WO2020008922A1 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2020008922A1
WO2020008922A1 PCT/JP2019/024841 JP2019024841W WO2020008922A1 WO 2020008922 A1 WO2020008922 A1 WO 2020008922A1 JP 2019024841 W JP2019024841 W JP 2019024841W WO 2020008922 A1 WO2020008922 A1 WO 2020008922A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
gap
current detection
conductor
detection element
Prior art date
Application number
PCT/JP2019/024841
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
明博 難波
Original Assignee
株式会社日立製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社日立製作所 filed Critical 株式会社日立製作所
Priority to CN201980037217.0A priority Critical patent/CN112313518B/zh
Publication of WO2020008922A1 publication Critical patent/WO2020008922A1/ja

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
    • G01R15/20—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using galvano-magnetic devices, e.g. Hall-effect devices, i.e. measuring a magnetic field via the interaction between a current and a magnetic field, e.g. magneto resistive or Hall effect devices
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device used to convert DC power into AC power or convert AC power into DC power.
  • the power converter used for driving the electric motor of the vehicle is required to operate continuously even if the built-in component breaks down for high reliability. As a configuration that can continue operation even when a component fails, a method of making the function redundant is often used.
  • the power converter detects an alternating current that is an output of the power converter in order to control the output current, and changes the output timing by turning on and off the power semiconductor in the device so as to have a desired current value.
  • the current is being controlled.
  • a current sensor that detects an output current
  • there is a method in which one current to be detected is detected by using two current sensors to make it redundant, so that it can continue to operate even when one current sensor fails.
  • Patent Document 2 discloses a current sensor that detects a current without using a magnetic core. However, when such a current sensor is made redundant, the number of current detection elements such as a Hall element is doubled. It becomes.
  • the present invention has been made in view of the above points, and is intended to propose a power converter that can reduce the cost of a current sensor in the power converter.
  • a power converter in order to solve such a problem, includes a first magnetic core penetrating a first AC conductor and forming a first gap, and a second magnetic conductor penetrating a second AC conductor and forming a first gap. And a first current detection element disposed so as to straddle the first gap and the second gap.
  • the cost of the current sensor in the power converter can be reduced.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a power converter according to the first embodiment.
  • FIG. 1 is a perspective view schematically illustrating an example of the appearance of a power conversion device according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a current sensor according to the first embodiment.
  • 5 is a flowchart illustrating an example of a process of determining abnormality of the current detection element according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example of a current sensor according to a second embodiment. 9 is a flowchart illustrating an example of a current detection element abnormality determination process according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example of a current sensor according to a third embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example of a current sensor according to a modification of the third embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration example of a current sensor according to a fourth embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a power conversion device of a first embodiment.
  • the power converter 500 of the present embodiment includes power semiconductor modules 100U, 100V, and 100W, a capacitor module 200, a positive conductor 310, and a negative conductor 320.
  • the power conversion device 500 is a power conversion device that converts a DC current into a three-phase AC current, or converts a three-phase AC current into a DC current.
  • Each power semiconductor module is provided with an AC terminal. That is, power semiconductor module 100U has module AC terminal 150U.
  • the power semiconductor module 100V has a module AC terminal 150V.
  • the power semiconductor module 100W has a module AC terminal 150W.
  • One ends of AC conductors 340U, 340V, and 340W are connected to module AC terminals 150U, 150V, and 150W, respectively, and the other ends (342U, 342V, and 342W) are connected to three-phase terminals of a motor (not shown), respectively.
  • a current sensor 250 for detecting a current of each phase of UVW is provided on each of the AC conductors 340U, 340V, and 340W.
  • the DC input / output positive terminal 319 of the positive conductor 310 is connected to the positive terminal of a high-voltage battery (not shown).
  • the DC input / output negative terminal 329 of the negative conductor 320 is connected to the negative terminal of the high-voltage battery.
  • the capacitor module 200 is electrically connected to the positive conductor 310 and the negative conductor 320.
  • Each of the power semiconductor modules 100U, 100V, and 100W is composed of upper and lower arm semiconductor elements.
  • an insulated gate bipolar transistor is used as an example of a semiconductor element, and is abbreviated as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • the power semiconductor is not limited to the IGBT but may be another power semiconductor such as a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor).
  • the V phase is described as an example, but the U phase and the W phase are the same as the V phase.
  • the upper arm of the power semiconductor module 100V includes an IGBT 161 and a diode 162.
  • the upper arm is provided with a control terminal 171 for turning on / off the IGBT 161.
  • the lower arm of the power semiconductor module 100V includes the IGBT 163 and the diode 164.
  • the lower arm is provided with a control terminal 172 for turning on / off the IGBT 163.
  • a module positive terminal 111 for connection to the positive conductor 310 is provided at the collector of the IGBT 161 of the upper arm.
  • the emitter of the IGBT 163 of the lower arm is provided with a module negative terminal 121 for connection to the negative conductor 320.
  • a module AC terminal 150 V is provided between the emitter of the upper arm IGBT 161 and the collector of the lower arm IGBT 163.
  • the power converter 500 can convert a DC current to an AC current or an AC current to a DC current by switching control signals applied to the control terminal 171 of the upper arm and the control terminal 172 of the lower arm. For example, in a steady state where the IGBT 161 of the upper arm of the power semiconductor module 100V is turned on and the IGBT 163 of the lower arm is turned off, a current flows from the positive conductor 310 to the module AC terminal 150V through the module positive terminal 111. Conversely, in the steady state where the upper arm IGBT 161 of the power semiconductor module 100V is turned off and the lower arm IGBT 163 is turned on, current flows from the module AC terminal 150V toward the module negative terminal 121.
  • the power conversion device 500 includes the control circuit board 50 including the inverter control unit 51 and the current calculation unit 52.
  • the inverter control unit 51 is a processing device such as a microcomputer, which is an example of an ASIC (Application Specific Integrated Circuit).
  • the inverter control unit 51 determines whether each of the power semiconductor modules 100U, 100V, and 100W is based on the motor torque command value and the motor output current (measured current value) calculated from the output voltage by the current calculation unit 52.
  • a gate drive command is output to the arm and the lower arm.
  • the current calculation unit 52 determines an abnormality of the current sensor 250 based on the detection result of the output voltage of the current sensor 250 as described later.
  • the current calculation unit 52 determines the abnormality of the current sensor 250 and, when identifying which of the current detection elements described later is abnormal, excludes without using the output voltage of the current detection element identified as abnormal,
  • the output current of the motor is calculated using the output voltage of the current detection element that is not abnormal.
  • FIG. 2 is a perspective view schematically illustrating an external appearance example of the power conversion device of the first embodiment.
  • the power converter 500 includes a positive conductor 310, a negative conductor 320, AC conductors 340U, 340V, and 340W, power semiconductor modules 100U, 100V, and 100W, a capacitor module 200, and a current sensor 250. You.
  • the capacitor module 200 is provided with a positive terminal electrically connected to the positive conductor 310 and a negative terminal electrically connected to the negative conductor 320.
  • the module positive terminal 111 of the power semiconductor module 100W is electrically connected to the positive terminal 311 of the positive conductor 310.
  • the module negative terminal 121 of the power semiconductor module 100W is electrically connected to the negative terminal 321 of the negative conductor 320.
  • Module AC terminal 150W of power semiconductor module 100W is electrically connected to AC terminal 341 of AC conductor 340W.
  • the current sensor 250 is installed such that the AC conductor 340W passes through the current sensor 250 and the AC terminal 342W is drawn out.
  • the AC conductor 340W is a bus bar, but may have a cylindrical shape or a cable.
  • the U phase and the V phase are the same as the W phase.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the current sensor according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the current sensor 250 shown in FIG. 1 in a cross section perpendicular to the longitudinal direction of the AC conductors 340U, 340V, and 340W.
  • AC conductors 340U, 340V, and 340W are read as AC conductors 11, 12, and 13, but the correspondence between AC conductors 340U, 340V, and 340W and AC conductors 11, 12, and 13 is particularly limited. Not something.
  • the current sensor 250 penetrates the AC conductor 11 and forms the gaps 31 and 32, the magnetic core 22 penetrates the AC conductor 12 and forms the gaps 33 and 34, and penetrates the AC conductor 13. And a magnetic core 23 forming a gap 35 and a gap 36.
  • the current sensor 250 includes the current detection element 41 in the gap 31, the current detection element 42 so as to bridge the gap 32 and the gap 33, and the current sensor 250 includes the current detection element 43 so as to bridge the gap 34 and the gap 35.
  • 36 has a current detection element 44.
  • the current detecting elements 41 to 44 detect a magnetic flux passing through the current detecting elements in the vertical direction.
  • the current detection element 41 detects a magnetic flux ⁇ 1 generated by the current I1 flowing through the AC conductor 11 and linked to the magnetic core 21.
  • the current detecting element 42 detects the magnetic flux ⁇ 1 and the magnetic flux ⁇ 2 generated by the current I2 flowing through the AC conductor 12 and linked to the magnetic core 22.
  • the current detecting element 43 detects the magnetic flux ⁇ 2 and the magnetic flux ⁇ 3 generated by the current I3 flowing through the AC conductor 13 and linked to the magnetic core 23.
  • the current detection element 44 detects the magnetic flux ⁇ 3.
  • output signals (output voltages) of the current detecting elements 41, 42, 43, and 44 are V1, V2, V3, and V4, respectively, and a sensitivity coefficient to a magnetic flux passing through the current detecting elements is F
  • the output signal V1 To V4 can be expressed by the following equations (1) to (4), respectively.
  • the direction from the bottom to the top of the current detecting element in FIG. 3 is defined as the positive direction of the magnetic flux.
  • V1 F ⁇ ⁇ 1 (1)
  • V2 F ⁇ ( ⁇ 2 ⁇ 1) (2)
  • V3 F ⁇ ( ⁇ 3- ⁇ 2) (3)
  • V4 ⁇ F ⁇ ⁇ 3 (4)
  • the currents I1, I2, And I3 can calculate magnetic fluxes ⁇ 1, ⁇ 2, and ⁇ 3. Furthermore, the output signals V1, V2, V3, and V4 of the current detection elements 41, 42, 43, and 44 are calculated in advance by calculating the conversion coefficient from the magnetic flux intensity linked to the magnetic core to the current flowing in the AC conductor. From this, it is possible to calculate the value of the current flowing through each of the AC conductors 11, 12, and 13.
  • the magnetic flux ⁇ 1 can be calculated based on the output signal V1 of the current detecting element 41 from the above equation (5), and the output signal V2 of the current detecting element, the output signal V3 of the current detecting element, and the output signal of the current detecting element. It can be calculated from two types of methods so that it can be calculated based on V4. That is, when the current detection element 41 is abnormal, the magnetic flux ⁇ 1 can be calculated using the output signals V2, V3, and V4 of the current detection element 42, the current detection element 43, and the current detection element 44. .
  • the magnetic flux ⁇ 1 can be calculated from the output signal V1 of the current detection element 41.
  • the magnetic flux ⁇ 2 and the magnetic flux ⁇ 3 can also be calculated from the above equations (6) and (7) by two types of mathematical expressions, and the magnetic flux ⁇ 2 and the magnetic flux ⁇ 3 are calculated using the output signals of the current detecting elements excluding the abnormal current detecting element. It is possible to calculate ⁇ 1, ⁇ 2, and ⁇ 3.
  • V1 + V2 + V3 + V4 0 (8)
  • FIG. 4 is a flowchart showing an example of processing for determining abnormality of a current detecting element of the first embodiment.
  • the abnormality determination processing of the current detection element shown in FIG. 4 is repeatedly executed by the current calculation unit 52 at a predetermined cycle.
  • step S601 the current calculation unit 52 determines whether the above equation (8) holds.
  • step S602 the current calculation unit 52 determines whether the above equation (10) holds. Step S602: If Yes, the current calculation unit 52 determines that the current detection element 41 is abnormal (step S606). Step S602: In the case of No, the current calculation unit 52 determines that there is an abnormality in the current detection elements other than the current detection element 41, and shifts the processing to step S603.
  • step S603 the current calculator 52 determines whether the above equation (11) holds. Step S603: If Yes, the inverter control unit 51 determines that the current detection element 42 is abnormal (Step S607). Step S603: In the case of No, the current calculation unit 52 determines that the current detection element 43 or the current detection element 44 is abnormal, and shifts the processing to step S604.
  • step S604 the current calculation unit 52 determines whether the above equation (12) holds. Step S604: If Yes, the current calculation unit 52 determines that the current detection element 43 is abnormal (step S608). Step S604: If No, the current calculation unit 52 determines that the current detection element 44 has an abnormality. When steps S605 to S609 end, the current calculation unit 52 ends the current detection element abnormality determination processing of the first embodiment.
  • the abnormality detection of the current detecting element is performed using the above-described equations (10) to (12). However, a combination of three different equations among the above equations (10) to (13) is used. However, it is possible to determine the abnormality of the current detection element.
  • step S601 it may be determined whether or not V1 + V2 + V3 + V4 ⁇ Vth (Vth is a predetermined threshold), instead of the above equation (8).
  • the configuration is such that the two phases share one current detection element instead of the redundancy in which two three-phase current detection elements are provided for each of the three phases.
  • the current sensor can be made redundant without doubling the number of the current sensors, the size of the current sensor can be reduced, and the cost can be reduced. Further, it is possible to specify which of the failed current detection elements.
  • the current sensor 250 is useful for a power converter that supplies driving power to electric motors used in not only railway vehicles but also hybrid vehicles, electric vehicles, and industrial equipment.
  • (Configuration 1) A current sensor including the magnetic core 21 and the magnetic core 22, the gap 32 and the gap 33, and the current detecting element 42. According to the current sensor of (Configuration 1), two-phase current detection can be performed by one current detection element. When two-phase currents are detected and one phase is calculated, the number of current detection elements can be reduced to reduce the cost of the current sensor.
  • (Configuration 2) A current sensor further including the magnetic core 23, the gap 34 and the gap 35, and the current detection element 43 in the above (Configuration 1). According to the current sensors of (Configuration 1) and (Configuration 2), two-phase current detection is performed by two current detection elements, so that the number of current detection elements can be reduced and the cost of the current sensor can be reduced.
  • (Configuration 3) The current sensor according to (Configuration 2) further including the gap 31 and the current detection element 41.
  • the current sensors of (Configuration 2) and (Configuration 3) two-phase current detection is performed by the three current detection elements, and the current detection elements have a redundant configuration with respect to the detection of the current flowing through any of the AC conductors. Therefore, the reliability can be improved while reducing the cost of the current sensor.
  • (Configuration 4) The current sensor according to (Configuration 3) further including the gap 36 and the current detection element 44.
  • three-phase current detection is performed by four current detection elements, and the current detection elements have a redundant configuration with respect to detection of current flowing through any of the AC conductors. Therefore, the reliability can be improved while reducing the cost of the current sensor.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of the current sensor of the second embodiment.
  • the current sensor 250B according to the second embodiment is different from the first embodiment in that the magnetic core 23 is omitted.
  • V1 F ⁇ ⁇ 1 (1)
  • V2 F ⁇ ( ⁇ 2 ⁇ 1) (2)
  • V3 ⁇ F ⁇ ⁇ 2 (3-1)
  • Example 2 the above equations (5) to (6) are replaced by the following equations (5-1) to (6-1), respectively. In the second embodiment, the above equation (7) is not used.
  • V1 + V2 + V3 0 (8-1)
  • the expressions (10) to (12) are replaced by the following expressions (10-1) to (12-1).
  • the expression (13) is not used.
  • V2 + 2V3 0 (10-1)
  • FIG. 6 is a flowchart showing an example of processing for determining abnormality of a current detecting element of the second embodiment. 6 is repeatedly executed by the current calculation unit 52 at a predetermined cycle.
  • the current is detected even in a configuration in which two-phase currents among the three phases are detected, and the remaining one-phase current is calculated by assuming that the three-phase currents are in a balanced state.
  • the redundancy of the current detection elements provided in the two phases is ensured, and it is detected that one of the current detection elements has failed, and the current is detected using the remaining two current detection elements in which no failure has occurred. Detection can be continued.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a current sensor of the third embodiment.
  • the case where the shape of the magnetic core is circular has been described.
  • the functions of the current sensors described in the first and second embodiments can be realized even if the core shape is appropriately changed as long as it is a magnetic core shape.
  • the magnetic core of the current sensor 250C is composed of magnetic cores 21C, 22C, and 23C whose cross sections perpendicular to the longitudinal direction of the AC conductors 11, 12, and 13 are square. There may be.
  • the positional relationship between the AC conductors 11 to 13, the gaps 31 to 36, and the current detection elements 41 to 44 is the same except that the core shape is different. . Therefore, the current sensor 250C of the third embodiment can have a function similar to that of the current sensor 250 of the first embodiment, and can be reduced in size.
  • shield members 251 and 252 that shield magnetic flux may be provided between adjacent magnetic cores, such as between the magnetic cores 22C and 23C.
  • the magnetic flux coupling between the magnetic flux ⁇ 1 and the magnetic flux ⁇ 2 and the magnetic flux coupling between the magnetic flux ⁇ 2 and the magnetic flux ⁇ 3 are suppressed by the shield members 251 and 252. It is possible to prevent a decrease in the accuracy of abnormality detection in the abnormality determination processing of the used current detection element.
  • the case where the AC conductors 11 to 13 and the current detecting elements 41 to 44 are arranged in a substantially straight line has been described.
  • the functions of the current sensors described in the first to third embodiments can be realized by appropriately changing the arrangement of the AC conductors 11 to 13 and the current detection elements 41 to 44.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example of a current sensor of the fourth embodiment.
  • the current sensors 250D may be configured by arranging the AC conductors 11, 12, and 13 in a triangular shape in a cross section perpendicular to the longitudinal direction of the AC conductors 11, 12, and 13.
  • the current sensor 250D includes a magnetic core 21D penetrating the AC conductor 11 and forming the gaps 31 and 32D, and a magnetic core 21D penetrating the AC conductor 12 and forming the gap.
  • a magnetic core 22D that forms a gap 33D and a gap 34D, and a magnetic core 23D that penetrates the AC conductor 13 and forms a gap 35D and a gap 36 are provided.
  • the current sensor 250D includes the current detection element 41 in the gap 31, the current detection element 42 over the gap 32D and the gap 33D, and the current sensor 43 over the gap 34D and the gap 35D.
  • 36 has a current detection element 44.
  • the current sensor 250D can be downsized while having the same function as the current sensors of the first to third embodiments.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and includes various modifications.
  • the above-described embodiment has been described in an easy-to-understand manner, and the present invention is not necessarily limited to one having all the configurations described above.
  • the Hall element is described as an example of the current detecting element.
  • the same effect can be obtained when another current detecting element having the same function is used.
  • a part of the configuration of the embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of one embodiment can be added to the configuration of another embodiment.
  • each configuration and each process illustrated in the above-described embodiment and the modified example may be appropriately integrated, separated, or rearranged in the processing order according to a mounting mode and processing efficiency. Further, for example, the above-described embodiments and modified examples may be partially or entirely combined within a range not inconsistent.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Measuring Instrument Details And Bridges, And Automatic Balancing Devices (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)

Abstract

電力変換装置５００は、電流センサ２５０において、第１の交流導体を貫通しかつ第１のギャップを形成する第１の磁性コアと、第２の交流導体を貫通しかつ第２のギャップを形成する第２の磁性コアと、第１のギャップ及び第２のギャップを跨るように配置される第１の電流検出素子と、を備えるようにした。

Description

電力変換装置
　本発明は、直流電力を交流電力に変換、あるいは交流電力を直流電力に変換するために使用される電力変換装置に関する。
　車両の電動機の駆動に用いられる電力変換装置は、高信頼化のために内蔵部品が故障した場合においても継続した動作が求められる。部品故障時にも動作を継続することができる構成としては、機能を冗長化する方法がよく用いられる。
　電力変換装置では、出力電流を制御するために電力変換装置の出力となる交流電流を検出して、所望の電流値となるように装置内のパワー半導体をオン・オフするタイミングを変えることで出力電流を制御している。出力電流を検出する電流センサにおいては、ひとつの被検出電流に対して２つの電流センサを用いて検出することで冗長化し、一方の電流センサが故障した際にも継続動作できるようにする方法が一般的である。
　電流を検出する方法としては、特許文献１に開示されているように、被検出電流が流れる導体にギャップを有する磁性コアを貫通させ、ギャップに設置したホール素子で導体近傍の磁界を検出する電流センサがよく使用される。このような電流センサを冗長化する場合には、磁性コアを２重に置き、それぞれのコアを通る磁界を２重のホール素子で検出する。
　また、特許文献２には磁性コアを使用せずに電流を検出する電流センサが開示されているが、このような電流センサを冗長化する場合には、ホール素子等の電流検出素子数が倍となる。
特開２００３－１４７８９号公報 特開２００５－２０７７９１号公報
　しかしながら、上述の従来技術では、１相の磁性コアを通る磁界を２つの電流検出素子で検出するため、電流検出対象の相の電流検出素子数が倍となる。電流検出素子数が増えると、電流センサのコストが増大するという課題がある。
　本発明は以上の点を考慮してなされたもので、電力変換装置における電流センサのコスト削減を実現できる電力変換装置を提案しようとするものである。
　かかる課題を解決するため本発明においては、電力変換装置は、第１の交流導体を貫通しかつ第１のギャップを形成する第１の磁性コアと、第２の交流導体を貫通しかつ第２のギャップを形成する第２の磁性コアと、前記第１のギャップ及び前記第２のギャップを跨るように配置される第１の電流検出素子と、を備えるようにした。
　本発明によれば、電力変換装置における電流センサのコスト削減を実現できる。
実施例１の電力変換装置の構成例を示す図。 実施例１の電力変換装置の外観例を概略的に示す斜視図。 実施例１の電流センサの構成例を示す図。 実施例１の電流検出素子の異常判定処理例を示すフローチャート。 実施例２の電流センサの構成例を示す図。 実施例２の電流検出素子の異常判定処理例を示すフローチャート。 実施例３の電流センサの構成例を示す図。 実施例３の変形例の電流センサの構成例を示す図。 実施例４の電流センサの構成例を示す図。
　以下図面に基づいて、本発明の実施例を詳述する。以下の実施例の説明では、同一の要素に同一符号を付与して、後出の説明を省略する。
（１－１）実施例１の電力変換装置の構成例
　図１は、実施例１の電力変換装置の構成例を示す図である。本実施例の電力変換装置５００は、パワー半導体モジュール１００Ｕ、１００Ｖ、及び１００Ｗと、コンデンサモジュール２００と、正極導体３１０と、負極導体３２０と、から構成される。電力変換装置５００は、直流電流を３相の交流電流に変換、または３相の交流電流を直流電流に変換する電力変換装置である。
　それぞれのパワー半導体モジュールには、交流端子が設けられる。すなわち、パワー半導体モジュール１００Ｕは、モジュール交流端子１５０Ｕを有する。パワー半導体モジュール１００Ｖは、モジュール交流端子１５０Ｖを有する。パワー半導体モジュール１００Ｗは、モジュール交流端子１５０Ｗを有する。交流導体３４０Ｕ、３４０Ｖ、及び３４０Ｗの一端はそれぞれモジュール交流端子１５０Ｕ、１５０Ｖ、及び１５０Ｗと接続され、もう一端（３４２Ｕ、３４２Ｖ、及び３４２Ｗ）はモータ（図示せず）の３相端子それぞれと接続される。交流導体３４０Ｕ、３４０Ｖ、及び３４０ＷにはＵＶＷの各相の電流を検出する電流センサ２５０が設けられている。
　正極導体３１０の直流入出力正極端子３１９は、高電圧バッテリー（図示せず）の正極端子と接続される。負極導体３２０の直流入出力負極端子３２９は、高電圧バッテリーの負極端子に接続される。
　コンデンサモジュール２００は、正極導体３１０と負極導体３２０とに電気的に接続される。
　パワー半導体モジュール１００Ｕ、１００Ｖ、及び１００Ｗのそれぞれは、上アームと下アームの半導体素子から構成されている。なお、以下で半導体素子として絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを例に使用しており、以下略してＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）と記す。なお、ＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴ（Metal　Oxide　Semiconductor　Field　Effect　Transistor）等の他のパワー半導体であってもよい。
　例えばＶ相を例に説明するが、Ｕ相及びＷ相も、Ｖ相と同様である。パワー半導体モジュール１００Ｖの上アームは、ＩＧＢＴ１６１とダイオード１６２から構成される。また、上アームには、ＩＧＢＴ１６１をオン・オフするための制御端子１７１が設けられている。パワー半導体モジュール１００Ｖの下アームは、ＩＧＢＴ１６３とダイオード１６４から構成される。また、下アームには、ＩＧＢＴ１６３をオン・オフするための制御端子１７２が設けられている。
　また上アームのＩＧＢＴ１６１のコレクタには、正極導体３１０と接続するためのモジュール正極端子１１１が設けられている。下アームのＩＧＢＴ１６３のエミッタは、負極導体３２０と接続するためのモジュール負極端子１２１が設けられている。また上アームのＩＧＢＴ１６１のエミッタと下アームのＩＧＢＴ１６３のコレクタとの間には、モジュール交流端子１５０Ｖが設けられている。
　電力変換装置５００は、上アームの制御端子１７１及び下アームの制御端子１７２に印加する制御信号を切り換えることで、直流電流から交流電流、又は交流電流から直流電流に変換できる。例えば、パワー半導体モジュール１００Ｖの上アームのＩＧＢＴ１６１をオンにし、下アームのＩＧＢＴ１６３をオフの定常状態では、正極導体３１０からモジュール正極端子１１１を通ってモジュール交流端子１５０Ｖに向かって電流が流れる。逆にパワー半導体モジュール１００Ｖの上アームのＩＧＢＴ１６１をオフにし、下アームのＩＧＢＴ１６３をオンの定常状態では、モジュール交流端子１５０Ｖからモジュール負極端子１２１に向かって電流が流れる。
　また、電力変換装置５００は、インバータ制御部５１と、電流算出部５２とを有する制御回路基板５０を備える。
　インバータ制御部５１は、ＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）を一例とするマイクロ・コンピュータ等の処理装置である。インバータ制御部５１は、モータのトルク指令値や、電流算出部５２により出力電圧から算出されたモータの出力電流（被測定電流値）に基づいて、パワー半導体モジュール１００Ｕ、１００Ｖ、及び１００Ｗそれぞれの上アームと下アームに対してゲート駆動指令を出力する。
　また、電流算出部５２は、後述のように、電流センサ２５０の出力電圧の検知結果をもとに、電流センサ２５０の異常を判定する。電流算出部５２は、電流センサ２５０の異常を判定し、後述のいずれの電流検出素子が異常であるかを特定すると、異常であると特定した電流検出素子の出力電圧を用いず除外して、異常でない電流検出素子の出力電圧を用いてモータの出力電流を算出する。
（１－２）実施例１の電力変換装置の外観
　図２は、実施例１の電力変換装置の外観例を概略的に示す斜視図である。電力変換装置５００は、正極導体３１０と、負極導体３２０と、交流導体３４０Ｕ、３４０Ｖ、及び３４０Ｗと、パワー半導体モジュール１００Ｕ、１００Ｖ、及び１００Ｗと、コンデンサモジュール２００と、電流センサ２５０と、から構成される。
　コンデンサモジュール２００は、正極導体３１０と電気的に接続される正極端子と、負極導体３２０と電気的に接続される負極端子が設けられる。
　Ｗ相を例にとって説明すると、パワー半導体モジュール１００Ｗのモジュール正極端子１１１は、正極導体３１０の正極端子３１１と電気的に接続される。パワー半導体モジュール１００Ｗのモジュール負極端子１２１は、負極導体３２０の負極端子３２１と電気的に接続される。パワー半導体モジュール１００Ｗのモジュール交流端子１５０Ｗは、交流導体３４０Ｗの交流端子３４１と電気的に接続される。電流センサ２５０は、交流導体３４０Ｗが電流センサ２５０を貫通し、交流端子３４２Ｗが引き出されるように設置される。図２では、交流導体３４０Ｗは、バスバーとしているが、円柱形状であってもよいし、もしくはケーブルであってもよい。Ｕ相及びＶ相もＷ相と同様である。
（１－３）実施例１の電流センサの構成例
　次に、磁性コアや電流検出素子の数を削減できる冗長電流センサの構成例を示す。図３は、実施例１の電流センサの構成例を示す図である。図３は、図１に示す電流センサ２５０の、交流導体３４０Ｕ、３４０Ｖ、及び３４０Ｗの長手方向に垂直な断面での断面図である。以下では、交流導体３４０Ｕ、３４０Ｖ、及び３４０Ｗを交流導体１１、１２、及び１３と読み替えるが、交流導体３４０Ｕ、３４０Ｖ、及び３４０Ｗと交流導体１１、１２、及び１３との対応関係は、特に限定されるものではない。
　電流センサ２５０は、交流導体１１を貫通しかつギャップ３１及びギャップ３２を形成する磁性コア２１と、交流導体１２を貫通しかつギャップ３３及びギャップ３４を形成する磁性コア２２と、交流導体１３を貫通しかつギャップ３５及びギャップ３６を形成する磁性コア２３とを備えている。
　また、電流センサ２５０は、ギャップ３１に電流検出素子４１を備え、ギャップ３２及びギャップ３３を跨るように電流検出素子４２を備え、ギャップ３４及びギャップ３５を跨るように電流検出素子４３を備え、ギャップ３６に電流検出素子４４を備えている。電流検出素子４１～４４は、電流検出素子を垂直方向に通過する磁束を検出する。
　電流検出素子４１は、交流導体１１に流れる電流Ｉ１が作りかつ磁性コア２１に鎖交する磁束Φ１を検出する。電流検出素子４２は、磁束Φ１と、交流導体１２に流れる電流Ｉ２が作りかつ磁性コア２２に鎖交する磁束Φ２とを検出する。電流検出素子４３は、磁束Φ２と、交流導体１３に流れる電流Ｉ３が作りかつ磁性コア２３に鎖交する磁束Φ３とを検出する。電流検出素子４４は、磁束Φ３を検出する。
　電流検出素子４１～４４としてはホール素子等を用い、電流検出素子を貫く磁束Φ１、Φ２、Φ３の強度により変化する信号を出力する。
　ここで、電流検出素子４１、４２、４３、及び４４の出力信号（出力電圧）をそれぞれＶ１、Ｖ２、Ｖ３、及びＶ４とし、電流検出素子を貫く磁束に対する感度係数をＦとすると、出力信号Ｖ１～Ｖ４はそれぞれ下記（１）式～（４）式で表現できる。下記（１）式～（４）式では、図３における電流検出素子の下方から上方への向きを磁束の正方向としている。
Ｖ１＝Ｆ・Φ１　　　　　・・・（１）
Ｖ２＝Ｆ・（Φ２－Φ１）・・・（２）
Ｖ３＝Ｆ・（Φ３－Φ２）・・・（３）
Ｖ４＝－Ｆ・Φ３　　　　・・・（４）
　上記（１）式～（４）式を用いて磁束Φ１、Φ２、及びΦ３と出力信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、及びＶ４の関係を表すと、下記（５）式～（７）式で表現できる。
Φ１＝Ｖ１／Ｆ＝－（Ｖ２＋Ｖ３＋Ｖ４）／Ｆ　　・・・（５）
Φ２＝（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｆ＝－（Ｖ３＋Ｖ４）／Ｆ・・・（６）
Φ３＝（Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３）／Ｆ＝－Ｖ４／Ｆ　　・・・（７）
　上記（５）式～（７）式より、電流検出素子４１、４２、４３、及び４４の出力信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、及びＶ４から、交流導体１１、１２、１３に流れる電流Ｉ１、Ｉ２、及びＩ３が作る磁束Φ１、Φ２、及びΦ３を算出することができる。さらに、磁性コアに鎖交する磁束強度から交流導体に流れる電流への換算係数を事前に算出することで、電流検出素子４１、４２、４３、及び４４の出力信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、及びＶ４から、交流導体１１、１２、及び１３それぞれを流れる電流値を算出することが可能となる。
（１－４）実施例１の電流検出素子の異常判定処理例
　上述したように、交流導体１１、１２、及び１３に流れる電流Ｉ１、Ｉ２、及びＩ３が作る磁束Φ１、Φ２、Φ３は、上記（５）式、（６）式、及び（７）式から算出することが可能である。さらに上記（５）式、（６）式、及び（７）式より、磁束Φ１、Φ２、及びΦ３は２種類の数式で表現できることが分かる。
　例えば磁束Φ１は、上記（５）式より、電流検出素子４１の出力信号Ｖ１をもとに算出できると共に、電流検出素子の出力信号Ｖ２、電流検出素子の出力信号Ｖ３、電流検出素子の出力信号Ｖ４をもとに算出できるように、２種類の方法から算出できる。つまり、電流検出素子４１が異常の際には、電流検出素子４２と、電流検出素子４３と、電流検出素子４４との出力信号Ｖ２、Ｖ３、及びＶ４を用いて磁束Φ１を算出することができる。
　一方、電流検出素子４２、電流検出素子４３、電流検出素子４４のいずれかひとつが異常の際には、電流検出素子４１の出力信号Ｖ１から磁束Φ１を算出することができる。同様に、磁束Φ２および磁束Φ３も上記（６）式及び（７）式から２種類の数式で算出することができ、異常である電流検出素子を除いた電流検出素子の出力信号を使って磁束Φ１、Φ２、及びΦ３を算出することが可能である。
　次に、異常となった電流検出素子を判別する方法について説明する。なお、以下では、簡単のために電流検出素子の出力信号に雑音などが重畳していない理想的な条件で説明する。
　すべての電流検出素子が正常の場合には、上記（１）式、（２）式、（３）式、及び（４）式より、下記（８）式の関係式が得られる。
Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＋Ｖ４＝０・・・（８）
　上記（８）式より、信号出力Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、及びＶ４の和がゼロであれば、すべての電流検出素子が正常であると判断できる。言い換えると、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、及びＶ４の和がゼロではないときには、いずれかの電流検出素子が異常であると判断できる。
　次に、いずれかの電流検出素子が異常の場合について考える。通常、各交流導体に流れる電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の和はゼロであり、これらの電流が作る磁束Φ１、Φ２、及びΦ３の和もゼロになる。つまり、下記（９）式のようになる。
Φ１＋Φ２＋Φ３＝０・・・（９）
　上記（９）式に上記（５）式、（６）式、（７）式を代入する。まず電流検出素子４１の出力信号Ｖ１を使用せずに上記（９）式を式変形すると下記（１０）式が得られる。
Ｖ２＋２Ｖ３＋３Ｖ４＝０・・・（１０）
　同様に、出力信号Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４をそれぞれ用いずに上記（９）式を式変形すると下記（１１）式、（１２）式、（１３）式が得られる。
Ｖ１－Ｖ３－２Ｖ４＝０　・・・（１１）
２Ｖ１＋Ｖ２－Ｖ４＝０　・・・（１２）
３Ｖ１＋２Ｖ２＋Ｖ３＝０・・・（１３）
　上記（１０）式が成立する場合には出力信号Ｖ２、Ｖ３、及びＶ４が正常であり、これよりＶ１が異常であることが分かる。同様に、上記（１１）式が成立する場合には出力信号Ｖ１、Ｖ３、及びＶ４が正常であり、これよりＶ２が異常であることが分かる。同様に、上記（１２）式が成立する場合には出力信号Ｖ１、Ｖ２、及びＶ４が正常であり、これよりＶ３が異常であることが分かる。同様に、上記（１３）式が成立する場合には出力信号Ｖ１、Ｖ２、及びＶ３が正常であり、これよりＶ４が異常であることが分かる。このように異常が発生した電流検出素子を特定できる。
（１－５）実施例１の電流検出素子の異常判定処理のフローチャート
　図４は、実施例１の電流検出素子の異常判定処理例を示すフローチャートである。図４に示す電流検出素子の異常判定処理は、電流算出部５２により所定周期で繰り返し実行される。
　まず、ステップＳ６０１で電流算出部５２は、上記（８）式が成立するかどうか判定する。ステップＳ６０１：Ｙｅｓの場合には、電流算出部５２は、すべての電流検出素子で異常が無いと判断する（ステップＳ６０５）。ステップＳ６０１：Ｎｏの場合には、電流算出部５２は、電流検出素子の異常があると判断し、ステップＳ６０２に処理を移す。
　ステップＳ６０２で電流算出部５２は、上記（１０）式が成立するかどうか判定する。ステップＳ６０２：Ｙｅｓの場合には、電流算出部５２は、電流検出素子４１の異常と判断する（ステップＳ６０６）。ステップＳ６０２：Ｎｏの場合には、電流算出部５２は、電流検出素子４１以外の電流検出素子に異常があると判断し、ステップＳ６０３に処理を移す。
　ステップＳ６０３で電流算出部５２は、上記（１１）式が成立するかどうか判定する。ステップＳ６０３：Ｙｅｓの場合には、インバータ制御部５１は、電流検出素子４２の異常と判断する（ステップＳ６０７）。ステップＳ６０３：Ｎｏの場合には、電流算出部５２は、電流検出素子４３又は電流検出素子４４に異常があると判断し、ステップＳ６０４に処理を移す。
　ステップＳ６０４で電流算出部５２は、上記（１２）式が成立するかどうか判定する。ステップＳ６０４：Ｙｅｓの場合には、電流算出部５２は、電流検出素子４３の異常と判断する（ステップＳ６０８）。ステップＳ６０４：Ｎｏの場合には、電流算出部５２は、電流検出素子４４に異常があると判断する。ステップＳ６０５～Ｓ６０９が終了すると、電流算出部５２は、実施例１の電流検出素子の異常判定処理を終了する。
　図４のフローチャートでは、上記（１０）式～（１２）式を用いて電流検出素子の異常判定を行ったが、上記（１０）式～（１３）式のうち上記とは異なる３式の組合せでも電流検出素子の異常判定が可能である。
　上述では、雑音などが重畳していない理想的な条件で説明したが、実際には電流検出素子の出力には雑音が重畳する。そのため、図４で説明した電流検出素子の異常判定時には、上記（１０）式、上記（１１）式、上記（１２）式、上記（１３）式の左辺が各式に応じた閾値以下であるかどうかで判断するのが現実的である。例えばステップＳ６０１で、上記（８）式に代えて、Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＋Ｖ４≦Ｖｔｈ（Ｖｔｈは所定閾値）が成立するかどうかを判定してもよい。
　また図３において、磁性コア２１、２２、及び２３を省略すると、電流センサ２５０の小型化及び低コスト化を図ることができる。
　実施例１によれば、３相の電流検出素子を、３相毎に２つずつ設ける冗長化ではなく、２相が一つの電流検出素子を共有する構成としたので、磁性コアや電流検出素子の数を倍にすることなく電流センサの冗長化を実現できると共に、電流センサの小型化を図れ、低コスト化を実現できる。また、故障した電流検出素子がいずれであるかを特定できる。電流センサ２５０は、鉄道車両のみならず、ハイブリッド自動車や電気自動車、産業機器に用いられる電動機に駆動電力を供給する電力変換装置に有用である。
（１－６）実施例１の変形例
　なお図３に示す実施例１の電流センサ２５０の変形例を含む形態として、次の電流センサの構成がある。
（構成１）：磁性コア２１及び磁性コア２２と、ギャップ３２及びギャップ３３と、電流検出素子４２とから構成される電流センサ。（構成１）の電流センサによれば、２相の電流検出を１つの電流検出素子で行うことができる。２相の電流を検出し、１相を演算で求める場合に、電流検出素子の数を減らして電流センサのコスト削減を図ることができる。
（構成２）：上記（構成１）において、磁性コア２３と、ギャップ３４及びギャップ３５と、電流検出素子４３とさらに含んで構成される電流センサ。（構成１）かつ（構成２）の電流センサによれば、３相の電流検出を２つの電流検出素子で行うので、電流検出素子の数を減らして電流センサのコスト削減を図ることができる。
（構成３）：上記（構成２）において、ギャップ３１と、電流検出素子４１とをさらに含んで構成される電流センサ。（構成２）かつ（構成３）の電流センサによれば、２相の電流検出を３つの電流検出素子で行うと共に、いずれの交流導体を流れる電流の検出に関しても電流検出素子が冗長構成となるので、電流センサのコスト削減を図りつつ信頼性を高めることができる。
（構成４）：上記（構成３）において、ギャップ３６と、電流検出素子４４とをさらに含んで構成される電流センサ。（構成３）かつ（構成４）の電流センサによれば、３相の電流検出を４つの電流検出素子で行い、いずれの交流導体を流れる電流の検出に関しても電流検出素子が冗長構成となるので、電流センサのコスト削減を図りつつ信頼性を高めることができる。
（２－１）実施例２の電流センサの構成
　図５は、実施例２の電流センサの構成例を示す図である。実施例２の電流センサ２５０Ｂは、実施例１と比較して、磁性コア２３が省略されている。
（２－２）実施例２の電流検出素子の異常判定処理例
　実施例２において、上記（３）式は、下記（３－１）式に置き換えられる。なお、実施例２では、上記（４）式は用いない。
Ｖ１＝Ｆ・Φ１　　　　　・・・（１）
Ｖ２＝Ｆ・（Φ２－Φ１）・・・（２）
Ｖ３＝－Ｆ・Φ２　　　　・・・（３－１）
　また実施例２において、上記（５）式～（６）式は、下記（５－１）式～（６－１）式にそれぞれ置き換えられる。なお、実施例２では、上記（７）式は用いない。
Φ１＝Ｖ１／Ｆ＝－（Ｖ２＋Ｖ３）／Ｆ・・・（５－１）
Φ２＝（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｆ＝－Ｖ３／Ｆ・・・（６－１）
　また実施例２において、上記（８）式は、下記（８－１）式に置き換えられる。
Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＝０・・・（８－１）
　また実施例２において、上記（９）式は、下記（９－１）式に置き換えられる。
Φ１＋Φ２＝０・・・（９－１）
　また実施例２において、上記（１０）式～（１２）は、下記（１０－１）式～（１２－１）式にそれぞれ置き換えられる。なお、実施例２では、上記（１３）式は用いない。
Ｖ２＋２Ｖ３＝０・・・（１０－１）
Ｖ１－Ｖ３＝０　・・・（１１－１）
２Ｖ１＋Ｖ２＝０・・・（１２－１）
　上記（１０－１）式が成立する場合には出力信号Ｖ２及びＶ３が正常であり、これよりＶ１が異常であることが分かる。同様に、上記（１１－１）式が成立する場合には出力信号Ｖ１及びＶ３が正常であり、これよりＶ２が異常であることが分かる。同様に、上記（１２－１）式が成立する場合には出力信号Ｖ１及びＶ２が正常であり、これよりＶ３が異常であることが分かる。
（２－３）実施例１の電流検出素子の異常判定処理のフローチャート
　図６は、実施例２の電流検出素子の異常判定処理例を示すフローチャートである。図６に示す電流検出素子の異常判定処理は、電流算出部５２により所定周期で繰り返し実行される。図６に示す実施例２の電流検出素子の異常判定処理は、図４に示すフローチャートからステップＳ６０４及びステップＳ６０８を削除し、ステップＳ６０１、Ｓ６０２、Ｓ６０３に代えて、Ｖ４＝０としたステップＳ６０１－１、Ｓ６０２－１、及びＳ６０３－１をそれぞれ採用し、ステップＳ６０３－１：Ｎｏの場合にステップＳ６０８に処理を移す点が、図４に示す実施例１の電流検出素子の異常判定処理と異なる。
　実施例２によれば、３相のうちの２相の電流を検出し、残り１相の電流を３相の電流が平衡状態であると仮定して演算により求める構成においても、電流を検出する２相に設けられた電流検出素子の冗長性を担保し、いずれか１つの電流検出素子に異常が発生したことを検知すると共に、異常が発生していない残り２つの電流検出素子を用いて電流検出を継続することができる。
（３－１）実施例３の電流センサの構成例
　図７は、実施例３の電流センサの構成例を示す図である。実施例１及び実施例２では、磁性コアの形状が円形の場合を説明した。実施例１及び実施例２で説明した電流センサの機能は、磁性コア形状であれば適宜変更してたコア形状をであっても実現することができる。
　よって、例えば図７に示すように、電流センサ２５０Ｃの磁性コアは、交流導体１１、１２、及び１３の長手方向に垂直な断面での形状が角型である磁性コア２１Ｃ、２２Ｃ、及び２３Ｃであってもよい。図３に示した実施例１の電流センサ２５０と比べ、コア形状が異なること以外は、交流導体１１～１３と、ギャップ３１～３６と、電流検出素子４１～４４との位置関係は同じである。そのため、実施例３の電流センサ２５０Ｃは、実施例１の電流センサ２５０と同様の機能を持たせつつ、電流センサ２５０Ｃの小型化を図ることができる。
（３－２）実施例３の電流センサの変形例
　なお、例えば図８に構成例を示す実施例３の変形例の電流センサ２５０Ｃ－１のように、磁性コア２１Ｃと磁性コア２２Ｃとの間や、磁性コア２２Ｃと磁性コア２３Ｃとの間のように、隣接する磁性コア間それぞれに磁束をシールドするシールド部材２５１及び２５２を設けてもよい。シールド部材２５１及び２５２により、電流センサ２５０Ｃ－１では、磁束Φ１と磁束Φ２の磁束結合や、磁束Φ２と磁束Φ３との磁束結合が抑制されるので、上記（１０）式～（１３）式を用いた電流検出素子の異常判定処理における異常検出精度の低下を防止できる。
　実施例１～実施例３では、交流導体１１～１３と電流検出素子４１～４４とが、略直線状に並んで配置された場合について説明した。実施例１～実施例３で説明した電流センサの機能は、交流導体１１～１３と電流検出素子４１～４４との配置を適宜変更しても実現することができる。
（４－１）実施例４の電流センサの構成例
　図９は、実施例４の電流センサの構成例を示す図である。例えば図９に示すように、交流導体１１、１２、１３を、交流導体１１、１２、１３の長手方向に垂直な断面において三角形状に配置して電流センサ２５０Ｄを構成してもよい。実施例１～実施例３の電流センサの構成例と同様に、電流センサ２５０Ｄは、交流導体１１を貫通しかつギャップ３１及びギャップ３２Ｄを形成する磁性コア２１Ｄと、交流導体１２を貫通しかつギャップ３３Ｄ及びギャップ３４Ｄを形成する磁性コア２２Ｄと、交流導体１３を貫通しかつギャップ３５Ｄ及びギャップ３６を形成する磁性コア２３Ｄとを備えている。
　また、電流センサ２５０Ｄは、ギャップ３１に電流検出素子４１を備え、ギャップ３２Ｄ及びギャップ３３Ｄを跨るように電流検出素子４２を備え、ギャップ３４Ｄ及びギャップ３５Ｄを跨るように電流検出素子４３を備え、ギャップ３６に電流検出素子４４を備えている。
　このような電流センサ２５０Ｄの構成であっても、実施例１～実施例３の電流センサと同様の機能を持たせつつ、電流センサのコンパクト化を図ることができる。
　なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば上述した実施例は本発明を分かりやすく説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、上述した実施例では電流検出素子としてホール素子を例として説明したが、同様の機能を有する別の電流検出素子を使用した場合でも同様の効果が得られる。さらに実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。また上述の実施の形態及び変形例で例示した各構成及び各処理は、実装形態や処理効率に応じて適宜統合、分離、又は処理順序の入れ替えを行ってもよい。また、例えば上述の実施例及び変形例は、矛盾しない範囲で、その一部又は全部を組合せてもよい。
１１、１２、１３：交流導体
２１、２１Ｃ、２１Ｄ、２２、２２Ｃ、２２Ｄ、２３、２３Ｃ、２３Ｄ：磁性コア
３１、３２、３２Ｄ、３３、３３Ｄ、３４、３４Ｄ、３５、３５Ｄ、３６：ギャップ
４１、４２、４３、４４：電流検出素子
２５０、２５０Ｂ、２５０Ｃ、２５０Ｃ－１、２５０Ｄ：電流センサ
２５１、２５２：シールド部材
５００：電力変換装置

Claims (10)

  1. 　電流センサを有する電力変換装置において、
    　前記電流センサは、
    　第１の交流導体を貫通しかつ第１のギャップを形成する第１の磁性コアと、
    　第２の交流導体を貫通しかつ第２のギャップを形成する第２の磁性コアと、
    　前記第１のギャップ及び前記第２のギャップを跨るように配置される第１の電流検出素子と
    　を備えることを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記電流センサは、
    　前記第２の磁性コアが、前記第２の交流導体を貫通しかつ第３のギャップを形成し、
    　第３の交流導体を貫通しかつ第４のギャップを形成する第３の磁性コアと、
    　前記第３のギャップ及び前記第４のギャップを跨るように配置される第２の電流検出素子と
    　をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記電流センサは、
    　前記第１の磁性コアが、前記第１の交流導体を貫通しかつ第５のギャップを形成し、
    　前記第５のギャップに配置される第３の電流検出素子
    　をさらに備えることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記電流センサは、
    　前記第３の磁性コアが、前記第３の交流導体を貫通しかつ第６のギャップを形成し、
    　前記第６のギャップに配置される第４の電流検出素子
    　をさらに備えることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記磁性コアは、前記交流導体の長手方向に垂直な断面での形状が角型である
    　ことを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　隣接する前記磁性コア間に磁束をシールドするシールド部材を設けた
    　ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記第１の磁性コア、前記第２の磁性コア、及び前記第３の磁性コアが、前記交流導体の長手方向に垂直な断面において三角形状となるように配置された
    　ことを特徴とする請求項２～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記電流検出素子の出力電圧から被測定電流値を算出する電流算出部
    　を備えることを特徴とする請求項１～７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 　前記電流算出部は、前記電流検出素子の出力電圧から故障した電流検出素子を特定する
    　ことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 　前記電流算出部は、前記故障した電流検出素子の出力電圧を除外して前記被測定電流値を算出する
    　ことを特徴とする請求項８又は９に記載の電力変換装置。
PCT/JP2019/024841 2018-07-06 2019-06-21 電力変換装置 WO2020008922A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201980037217.0A CN112313518B (zh) 2018-07-06 2019-06-21 电力转换装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2018-129548 2018-07-06
JP2018129548A JP7021016B2 (ja) 2018-07-06 2018-07-06 電力変換装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2020008922A1 true WO2020008922A1 (ja) 2020-01-09

Family

ID=69060224

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2019/024841 WO2020008922A1 (ja) 2018-07-06 2019-06-21 電力変換装置

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP7021016B2 (ja)
CN (1) CN112313518B (ja)
WO (1) WO2020008922A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3848712A1 (en) * 2020-01-10 2021-07-14 LEM International SA Current measurement system

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPWO2021156982A1 (ja) * 2020-02-05 2021-08-12
JP2024061430A (ja) * 2022-10-21 2024-05-07 甲神電機株式会社 電流センサ

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03130565U (ja) * 1990-04-16 1991-12-27
JP2011232086A (ja) * 2010-04-26 2011-11-17 Toyota Motor Corp 電流検出装置
JP2013150526A (ja) * 2012-01-23 2013-08-01 Toyota Motor Corp 電力変換装置
JP2017090168A (ja) * 2015-11-06 2017-05-25 アイシン精機株式会社 電流センサ

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3130565B2 (ja) 1991-07-15 2001-01-31 理化学研究所 シアロシルＴｎエピトープを含むＬ−セリン及びＬ−スレオニン誘導体の製造方法及びその合成中間体
JP3680152B2 (ja) * 1995-10-31 2005-08-10 九州電力株式会社 電力線監視装置
JP2005207791A (ja) * 2004-01-20 2005-08-04 Asahi Kasei Electronics Co Ltd 電流測定装置および電流測定方法
JP4321412B2 (ja) * 2004-09-02 2009-08-26 株式会社デンソー 電流計測装置
EP1752776A1 (fr) * 2005-08-12 2007-02-14 Liaisons Electroniques-Mecaniques Lem S.A. Capteur de courant triphasé
JP4876794B2 (ja) * 2006-08-29 2012-02-15 株式会社豊田自動織機 電流測定装置および電流測定方法
JP2008267832A (ja) * 2007-04-16 2008-11-06 Sony Corp 電流測定装置
JP2011185775A (ja) * 2010-03-09 2011-09-22 Aisin Aw Co Ltd 電流検出装置
FR2959618B1 (fr) * 2010-04-30 2012-04-20 Schneider Electric Ind Sas Identification et detection directionnelle d'un defaut dans un reseau triphase.
CN202421293U (zh) * 2011-12-28 2012-09-05 宁波锦澄电子科技有限公司 一种改进的三相电流传感器
JP6008756B2 (ja) * 2012-02-24 2016-10-19 三菱電機株式会社 電流センサおよび三相交流用電流センサ装置
CN103903840B (zh) * 2014-04-16 2017-05-10 沈阳工业大学 一种具有补偿偏磁功能的电力变压器
US9455653B1 (en) * 2015-03-05 2016-09-27 Ford Global Technologies, Llc Reliable current sensing for inverter-controlled electronic machine
US9810722B2 (en) 2015-09-23 2017-11-07 Faraday & Future Inc. Dual gap current sensor for multi phase conduction system
KR101754687B1 (ko) * 2016-01-29 2017-07-06 엘지전자 주식회사 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스
US10247758B2 (en) * 2016-08-08 2019-04-02 Allegro Microsystems, Llc Current sensor
JP6544338B2 (ja) * 2016-11-01 2019-07-17 トヨタ自動車株式会社 電流センサ

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03130565U (ja) * 1990-04-16 1991-12-27
JP2011232086A (ja) * 2010-04-26 2011-11-17 Toyota Motor Corp 電流検出装置
JP2013150526A (ja) * 2012-01-23 2013-08-01 Toyota Motor Corp 電力変換装置
JP2017090168A (ja) * 2015-11-06 2017-05-25 アイシン精機株式会社 電流センサ

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3848712A1 (en) * 2020-01-10 2021-07-14 LEM International SA Current measurement system
WO2021140226A1 (en) * 2020-01-10 2021-07-15 Lem International Sa Current measurement system

Also Published As

Publication number Publication date
JP2020008419A (ja) 2020-01-16
CN112313518A (zh) 2021-02-02
CN112313518B (zh) 2023-07-07
JP7021016B2 (ja) 2022-02-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2020008922A1 (ja) 電力変換装置
JP6848183B2 (ja) 電流検出装置および半導体装置
US20120063187A1 (en) Inverter device
US20070229050A1 (en) Power converter
US9712044B2 (en) Power converter
JP5699993B2 (ja) インバータ
JP6634270B2 (ja) 電力変換装置
US10727729B2 (en) Power converter
CN111213312B (zh) 逆变器控制基板
CN112219348A (zh) 转换器及电动机控制装置
WO2017187813A1 (ja) 電流検出装置
WO2018131324A1 (ja) 電流検出装置
CN112953351A (zh) 一种逆变器系统
JP6668938B2 (ja) インバータ制御基板
JP6477257B2 (ja) 動特性試験装置及び動特性試験方法
JP2005278296A (ja) コンデンサ装置およびそれを備えた電源システム
JP7463989B2 (ja) モータ制御装置
CN108141145B (zh) 逆变器装置以及逆变器装置的控制方法
JP2018148635A (ja) インバータの過電流検出回路
JP7278823B2 (ja) 回転電機の巻線切替装置、回転電機駆動システム、並びに電動機器
JP2021173690A (ja) 温度検出装置
JP2001037244A (ja) 電力変換装置
WO2023042478A1 (ja) 半導体モジュールの過電流検出装置及びそれを用いた半導体モジュール、半導体モジュールの過電流検出方法
WO2023195137A1 (ja) モータ駆動電流を検出する検出部を備えるモータ駆動装置
JP7384053B2 (ja) インバータ装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 19831114

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 19831114

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1