WO2017187813A1 - 電流検出装置 - Google Patents

電流検出装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2017187813A1
WO2017187813A1 PCT/JP2017/009644 JP2017009644W WO2017187813A1 WO 2017187813 A1 WO2017187813 A1 WO 2017187813A1 JP 2017009644 W JP2017009644 W JP 2017009644W WO 2017187813 A1 WO2017187813 A1 WO 2017187813A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
correction
magnetic flux
conductors
magnetic
Prior art date
Application number
PCT/JP2017/009644
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
敦 岡部
哲 重田
Original Assignee
日立オートモティブシステムズ株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日立オートモティブシステムズ株式会社 filed Critical 日立オートモティブシステムズ株式会社
Priority to JP2018514182A priority Critical patent/JP6621530B2/ja
Publication of WO2017187813A1 publication Critical patent/WO2017187813A1/ja

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
    • G01R15/20—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using galvano-magnetic devices, e.g. Hall-effect devices, i.e. measuring a magnetic field via the interaction between a current and a magnetic field, e.g. magneto resistive or Hall effect devices
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a current detection device.
  • the AC motor is driven by an inverter that converts a DC voltage supplied from a power source into an AC voltage.
  • the control unit of the AC motor is provided with a current sensor that detects a three-phase current flowing between the three-phase AC motor and the inverter, and performs a predetermined control calculation based on the detected value.
  • Patent Document 1 a magnetic barrier portion using a magnetic material such as ferrite is disposed around the current sensor in order to reduce the influence of adjacent magnetic fluxes of other phases.
  • the current sensor described in Patent Document 1 described above requires a magnetic shield, which increases the cost and increases the occupied space volume.
  • the current detection device is provided corresponding to each of the plurality of conductors, and detects a magnetic flux generated by each of the currents flowing through the plurality of conductors to detect each of the currents.
  • a correction current for each of the current sensors and the plurality of current sensors, a correction current for reducing the influence of the magnetic flux due to a current flowing through each conductor corresponding to a current sensor other than the current sensor among the plurality of conductors
  • a plurality of correction conductors provided corresponding to each of the plurality of current sensors and through which the correction current flows.
  • the cost and the occupied volume can be reduced without using a magnetic shield, and the influence of the magnetic fluxes of adjacent other phases can be reduced.
  • (A) (b) is a figure which shows the arrangement
  • FIG. 1 is an overall system configuration diagram according to an embodiment of the present invention.
  • the power of the DC power supply 1 is supplied to the inverter circuit 2, and the inverter circuit 2 converts the power of the DC power supply 1 from DC to AC and supplies it to the motor 3.
  • the inverter circuit 2 includes a power semiconductor element and a diode, and the power semiconductor element is driven by a drive signal output from the control unit 4 to convert direct current into alternating current.
  • the inverter circuit 2 includes six transistors 21 (for example, IGBT: Insulated Gate Gate Bipolar Transistor) which are power semiconductor elements, and two transistors are connected in series, and an upper arm and a lower arm of the U phase, the V phase, and the W phase. Configure.
  • a diode 22 is electrically connected in antiparallel between the collector and emitter of each transistor 21.
  • the current detection device 5 includes a current sensor 51, a correction circuit 52, and a correction conductor 53, and is provided corresponding to the bus bar 6.
  • FIG. 2A is a front view showing an arrangement state of the current detection devices 5.
  • FIG. 2B is a top view showing an arrangement state of the current detection devices 5.
  • current sensors 51a, 51b, and 51c for each phase are arranged on the substrate 54 in correspondence with the U-phase, V-phase, and W-phase bus bars 6a, 6b, and 6c. ing. Although not shown, the space between the bus bars 6a, 6b, 6c of each phase and the substrate 54 is filled with a molding agent, and the distance between the bus bars 6a, 6b, 6c and the current sensors 51a, 51b, 51c is fixed. is there.
  • Each of the current sensors 51a, 51b, and 51c includes magnetic flux detection elements 510a, 510b, and 510c that detect the magnetic flux generated by the current.
  • Correction conductors 53a, 53b, and 53c are provided on the substrate 54 in proximity to the magnetic flux detection elements 510a, 510b, and 510c.
  • the correction conductors 53a, 53b, and 53c are formed on the substrate 54 as a wiring pattern.
  • the currents flowing through the bus bars 6a, 6b, 6c generate a magnetic field around them according to their magnitude and direction.
  • the magnetic field is generated with the right-handed screw direction being positive with respect to the positive direction of the current, and the magnitude of the magnetic flux at a certain position is proportional to the permeability of the material occupying the space and the magnitude of the current, and the current flows. It is inversely proportional to the distance from the position. That is, the current flowing in one specific phase of the bus bars 6a, 6b, 6c is the direction and magnitude of the current, and the bus bar for all the magnetic flux detection elements 510a, 510b, 510c in the current sensors 51a, 51b, 51c. Magnetic flux according to the distance from 6a, 6b, 6c is generated.
  • the current sensors 51a, 51b, 51c output a voltage value corresponding to the magnetic flux detected by the internal magnetic flux detection elements 510a, 510b, 510c to the control unit 4 as a detection signal. At the same time, the current sensors 51a, 51b, 51c output voltage values to the correction circuit 52 described later.
  • FIG. 3 is a block diagram for explaining the function of the current detection device 5.
  • the correction circuit 52 determines a correction current corresponding to the magnitude of the magnetic flux affected by the other phase based on the voltage values detected by the current sensors 51a, 51b, 51c, and uses the correction current as the correction conductors 53a, 53b, Flow to 53c.
  • Each correction conductor 53a, 53b, 53c generates a correction magnetic flux to the magnetic flux detection elements 510a, 510b, 510c (see FIG. 2) in the corresponding current sensors 51a, 51b, 51c.
  • the current sensors 51a, 51b, 51c detect the combined magnetic flux in which the correction magnetic flux generated from the corresponding correction conductors 53a, 53b, 53c is superimposed in addition to the magnetic flux generated by the bus bars 6a, 6b, 6c. 4 and the correction circuit 52 output a voltage value.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between the current sensor 51a and the magnetic flux.
  • the current sensors 51a, 51b, 51c are arranged in a horizontal row corresponding to the bus bars 6a, 6b, 6c, and the correction conductors 53a, 53b, 53c are directly below the current sensors 51a, 51b, 51c. It is arranged. Focusing on the current sensor 51a, the distances from the magnetic flux detection element 510a of the current sensor 51a to the bus bars 6a, 6b, 6c are r_aa, r_ab, r_ac, respectively. The distance from the magnetic flux detection element 510a to the correction conductor 53a is r_k.
  • the currents flowing through the bus bars 6a, 6b, and 6c are Ia, Ib, and Ic, respectively, and the correction current flowing through the correction conductor 53a is Ika.
  • the current sensor 51a detects the combined magnetic field B of the magnetic flux Bb and Bc derived from the currents Ib and Ic and the magnetic flux Bk derived from the correction current.
  • the composite magnetic field B is shown in Formula (1).
  • the magnetic flux derived from the currents Ia, Ib, and Ic flowing through the bus bars 6a, 6b, and 6c and the magnetic flux derived from the correction current Ika with respect to the magnetic flux detection element 510a is a magnetic flux generated around the infinite length of current. From the equations, they are expressed by the following equations (2) to (5). In these equations, ⁇ 0 is the magnetic permeability.
  • the current sensor 51a can reduce (eliminate) the influence of the magnetic flux of the other phase and obtain the detected value of the current Ia flowing through the bus bar 6a.
  • FIG. 5 is a diagram showing a circuit configuration of the correction circuit 52a.
  • the voltage value V_Ia is output as a detection value from the magnetic flux detection element 510a of the current sensor 51a.
  • the correction circuit 52a is an addition circuit using an operational amplifier Ta.
  • the detected voltage values V_Ib and V_Ic are input to the correction circuit 52a from current sensors 51b and 51c (not shown).
  • the voltage values V_Ib and V_Ic are connected to the negative input of the operational amplifier Ta via the input gain resistors Rab and Rac, and further connected to the output terminal of the operational amplifier Ta via the output gain resistor Rga to provide negative feedback.
  • a reference voltage of 2.5 V (a voltage equal to the offset voltage value of the current sensor 51a) is input to the positive input of the operational amplifier Ta.
  • the output terminal of the operational amplifier Ta is connected to the power source of 2.5V from the correction conductor 53a through the correction magnetic flux gain resistance Rma.
  • the current sensors 51b and 51c of the bus bars 6b and 6c also output voltages V_Ib and V_Ic indicating the currents Ib and Ic, respectively.
  • the operational amplifier Ta of the correction circuit 52a outputs a voltage represented by the following equation (9).
  • FIG. 6 is a diagram showing a circuit configuration of the correction circuits 52a, 52b, and 52c.
  • the correction circuit 52a has the same configuration as that in FIG.
  • the voltage values V_Ia and V_Ic are input to the correction circuit 52b as detection values from the current sensors 51a and 51c.
  • the voltage values V_Ia and V_Ic are connected to the negative input of the operational amplifier Tb via the input gain resistors Rba and Rbc, and further connected to the output terminal of the operational amplifier Tb via the output gain resistor Rgb, thereby providing negative feedback.
  • a reference voltage of 2.5 V is input to the positive input of the operational amplifier Tb.
  • the output terminal of the operational amplifier Tb is connected to a 2.5V power source through the correction conductor 53b and the correction magnetic flux gain resistor Rmb.
  • the voltage values V_Ia and V_Ib are input to the correction circuit 52c as detection values from the current sensors 51a and 51b.
  • the voltage values V_Ia and V_Ib are connected to the negative input of the operational amplifier Tc via the input gain resistors Rcb and Rca, and further connected to the output terminal of the operational amplifier Tc via the output gain resistor Rgc, thereby providing negative feedback.
  • a reference voltage of 2.5 V is input to the positive input of the operational amplifier Tc.
  • the output terminal of the operational amplifier Tc is connected to a 2.5 V power source through a correction conductor 53c and a correction magnetic flux gain resistor Rmc.
  • the correction conductors 53b and 53c are supplied with correction currents Ikb and Ikc expressed by the equations (11) and (12).
  • a correction current that cancels the influence of the magnetic flux of the other phase can be supplied.
  • FIGS. 7A, 7B and 7C are diagrams showing the current flowing through the bus bar 6a.
  • FIG. 7A shows the actual current flowing through the bus bar 6a by a broken line 601.
  • the current sensor 51 a simultaneously detects the dotted line 602 that is the current derived from the bus bars 6 b and 6 c of the other phases without distinction. Therefore, when no correction is performed, the current detection value of the current sensor 51a is as indicated by a solid line 600 in FIG. This is a dotted line 602 indicating a detected current derived from another phase superimposed on the broken line 601 as an error.
  • Fig. 7 (b) shows the current when correction is performed.
  • the correction is performed by estimating the magnetic flux generated by the current of the bus bars 6b and 6c in the magnetic flux detection element 510a in the current sensor 51a and adjusting the correction gain value of the correction circuit 52a.
  • the correction circuit cancels out the currents derived from the bus bars 6b and 6c of the other phases by causing a current of opposite phase to flow through the correction conductor 53a as shown by a solid line 603 in FIG. 7B.
  • FIG. 7C shows that the current amount indicated by the solid line 603 through which the correction conductor 53a should flow is smaller than the current amount indicated by the broken line 604 through which a considerable current flows through the bus bar 6a.
  • the correction conductor 53a close to the magnetic flux detection element 510a, it is possible to perform correction with a small current.
  • the current detection device 5 is more costly than the conventional current detection device, and the cost is high, such as a core and a magnetic shield. Can be implemented.
  • the current detection device 5 is provided corresponding to each of the plurality of bus bars 6a, 6b, 6c, and each of the current sensors 51a, which respectively detect magnetic fluxes generated by the currents flowing through the plurality of bus bars 6a, 6b, 6c, 51b, 51c and current sensors 51a, 51b, 51c for reducing the influence of magnetic flux due to the current flowing through the bus bars corresponding to other current sensors other than the current sensor among the bus bars 6a, 6b, 6c.
  • Correction circuits 52a, 52b, and 52c that output a correction current, and correction conductors 53a, 53b, and 53c that are provided corresponding to each of the current sensors 51a, 51b, and 51c and through which the correction current flows are provided. Thereby, cost and occupied volume can be reduced without using a magnetic shield, and the influence of the magnetic fluxes of the adjacent other phases can be reduced.
  • the bus bars 6 a, 6 b, and 6 c cause currents to flow through the phases of the motor 3 that is a three-phase AC motor, that is, the U phase, the V phase, and the W phase.
  • the example in which the current is detected by the current sensors 51a, 51b, and 51c has been described.
  • the present invention can also be applied to a current detection device that detects a current flowing in each phase of a multiphase motor other than a three-phase motor using a plurality of current sensors.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and other forms conceivable within the scope of the technical idea of the present invention are also included in the scope of the present invention as long as the characteristics of the present invention are not impaired. .

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Measuring Instrument Details And Bridges, And Automatic Balancing Devices (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

従来の電流センサにおいては、隣接する多相の磁束の影響を低減するため、磁気シールドが必要になり、コスト高になるとともに、空間的な占有体積も大きくなる問題があった。補正回路（５２）は、電流センサ（５１ａ、５１ｂ、５１ｃ）で検知した電圧値に基づいて、他相より影響を受ける磁束の大きさに対応する補正電流を決定し、この補正電流を補正導体（５３ａ、５３ｂ、５３ｃ）に流す。各補正導体（５３ａ、５３ｂ、５３ｃ）は、対応する電流センサ（５１ａ、５１ｂ、５１ｃ）内の磁束検出素子（５１０ａ、５１０ｂ、５１０ｃ）に対し、補正磁束を発生する。電流センサ（５１ａ、５１ｂ、５１ｃ）は、各バスバ（６ａ、６ｂ、６ｃ）による磁束に加え、それぞれに対応する相の補正導体（５３ａ、５３ｂ、５３ｃ）より発生した補正磁束を重畳した合成磁束を検出し、制御部（４）と補正回路（５２）に電圧値を出力する。

Description

電流検出装置
　本発明は、電流検出装置に関する。
　交流モータは、電源から供給された直流電圧を交流電圧に変換するインバータによって駆動されている。交流モータの制御部は、例えば３相交流モータとインバータとの間に流れる３相の電流を検出する電流センサを設け、この検出値を基に所定の制御演算を行う。
　従来の電流センサにおいては、隣接する他相の磁束の影響を低減するため、電流センサの周囲にフェライトなどの磁性材料を用いた磁性障壁部を配置している（特許文献１）。
特開２０１３－２００３０１号公報
　上述した、特許文献１に記載の電流センサでは、磁気シールドが必要になり、コスト高になるとともに、空間的な占有体積も大きくなる問題があった。
　本発明の態様によると、電流検出装置は、複数の導電体の各々に対応して設けられ、前記複数の導電体に流れる電流が夫々発生する磁束を検出して前記電流を各々検知する複数の電流センサと、前記複数の電流センサの各々について、前記複数の導電体のうち当該電流センサ以外の他の電流センサに対応する各導電体を流れる電流による前記磁束の影響を低減するための補正電流を出力する補正回路と、前記複数の電流センサの各々に対応して設けられ、前記補正電流が流れる複数の補正導体と、を備える。
　本発明によれば、磁気シールドを用いることなく、コストおよび占有体積の削減が図れて、隣接する他相の磁束の影響を低減することができる。
本実施形態による全体システム構成図である。 （ａ）（ｂ）は、電流検出装置の配列状態を示す図である。 電流検出装置の機能を説明するブロック図である。 電流センサと磁束の関係を説明する図である。 補正回路の回路構成を示す図である。 全ての補正回路の回路構成を示す図である。 （ａ）（ｂ）（ｃ）バスバに流れる電流を示す図である。
　図１は本発明の一実施形態による全体システム構成図である。直流電源１の電力はインバータ回路２に供給され、インバータ回路２は直流電源１の電力を直流から交流に変換してモータ３に供給する。インバータ回路２はパワー半導体素子とダイオードを内包しており、制御部４から出力される駆動信号によりパワー半導体素子が駆動されて直流を交流に変換する。
　インバータ回路２は、パワー半導体素子である６つのトランジスタ２１（例えばＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）を備え、２つのトランジスタが直列に接続されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アーム、下アームを構成する。各トランジスタ２１のコレクタとエミッタ間には、電気的に逆並列にダイオード２２が接続されている。
　インバータ回路２からバスバ（導電体）６を介してモータ３に流れる各相の電流は電流検出装置５によって検出される。各相の電流の検出信号は電流検出装置５から制御部４へ入力される。電流検出装置５は、電流センサ５１、補正回路５２、補正導体５３を備え、バスバ６に対応して設けられる。
　図２（ａ）は、電流検出装置５の配列状態を示す正面図である。図２（ｂ）は、電流検出装置５の配列状態を示す上面図である。
　図２（ａ）（ｂ）に示すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のバスバ６ａ、６ｂ、６ｃに対応して、各相の電流センサ５１ａ、５１ｂ、５１ｃが基板５４上に配置されている。なお、図示省略するが、各相のバスバ６ａ、６ｂ、６ｃと基板５４の間はモールド剤で充填されており、バスバ６ａ、６ｂ、６ｃと電流センサ５１ａ、５１ｂ、５１ｃとの距離は固定である。電流センサ５１ａ、５１ｂ、５１ｃは、それぞれ内部に、電流によって発生した磁束を検知する磁束検出素子５１０ａ、５１０ｂ、５１０ｃを備える。各磁束検出素子５１０ａ、５１０ｂ、５１０ｃと近接して、補正導体５３ａ、５３ｂ、５３ｃが基板５４上に設けられている。補正導体５３ａ、５３ｂ、５３ｃは基板５４上に配線パターンとして形成されている。
　バスバ６ａ、６ｂ、６ｃを流れる電流は、その大きさと向きに応じて、周囲に磁界を発生する。磁界は、電流の正方向に対して右ねじの方向を正として発生し、ある位置における磁束の大きさは、その空間を占める物質の透磁率と、電流の大きさに比例し、電流を流れる位置からの距離に反比例する。すなわち、バスバ６ａ、６ｂ、６ｃのある特定の1相に流れる電流は、電流センサ５１ａ、５１ｂ、５１ｃ内の磁束検出素子５１０ａ、５１０ｂ、５１０ｃの全てに対し、電流の方向と大きさ、およびバスバ６ａ、６ｂ、６ｃからの距離に応じた磁束を発生させる。他の２相の電流に関しても同様である。電流センサ５１ａ、５１ｂ、５１ｃは、内部の磁束検出素子５１０ａ、５１０ｂ、５１０ｃが検出した磁束に応じた電圧値を検出信号として制御部４に出力する。同時に、電流センサ５１ａ、５１ｂ、５１ｃは、後述する補正回路５２に、電圧値を出力する。
　図３は、電流検出装置５の機能を説明するブロック図である。
　バスバ６ａ、６ｂ、６ｃに電流が流れると、磁束Ｍａ、Ｍｂ、Ｍｃが発生し、これを電流センサ５１ａ、５１ｂ、５１ｃで検知して、電圧値に変換する。この場合に、例えば、電流センサ５１ａは、他の相のバスバ６ｂ、６ｃによる磁束Ｍｂ、Ｍｃの影響を受けてしまう。
　補正回路５２は、電流センサ５１ａ、５１ｂ、５１ｃで検知した電圧値に基づいて、他相より影響を受ける磁束の大きさに対応する補正電流を決定し、この補正電流を補正導体５３ａ、５３ｂ、５３ｃに流す。
　各補正導体５３ａ、５３ｂ、５３ｃは、対応する電流センサ５１ａ、５１ｂ、５１ｃ内の磁束検出素子５１０ａ、５１０ｂ、５１０ｃ（図２参照）に対し、補正磁束を発生する。電流センサ５１ａ、５１ｂ、５１ｃは、各バスバ６ａ、６ｂ、６ｃによる磁束に加え、それぞれに対応する相の補正導体５３ａ、５３ｂ、５３ｃより発生した補正磁束を重畳した合成磁束を検出し、制御部４と補正回路５２に電圧値を出力する。
　図４は、電流センサ５１aと磁束の関係を説明する図である。図２（ａ）と同様に、バスバ６ａ、６ｂ、６ｃに対応して電流センサ５１ａ、５１ｂ、５１ｃが横一列に並び、補正導体５３ａ、５３ｂ、５３ｃを電流センサ５１ａ、５１ｂ、５１ｃの直下に配置している。電流センサ５１aに着目し、電流センサ５１ａの磁束検出素子５１０ａからバスバ６ａ、６ｂ、６ｃまでの距離をそれぞれr_aa、r_ab、r_acとする。また、磁束検出素子５１０ａから補正導体５３ａまでの距離をr_kとする。
　バスバ６ａ、６ｂ、６ｃに流れる電流をそれぞれIa、Ib、Icとし、補正導体５３ａに流れる補正電流をIkaとする。電流センサ５１aには、電流Iaに由来の磁束Baの他、電流Ib、Icに由来の磁束Bb、Bc、補正電流に由来の磁束Bkの合成磁界Bが検出される。合成磁界Bを式（１）に示す。
　　Ｂ＝Ｂａ＋Ｂｂ＋Ｂｃ＋Ｂｋ　　・・・（１）
　補正導体５３ａが、バスバ６ａ、６ｂ、６ｃに比べて磁束検出素子５１０ａに十分近く、かつ、補正導体５３ａを流れる電流Ikaが、バスバを流れる電流Ia、Ib、Icより十分小さいので、他相の補正導体を流れる電流の影響は無視することができる。
　磁束検出素子５１０ａに対して、各バスバ６ａ、６ｂ、６ｃに流れる電流Ia、Ib、Ic、に由来の磁束、および補正電流Ikaに由来の磁束は、無限長の電流が周囲に発生する磁束の式より、以下に示す式（２）～（５）で表される。これらの式で、μ0は透磁率である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　電流Ib、Icに由来の磁束Bb、Bc、および補正電流Ikaに由来の磁束Bkを排除するには、
式（６）を満たせばよい。
　　　Bb+Bc+Bk=0　　　　　　　・・・（６）
　この式（６）より次式（７）が求められる。
　　　Bk=－(Bb+Bc) 　　　　　　・・・（７）
　すなわち、この式（７）の磁束を発生させる補正電流Ikaは式（８）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　この補正電流Ikaを補正導体５３ａに導通すれば、電流センサ５１aは他相の磁束の影響を低減（排除）して、バスバ６ａを流れる電流Iaの検出値を取得することができる。
　図５は、補正回路５２ａの回路構成を示す図である。
　電流センサ５１ａの磁束検出素子５１０ａより、検出値として電圧値Ｖ_Iaが出力されている。補正回路５２ａは、オペアンプＴaを用いた加算回路である。補正回路５２ａには、図示省略した電流センサ５１ｂ、５１ｃより、検出された電圧値Ｖ_Ib、Ｖ_Icが入力される。電圧値Ｖ_Ib、Ｖ_Icは入力ゲイン抵抗Rab、Racを経てオペアンプＴaの負入力に接続し、更に、出力ゲイン抵抗Rgaを経てオペアンプＴaの出力端子に接続し、負帰還となっている。オペアンプＴaの正入力には基準電圧2.5V（電流センサ５１ａのオフセット電圧値と等しい電圧)を入力している。オペアンプＴaの出力端子は補正導体５３ａから補正磁束ゲイン抵抗Rmaを経て2.5Vの電源と接続している。
　電流センサ５１ａは、一例として、バスバ６ａに流れる電流Ia=±700AをV_Ia=2.5V±2Vの電圧レンジで示すと、以下の動作を行う。すなわち、バスバ６ａに流れる電流Iaが±0Aのとき、V_Ia=2.5V(オフセット電圧)を出力する。さらに、電流Iaが流れた時に(2.5V＋2/700*Ia)Vの電圧を出力する。バスバ６ｂ、６ｃの電流センサ５１ｂ、５１ｃも、それぞれ電流Ib、Icを示す電圧V_Ib、V_Icを出力している。
　補正回路５２ａのオペアンプＴaは次の式（９）に示す電圧を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　そして、補正導体５３ａには式（１０）の補正電流Ikaが流れる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　図６は、補正回路５２ａ、５２ｂ、５２ｃの回路構成を示す図である。補正回路５２ａは図５と同様の構成である。
　補正回路５２ｂには、電流センサ５１ａ、５１ｃより、検出値として電圧値Ｖ_Ia、Ｖ_Icが入力する。電圧値Ｖ_Ia、Ｖ_Icは入力ゲイン抵抗Rba、Rbcを経てオペアンプＴbの負入力と接続し、更に、出力ゲイン抵抗Rgbを経てオペアンプＴbの出力端子と接続し、負帰還となっている。オペアンプＴbの正入力には基準電圧2.5Vを入力している。オペアンプＴbの出力端子は補正導体５３ｂおよび補正磁束ゲイン抵抗Rmbを経て2.5Vの電源と接続している。
　補正回路５２ｃには、電流センサ５１ａ、５１ｂより、検出値として電圧値Ｖ_Ia、Ｖ_Ibが入力する。電圧値Ｖ_Ia、Ｖ_Ibは入力ゲイン抵抗Rcb、Rcaを経てオペアンプＴcの負入力と接続し、更に、出力ゲイン抵抗Rgcを経てオペアンプＴcの出力端子と接続し、負帰還となっている。オペアンプＴcの正入力には基準電圧2.5Vを入力している。オペアンプＴcの出力端子は補正導体５３ｃおよび補正磁束ゲイン抵抗Rmcを経て2.5Vの電源と接続している。
　補正回路５２ａで説明したと同様に、補正導体５３ｂ、５３ｃには式（１１）、（１２）で示す補正電流Ikb、Ikcが流れる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　　図４で説明した構造に応じて、補正回路５２ａ、５２ｂ、５２ｃの入力ゲイン抵抗、出力ゲイン抵抗による補正ゲイン値を決定することにより、他相の磁束の影響を打ち消す補正電流を流すことができる。
　図７（ａ）（ｂ）（ｃ）は、バスバ６ａに流れる電流を示す図である。
　図７（ａ）はバスバ６ａに流れた実電流を破線601で示す。電流センサ５１ａは、図４を用いて説明したように、他相のバスバ６ｂ、６ｃに由来の電流である点線602も同時に、区別なく検出する。このため、なんらの補正を行わない場合、電流センサ５１ａの電流検出値は図７（ａ）の実線600のようになる。これは、破線601に対し、他相に由来の検出電流を示す点線602が誤差として重畳したものである。
　補正を行った場合の電流を図７（ｂ）に示す。補正は、バスバ６ｂ、６ｃの電流が電流センサ５１ａ内の磁束検出素子５１０ａに発生する磁束を推定して補正回路５２ａの補正ゲイン値を調整する。そして、補正回路は、図７（ｂ）の実線603に示すような、逆位相の電流を補正導体５３ａに流すことによって、他相のバスバ６ｂ、６ｃに由来の電流を相殺する。図７（ｃ）は、このとき、補正導体５３ａが流すべき実線603に示す電流量が、バスバ６ａに相当の電流を流す破線604に示す電流量に比べて少なく済むことを示している。このように、補正導体５３ａを磁束検出素子５１０ａに近接して配置することによって、小電流で補正をすることが可能である。
　本実施の形態によれば、電流検出装置５は従来の電流検出装置に比べ、コアや磁気シールドなどのコストが高く、空間占有体積を大きくとるような部品を使わずに、高精度な電流検出を実施することができる。
　以上説明した実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）電流検出装置５は、複数のバスバ６a、６b、６cの各々に対応して設けられ、複数のバスバ６a、６b、６cに流れる電流が夫々発生する磁束を各々検知する電流センサ５１a、５１b、５１cと、電流センサ５１a、５１b、５１cの各々について、バスバ６a、６b、６cのうち当該電流センサ以外の他の電流センサに対応する各バスバを流れる電流による磁束の影響を低減するための補正電流を出力する補正回路５２a、５２b、５２cと、電流センサ５１a、５１b、５１cの各々に対応して設けられ、補正電流が流れる補正導体５３a、５３b、５３cと、を備える。これにより、磁気シールドを用いることなく、コストおよび占有体積の削減が図れて、隣接する他相の磁束の影響を低減することができる。
　なお、以上説明した実施形態では、電流検出装置５において、バスバ６ａ、６ｂ、６ｃにより、三相交流モータであるモータ３の各相、すなわちＵ相、Ｖ相、Ｗ相に電流を流し、この電流を電流センサ５１ａ、５１ｂ、５１ｃによって夫々検出する例を説明した。しかし本発明は、複数の電流センサを用いて、三相モータ以外の多相モータの各相に流れる電流を夫々検出する電流検出装置においても適用可能である。
　本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。
１　直流電源
２　インバータ回路
３　モータ
４　制御部
５　電流検出装置
６ａ、６ｂ、６ｃ　バスバ（導電体）
５１　電流センサ
５２　補正回路
５３　補正導体

Claims (5)

  1. 　複数の導電体の各々に対応して設けられ、前記複数の導電体に流れる電流が夫々発生する磁束を検出して前記電流を各々検知する複数の電流センサと、
    　前記複数の電流センサの各々について、前記複数の導電体のうち当該電流センサ以外の他の電流センサに対応する各導電体を流れる電流による前記磁束の影響を低減するための補正電流を出力する補正回路と、
    　前記複数の電流センサの各々に対応して設けられ、前記補正電流が流れる複数の補正導体と、を備える電流検出装置。
  2. 　請求項１に記載の電流検出装置において、
    　前記補正回路は、前記複数の電流センサの各々について、前記他の電流センサにより検出された前記電流の値に基づいて前記補正電流の値を決定し、前記補正電流を前記複数の補正導体のうち当該電流センサに対応する補正導体に流す電流検出装置。
  3. 　請求項１または請求項２に記載の電流検出装置において、
    　前記複数の補正導体は、対応する電流センサと近接して夫々配置される電流検出装置。
  4. 　請求項３に記載の電流検出装置において、
    　前記複数の電流センサと前記複数の補正導体とが配置された基板を備える電流検出装置。
  5. 　請求項１から請求項４までのいずれか一項に記載の電流検出装置において、
    　前記複数の導電体は、多相モータの各相に電流を流し、
    　前記複数の電流センサは、前記多相モータの各相に流れる電流を夫々検出する電流検出装置。
PCT/JP2017/009644 2016-04-28 2017-03-10 電流検出装置 WO2017187813A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2018514182A JP6621530B2 (ja) 2016-04-28 2017-03-10 電流検出装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016090039 2016-04-28
JP2016-090039 2016-04-28

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2017187813A1 true WO2017187813A1 (ja) 2017-11-02

Family

ID=60160351

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2017/009644 WO2017187813A1 (ja) 2016-04-28 2017-03-10 電流検出装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP6621530B2 (ja)
WO (1) WO2017187813A1 (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11181558B2 (en) 2019-06-19 2021-11-23 Mitsubishi Electric Corporation Current detection apparatus and manufacturing method of the same
JP6991297B1 (ja) 2020-10-21 2022-01-12 三菱電機株式会社 電流検出装置及び交流回転機の制御装置
JP6991298B1 (ja) 2020-10-21 2022-01-12 三菱電機株式会社 電流検出装置
US11598791B2 (en) 2019-06-19 2023-03-07 Mitsubishi Electric Corporation Current detection apparatus and manufacturing method of the same

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112986645B (zh) * 2021-01-27 2023-04-07 力高(山东)新能源技术股份有限公司 一种消除霍尔供电电压导致的电流误差的方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08233868A (ja) * 1995-02-28 1996-09-13 Kyushu Henatsuki Kk 磁界影響係数の設定方法及び装置
JPH10197567A (ja) * 1996-12-27 1998-07-31 Yupiteru Ind Co Ltd 電流測定器
JP2004069382A (ja) * 2002-08-02 2004-03-04 Hokkaido Electric Power Co Inc:The 他相誘導相殺回路
US20150160267A1 (en) * 2013-12-11 2015-06-11 Eaton Corporation Current sensing assembly employing magnetic sensors

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0652274B2 (ja) * 1989-05-24 1994-07-06 東京電力株式会社 光ｃｔ型電流測定装置
JP5560232B2 (ja) * 2011-04-28 2014-07-23 トヨタ自動車株式会社 電流検出装置
JP5265065B1 (ja) * 2012-11-26 2013-08-14 三菱電機株式会社 電流検出装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08233868A (ja) * 1995-02-28 1996-09-13 Kyushu Henatsuki Kk 磁界影響係数の設定方法及び装置
JPH10197567A (ja) * 1996-12-27 1998-07-31 Yupiteru Ind Co Ltd 電流測定器
JP2004069382A (ja) * 2002-08-02 2004-03-04 Hokkaido Electric Power Co Inc:The 他相誘導相殺回路
US20150160267A1 (en) * 2013-12-11 2015-06-11 Eaton Corporation Current sensing assembly employing magnetic sensors

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11181558B2 (en) 2019-06-19 2021-11-23 Mitsubishi Electric Corporation Current detection apparatus and manufacturing method of the same
US11598791B2 (en) 2019-06-19 2023-03-07 Mitsubishi Electric Corporation Current detection apparatus and manufacturing method of the same
JP6991297B1 (ja) 2020-10-21 2022-01-12 三菱電機株式会社 電流検出装置及び交流回転機の制御装置
JP6991298B1 (ja) 2020-10-21 2022-01-12 三菱電機株式会社 電流検出装置
JP2022067713A (ja) * 2020-10-21 2022-05-09 三菱電機株式会社 電流検出装置
JP2022067712A (ja) * 2020-10-21 2022-05-09 三菱電機株式会社 電流検出装置及び交流回転機の制御装置

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2017187813A1 (ja) 2018-12-20
JP6621530B2 (ja) 2019-12-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2017187813A1 (ja) 電流検出装置
US20180017656A1 (en) Electric current sensor
CN106487264B (zh) 驱动功率半导体器件的半导体集成电路器件及电子器件
JP6848183B2 (ja) 電流検出装置および半導体装置
EP2897138A1 (en) Electronic circuit apparatus
KR20150122069A (ko) 전동기 구동 장치
TW201342786A (zh) 矩陣轉換器
KR20180008790A (ko) 전력 변환 장치 및 모터 구동 장치
WO2017168860A1 (ja) 電力変換装置
JP2016220481A (ja) 電力変換装置
CN112313518B (zh) 电力转换装置
JP6594916B2 (ja) 電流検出装置
JP6808989B2 (ja) インバータモジュール
JP6604097B2 (ja) スイッチング回路および電力変換装置
JP6585292B2 (ja) 電流検出装置及びそれを備える電力変換装置
JP2014055839A (ja) 電流検出装置
CN106505917A (zh) 电动机驱动装置
US10122358B1 (en) Packaged semiconductor device
JP6599564B1 (ja) 電子モジュール
JP2019083622A (ja) 駆動回路
JP7384053B2 (ja) インバータ装置
JPH10201243A (ja) 自己消弧形半導体スイッチ素子の並列装置及び電力変換装置
JP2000166247A (ja) インバータ装置
JP2017042008A (ja) 電力変換装置
JP5523541B2 (ja) サーボモータ制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2018514182

Country of ref document: JP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 17789102

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 17789102

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1