧が得られる。一方、２次巻線Ｔ１，Ｔ２から出力されるパルス電圧の振幅値が同じであっても、図５のように、パルス電圧のパルス幅が異なると、出力電圧として階段状のパルス電圧が得られる。なお、図４及び図５は、パルス幅のみを変更することで、パルス電圧の波形を変更する例を示したものであるが、動作させるトランスの数、パルス電圧出力のタイミングなどを変更してもよい。このようにすれば、多彩なパルス電圧波形の成形が可能となる。
　図６は、実施の形態１に係る磁気リセット回路の構成例を示す図である。磁気リセット回路４は、片極性パルスの出力によりトランスＴｒ１～Ｔｒｎの磁性体コア３ｅが磁気飽和しないようにするための回路部である。磁気リセット回路４は、磁気リセット電源Ｅ１を有している。前述したように、３次巻線Ｔ１ｓ～Ｔｎｓと磁気リセット回路４とによって第２の閉回路６が構成されている。このため、磁気リセット電源Ｅ１によってトランスＴｒ１～Ｔｒｎの３次巻線Ｔ１ｓ～Ｔｎｓに逆励磁電流を流すことで、磁性体コア３ｅの磁気リセットを行うことができる。この制御を行うことで、次回の動作時までに磁気飽和を低減でき、トランスＴｒ１～Ｔｒｎの繰り返し動作を可能としている。なお、磁気リセットにおける電圧時間積を大きくすれば、トランスＴｒ１～Ｔｒｎをより小型化することができる。
　なお、図６では、磁気リセット電源Ｅ１が直流電源である場合を例示しているが、これに限定されない。磁気リセット電源Ｅ１は、パルス電源であってもよい。特に、単位時間当たりの磁気リセットの回数を増やしたい場合には、磁気リセット電源Ｅ１は、パルス電源としたほうが好ましい。
　また、磁気リセット回路４は、インピーダンス変更回路Ｕ１を有している。インピーダンス変更回路Ｕ１は、図６に示されるように、磁気リセット電源Ｅ１と３次巻線Ｔ１ｓ～Ｔｎｓとの間に直列に挿入されている。
　インピーダンス変更回路Ｕ１は、各々が互いに並列に接続される複数の抑制コイルＵＬ１～ＵＬｋと、各々が抑制コイルＵＬ１～ＵＬｋの各々に直列に接続される複数のスイッチング素子Ｈ１～Ｈｋとを有する。ｋは２以上の整数を表す。これにより、１つの抑制コイルと１つのスイッチング素子とが直列に接続された直列回路部によって１つの切り替え可能抑制コイルが構成される。また、ｋ個の切り替え可能抑制コイルが互いに並列に接続される構成となる。
　抑制コイルＵＬ１～ＵＬｋは、インダクタンス値を有する回路素子である。抑制コイルＵＬ１～ＵＬｋは、３次巻線Ｔ１ｓ～Ｔｎｓに誘起される誘起電圧によって流れ得る誘導電流を制限して、磁気リセット電源Ｅ１を保護する。磁気リセット回路４において、抑制コイルＵＬ１～ＵＬｋは、３次巻線Ｔ１ｓ～Ｔｎｓの誘起電圧に起因する過大電流が磁気リセット電源Ｅ１に流れないように適切なものが選定される。
　抑制コイルＵＬ１～ＵＬｋのインダクタンス値は、全てが同じでもよいが、異なるインダクタンス値のもので構成してもよい。異なるインダクタンス値のもので構成すれば、第２の閉回路６に挿入するインダクタンス値を任意に設定することが可能となる。
　パルス電源装置１００の出力電圧が大きい場合、磁気リセット電源Ｅ１に過大電流を流さないためには、第２の閉回路６に挿入するインダクタンス値を大きくする必要がある。即ち、第２の閉回路６に挿入するインダクタンス値は、出力電圧の大きさに正比例する関係となっている。一方、第２の閉回路６に挿入するインダクタンス値が大きいと、磁気リセット回路４と磁気的に結合しているパルス電源Ｐ１～Ｐｎの出力インピーダンスに影響を及ぼす。この場合、パルス電源装置１００において、所望のパルス幅、特に１００［ｎｓ］以下の短いパルス幅の出力電圧を得ることが困難になる。
　図７は、実施の形態１に係るインピーダンス変更回路のインダクタンス値がパルス電源装置における電源部の出力インピーダンスに及ぼす影響の説明に使用する図である。
　図７において、横軸は時間を表し、縦軸は誘導重畳電圧を表している。破線は、第２の閉回路６に挿入するインダクタンス値がＬ１の場合の誘導重畳電圧の波形例である。実線は、第２の閉回路６に挿入するインダクタンス値がＬ２の場合の誘導重畳電圧の波形例である。インダクタンス値Ｌ１，Ｌ２には、Ｌ１＞Ｌ２の関係がある。
　図７に示されるように、第２の閉回路６に挿入するインダクタンス値が大きいほど立ち上り及び立ち下りの傾きが小さくなっている。そこで、実施の形態１に係るパルス電源装置１００では、出力インピーダンスの影響を小さくするために、出力電圧、即ち駆動させるトランス数に応じて、スイッチング素子Ｈ１～Ｈｋを切り替えるように動作させる。スイッチング素子Ｈ１～Ｈｋの切り替えは、制御部１が実施する。制御部１は、抑制コイルＵＬ１～ＵＬｋのインダクタンス値の組み合わせの中で、磁気リセット電源Ｅ１に過大な電流が流れない範囲のものを選択する。その結果、パルス電源装置１００における電源部２から見たインピーダンス、即ちパルス電源装置１００の出力インピーダンスが、必要以上に大きくなるのを抑止することができる。
　トランスＴｒ１～Ｔｒｎの磁性体コア３ｅに対して磁気リセットを実施する際には、インピーダンス変更回路Ｕ１のインダクタンス値を相対的に大きくし、トランスＴｒ１～Ｔｒｎからパルス電圧を出力するときは、インピーダンス変更回路Ｕ１のインダクタンス値を相対的に小さくする。これにより、磁性体コア３ｅの磁気リセットを適切に実施しつつ、所望のパルス幅の出力電圧を得ることができる。また、従来のパルス電源装置よりも短いパルス幅の出力電圧を容易に得ることができる。また、トランスＴｒ１～Ｔｒｎの仕様、出力電圧の大きさなどが変更されても、これらに柔軟に対応することができる。
　次に、制御部１について説明する。図８は、実施の形態１に係る制御部の構成例を示す図である。実施の形態１に係る制御部１は、図８に示すように、動作条件生成部１１と、指令信号生成部１２と、指令信号データセット１３と、指令信号データセット生成部１４とを備える。動作条件生成部１１には、外部から指令電圧が入力される。指令信号生成部１２は、指令信号Ｓｉｇｐｑを生成してパルス電源Ｐ１～Ｐｎの各駆動回路７に出力する。なお、ｐは１～ｎまでの任意の整数であり、ｑは１～ｊまでの任意の整数である。
　動作条件生成部１１、指令信号生成部１２、指令信号データセット１３及び指令信号データセット生成部１４は、互いに連係して動作する。これらの連係動作については、図９及び図１０を参照して説明する。図９は、実施の形態１に係る制御部の動作説明に使用するフローチャートである。図１０は、実施の形態１に係るパルス電源装置を動作させるときの動作条件の例を示す図である。
　図１０には、制御部１に入力される指令電圧に対応して、パルス電圧、パルス幅及びトランス数の組が動作条件（Ａ）として示されている。パルス電圧は、出力端子３ａ，３ｂから出力される出力電圧の振幅値である。パルス幅は、出力端子３ａ，３ｂから出力される出力電圧のパルス幅である。トランス数は、出力電圧を出力するときに同時に動作させるトランスＴｒ１～Ｔｒｎの個数である。
　指令信号データセット生成部１４は、数値範囲ごとに区分された複数の動作条件範囲と、それぞれの動作条件範囲に対応する指令信号Ｓｉｇｐｑ（ｐ＝１～ｎ、ｑ＝１～ｊ、以下同じ）との組を、指令信号データセット１３として生成する（ステップＳ１０１）。
　より詳細に説明すると、指令信号データセット生成部１４は、図１０に示される動作条件（Ａ）を達成するのに必要なトランス数を決定する。そして、動作条件（Ａ）に対して指令信号Ｓｉｇｐｑを定める。指令信号データセット生成部１４は、動作条件（Ａ）に基づいて、パルス電源Ｐ１～Ｐｎの各スイッチング素子Ｓ１１～Ｓｎｊの動作条件、及び抑制コイルＵＬ１～ＵＬｋを選択する際に動作させるスイッチング素子Ｈ１～Ｈｋの動作条件を生成する。なお、スイッチング素子Ｓ１１～Ｓｎｊの動作条件については、当該動作条件に基づく動作がパルス電圧、パルス幅及びトランス数の組が基準範囲内の動作となるか否かを判定基準として指令信号Ｓｉｇｐｑを定めることができる。また、スイッチング素子Ｈ１～Ｈｋの動作条件については、当該動作条件に基づく動作が磁気リセット電源Ｅ１に許容される電流の範囲内であるか否かを判定基準として定めることができる。
　なお、図１０では、指令信号データセット生成部１４を制御部１の構成要素として示しているが、これに限定されない。指令信号データセット生成部１４は、制御部１の外部の構成要素としてもよい。また、制御部１は、指令信号データセット生成部１４に代えて入力部を備えていてもよい。制御部１は、作業者が作成した指令信号データセット１３を、入力部を介して入力するように構成されていてもよい。
　また、指令信号データセット１３は、制御部１の内部に設けてもよく、外部に設けてもよい。また、指令信号データセット１３は、スイッチング素子Ｓ１１～Ｓｎｊの仕様、負荷８の仕様、試験結果、計算結果等に基づいて生成されるものであってもよい。
　図９のフローチャートに戻り、動作条件生成部１１は、指令電圧、過去のパルス動作の計測結果又はこれらの組み合わせに基づいて、発生させるパルス電圧の動作条件を生成する（ステップＳ１０２）。
　次に、指令信号生成部１２は、ステップＳ１０１で生成した指令信号データセット１３を参照する。そして、ステップＳ１０２で生成したパルス電圧発生の動作条件が含まれる動作条件範囲に対応する指令信号Ｓｉｇｐｑを駆動回路７へ出力する（ステップＳ１０３）。
　なお、ステップＳ１０１の処理と、ステップＳ１０２の処理とは、任意に入れ替えて実施することができる。パルス電源装置１００がパルス電圧を発生する動作を完了する前に、ステップＳ１０１の処理を完了しておけば、ステップＳ１０２によって動作条件が生成された直後にステップＳ１０３を実施することができる。これにより、処理に要する時間の短縮化を図ることができる。また、指令信号データセット生成部１４を制御部１の外部に設けた場合、図９のステップＳ１０１の処理を省くことができるので、制御部１の計算に要する負担を軽減することができる。
　また、ステップＳ１０２の後にステップＳ１０１を行う処理手順とした場合、動作条件が生成されてから、生成された動作条件に対して指令信号データセット１３を作成することができる。これにより、より多様な動作条件に対して指令信号データセット１３を作成できるという利点がある。また、指令信号データセット１３を格納しておく記憶装置を省くことができる。
　また、両者を組み合わせた処理手順としてもよい。例えば、使用頻度の高い指令信号データについては、ステップＳ１０２の前にステップＳ１０１の処理を実施して指令信号データセット１３に格納しておく。そして、使用頻度の少ない指令信号データは、ステップＳ１０２の処理の実行後にステップＳ１０１の処理を再度実行し、必要な指令信号データのみを生成するようにしてもよい。
　なお、制御部１は、図１１のように構成されていてもよい。図１１は、実施の形態１の変形例に係る制御部の構成例を示す図である。実施の形態１の変形例に係る制御部１ａは、図１１に示すように、動作条件生成部１１と、指令信号候補生成部１５と、判定部１６と、指令信号出力部１７とを備える。動作条件生成部１１には、外部から指令電圧が入力される。指令信号出力部１７は、指令信号Ｓｉｇｐｑを生成してパルス電源Ｐ１～Ｐｎの各駆動回路７に出力する。
　動作条件生成部１１、指令信号候補生成部１５、判定部１６及び指令信号出力部１７は、互いに連係して動作する。これらの連係動作については、図１２を参照して説明する。図１２は、実施の形態１の変形例に係る制御部の動作説明に使用するフローチャートである。なお、図１２において、図９と同一又は同等の処理については、同一の符号を付して示している。
　まず、動作条件生成部１１は、指令電圧、過去のパルス動作の計測結果又はこれらの組み合わせに基づいて、発生させるパルス電圧の動作条件を生成する（ステップＳ１０２）。
　次に、指令信号候補生成部１５は、ステップＳ１０２で生成された動作条件に基づいて、指令信号Ｓｉｇｐｑの候補を生成する（ステップＳ１０４）。ここで、生成される候補の数は１つでもよく、複数でもよい。なお、「候補」という文言は、出力する指令信号Ｓｉｇｐｑとして確定してないことを意味しており、生成手法自体は、制御部１の手法を用いることができる。
　次に、判定部１６は、指令信号候補生成部１５で生成された指令信号Ｓｉｇｐｑの候補が、予め定めた基準の範囲内であるか否か、即ち予め定めた基準を満たすか否かを判定する（ステップＳ１０５）。指令信号Ｓｉｇｐｑの候補が、予め定めた基準を満たす場合（ステップＳ１０５，Ｙｅｓ）、ステップＳ１０６に移行する。一方、指令信号Ｓｉｇｐｑの候補が、予め定めた基準を満たさない場合（ステップＳ１０５，Ｎｏ）、ステップＳ１０４に移行して、指令信号Ｓｉｇｐｑの候補が見つかるまで、ステップＳ１０４，Ｓ１０５の処理を繰り返す。
　次に、指令信号出力部１７は、基準の範囲内とされた指令信号Ｓｉｇｐｑの候補を指令信号Ｓｉｇｐｑとして駆動回路７へ出力する（ステップＳ１０６）。
　なお、ステップＳ１０５の判定処理は、どのような基準を用いて判定してもよい。一例を挙げると、ステップＳ１０２で生成された動作条件を満たすことは無論のこと、過去のパルス動作の計測結果、省エネルギー条件、パルス電源Ｐ１～Ｐｎの使用頻度などに基づいて、判定処理を行うことができる。
　次に、上述した制御部１，１ａの機能を実現するための制御部１，１ａのハードウェア構成について説明する。上述した制御部１，１ａにおける動作条件生成部１１、指令信号生成部１２、及び指令信号データセット生成部１４、並びに指令信号候補生成部１５、判定部１６及び指令信号出力部１７の機能は、プロセッサ又は処理回路を用いて実現することができる。また、指令信号データセット１３は、記憶装置を用いて実現することができる。なお、制御部１，１ａの機能をプロセッサ及び処理回路の双方を用いて実現してもよい。
　また、制御部１，１ａにおける一部又は全部の構成要素が、パルス電源装置１００の外部に設けられていてもよい。例えば、制御部１，１ａは、電源装置とネットワークで接続されたプロセッサ及び記憶装置を含むコンピュータであってもよい。
　そして、上記の機能は、プロセッサ又は処理回路によってソフトウェア、ファームウェア又はこれらの組合せを動作させることにより実現することができる。ソフトウェア又はファームウェアは、プログラムとして記述して記憶装置に記憶し、プロセッサ又は処理回路で読み出して実行してもよい。これらのプログラムは、上記の動作、即ち、実行の手順及び方法をコンピュータに実行させるものであるとも言える。
　記憶装置として用いる半導体メモリの例としては、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ等を挙げることができる。更に、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）等を挙げることができる。
　半導体メモリは不揮発性メモリでもよく揮発性メモリでもよい。また記憶装置は、半導体メモリ以外の、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク又はＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）を用いてもよい。
　図９のステップＳ１０１で生成された指令信号データセット１３は、ルックアップテーブル（Ｌｏｏｋｕｐ　ｔａｂｌｅ）として記憶装置に格納しておく。この場合、ステップＳ１０３では、ルックアップテーブルを参照することで、動作条件範囲に対応する指令信号Ｓｉｇｐｑを出力することができる。
　また、制御部１，１ａの機能を１つの専用処理回路で実現してもよい。また、制御部１，１ａにおける図９及び図１２の各処理に対し、専用処理回路を１つずつ設け、各処理を各々の専用処理回路に実施させてもよい。
　専用処理回路の例としては、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）を挙げることができる。また、これらを組み合わせたものを例として挙げることができる。
　以上説明したように、実施の形態１に係るパルス電源装置は、各々が片極性のパルス電圧を出力する複数のパルス電源と、複数のトランスとを備える。複数のトランスは、各々が１次巻線、２次巻線及び３次巻線を有する。直列に接続された複数の２次巻線の両端は出力端子を構成し、出力端子には負荷が接続される。直列に接続された複数の３次巻線の両端は電圧印加端子を構成し、電圧印加端子には磁気リセット回路が接続される。磁気リセット回路は、３次巻線にリセット電流を流すための電源である磁気リセット電源と、インピーダンス変更回路とを備える。インピーダンス変更回路は、３次巻線に誘起される電圧によって第２の閉回路に流れ得る誘導電流を制限するためのインダクタンス値を変更可能に構成される。この構成により、複数のトランスにおける磁性体コアの磁気リセットを適切に実施しつつ、パルス電源装置の出力インピーダンスが必要以上に大きくなるのを抑止することができる。これにより、パルス電源装置の出力インピーダンスの影響を抑制して、所望のパルス幅の出力電圧を得ることが可能となる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、磁気リセット回路４のインピーダンス変更回路Ｕ１はインダクタス値を変更するように構成されているが、容量値を変更するように構成されていてもよい。図１３は、実施の形態２に係る磁気リセット回路の構成例を示す図である。
　図１３に示す磁気リセット回路４Ａでは、図６に示す磁気リセット回路４に対し、インピーダンス変更回路Ｕ１がインピーダンス変更回路Ｕ１Ａに置き替えられている。その他の構成は、図６と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示し、重複する説明は割愛する。
　インピーダンス変更回路Ｕ１Ａは、図１３に示されるように、磁気リセット電源Ｅ１と３次巻線Ｔ１ｓ～Ｔｎｓとの間に直列に挿入されている。インピーダンス変更回路Ｕ１Ａは、抑制コイルＵＬａと、抑制コイルＵＬａに直列に接続されるスイッチング素子Ｈ１と、スイッチング素子Ｈ１に並列に接続される容量可変コンデンサであるコンデンサＵＣａとを有する。
　インピーダンス変更回路Ｕ１Ａにおいて、抑制コイルＵＬａのインダクタンス値は、３次巻線Ｔ１ｓ～Ｔｎｓの誘起電圧に起因する過大電流が磁気リセット電源Ｅ１に流れない値に設定されている。磁気リセットの実施時には、スイッチング素子Ｈ１をオンに制御し、コンデンサＵＣａの両端を短絡し、磁気リセット電源Ｅ１により３次巻線Ｔ１ｓ～Ｔｎｓにリセット電流を流す。
　過電流抑制時には、抑制コイルＵＬａとコンデンサＵＣａとのＬＣ直列回路とみなすことができ、抑制コイルＵＬａのインダクタンス値及びコンデンサＵＣａの容量値で決まる合成インピーダンスによって、電源部２の出力インピーダンスが決定される。コンデンサＵＣａの容量値をパルス電源装置１００の出力に応じて変更することにより、出力インピーダンスを適切に設定することができる。これにより、磁性体コア３ｅの磁気リセットを適切に実施しつつ、所望のパルス幅の出力電圧を得ることができる。また、従来のパルス電源装置よりも短いパルス幅の出力電圧を容易に得ることができる。また、トランスＴｒ１～Ｔｒｎの仕様、出力電圧の大きさなどが変更されても、これらに柔軟に対応することができる。
　なお、図１３では、コンデンサＵＣａを容量可変コンデンサで構成しているが、これに限定されない。複数のコンデンサを用意し、それらの一部又は全部を組み合わせて容量値を変更するようにしてもよい。
　以上説明したように、実施の形態２に係るパルス電源装置に具備される磁気リセット回路は、容量値を変更可能に構成される。この構成により、実施の形態１と同様に、複数のトランスにおける磁性体コアの磁気リセットを適切に実施しつつ、パルス電源装置の出力インピーダンスが必要以上に大きくなるのを抑止することができる。これにより、パルス電源装置の出力インピーダンスの影響を抑制して、所望のパルス幅の出力電圧を得ることが可能となる。
実施の形態３．
　実施の形態１では、磁気リセット回路４のインピーダンス変更回路Ｕ１はインダクタンス値を変更するように構成されているが、トランスを介してインピーダンスを変更するように構成されていてもよい。図１４は、実施の形態３に係る磁気リセット回路の構成例を示す図である。
　図１４に示す磁気リセット回路４Ｂでは、図６に示す磁気リセット回路４に対し、インピーダンス変更回路Ｕ１がインピーダンス変更回路Ｕ１Ｂに置き替えられている。その他の構成は、図６と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示し、重複する説明は割愛する。
　インピーダンス変更回路Ｕ１Ｂは、図１４に示されるように、磁気リセット電源Ｅ１と３次巻線Ｔ１ｓ～Ｔｎｓとの間に直列に挿入されている。インピーダンス変更回路Ｕ１Ｂは、抑制コイルＵＬｂと、スイッチング素子Ｈ１と、容量可変コンデンサであるコンデンサＵＣｂと、インピーダンス変換トランスＴｒｂとを有する。スイッチング素子Ｈ１は、抑制コイルＵＬｂに直列に接続される。コンデンサＵＣｂは、抑制コイルＵＬｂ及びスイッチング素子Ｈ１に直列に接続される。インピーダンス変換トランスＴｒｂは、１次巻線Ｔｒｂ１及び２次巻線Ｔｒｂ２を有する。１次巻線Ｔｒｂ１は、第２の閉回路６に挿入される。２次巻線Ｔｒｂ２は、抑制コイルＵＬｂ、スイッチング素子Ｈ１及びコンデンサＵＣｂに直列に接続されて閉回路を構成する。
　実施の形態３に係るインピーダンス変更回路Ｕ１Ｂは、１次巻線Ｔｒｂ１の巻数と２次巻線Ｔｒｂ２の巻数との比であるトランス比によってインピーダンス変更回路Ｕ１Ｂの両端電圧を変更、即ち昇圧又は降圧することができる。電圧の昇降圧にリアクトル及びコンデンサを必要としないので、大型化することなく耐圧を高くすることが可能である。実施の形態２と同様にコンデンサＵＣｂの容量値を電圧パルスごとに変更することで、出力インピーダンスを適切に設定することができる。これにより、磁性体コア３ｅの磁気リセットを適切に実施しつつ、所望のパルス幅の出力電圧を得ることができる。また、従来のパルス電源装置よりも短いパルス幅の出力電圧を容易に得ることができる。また、トランスＴｒ１～Ｔｒｎの仕様、出力電圧の大きさなどが変更されても、これらに柔軟に対応することができる。
　なお、図１４では、コンデンサＵＣｂを容量可変コンデンサで構成しているが、これに限定されない。複数のコンデンサを用意し、それらの一部又は全部を組み合わせて容量値を変更するようにしてもよい。また、この構成に代え、もしくはこの構成に加え、複数の抑制コイルを用意し、それらの一部又は全部を組み合わせてインダクタンス値を変更するようにしてもよい。
　以上説明したように、実施の形態３に係るパルス電源装置に具備される磁気リセット回路は、インピーダンス変換トランスを有してインピーダンスを変更可能に構成される。この構成により、実施の形態１と同様に、複数のトランスにおける磁性体コアの磁気リセットを適切に実施しつつ、パルス電源装置の出力インピーダンスが必要以上に大きくなるのを抑止することができる。これにより、パルス電源装置の出力インピーダンスの影響を抑制して、所望のパルス幅の出力電圧を得ることが可能となる。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１，１ａ　制御部、２　電源部、３　トランス群、３ａ，３ｂ　出力端子、３ｃ，３ｄ　電圧印加端子、３ｅ　磁性体コア、４，４Ａ，４Ｂ　磁気リセット回路、５　第１の閉回路、６　第２の閉回路、７　駆動回路、８　負荷、１１　動作条件生成部、１２　指令信号生成部、１３　指令信号データセット、１４　指令信号データセット生成部、１５　指令信号候補生成部、１６　判定部、１７　指令信号出力部、１００　パルス電源装置、Ｃ１１～Ｃ１ｊ，ＵＣａ，ＵＣｂ　コンデンサ、ＤＣ１　直流電源、Ｅ１　磁気リセット電源、Ｈ１～Ｈｋ，Ｓ１１～Ｓ１ｊ　スイッチング素子、Ｌ１，Ｌ２　インダクタンス値、Ｌａ１～Ｌａｎ，Ｔｒｂ１　１次巻線、Ｐ１～Ｐｎ　パルス電源、Ｔ１～Ｔｎ，Ｔｒｂ２　２次巻線、Ｔ１ｓ～Ｔｎｓ　３次巻線、Ｔｒ１～Ｔｒｎ　トランス、Ｔｒｂ　インピーダンス変換トランス、Ｕ１，Ｕ１Ａ，Ｕ１Ｂ　インピーダンス変更回路、ＵＬ１～ＵＬｋ，ＵＬａ，ＵＬｂ　抑制コイル。

Claims (5)

  1. 　各々が片極性のパルス電圧を出力する複数のパルス電源と、
    　各々が１次巻線、２次巻線及び３次巻線を有し、１つの前記パルス電源が１つの前記１次巻線に１つずつ接続される複数のトランスと、
    　を備え、
    　複数の前記２次巻線は順次直列に接続され、直列に接続された複数の前記２次巻線の両端は出力端子を構成し、前記出力端子には負荷が接続されて第１の閉回路を構成し、
    　複数の前記３次巻線は順次直列に接続され、直列に接続された複数の前記３次巻線の両端は電圧印加端子を構成し、前記電圧印加端子には磁気リセット回路が接続され、複数の前記３次巻線と前記磁気リセット回路とで第２の閉回路を構成し、
    　前記磁気リセット回路は、
    　前記３次巻線にリセット電流を流すための電源である磁気リセット電源と、
    　前記３次巻線に誘起される電圧によって前記第２の閉回路に流れ得る誘導電流を制限するためのインピーダンスを変更可能に構成されるインピーダンス変更回路と、
    　を備えたことを特徴とするパルス電源装置。
  2. 　各々の前記パルス電源は、
    　複数のスイッチング素子と、
    　各々が前記スイッチング素子の各々に直列に接続され、且つ互いに並列に接続される複数のコンデンサと、
    　前記コンデンサの各両端に直流電圧を印加する直流電源と、
    　を備え、
    　１つの前記スイッチング素子と１つの前記コンデンサとが直列に接続された直列回路を複数有し、且つ、複数の前記直列回路が互いに並列に接続されて直並列回路を構成し、前記直並列回路の両端から前記パルス電圧を出力する
    　ことを特徴とする請求項１に記載のパルス電源装置。
  3. 　前記インピーダンス変更回路は、
    　各々が互いに並列に接続される複数の抑制コイルと、
    　各々が前記抑制コイルの各々に直列に接続される複数のスイッチング素子と、
    　を備え、
    　複数の前記抑制コイルのうちの少なくとも１つを選択して前記第２の閉回路に挿入することを特徴とする請求項１又は２に記載のパルス電源装置。
  4. 　前記インピーダンス変更回路は、
    　抑制コイルと、
    　前記抑制コイルに直列に接続されるスイッチング素子と、
    　前記スイッチング素子に並列に接続される容量可変コンデンサと、
    　を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載のパルス電源装置。
  5. 　前記インピーダンス変更回路は、
    　抑制コイルと、
    　前記抑制コイルに直列に接続されるスイッチング素子と、
    　前記抑制コイル及び前記スイッチング素子に直列に接続される容量可変コンデンサと、
    　１次巻線及び２次巻線を有するインピーダンス変換トランスと、
    　を備え、
    　前記１次巻線は、前記第２の閉回路に挿入され、
    　前記２次巻線は、前記抑制コイル、前記スイッチング素子及び前記容量可変コンデンサに直列に接続されて閉回路を構成する
    　ことを特徴とする請求項１又は２に記載のパルス電源装置。
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